CN103281282B - 一种dvb-t2系统中频偏估计的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DVB-T2系统中频偏估计的方法，使用接收机中重新生成的P1符号，和接收信号做相关，减小残留频偏的范围；使用P2符号导频的时域信息和接收信号做相关，估计整数频偏；使用P2符号导频的时域信息和接收信号做相关，估计小数频偏；多次计算小数频偏，求其均值提高准确度。本发明可以通过计算多个小数频偏然后求均值的方法提高估计的准确性；本发明避免了整数频偏16K，32K模式下复杂的相关运算，提高了整数频偏的检测速度和估计精度。

Description

一种DVB-T2系统中频偏估计的方法

技术领域

本发明涉及一种适用于DVB-T2系统、基于OFDM系统的多载波系统，例如DVB-T，DTMB等系统的整数频偏和小数频偏的估计方法。

背景技术

DVB-T2系统是一个以OFDM多载波技术为基础的地面数字电视广播系统，其基带信号被分割成一个一个的超帧，每个超帧里面包含最多255个T2帧，每个T2帧以一个P1符号位开始，后面跟着N个P2符号，之后是多个数据符号，其中P2符号和数据符号都有相同的FFT长度和保护间隔（GI）长度。

P1符号的结构固定，长度为2048，图2中可以看到，A部分是由信令S1和S2经过编码之后，做1KIFFT得到的，C和B分别是A的前半部分和后半部分的加权复制，其生成流程见图3。

P2符号的特点是导频比较密集，导频间隔是3的倍数或者6的倍数，由FFT的长度和MISO的类型决定。

在OFDM系统中，子载波之间是正交的，系统对频偏很敏感。因此，如何准确快速的估计出当前系统的频偏并且纠正之，是评价一个接收机性能好坏的重要指标。

在多载波系统中，频偏估计一般分为两个部分，即整数频偏估计和小数频偏估计。下面就现有的技术分别对两个部分进行说明。

1)小数频偏的估计方法

在DVB-T系统中，小数频偏是在进行符号同步以及模式检测的过程中计算出来的，根据ML算法，利用OFDM符号的循环前缀，进行滑动相关，得到相关峰值，峰值的位置就是OFDM符号的起始位置，而峰值的相位信息就包含了小数频偏的信息，原理描述如下：

定义相关函数：

$R_i\left(n\right)=\frac{1}{N_i}\underset{j=0}{\overset{\frac{N_i}{Q}-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n-j)r*(n-j-N_i)$

其中，N_i是FFT的长度，即子载波的个数，Q是GI的模式。

在找到相关峰值之后，对其相位求角度，即可得到小数频偏的估计值

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arg \left(\mathrm{\Λ}\right)=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\tan }^{-1}\left[\frac{\mathrm{Im}(\underset{n=0}{\overset{N_g-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r*(n+N))}{\mathrm{Re}(\underset{n=0}{\overset{N_g-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r*(n+N))}\right]$

其中，N_g为GI的长度。

2)整数频偏的估计方法

在DVB-T系统中，除了小数频偏之外，还存在着整数倍于子载波间隔的频偏，这个频偏在DVB-T系统中是根据插在OFDM符号上的连续导频来进行估计的，即在FFT之后的频域进行的。

首先，用前后两个相邻的OFDM符号做相关，导频位置的相关值比较大，而非导频位置的相关近似于零。因此，可用频域最大似然估计理论估计出连续导频的位置，进而得到整数倍频偏。

定义整数倍频偏估计的相关函数：

$C\left(m\right)=\left|\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{cp}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{l-1}^{*}{\left(p_{k+m}\right)}_N{Y}_l{(p_k+m)}_N\right|$

其中，p_k,N_cp分别为连续导频对应的子载波的位置和连续导频的数目，m为循环滑动量。

从上式可以看出，整数倍频偏为m_t时，C(m_t)可以认为是各连续导频点的相关累加和。因此，整数频偏的估计值可以由下式得出：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_I=\arg \left|\max \right[C\left(m\right)\left]\right|.$

在DVB-T2系统的帧结构中，连续导频只存在于data符号中，而且对于不同的离散导频模式，连续导频的位置也不一样。而离散导频的模式只有把信令解出来之后才能得到，但是，如果系统中存在着整数频偏，就不可能把信令解出来，这就出现一个死循环。

