CN101199177B - 用于接收多载波信号的接收机装置 - Google Patents

Abstract

在时变OFDM系统中，非理想时间同步的影响可能导致在解码平均误比特率相对于信躁比方面的性能不佳。传输系统(1)的接收机装置(3)估计子载波相关的信道频率响应，并基于子载波所携带的符号中的循环移位来确定载波间干扰扩展(spreading)。因此，即使在非理想时间同步的情况下，也可以消除OFDM信号中所包括的载波间干扰。

Description

用于接收多载波信号的接收机装置

技术领域

本发明涉及一种用于接收包括子载波的多载波信号的接收机装置，其中将符号调制到子载波上。更具体地，本发明涉及一种用于接收根据诸如正交频分复用(OFDM)之类的技术所调制的信号的接收机装置，其中根据诸如正交幅度调制(QAM)(特别是16-QAM或64-QAM)之类的调制方案将符号调制到子载波上。

背景技术

US 2002/0181549A1描述了一种具有信道估计器的多载波接收机。此外，还描述了一种用于将多载波信号从发射机发送到该接收机的传输系统。该多载波接收机的信道估计器估计子载波的幅度以及该幅度的时间导数。此外，该接收机包括一种依靠所估计的幅度及其时间导数来消除接收多载波信号中所包括的载波间干扰的均衡器。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于以改进的解码性能接收多载波信号的接收机装置。本发明的另一目的是提供一种用于以改进的传输性能接收多载波信号的接收机装置。

这些目的分别通过本发明的接收机装置以及本发明的传输装置来解决。在从属权利要求中提到了本发明的有益发展。

在OFDM系统中，多载波信号的子载波彼此正交地布置，因此能够在接收机装置处将子载波彼此分开。此外，子载波部分重叠，并且在普通的OFDM系统中，子载波极其显著地重叠。然而，在时变信道的情况下，多载波信号将受到载波间干扰(ICI)，即在接收机装置一侧，多载波信号中的子载波彼此不再完全正交。一种可能的解决方案是时间同步，其中在信号处理的离散傅立叶变换的情况下，可以将时间同步看作对离散傅立叶变换(DFT)的窗口定位。在时间同步之后，可以通过包括ICI消除方法的检测算法检测出在载波上所调制的符号。为避免符号间干扰(ISI)，可能的话，针对离散傅立叶变换所选择的数据块只包括属于单个传输符号的数据。此外，可以提供对DFT输入数据块的循环移位，以便为时间同步方法添加额外的健壮性。然而，只要信道是时变的，则循环移位和时间移位就不是彼此等效的，所以需要进一步努力以消除载波间干扰，尤其是在非理想时间同步的情况下。因此，由DFT窗口的非理想定位所造成的时间移位对ICI消除没有较大影响，但是循环移位对ICI消除有较大影响。因此，接收机装置的估计单元基于符号的循环移位来确定载波间干扰扩展。同时使用此载波间干扰扩展，接收机装置的均衡器单元基于所确定的载波间干扰扩展消除或近似消除多载波信号中所包括的载波间干扰。

载波间干扰扩展可以由载波间干扰扩展矩阵来描述，对载波间干扰扩展矩阵的复合进行相位调整，其中相位取决于移位变量以及载波间干扰扩展矩阵的各个分量的行号和列号之差。因此，考虑非理想时间同步的情况。

有利地，估计单元根据一阶近似确定子载波信道的频率响应的零阶时间导数和一阶时间导数，以便估计信道频率响应。但是，还可以使用二阶或更高阶近似，从而相应地提高估计结果的准确性。有利地，将相同的载波间扩展用于并行子载波，即在收发机装置的空中接口处彼此并行地传输的子载波。接收机装置的均衡器单元基于对接收符号的零阶时间导数与在对符号的一阶时间导数之后所施加的载波间干扰扩展之和来确定信号输出。其中，在将一阶时间导数和载波间干扰扩展看作映射时，将载波间干扰扩展和一阶时间导数的合成施加在该符号上。在矩阵描述的情况下，根据矩阵乘法规则将载波间干扰扩展矩阵与一阶时间导数的矩阵相乘，再将结果与包括复数形式的符号的向量相乘。其结果是可以在DFT(尤其是快速傅立叶变换FFT)之后通过并串变换器馈入的复数或实数向量。

