KR100986166B1 - Ｄｆｔ를 이용하여 채널을 추정하는 ｄｖｂ 시스템과 ｄｖｂ 시스템의 채널 추정 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 DFT를 이용하여 채널을 추정하는 DVB 시스템과 DVB 시스템의 채널 추정 방법에 대하여 개시된다. DVB 시스템의 채널 추정 방법은, 수신된 DVB 신호로부터 심볼 축 보간이 되어 3개의 부반송파 간격으로 존재하는 채널 정보를 IDFT 연산하는 단계, IDFT 연산의 결과로부터 채널 임펄스 응답을 판단하는 윈도우를 만드는 단계, 윈도우 내의 IDFT 연산의 결과를 DFT 연산하는 단계, DFT 연산의 결과를 3배 하여 전체 에너지 비율을 맞추는 단계, 그리고 DFT 연산의 결과로 추정된 채널의 가장자리 이득 손실을 보상하는 단계를 포함한다.

DVB 시스템, 채널 임펄스 응답 추정, 윈도우, 임계값, 가드 길이, 가장자리 이득

Description

ＤＦＴ를 이용하여 채널을 추정하는 ＤＶＢ 시스템과 ＤＶＢ 시스템의 채널 추정 방법{Method and apparatus for efficient channel estimation using DFT in DVB system}

본 발명은 디지털 비디오 방송(DVB) 시스템에 관한 것으로, 특히 DFT를 이용하여 채널을 추정하는 DVB 시스템과 DVB 시스템의 채널 추정 방법에 관한 것이다.

DVB(Digital Video Broadcasting, 디지털 비디오 방송)는 국제적으로 승인된 디지털 TV를 위한 표준 규격이다. 1990년도 중반에 개발된 DVB-T는, 휴대 및 고정 수신이 가능하며 수신기 개발 가격을 크게 염두에 두고 설계되었다. 이 후, 이동 휴대 수신을 위해 2개의 안테나를 사용하는 다이버시티 수신 기술을 이용하여 열악한 상황에서도 고속 이동 수신이 가능하게 되었다. 그런데, DVB-T의 이동성 실험 중 다른 이동 멀티미디어 응용 서비스의 적용 가능 여부 등의 문제 제기에 의해 DVB-T가 휴대폰 방송용으로는 취약점이 있다는 점이 발견되어, 휴대용 기기를 위한 새로운 DVB 표준인 DVB-H이 마련되었다. DVB-H는 휴대 가능하며 배터리로 동작되는 단말기들의 성질을 고려하여 만들어졌다. 그렇지만, DVB-T 표준을 기반으로 하였기 때문에 DVB-T와 대부분 호환 가능하다.

DVB는, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 직교 주파수 분할 다중화 방식)을 사용하며, 데이터 심볼과 파일럿 그리고 TPS(Transmission Parameter Signaling)를 각 부반송파에 할당하여 전송한다. 파일럿은, 모든 OFDM 심볼에서 고정된 위치로 전송되는 연속 파일럿과 네 개의 OFDM 심볼마다 위치가 주기적으로 변하는 분산 파일럿로 구성된다. TPS는 현재 수신되고 있는 신호의 전송 기법과 관련된 정보를 68개의 OFDM 심볼(1 프레임)에 걸쳐 전송된다. TPS 신호는 복원할 때 채널 정보가 필요하지 않은 DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying) 방식으로 전송되지만, 데이터 신호는 QPSK(Quardrature Phase Shift Keying), 16-QAM 그리고 64-QAM 중에서 하나의 방식으로 변조되어 전송되기 때문에, 정확한 채널 정보가 반드시 필요하며 추정된 채널의 정확도가 전체 시스템의 성능에 매우 밀접한 관계가 있다. DVB에서 채널 추정을 위해 사용할 수 있는 정보는, 알고 있는 위치에서 알고 있는 값으로 전송되는 분산 파일럿과 연속 파일럿이 있다.

DVB 시스템의 하나의 OFDM 심볼에 들어있는 파일럿의 대략적인 모양은 도 1에서 확인할 수 있다. 도 1에서 보듯이, 연속 파일럿은 모든 OFDM 심볼에 대해 같은 부반송파의 위치에 연속적으로 전송된다. 그런데, 연속 파일럿의 개수는 전체 부반송파 개수에 비해 너무 적고 파일럿 간의 간격이 불규칙적이다. 이러한 이유로 연속 파일럿만을 채널추정에 이용하는 것은 무리가 있고, 따라서 4개의 OFDM 심볼마다 주기적으로 반복되는 부반송파 위치에 전송되는 분산 파일럿을 같이 사용한다.

DVB 시스템에서의 일반적인 채널 추정 방법은, 파일럿이 있는 위치에서의 채널 추정, 분산 파일럿이 들어있는 부반송파에 대한 심볼축 보간, 그리고 하나의 OFDM 심볼 단위로 동작하는 주파수축 보간의 3가지 단계를 거친다. 도 1의 OFDM 심볼에는 연속 파일럿과 분산 파일럿이 존재하게 되고, n번째 OFDM 심볼의 k번째 부 반송파에 들어있는 파일럿 Y_{n ,k}은 수학식 1과 같이 나타낸다.