因此，在DVB-T2系统中，就不可能利用data符号的连续导频来估计整数频偏。

由于P2符号的导频位置不变，在1K～8K模式下，由于P2符号的个数大于2，前后两个P2符号可以做相关，因此可以将P2符号的导频当作连续导频来估计整数频偏。但是，在16K和32K模式下，只有一个P2符号，由于P2符号的导频密度比较大，其位置涵盖了后续的data符号的离散导频的位置。因此P2符号只能和后续的data符号做相关，然后提取data符号中离散导频位置的信息来处理，但是data符号的离散导频有八种，由于这种相关运算过程是在不知道哪一种离散导频的情况下来进行的，因此只能重复做8次这样的相关运算，从而使得计算量大大加大。

频偏估计模块是在帧同步和符号同步完成的基础上进行的。

在系统启动之后，首先需要进行帧同步，即找到DVB-T2系统的帧（Frame）的起始位置。在图1中的DVB-T2的帧结构中我们可以看到，每个T2帧的开头都有一个P1符号，这个P1符号具有很好的相关性。应用滑动自相关的方法，可以找到P1的起始位置，也就是T2帧的起始位置，关于帧同步的方法有很多关于这方面的专利，例如US2010/0284498,在参考文献[1]中也有这方面的介绍。需要注意的是，在帧同步的过程中，会检测到粗的频偏，会将系统的残留频偏范围缩小到2个1KFFT的子载波频率间隔之内。

帧同步结束之后，由于存在一定的误差，只能找到T2帧的大概的起始位置。为了后续的正确接收信号，必须进一步的锁定帧起始的位置，这个过程就是符号同步。符号同步同样有很多种方法可以应用，在参考文献[1]中，也给出了符号同步的过程。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种DVB-T2系统中频偏估计的方法，提高小数频偏估计的准确性，避免整数频偏16K，32K模式下复杂的相关运算，提高整数频偏的检测速度和估计精度。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种DVB-T2系统中频偏估计的方法，该方法包括残留频偏估计、整数频偏估计和小数频偏估计三个部分：

所述残留频偏估计过程为：

1）根据符号同步的结果，取接收信号中的P1符号部分的信号，r_p1(n)，n=[0～1023]；

2）根据帧同步的结果S1和S2，生成接收机在当前传输模式下的P1符号，s_p1(n)；

3）设置残留频偏的精度为1/M,相关次数为2M+1,其中M的取值范围为1

≤M≤32；

4）对接收信号中的P1符号部分的信号r_p1(n)做频偏纠正，得到k个序列

${\tilde{r}}_{\mathrm{pl}}(n,k)=r_{\mathrm{pl}}\left(n\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*k*\frac{1}{M}*n*\frac{1}{1024})$

其中，n=0～1023,k=[-M,-(M-1),-(M-2)......-1,0,1,2,......M]；

5）对sp₁(n)和进行相关运算，得到运算结果c(k)：

$c\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{1023}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{\mathrm{pl}}(n,k)\×{\mathrm{sp}}_1^{*}\left(n\right),$

其中，为sp₁(n)的共轭；

6）找到c(k)的2M+1个结果中的最大值c_max，c_max对应的角度就是粗频偏估计值

$\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0=\arg \left|\mathrm{msx}\right[c\left(k\right)\left]\right|;$

所述整数频偏估计过程为：

1）根据符号同步的结果，取接收信号的第一个P2符号r_p2(s)，然后纠正上述粗频偏估计值得到序列

${\tilde{r}}_{p2}\left(s\right)=r_{p2}\left(s\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0*s*\frac{1}{1024});$

其中，s=0，1，2，…N-1，N为当前系统FFT的长度

2）生成P2符号导频的时域信息s_p2(s)；

3）确定整数频偏的范围q：

$q=\frac{N}{1024}*2*\frac{1}{M}$

4）分别设置q个不同的频偏，对做频偏纠正，得到q个序列

${\stackrel{-}{r}}_{p2}(s,p)={\tilde{r}}_{p2}\left(s\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*s*p*\frac{1}{N})$

