JP2008544626A - マルチキャリア信号を受信するための受信装置 - Google Patents

Abstract

経時変化するＯＦＤＭシステムにおいて、非理想的な時間同期の影響は、信号対雑音比に対する復号された平均ビット誤り率に関して、低い性能をもたらし得る。送信システム（１）の受信装置（３）は、サブキャリア依存のチャンネル周波数応答を推定し、サブキャリアによって搬送される符号における循環シフトに基づき、キャリア間干渉拡散を決定する。これにより、ＯＦＤＭ信号に含まれるキャリア間干渉は、非理想的な時間同期の場合においても、相殺することができる。

Description

本発明は、サブキャリアを含み、サブキャリアに符号が変調されているマルチキャリア信号を受信するための受信装置に関する。本発明は、特に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）などの技術に従い変調され、直交振幅変調（ＱＡＭ：quadrature amplitude modulation）などの変調方式、特に１６−ＱＡＭまたは６４−ＱＡＭに従い、サブキャリアに符号が変調されている信号を受信するための受信装置に関する。

米国特許出願公開第２００２／０１８１５４９号は、チャンネル推定器を有するマルチキャリアレシーバを述べている。さらに、トランスミッタからレシーバにマルチキャリア信号を送信するための送信システムが述べられている。マルチキャリアレシーバのチャンネル推定器は、サブキャリアの振幅と、振幅の時間微分とを推定する。さらに、レシーバは、受信したマルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を、推定された振幅および時間微分に基づき相殺するためのイコライザを備える。

本発明の目的は、改善された復号性能を有する、マルチキャリア信号を受信するための受信装置を提供することである。本発明のさらなる目的は、改善された送信性能を有する、マルチキャリア信号を送信するための送信システムを提供することである。

これらの目的は、それぞれ、請求項１に定義される受信装置および請求項８に定義される送信システムによって解決される。本発明の有利な展開は、従属請求項において述べられている。

ＯＦＤＭシステムでは、マルチキャリア信号のサブキャリアは、受信装置においてサブキャリアを互いから分離できるように、互いに直交して配置されている。さらに、サブキャリアは重複しており、通常のＯＦＤＭシステムにおいて、サブキャリアは著しく重複している。しかし、経時変化するチャンネルがある場合、マルチキャリア信号は、キャリア間干渉（ＩＣＵ：intercarrier interference）の害を受け、すなわち、受信装置側で、マルチキャリア信号のサブキャリアが、もはや互いに完全に直交でなくなってしまう。可能な解決策には、時間同期があり、信号処理における離散フーリエ変換の場合では、時間同期は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：discrete Fourier transform）のための窓の位置決めとして見ることができる。時間同期の後、キャリアに変調されている符号は、ＩＣＩ相殺方法を含む検出アルゴリズムにより得ることができる。符号間干渉（ＩＳＩ：intersymbol interference）を避けるために、ＤＦＴ向けに選択されたデータブロックは、可能であれば、単一の送信符号に属するデータのみを含む。さらに、ＤＦＴ入力データブロックの循環シフトを提供して、時間同期方法にさらなる頑強性を加えることも可能である。しかし、チャンネルが経時変化するとすぐに、循環シフトと時間シフトは互いに等しくなくなり、よって、特に非理想的な時間同期がある場合、キャリア間干渉を相殺するためにさらなる努力が要求される。これにより、ＤＦＴ窓の非理想的な位置決めによる時間シフトは、ＩＣＩ相殺に対する大きな影響を持たないが、循環シフトは、大きな影響を持つ。よって、受信装置の推定ユニットは、符号の循環シフトに基づき、キャリア間干渉拡散を決定する。このキャリア間干渉拡散を用いて、受信装置の推定ユニットは、決定されたキャリア間干渉拡散に基づき、マルチキャリア信号に含まれたキャリア間干渉を相殺またはほぼ相殺する。