여기에서, P_{n ,k}는 해당 위치의 파일럿을 나타내고, H_{n ,k}는 그 파일럿이 통과한 채널값, 그리고 N_n,k는 채널을 통과한 값에 더해지게 되는 가산성 백색 잡음(AWGN)이다.

수신단은 해당 파일럿이 들어있는 위치와 그 값을 미리 알고 있기 때문에, 수학식 2와 같이 n번째 OFDM 심볼의 k번째 파일럿이 들어있는 부분의 채널값을 추정할 수 있다.

　

추정된 채널의 정확도는 더해지는 가산성 잡음의 크기에 반비례하고, 파일럿의 크기에 비례하다. DVB 시스템은 파일럿으로 추정되는 채널의 정확도를 높이기 위해, 데이터 심볼의 평균크기보다 4/3만큼 더 큰 값을 파일럿에 할당하고 있다. 상기의 과정을 모든 파일럿에 대해서 수행하게 되면, 도 1에 그려진 파일럿이 존재하는 위치(검은점)에 대한 채널값을 모두 알게 된다.

분산 파일럿이 들어있는 부반송파에 대한 심볼축 보간을 통한 채널 추정 단 계는, 분산 파일럿이 동일한 부반송파에 대해 모든 OFDM 심볼에 들어있는 것이 아니라 4 심볼 간격으로 들어있으므로, 분산 파일럿을 이용하여 4 심볼 마다 들어있는 동일한 부반송파에 해당하는 채널값들을 심볼축으로 보간함으로써 그 부반송파에 분산 파일럿이 들어있지 않은 OFDM 심볼에 대한 채널값을 추정하게 된다. 심볼 축 보간을 수행하게 되었을 때 알 수 있는 채널 값의 위치를 도 2에 나타내었다. 이 채널 추정 방법을 수행하게 되면 3개의 부반송파마다의 추정 채널값을 알게 되고, 이를 모든 OFDM 심볼에 대해 동일한 주파수축 보간에 이용할 수 있게 된다.

주파수축 보간을 하여 모든 부반송파에 대한 채널값을 추정하는 단계는, 분산 파일럿을 이용하여 채널을 추정하는 OFDM 시스템에서, 일반적으로 1차 선형 보간이나 2차 이상의 복잡한 보간, 저역통과필터(LPF) 등을 이용하여 주파수축 보간을 수행한다.

그러나, DVB 시스템은, SFN(Single Frequency Network)이라는 특수한 채널에서의 원활한 데이터 수신을 보장해야 하므로, 일반적인 주파수축 보간 방법을 사용하기 까다롭다. 왜냐하면, SFN 환경은, OFDM에서 다중 경로 채널 환경에 적응할 수 있도록 하기 위해, 사용하는 보호 구간(Cyclic Prefix)의 80% 이상의 채널 지연을 갖는 채널(SFN Long Channel)을 포함해 여러 가지 길이의 다중 경로 채널 환경을 포함하기 때문이다. 이에 따라, 1차 보간을 사용할 경우, 보간하는 과정에서 지연이 긴 채널 성분을 제거하게 되어 성능을 얻을 수 없다. 또한, 저역 통과 필터를 사용한다 하더라도, 채널 지연 길이에 따라 각각 다른 컷오프 주파수(cutoff frequency)를 갖는 필터를 여러 개 준비해야 하고, 채널 지연이 어느 정도인지를 파악하기 위한 작업이 추가적으로 필요하게 되는 번거로움이 있다.

본 발명의 목적은 DFT를 이용하여 채널을 추정하는 DVB 시스템을 제공하는 데 있다.

본 발명의 다른 목적은 상기 DVB 시스템의 채널 추정 방법을 제공하는 데 있다.

상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일면에 따른 DVB 시스템은, 수신된 DVB 신호로부터 심볼 축 보간이 되어져서 3개의 부반송파 간격으로 존재하는 채널 정보를 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 연산하는 IDFT 연산부, IDFT 연산부의 출력으로부터 채널 임펄스 응답을 판단하는 윈도우를 만드는 채널 임펄스 응답 추정 블락, 윈도우 내의 IDFT 연산부의 출력을 DFT(Discrete Fourier Transform) 연산하는 DFT 연산부, 그리고 DFT 연산부의 출력을 3배 하여 전체 에너지 비율을 맞추는 제1 멀티플라이어를 포함한다.

본 발명의 실시예들에 따라, 채널 임펄스 응답 추정 블락은, DVB 시스템에서 OFDM 심볼 길이에 따라 선택되는 보호구간의 길이만큼 IDFT 연산의 파워 값을 평균하는 파워값 평균 계산부, 보호구간의 길이만큼 IDFT 연산의 평균 파워값에 DVB 시스템의 데이터 변조 방식에 따른 알파 값을 곱하여 임계값을 설정하는 제2 멀티플라이어, 그리고 IDFT 연산의 결과의 파워 값이 임계값을 넘는 구간을 윈도우 로 만드는 컷-윈도우 발생부를 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따라, 컷-윈도우 발생부는, IDFT 연산의 결과의 파워 값이 임계값를 넘는 구간에서 채널 임펄스 응답이라고 판단된 부분의 앞뒤를 더 살려주는 길이인 가드 길이를 추가하여 윈도우를 만들 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따라, 알파 값은 데이터 변조 방식에 따른 비트 오류 확률과 신호 대 잡음비에 따라 다르게 설정될 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따라, DVB 시스템은 DFT 연산의 결과로 추정된 채널의 가장자리 이득 손실을 보상하는 이득 보상부를 더 포함할 수 있다.