其中，s=0～N-1,_p=[-_q/2,_q/2]，

5）对P2序列s_p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₂(p)：

$c_2\left(p\right)=\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{-}{r}}_{p2}(S,P)*S*p2\left(S\right),$

其中，s^* _p2(s)是s_p2(s)的共轭；

6）找到c₂(p)的q个结果的最大值c_2max，c_2max对应的p就是整数频偏估计值

$\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_1=\arg \left|\max \right[c_2\left(p\right)]\×\frac{1024}{N}|$

所述小数频偏估计过程为：

1）根据符号同步的结果，从第一个P2符号的保护间隔之内某一个位置t₁开始，取一个完整的P2符号r_p21(s)，并利用粗频偏估计值和整数频偏估计值之和得到序列

${\tilde{r}}_{p21}\left(S\right)=r_{p21}\left(S\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*(\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_1)*S*\frac{1}{N})$

其中所述保护间隔长度为GI*N，N为OFDM符号的长度，即当前系统FFT的长度，GI为[1/4,1/8,1/16,1/32,1/128,19/128,19/256]中的一种；

2）对s_p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₃₁：

$c_{31}=\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{p21}\left(s\right)*s^{*}p2\left(s\right)$

其中，s=0～N-1，s^* _p2(s)是s_p2(s)的共轭；

3）根据符号同步的结果，从第一个P2符号的保护间隔之内另一个位置t₂开始，取一个完整的P2符号r_p22(s)，然后纠正上述估计的频偏值得到序列

${\tilde{r}}_{p22}\left(S\right)=r_{p22}\left(S\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*(\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_1)*S*\frac{1}{N})$

4）对s_p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₃₂：

$c_{32}=\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{p22}\left(s\right)*s^{*}p2\left(s\right)$

5）通过上述两个相关结果c₃₁和c₃₂计算小数频偏估计值

$\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_2=\frac{N}{2\mathrm{\π}(t_2-t_1)}{\tan }^{-1}\left(\frac{c_{32}}{c_{31}}\right)\×\frac{1024}{N}$

最后，将上述粗频偏估计值整数频偏估计值和小数频偏估计值合并，得到最终的频偏

在DVB-T2系统中，GI有七种可能，分别是[1/4,1/8,1/16,1/32,1/128,19/128,19/256],当符号同步和模式检测之后，GI的比例也就确定了，以下叙述中的GI的含义表示上述确定的比例，而保护间隔的长度为GI*N，N为OFDM符号的长度。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明使用接收机中生成的P1符号，和接收信号做相关，减小残留频偏的范围；可以通过计算多个小数频偏然后求均值的方法提高估计的准确性；本发明避免了整数频偏16K，32K模式下复杂的相关运算，提高了整数频偏的检测速度和估计精度。

附图说明

图1为DVB-T2帧结构；

图2为DVB-T2P1符号结构；

图3为DVB-T2生成P1符号流程图；

图4为DVB-T2P2符号的导频图案（MISO模式）；

图5为DVB-T2P2符号的导频图案（SISO模式）；

图6为生成加扰序列的PRBS生成器示意图；

图7为生成p₂_prbs0(v)的PRBS产生器；

图8为本发明一实施例残留频偏估计流程图；

图9为本发明一实施例整数频偏估计流程图。

具体实施方式

以下结合附图进一步说明本发明的原理。

1)残留频偏的估计方法

a)根据符号同步的结果，取接收信号的P1符号r_p1(n)

b)根据帧同步的结果S1和S2，生成P1符号s_p1(n)

P1符号的产生过程如下：

由于帧同步锁定之后，会提供两个参数S1和S2，这两个参数指示了当前系统采用的FFT模式以及MISO模式，它决定了DVB-T2系统的帧头P1符号的内容和结构。

表1S1和S2调制模式

从上表可以看到，S1和S2分别是3bit和4bit的参数，分别对应着8和16个可能的序列。其中S1对应的序列长度为64bit，S2对应的序列长度为256bit。下面介绍P1序列的生成过程，详见参考文献[2]。