キャリア間干渉拡散は、その成分が位相調整されているキャリア間干渉拡散行列によって記述することができ、この位相は、シフト変数と、キャリア間干渉拡散行列の各成分の行番号および列番号の間の差とに依存する。そこで、非理想的な時間同期の存在が、考慮に入れられる。

推定ユニットが、サブキャリアに対するチャンネル周波数応答の０次時間微分と、１次時間微分とを、１次近似値に従って決定して、チャンネル周波数応答を推定することは、有利である。しかし、２次またはより高次の近似値を使用し、かつ適宜に高精度にしてもよい。並列のサブキャリア、すなわちトランシーバ装置の無線インターフェースで互いに並列に送信されるサブキャリアに対し、同じキャリア間拡散が使用されることは、有利である。受信装置のイコライザユニットは、受信した符号に適用された０次時間微分と、１次時間微分の後に符号に適用されたキャリア間干渉拡散との和に基づき、信号出力を決定する。ここで、１次時間微分とキャリア間干渉拡散が、マッピングとみなされる場合、これらの符号に、キャリア間干渉拡散と１次時間微分との合成が適用される。行列記述の場合、キャリア間干渉拡散の行列が、行列乗算の規則に従い、１次時間微分の行列により乗算され、その結果が、複素数値の形態の符号を含むベクトルにより乗算される。この結果は、複素数または実数のベクトルとなり、このベクトルは、ＤＦＴの後、特に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の後に、パラレル−シリアル変換器を通させてもよい。

推定ユニットが、キャリア間干渉拡散行列を、循環シフト関数と固定のキャリア間干渉拡散行列とに基づいて決定することは、さらに有利である。これにより、推定ユニットは、キャリア間干渉拡散行列の特定の行および特定の列にある要素を、固定の拡散行列の特定の行および特定の列にある要素と、循環シフト関数の複素数値との積として決定し、ここで、この複素数値は、虚数単位と、ルドルフ数（π＝３．１４１５・・・）の２倍と、シフト変数と、行番号および列番号の差である分子、および、キャリア間拡散行列の列の合計数またはサブキャリアの合計数である分母から成る分数値と、の積の複素指数として決定される。キャリア間拡散行列の列数の合計は、通常、サブキャリアの合計数に等しい。

推定ユニットが、チャンネル周波数応答の１次時間微分を、１次時間微分のサブキャリア依存関数として推定することは、有利である。特に、チャンネル周波数応答の１次時間微分は、サブキャリア依存の１次時間微分として推定してもよい。よって、受信装置は、経時変化するサブキャリア依存の雑音電力に対処することができ、信頼性、特にビット誤り率（ＢＥＲ：bit error rate）が向上する。

１次時間微分は、時間座標に関して、前記特定の符号の次の符号、および前記特定の符号の前の符号の０次時間微分のぞれぞれに基づき推定してもよい。よって、計算の負荷が減少される。

発明を実施するための形態

本発明のこれらおよび他の態様は、以下に説明される実施形態を参照して明らかとなるであろう。

本発明は、添付の数式および添付の図面を参照して構成された、以下の好適な実施形態の説明から、容易に理解されるであろう。図面において、類似する要素は、同様の参照符号によって示される。