有利地，估计单元基于循环移位函数和固定的载波间干扰扩展矩阵来确定载波间干扰扩展矩阵。因此，估计单元将载波间干扰扩展矩阵中的特定行、特定列的元素确定为固定扩展矩阵中的特定行和特定列的元素与循环移位函数的复数值的乘积，其中，将这个复数值确定为虚数单位、2次Ludolf数(π＝3.1415...)、移位变量以及一个分数值的乘积的复指数，其中该分数值包括作为行号列号之差的分子以及作为载波间干扰扩展矩阵的总列数或子载波总数的分母。载波间扩展矩阵的总列数通常等于子载波总数。

有利地，估计单元将信道频率响应的一阶时间导数作为一阶时间导数的子载波相关函数来估计。具体地，可以将信道频率响应的一阶时间导数作为子载波相关的一阶时间导数来估计。因此，接收机装置可以顾及时变子载波相关噪声功率，从而提高可靠性，特别是误比特率(BER)。

可以分别基于所述特定符号相对于时间轴的后一个符号和前一个符号的零阶时间导数来估计一阶时间导数。因此，减轻了运算负担。

参考以下所述的实施例，本发明的这些和其它特征将变得显而易见并被加以阐明。

附图说明

根据以下参考所附公式和附图对本发明的优选实施例所作的说明，本发明将更加易于理解，附图中的相似部件由相似附图标记表示，在附图中：

图1示出了根据本发明的实施例的包括接收机装置的传输系统的方框图；

图2示出了根据本发明的第一个实施例的传输系统的接收机装置中的均衡器单元的方框图；

图3示出了根据本发明的第二个实施例的传输系统的接收机装置的均衡器单元；以及

图4示出了用于例证本发明实施例的正交频分复用符号分配图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的实施例的传输系统1的方框图。传输系统1包括发射机装置2和接收机装置3。本实施例中的传输系统1是针对使用QAM比特映射方案(特别是16-QAM或64-QAM)的正交频分复用所布置的。然而，传输系统1也可以是针对使用其他多载波复用方法所布置的和/或还可以使用诸如相移键控(PSK)之类的其他比特映射器。因此，将接收机装置3布置用于接收经衰落信道传输的携带数字数据的数字调制多载波信号。本发明的实施例的传输系统1和接收机装置3的可能应用是数字视频广播系统，例如提供具有2000个子载波或8000个子载波的正交频分复用的地面数字电视广播系统(DVB-T)。其它应用还包括：诸如IEEE 802.11a/g/n和HIPERLAN/2之类的室内通信以及使用多载波调制技术的蜂窝无线电系统。传输系统1和接收机装置3还适用于在频率选择性多径信道上发送或接收信号。更具体地，传输系统1和接收机装置3同样适用于在传输系统1中的某些组件(特别是接收机装置3)移动时，例如当接收机装置3被安装在或临时由汽车、火车或其它交通工具运载时。然而，本发明的传输系统1和接收机装置3还可用于其它应用。

传输系统1的接收机装置3提供了串并变换和离散傅立叶变换(DFT)。因此，通过N点I-DFT将并行数据流的N个复数数据符号a_n，n＝0，1...，N-1调制到多载波信号的N个正交子载波上，以形成持续时间为T_u的符号。使用持续时间为T_G的循环前缀对该符号进行进一步扩展，然后将其发送出去。以T表示采样周期，G表示保护间隔内的采样数目，则关系T_u＝NT和T_G＝GT保持。因此，使用发射机装置2的天线通过空中接口所发送的采样s(qT)如公式(1)所示。