第一，根据S1和S2选择出调制序列：

{mss_seq₀…mss_seq₃₈₃}={css_S1,css_S2,css_S1}

={css_S1,₀…css_S1,₆₃,css_S2,₀…css_S2,₂₅₅,css_S1,₀…css_S1,₆₃}

其中，mss_seq是长度为384bit的序列，经过后续的变换，调制到1KFFT的相应的384个子载波位置上。它是由S1和S2序列产生的。S1是3bit的信息，有8种选择，分别对应着上面表格中的S1的每一行64个bit信息css_S1={css_S1,₀…css_S1,₆₃}。S2是4bit的信息，有16种选择，分别对应着上表中S2的每一行255bit的信息css_S2={css_S2,₀…css_S2,₂₅₅}。

第二，对上面的调制信息做DBPSK调制：

mss_diff=DBPSK(mss_seq)

${\mathrm{mss}\_\mathrm{diff}}_i=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{mss}\_\mathrm{diff}}_{i-1},& {\mathrm{mss}\_\mathrm{seq}}_i=0\\ {-\mathrm{mss}\_\mathrm{diff}}_{i=1},& {\mathrm{mss}\_\mathrm{seq}}_i=1\end{array}\right.$

mss_diff_-1=+1

其中，mss_diff是mss_seq经过DBPSK调制之后的长度为384bit的信息；mss_diff_-1表示DBPSK的初始相位；mss_diff_i表示当前正在调制的bit的调制序列；

第三，对上面的序列加扰：

mss_scr=SCRAMBLING{mss_diff}

加扰序列由图6的PRBS生成器产生，长度为384bit：

加扰PRBS生成器的生成多项式为：

1+x¹⁴+x¹⁵；其中x为0或1；

这样，经过加扰之后的序列可以用下面的公式表示：

mss_scr_i=mss_diff_i×(1-2PRBS_i)；

其中，PRBS_i是当前时刻PRBS生成器输出的bit(0或者1)，对应着DBPSK结果中的当前正在做加扰处理的bit，i=[0～383]。

第四，将加扰序列mss_scr_i按照固定的位置分配到1K模式的子载波上。

第五，做IFFT，得到P1符号。

第六，对上面得到的P1符号的I/Q两路分别取符号位，得到本发明需

要的P1序列：

其中 表示取P1的实部，为P1的虚部。

c)由于残留的频偏在+1，-1之间，因此需要进一步的缩小范围，设置精

度为1/4,相关的次数为9,此处，我们设定精度为1/4，所以需要做9次相关。但是，精度并不局限于1/4。需要说明的是，这个精度范围表示在残留频偏估计阶段能够估计的最小的频偏的大小，更加精细的频偏估计是基于此来做的。如果此处的精度设置过大，那么后续的精细频偏估计需要搜索的范围就比较大。而在这个步骤中，相关序列的长度为1K，运算量相对小。而在精细频偏估计的步骤中，相关序列的长度最大可能为32768，运算量比较大。为了减小后续模块的运算量，在此处设置的精度要尽量的小。但是，由于1K的P1符号的分辨率有限，所以精度并不是越小越好，仿真显示，1/4是一个比较合适的数字。

d)若精度为1/4,那么分别设置9个不同的频偏分别是

对r_p1(n)做频偏纠正，得到

${\tilde{r}}_{\mathrm{pl}}(n,k)=r_{\mathrm{pl}}\left(n\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*k*\frac{1}{4}*n*\frac{1}{1024})$

其中，n=0～1023,k=[-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4]

e)对P1序列sp1(n)和接收的P1序列进行相关运算，得到运算结果c(k)

$c\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{1023}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{\mathrm{pl}}(n,k)\×{\mathrm{sp}}_1^{*}\left(n\right)$

其中，n=0～1023,k=[-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4]，

sp₁ ^*(n)为sp₁(n)的共轭；

f)比较c(k)的9个结果的最大值，其对应的频偏值就是粗频偏估计值：

$\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0=\arg \left|\mathrm{msx}\right[c\left(k\right)\left]\right|$