상기 다른 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 다른 일면에 따른 DVB 시스템의 채널 추정 방법은, 수신된 DVB 신호로부터 심볼 축 보간이 되어 3개의 부반송파 간격으로 존재하는 채널 정보를 IDFT 연산하는 단계, IDFT 연산의 결과로부터 채널 임펄스 응답을 판단하는 윈도우를 만드는 단계, 윈도우 내의 IDFT 연산의 결과를 DFT 연산하는 단계, 그리고 DFT 연산의 결과를 3배 하여 전체 에너지 비율을 맞추는 단계를 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따라, 윈도우를 만드는 단계는, DVB 시스템에서 OFDM 심볼 길이에 따라 선택되는 보호구간의 길이만큼 상기 IDFT 연산의 파워 값을 평균하는 단계; 보호구간의 길이만큼 IDFT 연산의 평균 파워값에 DVB 시스템의 데이터 변조 방식에 따른 알파 값을 곱하여 임계값을 설정하는 단계, 그리고 IDFT 연산의 결과의 파워 값이 임계값을 넘는 구간을 윈도우로 만드는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따라, 윈도우를 만드는 단계는, IDFT 연산의 결과의 파워 값이 임계값를 넘는 구간에서 채널 임펄스 응답이라고 판단된 부분의 앞뒤를 더 살려주는 길이인 가드 길이를 추가하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따라, DVB 시스템의 채널 추정 방법은, DFT 연산의 결과로 추정된 채널의 가장자리 이득 손실을 보상하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명은, DVB 시스템에서 사용하는 파일럿을 이용하였을 때 나타나는 IDFT결과의 특징을 이용하여, 채널 추정에 사용되는 채널 임펄스 응답 성분을 얻어내기 위해, 데이터 변조 방식에 따라 가변적인 임계값과 유리한 길이의 여유 구간을 이용하여 컷-윈도우를 만들고, 얻어낸 채널 임펄스 응답을 DFT 연산해서 채널을 추정한다. 추정된 채널의 가장자리 부분의 추정 정확도를 높이기 위해 이득 보상을 해줌으로써, 채널 추정 성능을 개선시킨다. 이러한 채널 추정의 정확도 향상은 높은 부호율을 사용하는 QAM 방식을 사용하였을 때 더 큰 이득을 제공한다.

본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 예시적인 실시예를 설명하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 DVB 시스템을 설명하는 도면이다. 도 3을 참조하면, DVB 시스템(300)은, 제1 DFT 연산부(Discrete Fourier Transform, 302), 시간축 보간부(Time-Axis Interpolation, 304), IDFT 연산부(Inverse Fourier Transform, 306), 채널 임펄스 응답 추정 블락(308), 윈도우 발생부(310), 제2 DFT 연산부(312), 멀티플라이어(314), 심볼 지연부(Symbol Delay for TA Interpolation, 316), 이득 부스팅부(318) 그리고 디맵퍼(320)를 포함한다.

제1 DFT 연산부(302)는 DVB 신호를 수신하여 시간 도메인(Time Domain)의 디지털 신호를 주파수 도메인(Frequency Domain)으로 변환하는 연산을 수행한다.

시간축 보간부(304)는, 도 1의 검은 점에 해당하는 분산 파일럿을 시간 축 보간을 하여 데이터가 실려있는 부분(흰점)의 채널값을 추정한다. 도 1에 있는 검은 점을 시간 축으로 먼저 보간하여 도 2와 같은 모양으로 만든다.

IDFT 연산부(306)는 DFT의 역과정으로 주파수 도메인의 디지털 신호를 시간 도메인으로 변환하는 연산을 수행한다. IDFT부(306)는 도 4와 같은 출력을 제공한다.

채널 임펄스 응답 추정 블락(308)은 IDFT부(306)의 출력에서 실제 채널 임펄스 응답(CIR) 부분을 찾아낸다.

윈도우 발생부(310)는 IDFT부(306)의 출력에서 채널 임펄스 응답(CIR)이라고 판단되는 부분에 해당하는 윈도우를 만든다. 윈도우(windowing)를 한다는 것은 도 4에서 실제 채널 임펄스 응답만을 남기고 불필요한 부분을 제거한다는 의미이다.

제2 DFT 연산부(312)는 시간 도메인(Time Domain)의 윈도우부(310)의 출력을 주파수 도메인(Frequency Domain)으로 변환하는 연산을 수행한다.

멀티플라이어(314)는 제2 DFT부(312)의 출력을 3배로 곱한다. 도 2에서 3개의 부반송파(Sub-carrier)마다 하나씩의 채널정보를 알고 있게 된다. 이러한 채널 정보를 IDFT(306) 연산을 통과하게 되면, 동일한 채널 임펄스 응답이 3번 반복되는 도 4의 모양을 얻게 된다. 여기서, 실제 채널 임펄스 응답은 3개 중에 하나이기 때문에 나머지 반복되는 2개의 채널 임펄스 응답은 지워지게 된다. 그렇게 되면 전체 에너지의 1/3만 남게 되므로, DFT(312) 후에 다시 3을 곱해서 에너지 비율을 맞춘다.