其中，j是虚数单位，π是Ludolf数，以及采样s(qT)，q＝-G，...N-1描述了使用来自数据块后面的采样填充保护间隔的一种可能方法。

公式(1)中的qT表示时间变量。利用时变路径h₁(qT)的延迟位置i₁T和有限长度的冲激响应，根据发送采样s(qT)与信道冲激响应以及双边频谱密度为N₀/2的加性白高斯噪声(AWGN)η(qT)的卷积获得由接收机装置3所接收到的接收采样r(qT)。当最大延迟扩展i_L-1T至多等于保护间隔的持续时间T_G时，接收到的采样如公式(2)所示。

接收采样r(qT)通过接收机装置3的天线来接收。接收机装置3包括：串并变换器4(S/P)、信号处理部分5以及用于进一步信号处理的信号处理部分6。接收机装置3的天线与串并变换器4以及信号处理部分5的估计单元7相连。串并变换器4对通过接收机装置3的天线所接收到的采样r(qT)执行串并变换，并将接收采样r(qT)的向量转发至信号处理部分5的均衡器单元8。将估计单元7布置用于估计信道特性，特别是估计子载波相关的信道频率响应。因此，估计器单元7根据相对于特定时刻的Talor展开式估计子载波的信道频率响应H的零阶时间导数H⁽⁰⁾以及子载波信道的频率响应H的一阶时间导数H⁽¹⁾。此外，估计单元7基于可由移位变量s所描述的循环移位来确定载波间干扰扩展Ξ^(s)。所估计的零阶时间导数H⁽⁰⁾、一阶时间导数H⁽¹⁾以及载波间干扰扩展Ξ^(s)是对于均衡器单元8的输出。

均衡器单元8包括可由快速傅立叶变换(FFT)实现的DFT。在串并变换之后，在输入至均衡单元8的信号中可以存在以采样数为单位的时间偏移q_sh所表示的非理想时间同步，因此子载波m上的接收符号如公式(3)所示。

在时刻(q-q_sh)T处的子载波N上的信道频率响应可用公式(4)来描述。

因此，根据公式(1)，(2)，(3)，(4)，子载波m上的接收符号y_n如公式(5)所示，其中等效噪声分量η_m用于描述子载波m上的噪声η。估计器单元7相对于泰勒展开式来近似信道频率响应H。优选地，对时刻q₀T进行泰勒展开，其中q₀＝(N-1)/2-q_sh。然而，也可以对其它时刻进行泰勒展开。因此，如公式(6)所示地近似时变信道的频率响应H。

一阶近似利用在时刻q₀T处所估计的子载波n的信道频率响应的零阶时间导数H⁽⁰⁾和一阶时间导数H⁽¹⁾。利用此近似，子载波m上的接收符号y_m如公式(7)所示，其中，根据公式(8)定义了固定载波间干扰扩展矩阵Ξ的元素，并在公式(7)中使用等号代替公式(6)中的近似符号。如公式(8)所示，时间移位q_sh对固定的载波间干扰扩展矩阵没有影响，因此可以通过包括如公式(7)所示的指数值来分别定义移位后的信道频率响应的零阶时间导数和一阶时间导数，对时间移位q_sh进行校正。由于此重新定义，q₀可以对应于选定DFT窗口的中点。此外，不引入符号间干扰的非理想时间同步不会产生较大影响，因此主效应是每个子载波上的相移，后者通常可由估计单元7所执行的信道估计予以吸收。由于一阶时间导数H⁽¹⁾呈现出相同的相移的事实，在时间同步对某些OFDM符号保持不变时，例如可以将信道频率响应的一阶导数H⁽¹⁾作为同样处于非理想时间同步情况下的连续OFDM符号的信道频率响应H之差进行估计。