図１は、本発明の実施形態に係る送信システム１のブロック図を示している。送信システム１は、送信装置２と、受信装置３とを備える。本実施形態の送信装置１は、ＱＡＭビットマッピング方式、特に１６−ＱＡＭまたは６４−ＱＡＭを用いた直交周波数分割多重用に構成されている。しかし、送信システム１は、他のマルチキャリア多重方法向けに構成してもよく、および／または位相シフトキーイング（ＰＳＫ：phase shift keying）などの他のビットマッパを使用してもよい。よって、受信装置３は、フェージングするチャンネルを介してデジタルデータを搬送するデジタル変調されたマルチキャリア信号を受信するように構成されている。本発明の実施形態の送信システム１および受信装置３の可能な利用分野としては、地上波デジタルビデオ放送システム（ＤＶＢ−Ｔ：Terrestrial Digital Video Broadcasting）などのデジタルビデオ放送システムがあり、このシステムでは、２ｋサブキャリアまたは８ｋサブキャリアによる直交周波数分割多重が提供されている。他の利用分野としては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎおよびＨＩＰＥＲＬＡＮ／２などの屋内通信や、マルチキャリア変調技術を用いたセルラー無線システムがある。送信システム１および受信装置３は、周波数選択可能なマルチパスチャンネルを介した信号の送信または受信にも適用可能である。特に、送信システム１および受信装置３は、送信システム１のいくつかの構成要素、特に受信装置３が移動している場合、例えば、受信装置３が自動車、列車または他の車両において、インストールされているか、または一時的に運ばれている場合に、適用可能である。しかし、本発明の送信システム１および受信装置３は、他の用途でも使用することができる。

送信システム１の受信装置３は、シリアル−パラレル変換と、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：discrete Fourier transform）とを提供する。これにより、並列データストリームのＮ個の複素数データ符号ａ_ｎ（ｎ＝０，．．．，Ｎ−１）が、マルチキャリア信号のＮ個の直交サブキャリアに、Ｎ点のＩ−ＤＦＴ（N-point I-DFT）によって変調され、持続時間Ｔ_ｕの符号が形成される。この符号は、持続時間Ｔ_Ｇの周期的プレフィックスによってさらに拡張され、続いて送信される。ガード間隔（guard interval）内のサンプリング期間Ｔおよびサンプルの数Ｇにより、関係Ｔ_ｕ＝ＮＴおよびＴ_Ｇ＝ＧＴが成立する。サブキャリア間隔が、ｆ_ｓ＝１／Ｔ_ｕに設定される。よって、送信装置２のアンテナにより無線インターフェース上で送られるサンプルｓ（ｑＴ）は、式（１）で示されるように記述することができる。

ここで、ｊは虚数単位であり、πはルドルフ数であり、ｑ＝−Ｇ，．．．Ｎ−１とするサンプルｓ（ｑＴ）は、データブロックの終端からサンプルによってガード期間を埋めるための可能な方法を記述している。

式（１）において、ｑＴは時間変数を示している。経時変化するパスｈ_ｌ（ｑＴ）の遅延位置ｉ_ｌＴ、およびインパルス応答の有限持続時間により、受信装置３で受信される受信サンプルｒ（ｑＴ）は、送信サンプルｓ（ｑＴ）の畳み込み（convolution）に従って、チャンネルインパルス応答と、両側スペクトル密度Ｎ_０／２を有する加法的ホワイトガウス雑音（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noise）η（ｑＴ）と共に得られる。最大遅延拡散ｉ_Ｌ−１Ｔが、多くともガード間隔の持続時間Ｔ_Ｇに等しい場合、受信サンプルは、式（２）で示すようになる。

受信サンプルｒ（ｑＴ）は、受信装置３のアンテナを介して受信される。受信装置３は、シリアル−パラレル変換器４（Ｓ／Ｐ）と、信号処理部５と、さらなる信号処理のためのさらなる信号処理部６とを備える。レシーバ装置３のアンテナは、シリアル−パラレル変換器４と、信号処理部５の推定ユニット７とに接続されている。シリアル−パラレル変換器４は、レシーバ装置３のアンテナを介して受信したサンプルｒ（ｑＴ）のシリアル−パラレル変換を行い、受信サンプルｒ（ｑＴ）のベクトルを、信号処理部５のイコライザユニット８に送る。推定ユニット７は、チャンネルの特性を推定するように、特に、サブキャリア依存のチャンネル周波数応答を推定するように構成されている。従って、推定ユニット７は、サブキャリアに対するチャンネル周波数応答Ｈの０次時間微分Ｈ^（０）と、サブキャリアに対するチャンネル周波数応答Ｈの１次時間微分Ｈ^（１）とを、特定の時間インスタンスに関するテイラー展開（Taylor expansion）に従って推定する。さらに、推定ユニット７は、循環変数ｓによって記述可能である循環シフトに基づき、キャリア間干渉拡散Ξ^（ｓ）を決定する。推定された０次時間微分Ｈ^（０）と、推定された１次時間微分Ｈ^（１）と、キャリア間干渉拡散Ξ^（ｓ）とが、イコライザユニット８に向けて出力される。