심볼 지연부(316)는, 현재 수신되고 있는 OFDM 심볼의 추정되는 채널과 Data의 동기를 맞추기 위해, 심볼을 지연시킨다. 분산 파일럿을 이용하여 시간 축으로 보간을 하기 위해서는 한 개의 OFDM 심볼만으로는 불가능하고 여러 OFDM 심볼을 저장하였다가 이전 심볼들의 채널 정보를 이용하여 보간을 하게 되므로, OFDM 심볼 지연이 있게 된다. 다시 말해서, 현재 수신되고 있는 OFDM심볼의 채널을 추정하기 위해서는 몇 심볼 후의 OFDM 심볼도 필요하게 된다.

이득 부스팅부(318)는 추정된 채널의 가장자리부분의 이득 손실을 보상한다. DFT를 이용하여 시간 축에서 CIR을 윈도우(Windowing)하여 얻어내는 방식을 사용함으로써, 주파수 축에서는 Sinc 함수가 콘볼루션(Convolution)된 형태로 나타나다보니 추정된 채널의 가장자리 부분의 이득이 감쇄되는 현상이 발생한다. 가장자리 이득 부스팅부(318)는 이를 역으로 보상한다.

디맵퍼(320)는 채널을 통과하여 수신한 신호를 채널 보상한 후에 뒷 블록에서 사용할 수 있도록 가공한다. DVB 시스템에서 디지털 데이터가 송신될 때는 필요에 따라 QPSK, 16QAM, 64QAM의 방식 중에 하나로 변조된다. 예를 들어, 가장 간단한 QPSK의 경우에는 복소 평면상에서 {1+j, 1-j, -1+j, -1-j} 중의 한 점으로 맵핑된다.

DVB 시스템(300)에서, 주파수축 보간을 하는 방법은 IDFT부(306), 채널 임펄스 응답 추정 블락(308), 윈도우 발생부(310), 제2 DFT 연산부(312) 그리고 이득 부스팅부(318)에 의해 이루어진다. 주파수축 보간을 하는 방법은 심볼 축 보간이 되어 도 2처럼 3개의 부반송파 간격으로 존재하는 채널 정보를 IDFT한다. 이에 따라, OFDM 심볼이 통과한 시간 축 채널의 임펄스 응답(CIR)이 나오는데, 이 임펄스 응답은 IDFT의 입력이 3개마다 하나씩만 값을 가지고 나머지는 '0'이 채워져 있었기 때문에, 도 4에 도시된 바와 같이, 동일한 채널 임펄스 응답이 3번 반복되는 형태로 나타나게 된다. 여기서, 첫 번째 임펄스만 살리고 두 번째와 세 번째 임펄스 응답이 존재하는 부분에 '0'을 채우고 다시 DFT를 수행하게 되면, 주파수축 보간이 된 결과를 얻을 수 있다. 이 때, IDFT의 결과에서 전체 에너지의 2/3를 '0'으로 채웠기 때문에, 3배부(314)를 통하여 3을 곱하여 전체 에너지를 맞춰 주어야 한다.

IDFT의 결과에서 정확한 채널 임펄스 응답을 찾아내는 방법에 따라 추정된 채널의 정확도가 좌우되는데, DVB 시스템에서 DFT를 이용하여 주파수 축 보간을 할 때 다음과 같은 특성을 고려하여야 한다. DVB 시스템에서는 전체 FFT 크기의 모든 부반송파를 사용하지 않는다. 예를 들어, 2K FFT의 경우에는 송신단에서 1705개의 부반송파만을 사용하고 나머지는 '0'을 채워서 IDFT해서 신호를 보낸다. 이에 따라, 수신단은 '0'이 채워져서 수신된 부분의 채널 정보를 알 수 없으므로, 마찬가지로 DFT를 이용하여 주파수축 보간을 할 때도, 그 부분은 '0'을 채워서 할 수밖에 없다. 그런데, 이것은 마치 주파수 축에서 추정된 채널값에 길이가 1705인 윈도우(Rectangular Window)를 씌운 것과 동일한 효과를 나타내어, IDFT의 결과에서 나타나는 채널 임펄스들이 이상적인 임펄스 모양을 가지는 것이 아니라 부반송파 간격을 1이라고 했을 때 2048/1705의 주기로 제로-크로싱(zero-crossing)하는 싱크(sinc) 함수의 샘플링된 형태로 나타나게 된다. 도 4에서도 값이 큰 임펄스 주변에 작게 반복되는 리플 성분이 존재하는 것을 확인할 수 있는데, 이러한 리플 성분들은 채널 임펄스 응답로부터 파생된 것이므로 주파수 축 보간의 정확도를 높이기 위해서는 모두 살려주어야 하는 값들이다.