在公式(5)和(6)中，由于信号不是时变的，所以时间移位相当于输入数据的循环移位，以及由于循环前缀，可以将DFT输入看作是周期性的。由于可以如上所述地参考公式(7)对时间移位q_sh进行校正，因此以下可以不失一般性的情况下假定没有时间移位q_sh＝0。

在由移位值s所描述的循环移位发生时，其中s的值可以计算循环移位的采样数目，因此DFT输入的最后s个采样变成最初的s个采样，对于子载波m，均衡器8所应用的DFT的输出如公式(9)所示。

在公式(9)中，子载波m的采样y_m或根据公式(5)来定义，或根据公式(7)来近似。DFT的输出采样y_m ^(s)的载波间干扰可以根据公式(7)中的一阶近似项来确定，并且可以如公式(10)所示地写出。

在公式(10)中，循环移位s对一阶时间导数H_n ⁽¹⁾的影响方式与如公式(7)中所示的时间偏移q_sh对零阶时间导数H⁽⁰⁾的影响方式相同。此外，具有分量Ξ_m，n的固定载波间干扰扩展矩阵Ξ也受到由移位变量s所描述的循环移位的影响，而不受时间移位q_sh的影响。因此，为了照顾到这种相位旋转的影响，按照公式(11)，基于固定载波间干扰扩展矩阵Ξ以及依靠移位变量s的循环移位来定义载波间干扰扩展矩阵Ξ(s)。

要注意的是，载波间干扰扩展矩阵Ξ^(s)描述了可变扩展。因此，时间移位q_sh以及由移位变量s所描述的循环移位对使用时变信道的OFDM系统的建模具有不同的影响。

在下文中，将更加详细地描述用于实现载波间干扰消除或载波间干扰的至少部分消除的可能方法。

图2示出了根据本发明的第一优选实施例的传输系统1的接收机装置3的信号处理部分5。通过由估计单元7的循环移位估计部分10所提供的移位变量s来描述可以随时间变化的循环移位。根据公式(8)，通过估计单元7的确定部分11来计算固定载波间干扰扩展矩阵Ξ。将移位变量s和固定载波间干扰扩展矩阵Ξ输入至信号处理部分5的估计单元7的计算部分12中。然后，计算部分12根据公式(11)基于固定载波间干扰扩展矩阵Ξ和移位变量s来计算载波间干扰扩展矩阵Ξ^(s)。将所计算的载波间干扰扩展矩阵Ξ^(s)输出至信号处理部分5的均衡器单元8。

信道频率响应的零阶时间导数H⁽⁰⁾和一阶时间导数H⁽¹⁾由估计单元7的估计部分13所确定或估计，并输出至均衡器单元8。此外，将来自串并变换器4的数据符号a_n，n＝0，...，N-1输入至均衡器单元8。然后，均衡器单元8根据公式(12)确定包括所有子载波m的采样y_m ^(s)的采样的向量y^(s)，并将符号的向量y_m ^(s)输出至另外的信号处理部分6，用于进一步的信号处理。

图3示出了根据本发明的第二实施例的传输系统1的接收机装置3的信号处理部分5。因此，将由每个子载波的数据符号a_n构成的数据符号向量a、信道频率响应的零阶时间导数H⁽⁰⁾和一阶时间导数H⁽¹⁾分别输入到估计单元7的载波间干扰功率估计部分15。此外，还将载波间干扰扩展矩阵Ξ^(s)输入至载波间干扰功率估计部分15。此外，根据特定实现，还可以将固定载波间干扰扩展矩阵Ξ输入至载波间干扰功率估计部分15。载波间干扰功率估计部分15如公式(13)所示计算出载波间干扰功率，其中E[a_na_n ^*]是对符号a_n乘a_n ^*的实值估计，^*表示复共轭，而且在计算中可以使用固定载波间干扰扩展矩阵Ξ来代替载波间干扰扩展矩阵Ξ^(s)。将针对所有M个子载波的载波间干扰功率σ_u：m ²输出至估计单元7的计算单元16。如果a_n是来自导频子载波的符号，则计算单元16将辅助值