イコライザユニット８は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）によって実施可能なＤＦＴを備える。複数のサンプルにおいて時間シフトｑ_ｓｈによって示される非理想的な時間同期が、シリアル−パラレル変換の後、イコライザユニット８に入力される信号に存在する可能性があり、よって、サブキャリアｍでの受信符号は、式（３）で示されるようになる。

時間インスタンス（ｑ−ｑ_ｓｈ）ＴにおけるサブキャリアＮでのチャンネル周波数応答Ｈは、式（４）で示されるように記述できる。

よって、式（１），（２），（３）および（４）からの、サブキャリアｍでの受信符号ｙ_ｎは、式（５）に示されており、ここで、同等の雑音成分ηｍを用いて、サブキャリアｍでの雑音ηが記述されている。推定ユニット７は、チャンネル周波数応答Ｈを、テイラー展開に関して近似計算する。このテイラー展開は、時刻ｑ_０Ｔに関して好適に作成されており、ここで、ｑ_０＝（Ｎ−１）／２−ｑ_ｓｈである。しかし、テイラー展開は、他の時間インスタンスに関して得ることも可能である。よって、経時変化するチャンネル周波数応答Ｈは、式（６）に示されるように近似計算される。

この１次近似計算は、時間インスタンスｑ_０Ｔに評価されたサブキャリアｎに対するチャンネル周波数応答の０次時間微分Ｈ_ｎ ^（０）および１次時間微分Ｈ_ｎ ^（１）を使用する。この近似計算と共に、サブキャリアｍでの受信符号ｙ_ｍが、式（７）に示されており、ここで、固定のキャリア間干渉拡散行列Ξの要素は、式（８）に従って定義され、式（７）では、式（６）の近似記号の代わりに等号が使用されている。式（８）で示されるように、時間シフトｑ_ｓｈは、固定のキャリア間干渉拡散行列に対する影響を持たず、よって、時間シフトｑ_ｓｈは、例えば、式（７）に示される指数値を含むことによりシフトされたチャンネル周波数応答の０次および１次時間微分をそれぞれ定義することによって、修正することができる。この再定義により、値ｑ_０は、次いで、選択されたＤＦＴ窓の中央に対応することが可能である。さらに、符号間干渉を導入しない非理想的な時間同期は、大きな影響を持たず、よって、主な影響は、各サブキャリアに対する位相シフトであり、これは、推定ユニット７によって行われるチャンネル推定によって、通常は吸収することができる。１次時間微分Ｈ^（１）が、同じ位相シフトを示すということにより、いくつかのＯＦＤＭ符合に対して時間同期が一定のままである場合、チャンネル周波数応答Ｈ^（１）の１次微分を、例えば、非理想的な時間同期が存在する場合でも、連続するＯＦＤＭ符号のチャンネル周波数応答Ｈの間の差として推定することができる。

式（５）および（６）において、時間シフトは、入力データの循環シフトと等しく、その理由は、信号が経時変化せず、よって、ＤＦＴ入力が、周期的プレフィックスにより周期的に見えるからである。時間シフトｑ_ｓｈが、上述のように式（７）を参照して修正可能であることにより、減損する時間シフトｑ_ｓｈ＝０は、以下において、大部分を失わずに想定することができる。

シフト値ｓによって記述される循環シフトが発生し、ｓの値が、循環シフトのサンプル数をカウントすることができ、よってＤＦＴ入力の最後のｓ個のサンプルが、最初のｓ個のサンプルとなる場合、サブキャリアｍに対してイコライザユニット８によって適用されるＤＦＴの出力は、式（９）に示される。