DVB 시스템에서 DFT를 사용하여 주파수축 보간을 할 때 위의 특성만을 고려한다면, IDFT 결과에서 값이 크게 뜨는 위치의 앞뒤로 최대한 넓은 부분을 살리는 것이 좋겠지만, 너무 넓은 부분을 살리게 되면 DFT를 사용하는 주파수 축 보간법의 장점 하나를 버리는 것이 된다. 일반적으로, 채널 임펄스 성분은 좁은 부분에 걸쳐 나타나고 잡음 성분은 전체 위치에 깔려있으므로, DFT를 이용하여 보간을 할 때, 채널 임펄스 성분이 아닌 위치에 '0'을 채우는 것은 넓게 자리잡고 있는 잡음 성분을 제거시켜 주는 효과가 있다.

본 실시예의 채널 임펄스 응답 추정 방법은, 앞의 특성들을 고려하여 IDFT의 결과에서 채널 임펄스 성분이라고 판단하는 임계값을 계산할 때는 IDFT 결과의 일정 부분의 파워와 데이터 변조 방식을 이용하고, 채널 임펄스라고 판단된 부분의 앞뒤를 더 살려주는 길이인 가드 값을 정하는 것은 데이터 변조방식에 따라 결정하는 것이다.

도 5는 도 1의 채널 임펄스 응답 추정 블락(308)을 설명하는 도면이다. 도 5를 참조하면, 채널 임펄스 응답 추정 블락(308)은 파워 계산부(502), 파워값 평균 계산부(504), 멀티플라이어부(506) 그리고 컷-윈도우 발생부(508)를 포함한다.

파워 계산부(502)는 IDFT부(306, 도 3)의 출력의 파워를 계산한다.　 IDFT부(306, 도 3)의 출력이 복소수이므로, 파워 계산은 I²+Q²로 계산된다.

파워값 평균 계산부(504)는 보호 구간의 길이만큼 IDFT부(306, 도 3)의 출력의 파워의 평균값을 구한다. 보호 구간은 송신단에서 결정하는 값으로, DVB 시스템에서는 전체 OFDM 길이의 1/4, 1/8, 1/16, 1/32 중 하나가 선택되어 전송된다.

멀티플라이어부(506)는 보호구간의 길이만큼 IDFT부(306, 도 3) 출력의 파워값을 평균한 것에 알파(α)를 곱한다. 알파(α) 값은 변조 방식(QPSK,16QAM,64QAM)에 따라 정해진다.

컷-윈도우 발생부(508)는 임계값 체크 및 가드를 추가하여 컷-윈도우를 만든다. 임계값은 보호구간의 길이만큼 IDFT의 파워값을 평균한 것에 알파를 곱한 값으로, 도 6에 도시된 바와 같이, 임계값(threshold)이 된다. 임계값을 체크한다는 것은 IDFT의 결과의 파워값이 임계값(threshold)을 넘는 부분을 찾는다는 의미이다. 가드를 추가한다는 것은 IDFT의 결과의 파워값이 임계값(threshold)를 넘는 부분의 앞뒤에 'G' 길이만큼 여유를 두어 컷-윈도우를 만든다는 것이다.

본 실시예에서는 OFDM의 심볼 시간 동기가 어느 정도 수행된 후 시간 동기 오차가 크지 않아서, 채널 임펄스 성분은 OFDM 심볼의 보호 구간 안에 모두 들어있다는 가정하에서 수행될 수 있다. 도 2에 나타난 것과 같이, 심볼 축 보간이 끝난 상태의 채널 정보를 DFT하게 되면 동일한 채널 임펄스 응답이 3번 반복되는데, DFT결과의 앞쪽부터 보호 구간의 길이만큼 평균 파워를 계산한다.

그 다음 OFDM 심볼 안에서 데이터들이 어떤 변조방식을 사용하고 있는지에 따라 알파를 달리하여, 평균파워에 알파를 곱한 값을 채널 임펄스 성분인지 아닌지를 판단하는 임계값으로 사용한다. 여기에서, 데이터 변조 방식에 따라서 알파를 달리한 것은 변조 방식에 따라 적절한 수준의 비트 오류 확률(BER)을 얻을 수 있는 신호 대 잡음비(SNR)가 다르기 때문이다. 쉽게 말하면, QPSK로 변조된 데이터가 전송될 때 신호 수신이 가능한 신호 대 잡음비가 64 QAM으로 변조된 신호의 신호 수신이 가능한 신호 대 잡음비보다 작기 때문에, 전송 방식에 따라서 임계값을 달리하여 최적의 성능을 얻고자 함이다. 이렇게 정해진 임계값을 기준으로 IDFT 결과의 파워들과 비교하여 채널 임펄스 성분의 위치를 찾아낸다.

그 다음으로, 채널 임펄스 성분이라고 판단된 위치들의 앞뒤에 가드 만큼의 여유를 더 두어, 여기에 속한 것들은 그대로 통과하고 그렇지 못한 것들은 '0'으로 채우게 만드는 컷-윈도우(CUT WINDOW)를 만든다. 물론 첫 번째 IDFT 결과에 채널 임펄스 응답이 3번 반복되는 걸 고려하여, 두 번째와 세 번째 성분들은 포함되지 못하도록 한다. 여기서, 가드라는 값을 두어 채널 임펄스 응답 성분의 앞뒤를 더 살려주는 이유는, 앞에서도 설명했듯이, 임펄스 응답에 따른 리플 성분을 더 살려주기 위함이다.