确定为a_n，否则计算单元16如公式(14)所示地计算辅助值。

图3中还示出了上述公式，其中导频符号的情况由实心圆表示，其它情况则由空心圆表示。将辅助值

输出至均衡器单元8。均衡器单元8根据公式(15)来计算包括分量y_m ^(s)的符号向量y⁽³⁾，并将此向量y^(s)输出至另外的信号处理部分16，用于进一步的信号处理。

因此，对于至多2m+1个子载波进行公式(15)中的求和，因此消除了源自2M个最靠近子载波的载波间干扰。对于可能的大量子载波，进一步减轻了计算负担。

在特定应用中，设定M＝2可以在减轻计算负担的同时，提供在编码平均误比特率(BER)相对于信躁比(SNR)方面的良好性能。

图4示出了正交频分复用符号分配图，其中子载波由实心和空心圆示出。子载波的每行相对于频率轴22排序，子载波的每列相对于时间轴23排序。导频子载波由实心圆示出，其中由附图标记24表征这些导频子载波之一。子载波的每行都属于一个正交频分复用符号。因此，第一列25由快速傅立叶变换后针对每个正交频分复用符号的最初激活子载波(导频子载波)组成。此外，最后一列26由快速傅立叶变换后的每个正交频分复用符号的最后激活子载波(导频子载波)组成。子载波的每行都由多个子载波(例如按照由每行中的3个点27所示的8000个激活子载波的顺序)组成。由导频子载波24所表示的导频子载波分散在第一列25和最后一列26之间。然而，此导频子载波24还可以根据时间轴23排列成一条直线，或按其它方式排列。

用户数据由调制到由空心圆所表示的子载波上的符号携带，附图标记28表征了其中一个空心圆。因此，数据子载波28所代表的数据子载波是除了导频子载波24以外的子载波。

估计单元7可以将信道频率响应的一阶时间导数H⁽¹⁾作为近似或者特别是作为信道频率响应的零阶时间导数H⁽⁰⁾的函数来估计。例如，估计单元7可以子载波30的一阶时间导数H⁽¹⁾作为在子载波30的前一子载波31处的零阶时间导数H⁽⁰⁾以及在子载波30的后一子载波32处的零阶时间导数H⁽⁰⁾的函数来计算。更具体地，估计单元7将一阶时间导数H⁽¹⁾近似确定为在后一子载波32处的零阶时间导数H⁽⁰⁾和前一子载波31处的零阶时间导数H⁽⁰⁾的差的绝对值的平方值的函数。通过相似的运算，估计单元7对与子载波30处于同一行的其它子载波的一阶时间导数H⁽¹⁾进行估计。因此，可以通过简单计算来估计与子载波30处于同一行的所有子载波m的一阶时间导数H⁽¹⁾的分量H_m ⁽¹⁾，从而进一步减轻了计算负担。

应注意，可以将零阶时间导数矩阵和一阶时间导数矩阵定义为对角矩阵，因此可以根据矩阵乘法规则来定义零阶时间导数矩阵和符号向量的乘积、载波间干扰扩展矩阵和一阶时间导数矩阵的乘积，以及后一乘积的结果和符号向量的乘积中的每一个。

尽管已经公开了本发明的示例性实施例，对于本领域的技术人员而言，显而易见的是，在不背离本发明的精神和范围的前提下，可以进行将实现本发明的一些优点的各种改变和修改。对本发明概念的这种修改旨在由所附权利要求所覆盖，在所附权利要求中附图标记不应被解释为限制本发明。此外，说明书和所附权利要求书中“包括”的含义不应理解为排除其它元件或步骤。此外，“一”或“一个”不排除多个，并且单个处理器或其它单元可以实现权利要求书中所列举的多个装置的功能。

公式列表：

$\left(1\right)---s\left(\mathrm{qT}\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{e}^{j2\mathrm{\πnq}/N},q=-G,...,N-1$