这样，经过上述的步骤之后，可以将系统的残留频偏控制在±1/4个1KFFT子载波的间隔之内。

2)整数频偏估计方法

a)根据符号同步的结果，取接收信号的第一个P2符号r_p2(s)，然后纠正上

述估计的频偏值得到序列

${\tilde{r}}_{p2}\left(s\right)=r_{p2}\left(s\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0*s*\frac{1}{1024})$

s=[0,N-1]

b)生成P2符号导频的时域信息s_p2(s)

i．根据图7所示的PRBS产生器生成长度为kmax个bit信息p₂_prbs0(v)。kmax为当前系统P2符号的有效子载波的个数；

图7所示的PRBS产生器的生成多项式为：

1+x²+x¹¹；

ii．将PRBS序列p₂_prbs0(v)的0和1分别变成+1和-1

$p_2\_\mathrm{prbsl}\left(v\right)=\left\{\begin{array}{cc}+1,& p_2\_\mathrm{prbs}0\left(v\right)=0\\ -1,& p_2\_\mathrm{prbs}0\left(v\right)=-1\end{array}\right.$

其中，0≤v≤kmax,kmax为有效子载波的个数；

iii．将PRBS序列p₂_prbs1(v)中序号(index)不是3的倍数的位置上的bit置成0：

其中，0≤v≤kmax

iv．将上述的变换后的PRBS序列p₂_prbs2(w)进行循环移位：

其中，0≤w≤FFT_SIZE

v．将p₂_prbs3(w)做IFFT变换：

$p_2\_\mathrm{prbs}4\left(w\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_2\_\mathrm{prbs}3\left(k\right)\×e^{j\frac{2\mathrm{\πwi}}{N}},$

vi．对p₂_prbs4(w)的I/Q两路分别取符号位，得到P2相关序列s_p2(s)：

其中 表示取p₂_prbs4的实部，

为p₂_prbs4的虚部。

c)确定整数频偏的范围

$q=\frac{N}{1024}*2*\frac{1}{M}$

其中N为当前系统FFT的长度。

d)分别设置q个不同的频偏，对做频偏纠正，得到q个序列

${\stackrel{-}{r}}_{p2}(s,p)={\tilde{r}}_{p2}\left(s\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*s*p*\frac{1}{N})$

其中，s=0～N-1,p=[-q/2,q/2]

e)分别对P2序列s_p2(s)和进行相关运算，得到q个运算结果c₂(p)

$c_2\left(p\right)=\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{p2}(S,P)*S*p2\left(S\right),$

其中，s=0～N-1,p=[-q/2,q/2]，s^* _p2(s)是s_p2(s)的共轭

f)比较c₂(p)的q个结果的最大值，其对应的频偏值就是整数频偏估计值：

$\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_1=\arg \left|\max \right[c_2\left(p\right)]\×\frac{1024}{N}|$

3)小数频偏的估计方法

a)根据符号同步的结果，从第一个P2符号的GI之内某一个位置t₁开始，取一个完整的P2符号r_p21(n)，然后纠正上述估计的频偏值得到序列

${\tilde{r}}_{p21}\left(S\right)=r_{p21}\left(S\right)*\exp (-j*2\mathrm{\π}*(\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_1)*S*\frac{1}{N})$

b)对s_p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₃₁

$c_{31}=\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{p21}\left(s\right)*s^{*}p2\left(s\right)$

其中，s=0～N-1

c)根据符号同步的结果，从第一个P2符号的GI之内另一个位置t₂开始，取一个完整的P2符号r_p22(s)，然后纠正上述估计的频偏值得到序列

d)对s_p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₃₂

$c_{31}=\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{p22}\left(s\right)*s^{*}p2\left(s\right)$

其中，s=0～N-1

e)通过上述两个相关结果计算小数频偏

$\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_2=\frac{N}{2\mathrm{\π}(t_2-t_1)}{\tan }^{-1}\left(\frac{c_{32}}{c_{31}}\right)\×\frac{1024}{N}$

4)计算最终的频偏

$\mathrm{\Δ}\tilde{f}=\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_0+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_1+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_2.$

残留频偏估计流程图见图8。

整数频偏流程图见图9，本发明充分利用了P2导频信号的时域信息（简称为P2序列）来进行相关运算，从而得到整数频偏。

符号同步结束之后，我们可以找到非常精确的OFDM符号的起始位置。以此位置开始，取一个FFT窗口的接收数据，此时对应于第一个P2符号。将接收到的P2符号和本地存储的P2序列做互相关，因为在接收信号中存在着频偏，所以直接相关的结果中看不到峰值。为了估计残留的频偏，我们在相关之前先在接收信号中将之前计算的频偏都纠正掉，然后利用P2符号的相关特性通过两个窗口的相关运算推到计算出剩余的小数频偏。