가드 또한 데이터 심볼의 변조 방식에 따라 다른 값을 가지게 되는데는 두 가지 이유가 있다. 첫 번째는 알파가 전송방식에 따라 값을 다르게 가진 것과 동일한 이유이고, 또 다른 이유는 QPSK 방식과 QAM 방식에 차이가 있기 때문이다. QPSK같은 경우에는 신호의 위상만으로 값을 판단하므로 추정된 채널의 크기에는 덜 민감하지만, QAM은 신호의 위상과 함께 크기도 신호를 복조할 때 필요하므로 추정된 채널의 가장자리부분의 이득손실이 적게 발생하도록 QPSK일 때보다는 상대적으로 가드를 크게 잡아준다.

IDFT 결과에 이렇게 만들어진 윈도우를 씌운 후에 DFT를 하게 되면, 주파수 축으로 보간이 된 채널 정보를 얻을 수 있다.

한편, 앞에서 제안한 방법으로 채널 정보를 주파수축으로 보간하였을 때 변조방식에 따라 적절한 길이의 채널 임펄스의 리플 성분을 포함하였지만, 잡음 성분의 제거를 위해서 그 길이를 제한할 수밖에 없었다. 길이를 제한하여 윈도우를 만들었다는 것은, 시간축에서 채널 임펄스 응답에 대해 사각 윈도우(Rectangular Window)를 씌운 것이고, 그 결과를 DFT하였으므로 추정된 채널의 가장자리에서 이득 손실(Gain Loss)이 발생하게 된다. 이득 손실 현상을 좀 더 쉽게 설명하기 위해서, 아주 작은 가산성 백색 잡음만 존재하는 채널에서 DFT를 이용하여 채널을 추정한 그림을 도 7에 나타내었다.

도 7에서, 컷-윈도우를 만들 때의 가드 값은 10으로 설정하였다. 도 6의 첫 번째 그림은 DFT를 이용하여 추정한 채널의 실수값, 두 번째 그림은 허수값, 세 번째 그림은 추정된 채널의 절대값을 나타낸다. 실질적으로 통과한 채널이 없음에도 추정된 채널이 허수값을 가지는 이유는, 심볼 시간 동기 오차를 '0'으로 하지 않았기 때문이다. 주목해서 볼 점은 추정된 채널이 가장자리 부분으로 갈수록 실제 채널값과 많이 달라진다는 점이다. 좀 더 정확하게 확인하기 위해, 추정된 채널과 실제 채널과의 평균 제곱 오차값을 도 8에 그렸다. 가장자리에서 추정한 채널의 정확도가 매우 떨어져 있으며 이러한 부정확성은 IDFT의 결과에 윈도우를 취하면서 생기게 된 것이다.

본 실시예의 주파수축 보간 방법을 사용하게 되면, 채널 임펄스 응답이라고 판단된 부분의 앞뒤에 동일한 길이의 가드만큼을 더 살려주므로, 컷-윈도우의 중앙부근에 채널 임펄스 성분들이 위치한 상태로 윈도우가 씌워지게 된다. 이렇게 윈도우의 중심에 채널 임펄스 응답 성분들이 존재하도록 하면, 그것을 DFT하여 얻은 채널은 가장자리에서 실수나 허수에 치우치지 않고 비슷한 이득 손실만을 겪게 된다. 만약, 앞에서 컷-윈도우의 중앙이 아닌 한쪽으로 치우친 상태에서 윈도우를 취했다면, DFT하여 얻은 채널의 가장자리의 이득 손실값이 실수와 허수부분이 서로 다르게 나타나 위상까지 돌아간 형태로 추정이 되기 때문에, 복원하기가 상당히 까다로워진다.

본 실시예에 주파수 축 보간을 하였을 때, DFT 후에 얻어진 채널의 가장자리부분에 도 9의 검게 칠해진 삼각형 모양만큼의 이득 손실을 보상시켜주는 방법에 대해서도 설명된다.

도 9에서, 'b/(a+b)' 값은 채널 조건이나 다른 영향에 의해서 크게 변하지 않고 거의 일정한 값을 유지하게 되지만, 'c'값은 앞에서 사용한 컷-윈도우의 폭에 반비례하게 결정된다. 컷-윈도우의 폭은 전송 방식과 채널 조건에 따라서 변하게 된다. 따라서, 매 OFDM 심볼마다 컷-윈도우의 폭으로부터 'c'값을 계산하여 추정된 채널의 가장자리부분을 근사화된 직각삼각형의 형태로 보상시켜줌으로써, 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다. 이 방식은 추정된 채널의 크기만을 정확하게 맞추는 것이므로 크기에 덜 민감한 QPSK 방식보다는 크기에 민감한 QAM 방식을 사용했을 때 더 큰 이득을 얻을 수 있다.