式（９）において、サブキャリアｍに対するサンプルｙ_ｍは、式（５）または近似値として式（７）のいずれかに従って定義される。ＤＦＴ出力サンプルｙ_ｍ ^（ｓ）のキャリア間干渉は、式（７）の１次近似計算項から決定することができ、式（１０）に示されるように書くことができる。

式（１０）において、１次時間微分Ｈ_ｎ ^（１）は、式（７）に見られるように、０次時間微分Ｈ_ｎ ^（０）が時間シフトｑ_ｓｈの影響を受けるのと同様に、循環シフトｓによる影響を受ける。さらに、成分Ξ_ｍ，ｎを有する固定のキャリア間干渉拡散行列Ξも、時間シフトｑ_ｓｈの影響は受けない一方で、シフト変数ｓによって記述される循環シフトによる影響を受ける。よって、位相回転のこのような影響に対処するために、キャリア間干渉拡散行列Ξ^（ｓ）が、固定のキャリア間干渉拡散行列Ξ、および式（１１）に従うシフト変数ｓに依存する循環シフトに基づき定義される。

キャリア間干渉拡散行列Ξ^（ｓ）は、可変の拡散を記述していることに留意されたい。よって、時間シフトｑ_ｓｈと、シフト変数ｓによって記述される循環シフトとは、経時変化するチャンネルを用いたＯＦＤＭシステムのモデリングに対して、異なる影響を持つ。

以下では、キャリア間干渉の相殺またはキャリア間干渉の少なくとも部分的な相殺を実施する、可能な方法をさらに詳細に述べる。

図２は、本発明の第１の好適な実施形態に係る送信システム１の受信装置３の信号処理部５を示している。経時変化し得る循環シフトは、推定ユニット７の循環シフト推定部１０によって供給されるシフト変数ｓによって記述される。固定のキャリア間干渉拡散行列Ξは、推定ユニット７の決定部１１によって、式（８）に従い計算される。シフト変数ｓおよび固定のキャリア間干渉拡散行列Ξは、信号処理部５の推定ユニット７の計算部１２に入力される。次いで、計算部１２は、キャリア間干渉拡散行列Ξ^（ｓ）を、固定のキャリア間干渉拡散行列Ξおよびシフト変数ｓに基づき、式（１１）に従って計算する。計算されたキャリア間干渉拡散行列Ξ^（ｓ）は、信号処理部５のイコライザユニット８に向けて出力される。

チャンネル周波数応答の０次時間微分Ｈ^（０）および１次時間微分Ｈ^（１）は、推定ユニット７の推定部１３によって決定または推定され、イコライザユニット８に向けて出力される。さらに、データ符号ａ_ｎ（ｎ＝０，．．．，Ｎ−１）が、シリアル−パラレル変換器４から、イコライザユニット８に入力される。次いで、イコライザユニット８は、サンプルｙ_ｍ ^（ｓ）を含むサンプルｙ^（ｓ）のベクトルを、式（１２）に従い全てのサンプルｍに対して決定し、符合ｙ_ｍ ^（ｓ）のベクトルを、さらなる信号処理のためのさらなる信号処理部６に出力する。

これにより、式（１５）での合計が、多くとも２ｍ＋ｌのサブキャリアに関して行われ、よって、２Ｍの最も近いサブキャリアに起因するキャリア間干渉が、相殺される。可能な最大数のサブキャリアに関して、計算負荷がさらに減少される。

特定の適用においては、Ｍ＝２を設定することは、計算負荷を減少させる一方で、信号対雑音比（ＳＮＲ）に対するコード化された平均ビット誤り率（ＢＥＲ）に関して、良好な性能を提供することができる。