本发明充分利用了P2的导频信号的时域信息，进行相关运算，从而得到小数频偏。

在符号同步结束之后，我们可以找到非常精确的OFDM符号的起始位置，以此位置开始取出第一个P2符号，在进行小数频偏估计之前，要将之前估计的所有频偏都纠正掉，然后再和本地存储的P2序列做互相关，其结果必然会是一个峰值，峰值的相位中就隐含了小数频偏的信息。

如果我们在循环前缀内的任一位置再取一个FFT窗口的信息，然后再和P2序列的相应循环移位序列做互相关，也会得到一个峰值。通过计算两个峰值的相位差就得到了小数频偏，如果我们重复多做几次这样的操作，然后将得到的小数频偏做加权平均的话，得到的小数频偏会更加准确。数学描述如下：

假设我们接收的信号可以表示成：

$r\left(u\right)=\{\mathrm{cons}\left(u\right)+\mathrm{pilot}\left(u\right)+\mathrm{noise}\left(u\right)\}\×e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵu}}{N}}$

其中ε是小数频偏，noise(u)是噪声分量。cons(u)是P2符号中星座图部分的时域信息，pilot(u)是P2序列。

r(u)和pilot(u)的互相关函数可以表示成:

$\mathrm{corr}\left(z\right)=\underset{i=z}{\overset{2+N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)\×\mathrm{pilot}*\left(i\right)$

z是相关窗口的起点位置。

$\mathrm{corr}\left(z\right)=\underset{i=z}{\overset{2+N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)\×\mathrm{pilot}*\left(i\right)$

$=\underset{i=z}{\overset{z+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{cons}\left(i\right)+\mathrm{pilot}\left(i\right)+\mathrm{noise}\left(i\right)\}\×e^{\frac{j2\mathrm{\π\ϵi}}{N}}\×\mathrm{pilot}*\left(i\right)$

$=\underset{i=z}{\overset{z+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{{\left|\mathrm{pilot}\left(i\right)\right|}^2+{\mathrm{noise}}^{\′}\left(i\right)\}\×e^{\frac{j2\mathrm{\π\ϵi}}{N}}$

为了方便起见，我们只取z=0和z=GI*N-1两个窗口进行互相关。

$\mathrm{corr}\left(0\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{{\left|\mathrm{pilot}\left(i\right)\right|}^2+{\mathrm{noise}}^{\′}\left(i\right)\}\×e^{\frac{j2\mathrm{\π\ϵi}}{N}}$

$\mathrm{corr}(\mathrm{GI}*N-1)=\underset{i=\mathrm{GI}*N-1}{\overset{\mathrm{GI}*N-1+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{{\left|\mathrm{pilot}\left(i\right)\right|}^2+{\mathrm{noise}}^{\′}\left(i\right)\}\×e^{\frac{j2\mathrm{\π\ϵi}}{N}}$

$=\mathrm{corr}\left(0\right)\×e^{\frac{j2\mathrm{\π\ϵGI}*N}{N}}$

因此我们可以通过这两个相关峰corr(0)和corr(GI*N-1)来得到小数频偏的估计值ε：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{GI}}\×{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{corr}(\mathrm{GI}*N-1)}{\mathrm{corr}\left(0\right)}\right)$

其中GI为当前系统参数中保护间隔的比例，有七种取值可能，分别是在这里，选取的两个窗口并不局限于z=0和z=GI*N-1。任意两个窗口都可适用做本发明所提出的小数频偏估计方法。

参考文献：

[1]DigitalVideoBroadcasting(DVB);Implementationguidelinesforasecondgenerationdigitalterrestrialtelevisionbroadcastingsystem,DVBDocumentA133,June2010

[2]ETSIEN302755V1.2.1,DigitalVideoBroadcasting(DVB);Framestructurechannelcodingandmodulationforasecondgenerationdigitalterrestrialtelevisionbroadcastingsystem(DVB-T2).