표 1은 여러 가지 채널 조건과 SNR에서 본 특허의 DFT 방식으로 주파수 보간을 통해 얻은 채널의 가장자리 20 샘플의 평균제곱오차값을 계산한 것이다. 표 1에서 'GB off'라고 되어 있는 것이 가장자리 이득 부스팅(Gain Boosting)을 하지 않은 것이고, 'GB on'은 이득 부스팅을 사용한 것이다. 표 1에서 알 수 있듯이, 신호 대 잡음비 성능이 매우 열악한 조건을 제외하고는 이득 부스팅을 사용하였을 때, 추정된 채널의 정확도가 채널조건에 관계없이 향상되는 것을 볼 수 있다. 특히, Gain Boosting을 사용하지 않았을 때는 신호 대 잡음비값이 커져도 추정된 채널의 정확도는 거의 증가하지 않았다. 이는 추정된 채널의 가장자리 부분의 정확도가 떨어지는 이유는 신호 대 잡음비와 관련된 것이 아니라는 것을 보여주는 것이다. 반면에, 이득 부스팅을 해준 것은 가장자리의 이득손실을 근사치로 보상해주었기 때문에, 신호 대 잡음비가 커질수록 추정된 채널의 정확도도 같이 좋아지는 것을 확인 할 수 있다.

도 10 및 도 11은 주파수축 보간에 따른 비터비 통과 후의 비트에러확률을 컴퓨터 시뮬레이션한 결과 그래프들이다. 컴퓨터 시뮬레이션은 모두 다음과 같은 기본 가정을 하고 있다. 시스템 모델은 기본적으로 DVB시스템을 바탕으로 하고, FFT 크기는 8K 모드, 가드 인터벌(Guard Interval)은 1/4로 하고, 채널 추정시 심볼축 보간 방법은 선형 보간법을 사용하였다. 또한, 주파수축 보간을 위해 사용된 저역 통과 필터는 컷오프(cutoff) 주파수 0.2에 탭 수는 21개짜리였다. 도 10은 가산성 백색 잡음만 존재하는 환경에서 시뮬레이션한 결과이고, 도 11은 TU6 채널에 도플러 주파수가 10Hz인 환경에서 시뮬레이션한 결과이다.

도 10 및 도 11으로부터 DVB 시스템에서 주파수축으로의 보간 방법에 따른 성능 차이를 확실히 알 수 있다. 선형 보간법은 가장 간단하다는 장점이 있지만, 잡음 억제효과가 거의 없어서 비교 대상들 중에 가장 좋지 않은 성능을 보인다. 저역 통과 필터를 사용한 방식도 선형 보간법보다는 좋지만, 잡음을 잘 제거하지 못하고 있다. 물론 필터의 탭 수를 늘리고, 컷오프 주파수를 그때마다 상황에 맞도록 최적화하여 사용한다면 좋은 성능을 보이겠지만, 채널의 변화에 최적화된 필터 계수를 매번 찾아내는 것은 사실상 매우 힘들다.

　도 10 및 도 11에서 이득 부스팅 방법을 사용한 것과 그렇지 않은 것이 거의 동일한 성능을 보이고 있다. 이득 부스팅 방법을 사용할 경우 추정한 채널의 가장자리부분의 정확도를 상당히 올려주는 것은 맞지만, 도 10 및 도 11에서는 비터비의 부호율이 1/2이나 되기 때문에, 가장자리 일부분의 채널 추정 부정확도는 채널 코딩으로 복구가 되어 성능 차이가 보이지 않은 것이다. 그러나, 도 12에서는 이득 부스팅 방법의 사용 유무에 따라서 눈에 띄는 성능 차이를 확인할 수 있다. 도 12에서는 64 QAM에, 비터비 부호율 2/3을 사용하였기 때문에 추정된 채널의 정확도에 매우 민감하다. 따라서, 이득 부스팅 방법을 사용하지 않았을 때, 추정된 채널의 가장자리 이득 손실을 복구하지 못하여 신호 대 잡음비 성능이 좋아져도 비트오류확률은 떨어지지 않는 심각한 성능 열화를 겪게 되었다. 반면에, 이득 부스팅 방법을 사용했을 때는 추정된 채널의 가장자리 이득 손실이 잘 보상되어 좋은 성능을 보이고 있다. 결국, 이득 부스팅 방법은 고속으로 데이터를 전송하는 경우에 DFT를 이용하여 채널추정을 할 때, 안정적인 신호수신을 위해서 반드시 사용하여야 하는 기술이다.

본 발명은 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD_ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크 및 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 캐리어 웨이브, 예를 들어 인터넷을 통한 전송의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로 저장되고 실행될 수 있다.

본 발명은 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 등록청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

　　　　　　　　도 1은 DVB 시스템에서 연속 파일럿과 분산 파일럿이 OFDM 심볼의 부반송파에 실려있는 구조를 설명하는 도면이다.

도 2는 분산 파일럿을 이용해 추정한 채널을 심볼 축 보간한 후의 추정된 채널의 구조를 설명하는 도면이다.

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 DFT를 이용하여 채널을 추정하는 DVB 시스템을 설명하는 도면이다.

도 4는 도 3의 IDFT 연산부의 출력을 설명하는 도면이다.

도 5는 도 3의 채널 임펄스 응답 추정 블락을 설명하는 도면이다.