図４は、直交周波数分割多重符号割り当て図を示しており、この図では、サブキャリアが黒丸および白丸で示されている。サブキャリアの各行は、周波数座標２２に関して並べられ、サブキャリアの各列は、時間座標２３に関して並べられている。パイロットサブキャリアは、黒丸で示されており、ここで、これらパイロットサブキャリアのうちの１つが、参照符号２４で示されている。サブキャリアの各行は、１つの直交周波数分割多重符号に属する。よって、最初の列２５は、直交周波数分割多重符号のそれぞれに対する高速フーリエ変換後の第１のアクティブなサブキャリアのパイロットサブキャリアから成る。さらに、最後の列２６は、高速フーリエ変換後の直交周波数分割多重符号のそれぞれに対する最後のアクティブなサブキャリアのパイロットサブキャリアから成る。サブキャリアの各行は、示された行のそれぞれにおける３つの点２７で示されるように、複数のサブキャリア、例えばおよそ８，０００のアクティブサブキャリアから成る。最初の列２５と最後の列２６の間の、パイロットサブキャリア２４によって表されたパイロットサブキャリアは、散乱している。しかし、このパイロットサブキャリア２４は、時間座標２３に従い、直線に配置するか、または他のやり方で配置することもできる。

ユーザデータは、白丸で示されたサブキャリアに変調された符号で搬送され、その１つが、参照符号２８によって示されている。よって、データサブキャリア２８によって表されたデータサブキャリアは、パイロットサブキャリア２４ではないサブキャリアである。

推定ユニット７は、チャンネル周波数応答の１次時間微分Ｈ^（１）を、近似値として推定するか、または特に、チャンネル周波数応答の０次時間微分Ｈ^（０）の関数として推定することができる。例えば、推定ユニット７は、サブキャリア３０に対する１次時間微分Ｈ^（１）を、サブキャリア３０の前のサブキャリア３１での０次時間微分Ｈ^（０）と、サブキャリア３０の次のサブキャリア３２での０次時間微分Ｈ^（０）との関数として計算することができる。具体的には、推定ユニット７は、１次時間微分Ｈ^（１）を、次のサブキャリア３２での０次時間微分Ｈ^（０）と前のサブキャリア３１での０次時間微分Ｈ^（０）との差の絶対値の２乗値の関数として、おおよそ決定する。同様の動作により、推定ユニット７は、サブキャリア３０と同じ行の他のサブキャリアに対する１次時間微分Ｈ^（１）を推定する。よって、サブキャリア３０と同じ行の全てのサブキャリアｍに対する１次時間微分Ｈ^（１）の成分Ｈ_ｍ ^（１）を、簡素な計算によって推定することができ、計算負荷をさらに減少させる。

０次時間微分行列および１次時間微分行列は、対角行列として定義できることに留意すべきであり、これにより、０次時間微分行列と符号のベクトルとの積、およびキャリア間干渉拡散行列と１次時間微分行列との積、ならびに後者の積の結果と符合のベクトルとの積が、行列乗算の法則に従って、それぞれ定義される。

本発明の例示的な実施形態を開示してきたが、当業者には、本発明の要旨および範囲から逸脱することなく本発明の利点のいくつかを達成する、様々な変更および修正が可能であることが、明らかとなるであろう。発明的な概念に対するこのような修正は、添付の特許請求の範囲により保護されることが意図されており、特許請求の範囲においては、参照符号は、本発明の範囲を限定するものとしては解釈されない。さらに、本明細書および特許請求の範囲においては、「備える」の意味は、他の要素またはステップを除外するものとして理解すべきではない。さらに、「１つの（“ａ”または“ａｎ“）」は、複数性を除外せず、単一のプロセッサまたは他のユニットが、特許請求の範囲に述べられた機能またはいくつかの手段を実現することも可能である。

図１は、本発明の実施形態に係る受信装置を備える送信システムのブロック図を示している。 図２は、本発明の第１の実施形態に係る送信システムの受信装置のイコライザユニットのブロック図を示している。 図３は、本発明の第２の実施形態に係る送信システムの受信装置のイコライザユニットを示している。 図４は、本発明の実施形態を例示するための直交周波数分割多重符号割り当て図を示している。