Claims (3)

1.一种DVB-T2系统中频偏估计的方法，其特征在于，该方法包括残留频偏估计、整数频偏估计和小数频偏估计三个部分：

所述残留频偏估计过程为：

1)根据符号同步的结果，取接收信号中的P1符号部分的信号，r_p1(n)，n＝[0～1023]；

2)根据帧同步的结果S1和S2，生成接收机在当前传输模式下的P1符号，s_p1(n)；

3)设置残留频偏的精度为1/M,相关次数为2M+1,其中M的取值范围为1≤M≤32；

4)对接收信号中的P1符号部分的信号r_p1(n)做频偏纠正，得到k个序列

其中，n＝0～1023,k＝[-M,-(M-1),-(M-2)......-1,0,1,2,......M]；

5)对和进行相关运算，得到运算结果c(k)：

其中，为s_p1(n)的共轭；

6)找到c(k)的2M+1个结果中的最大值c_max，c_max对应的角度就是粗频偏估计值

所述整数频偏估计过程为：

1)根据符号同步的结果，取接收信号的第一个P2符号r_p2(s)，然后纠正上述粗频偏估计值得到序列

其中，s＝0，1，2，…N-1，N为当前系统FFT的长度；

2)生成P2符号导频的时域信息s_p2(s)；

3)确定整数频偏的范围q：

4)分别设置q个不同的频偏，对做频偏纠正，得到q个序列

其中，s＝0～N-1,p＝[-q/2,q/2]，

5)对P2序列s^* _p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₂(p)：

其中，s^* _p2(s)是s_p2(s)的共轭；

6)找到c₂(p)的q个结果的最大值c_2max，c_2max对应的p就是整数频偏估计值

所述小数频偏估计过程为：

1)根据符号同步的结果，从第一个P2符号的保护间隔之内某一个位置t₁开始，取一个完整的P2符号r_p21(s)，并利用粗频偏估计值和整数频偏估计值之和得到序列

其中所述保护间隔长度为GI*N，N为OFDM符号的长度，即当前系统FFT的长度，GI为[1/4,1/8,1/16,1/32,1/128,19/128,19/256]中的一种；

2)对s^* _p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₃₁：

其中，s＝0～N-1，s^* _p2(s)是s_p2(s)的共轭；

3)根据符号同步的结果，从第一个P2符号的保护间隔之内另一个位置t₂开始，取一个完整的P2符号r_p22(s)，然后纠正上述估计的频偏值得到序列

4)对s^* _p2(s)和进行相关运算，得到运算结果c₃₂：

5)通过上述两个相关结果c₃₁和c₃₂计算小数频偏估计值

最后，将上述粗频偏估计值整数频偏估计值和小数频偏估计值合并，得到最终的频偏

2.根据权利要求1所述的DVB-T2系统中频偏估计的方法，其特征在于，所述残留频偏估计过程步骤3)中，M＝4。

3.根据权利要求1所述的DVB-T2系统中频偏估计的方法，其特征在于，所述整数频偏估计过程步骤2)中，生成P2符号导频的时域信息s_p2(s)的方法为：

a)根据PRBS产生器生成长度为kmax个bit信息的序列p₂_prbs0(v)，kmax为当前系统P2符号的有效子载波的个数，所述PRBS产生器的生成多项式为1+x²+x¹¹，其中x为0或1；

b)将PRBS序列p₂_prbs0(v)的0和1分别变成+1和-1：

其中，0≤v≤kmax；

c)将PRBS序列p₂_prbs1(v)中序号不是3的倍数的位置上的bit置成0：

其中，0≤v≤kmax；

d)将上述的变换后的PRBS序列p₂_prbs2(v)进行转置，得到p₂_prbs3(w)：

其中，0≤w≤N-1；

将p₂_prbs3(w)做IFFT变换，得到p₂_prbs4(w)：

其中，N为FFT的长度，w＝[0～N-1]；

e)对p₂_prbs4(w)的I/Q两路分别取符号位，得到P2符号导频的时域信息s_p2(s)：

s＝[0～N-1]

其中 表示取p₂_prbs4的实部，为p₂_prbs4的虚部。