$\left(2\right)---r\left(\mathrm{qT}\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(\mathrm{qT}\right)s(\mathrm{qT}-i_{l}T)+\mathrm{\η}\left(\mathrm{qT}\right)$

$\left(3\right)---y_m=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r(\mathrm{qT}-q_{\mathrm{sh}}T)e^{-j2\mathrm{\πqm}/N}$

$\left(4\right)---H_n\left((q-q_{\mathrm{sh}})T\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left((q-q_{\mathrm{sh}})T\right)e^{-j2\mathrm{\πn}{i}_l/N}$

$\left(5\right)---y_m=\frac{1}{N}\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\left((q-q_{\mathrm{sh}})T\right)a_n\·e^{j2\mathrm{\π}(n-m)q/N}{e}^{-j2\mathrm{\π}{q}_{\mathrm{sh}}/N}+{\mathrm{\η}}_m$

$\left(6\right)---H_n\left((q-q_{\mathrm{sh}})T\right)\≈H_n^{\left(0\right)}\left(q_{0}T\right)+H_n^{\left(1\right)}\left(q_{0}T\right)((q-q_{\mathrm{sh}})T-q_{0}T)$

$\left(7\right)---y_m=a_m{H}_m^{\left(0\right)}\left(q_{0}T\right)e^{-j2\mathrm{\πm}{q}_{\mathrm{sh}}/N}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{H}_n^{\left(1\right)}\left(q_{0}T\right)e^{-j2\mathrm{\πn}{q}_{\mathrm{sh}}/N}{\mathrm{\Ξ}}_{m.n}+{\mathrm{\η}}_m$

$\left(8\right)---{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}=\frac{1}{N}\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{qT}-\frac{N-1}{2}T)e^{j2\mathrm{\π}(n-m)q/N}$

$\left(9\right)---y_m^{\left(s\right)}=y_m{e}^{-j2\mathrm{\πsm}/N}$

$\left(10\right)---u_m=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{H}_n^{\left(1\right)}\left(q_{0}T\right)e^{-j2\mathrm{\πsn}/N}\·{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πs}(n-m)/N}$

$\left(11\right)---{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}^{\left(s\right)}={\mathrm{\Ξ}}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πs}(n-m)/N}$

$\left(12\right)---y_m^{\left(s\right)}=a_m{H}_m^{\left(0\right)}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{H}_n^{\left(1\right){\mathrm{\Ξ}}_{m,n}^{\left(s\right)}}$

$\left(13\right)---{\mathrm{\σ}}_{u;m}^2=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}^{\left(s\right)}\right|}^2\·\left|H_n^{\left(1\right)}\right|\·E\left[a_n{a}_n^{*}\right]$

$\left(14\right)---{\hat{a}}_n=\frac{{\left(H_n^{\left(0\right)}\right)}^{*}}{{\left|H_n^{\left(0\right)}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{u;n}^2+N_0}\·y_n$

$\left(15\right)---y_m^{\left(s\right)}=a_m{H}_m^{\left(0\right)}+\underset{n=m-M}{\overset{m+M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{a}}_n{H}_n^{\left(1\right)}{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}^{\left(s\right)}$

Claims (7)