도 6은 도 4의 IDFT 연산부 출력을 확대한 그림으로, 임계값과 가드 길이를 이용하여 윈도우를 만드는 방법을 설명하는 도면이다

도 7은 가산성 백색 잡음만 존재하는 채널에서 DFT 연산를 이용하여 채널을 추정한 결과를 나타내는 도면이다.

도 8은 가산성 백색 잡음만 존재하는 채널에서 DFT를 이용하여 채널을 추정한 결과의 평균제곱 오차값을 나타내는 도면이다.

도 9는 도 3의 이득 보상부의 가장자리 이득 부스팅 방법을 설명하는 도면이다.

도 10 및 도 11은 가산성 백색 잡음만 존재하는 채널과 도플러 주파수가 10Hz인 TU6 채널에서 16 QAM, 비터비 부호율 1/2을 사용하였을 때의 주파수축 보간 방법에 따른 비터비 후의 비트오류확률 그래프를 나타낸다.

도 12는 도플러 주파수가 10Hz인 TU6 채널에서 64 QAM, 비터비 부호율 2/3을 사용하였을 때의 주파수축 보간 방법에 따른 비터비 후의 비트오류확률 그래프를 나타낸다.

Claims (10)

1. 수신된 DVB 신호로부터 심볼 축 보간이 되어져서 3개의 부반송파 간격으로 존재하는 채널 정보를 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 연산하는 IDFT 연산부;

   상기 IDFT 연산부의 출력으로부터 채널 임펄스 응답을 판단하는 윈도우를 만드는 채널 임펄스 응답 추정 블락;

   상기 윈도우 내의 상기 IDFT 연산부의 출력을 DFT(Discrete Fourier Transform) 연산하는 DFT 연산부; 및

   상기 DFT 연산부의 출력을 3배 하여 전체 에너지 비율을 맞추는 제1 멀티플라이어를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정 블락은

   상기 DVB 시스템에서 OFDM 심볼 길이에 따라 선택되는 보호구간의 길이만큼 상기 IDFT 연산의 파워 값을 평균하는 파워값 평균 계산부;

   상기 보호구간의 길이만큼 상기 IDFT 연산의 평균 파워값에 상기 DVB 시스템의 데이터 변조 방식에 따른 알파 값을 곱하여 임계값을 설정하는 제2 멀티플라이어; 및

   상기 IDFT 연산의 결과의 상기 파워 값이 상기 임계값을 넘는 구간을 상기 윈도우로 만드는 컷-윈도우 발생부를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템.
3. 제2항에 있어서, 상기 컷-윈도우 발생부는

   상기 IDFT 연산의 결과의 상기 파워 값이 상기 임계값를 넘는 구간에서 상기 채널 임펄스 응답이라고 판단된 부분의 앞뒤에 일정한 여유 길이 값(G)을 갖는 가드 길이를 추가하여 상기 윈도우를 만드는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템.
4. 제2항에 있어서, 상기 알파 값은

   상기 데이터 변조 방식에 따른 비트 오류 확률과 신호 대 잡음비에 따라 다르게 설정되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템.
5. 제1항에 있어서, 상기 DVB 시스템은,

   상기 DFT 연산의 결과로 추정된 채널의 가장자리 이득 손실을 보상하는 이득 보상부를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템.
6. (a) 수신된 DVB 신호로부터 심볼 축 보간이 되어 3개의 부반송파 간격으로 존재하는 채널 정보를 IDFT 연산하는 단계;

   (b) 상기 IDFT 연산의 결과로부터 채널 임펄스 응답을 판단하는 윈도우를 만드는 단계;

   (c) 상기 윈도우 내의 상기 IDFT 연산의 결과를 DFT 연산하는 단계; 및

   (d) 상기 DFT 연산의 결과를 3배 하여 전체 에너지 비율을 맞추는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 채널 추정 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 윈도우를 만드는 단계는

   상기 DVB 시스템에서 OFDM 심볼 길이에 따라 선택되는 보호구간의 길이만큼 상기 IDFT 연산의 파워 값을 평균하는 단계;

   상기 보호구간의 길이만큼 상기 IDFT 연산의 평균 파워값에 상기 DVB 시스템의 데이터 변조 방식에 따른 알파 값을 곱하여 임계값을 설정하는 단계; 및

   상기 IDFT 연산의 결과의 상기 파워 값이 상기 임계값을 넘는 구간을 상기 윈도우로 만드는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 채널 추정 방법.
8. 제7항에 있어서, 상기 윈도우를 만드는 단계는

   상기 IDFT 연산의 결과의 상기 파워 값이 상기 임계값를 넘는 구간에서 상기 채널 임펄스 응답이라고 판단된 부분의 앞뒤에 일정한 여유 길이 값(G)을 갖는 가드 길이를 추가하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 채널 추정 방법.
9. 제7항에 있어서, 상기 알파 값은

   상기 데이터 변조 방식에 따른 비트 오류 확률과 신호 대 잡음비에 따라 다르게 설정되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 채널 추정 방법.
10. 제6항에 있어서, 상기 DVB 시스템의 채널 추정 방법은,

    상기 (c)단계와 상기 (d)단계 사이에,

    (c1) 상기 DFT 연산의 결과로 추정된 채널의 가장자리 이득 손실을 보상하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 채널 추정 방법.

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