Claims (8)

1. 符号が変調されている複数のサブキャリアを備えるマルチキャリア信号を、受信するための受信装置であって、
   サブキャリア依存のチャンネル周波数応答を推定し、前記符号内の循環シフトに基づいてキャリア間干渉拡散を決定するための推定ユニットと、
   推定された前記チャンネル周波数応答と決定された前記キャリア間干渉拡散とに少なくとも基づき、受信された前記マルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を、少なくともほぼ相殺するためのイコライザユニットと、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記推定ユニットは、前記サブキャリアに対する前記チャンネル周波数応答の０次時間微分と、前記サブキャリアに対する前記チャンネル周波数応答の少なくとも１次時間微分とを、１次またはより高次の近似値に従って決定して、前記チャンネル周波数応答を推定し、
   前記推定ユニットは、前記キャリア間干渉拡散を、並列のサブキャリアに対する固定されたキャリア間干渉拡散と、前記循環シフトとに基づいて決定し、
   前記イコライザユニットは、前記符号に適用された前記０次時間微分と、前記１次時間微分の後に前記符号に適用された前記キャリア間干渉拡散との和に基づき、信号出力を決定する、ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記推定ユニットは、前記サブキャリアに対する前記チャンネル周波数応答の前記０次時間微分を、前記チャンネル周波数応答の前記０次時間微分の行列として決定し、前記サブキャリアに対する前記チャンネル周波数応答の前記１次時間微分を、前記チャンネル周波数応答の前記１次時間微分の行列として決定し、前記固定のキャリア間干渉拡散を、前記固定のキャリア間干渉拡散の行列として決定し、前記循環シフトを、シフト変数および前記サブキャリアに依存する複素数値関数として決定し、
   前記推定ユニットは、前記キャリア間干渉拡散の行列を、前記循環シフト関数と前記固定のキャリア間干渉拡散行列とに基づいて決定し、
   前記イコライザユニットは、前記信号出力のベクトルを、前記チャンネル周波数応答の前記０次時間微分の前記行列と、前記サブキャリアの前記シンボルのベクトルとの積、および、前記キャリア間干渉拡散の前記行列と、前記チャンネル周波数応答の前記１次時間微分の前記行列と、前記サブキャリアの前記符号の前記ベクトルとの積、の和として決定する、ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記推定ユニットは、前記キャリア間干渉拡散行列を、特定の行および特定の列にある要素が、前記固定の拡散行列の前記特定の行および前記特定の列にある要素と、前記循環シフト関数の複素数値との積として計算されるように決定し、
   前記循環シフト関数の前記複素数値は、虚数単位と、ルドルフ数の２倍と、前記シフト変数と、前記行番号および前記列番号の差である分子、および、前記キャリア間拡散行列の列の合計数またはサブキャリアの合計数である分母から成る分数値と、の積の複素指数関数として決定される、ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記推定ユニットは、前記チャンネル周波数応答の前記１次時間微分を、サブキャリア依存の１次時間微分として推定する、ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
6. 前記推定ユニットは、特定の符号に対する前記チャンネル周波数応答の前記１次時間微分を、時間座標に関して、前記特定の符号の次の符号に対する前記チャンネル周波数応答の０次時間微分と、前記時間座標に関して、前記特定の符号の前の符号に対する前記チャンネル周波数応答の０次時間微分と、の差として推定する、ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記イコライザユニットは、前記サブキャリアのそれぞれの前記キャリア間干渉を、多くとも隣接する所定数のサブキャリアからのキャリア間干渉に基づき、少なくともほぼ相殺する、ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
8. マルチキャリア信号を、送信装置から受信装置に送信するための送信システムであって、
   前記マルチキャリア信号は、サブキャリアを含み、
   前記送信装置は、前記サブキャリアに符号を変調し、
   前記受信装置は、請求項１乃至７のいずれかに従って構成されている、
   ことを特徴とする送信システム。

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