1.一种用于接收包括子载波的多载波信号的接收机装置(3)，其中，将符号调制到子载波上，所述接收机装置包括：估计单元(7)，用于估计子载波相关的信道频率响应，以及用于基于所述符号中的循环移位来确定载波间干扰扩展；均衡器单元(8)，用于基于所估计的所述信道频率响应以及所确定的所述载波间干扰扩展来至少近似地消除接收到的多载波信号中所包括的载波间干扰，其特征在于：所述估计单元(7)根据一阶或更高阶近似来确定所述子载波的所述信道频率响应的零阶时间导数以及所述子载波的所述信道频率响应的至少一阶时间导数，以便估计出所述信道频率响应；所述估计单元(7)基于对于并行子载波而言为固定的载波间干扰扩展和所述循环移位来确定所述载波间干扰扩展；以及所述均衡器单元(8)基于公式 $y_m^{\left(s\right)}=a_m{H}_m^{\left(0\right)}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{H}_n^{\left(1\right)}{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}^{\left(s\right)}$ 或 $y_m^{\left(s\right)}=a_m{H}_m^0+\underset{n=m-M}{\overset{m+M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{a}}_n{H}_n^{\left(1\right)}{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}^{\left(s\right)}$ 来确定输出信号，其中：a₀，a₁，...a_N-1表示数据符号，所构成的数据符号向量为“a”；

表示表示子载波m的输出信号；

表示a_n的辅助值；

表示子载波m的信道频率响应的零阶时间导数；H_n ⁽¹⁾表示子载波n的信道频率响应的一阶时间导数；M表示整数值，定义2M的最靠近子载波，要消除的是最靠近子载波间产生的干扰；a_m为子载波m上的复数数据符号，N为自然数，

定义为子载波m和n上的干扰扩展矩阵。

2.根据权利要求1所述的接收机装置(3)，其特征在于：所述估计单元(7)将所述子载波的所述信道频率响应的所述零阶时间导数确定为所述信道频率响应的所述零阶时间导数的矩阵、将所述子载波的所述信道频率响应的所述一阶时间导数确定为所述信道频率响应的所述一阶时间导数的矩阵、将所述固定载波间干扰扩展确定为所述固定载波间干扰扩展的矩阵、以及将所述循环移位确定为依靠移位变量和所述子载波的复值函数，所述估计单元（7）基于循环移位函数和所述固定载波间干扰扩展的矩阵来确定所述载波间干扰扩展的矩阵；所述均衡器单元（8）将所述输出信号的向量确定为所述信道频率响应的所述零阶时间导数的矩阵与所述子载波的所述符号的向量的乘积和所述载波间干扰扩展的矩阵与所述信道频率响应的所述一阶时间导数的矩阵以及所述子载波的所述符号的所述向量的乘积之和。

3.根据权利要求2所述的接收机装置（3），其特征在于：所述估计单元（7）确定所述载波间干扰扩展矩阵，以便可以将特定行和特定列中的元素作为固定载波间干扰扩展矩阵中的所述特定行和所述特定列与所述循环移位函数中的复数值的乘积进行计算，其中，所述估计单元（7）通过公式

确定所述载波间干扰扩展矩阵，其中：

表示载波间干扰扩展的矩阵，列：m、行：n；Ξ_m，n表示固定载波间干扰扩展的矩阵，列：m、行：n；N表示子载波的数量或所述载波间干扰扩展矩阵的总的列数；n，m表示Ξ行数和列数，同样也作为指数，表示N个Ξ上的子载波中，分量为n和m的子载波；s表示移位变量；j表示虚数单位。

4.根据权利要求1所述的接收机装置（3），其特征在于：所述估计单元（7）将所述信道频率响应的所述一阶时间导数作为子载波相关的一阶时间导数而进行估计。

5.根据权利要求4所述的接收机装置（3），其特征在于：所述估计单元（7）将所述信道频率响应的所述一阶时间导数作为在后一载波处的零阶时间导数和前一子载波处的零阶时间导数的差的绝对值的平方值的函数而进行估计。

6.根据权利要求1所述的接收机装置（3），其特征在于：所述均衡器单元（8）基于来自至多预定数目的相邻子载波的载波间干扰来至少近似地消除所述相邻子载波中的每个子载波的所述载波间干扰。

7.一种用于将多载波信号从发射机装置（2）发送至接收机装置（3）的传输系统，其中，所述多载波信号包括子载波，其中所述发射机装置（2）将符号调制到所述子载波上，以及其中根据权利要求1至6中的任一权利要求来对所述接收机装置（3）进行布置。

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