TWI424717B - 數位視訊廣播系統及其通道估計方法 - Google Patents

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Description

數位視訊廣播系統及其通道估計方法
本發明係關於一種數位視訊廣播系統，特別是有關一種利用離散傅立葉變換運算來估計通道之視訊廣播系統及其通道估計方法。
數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting，以下簡稱為DVB)是國際上承認用於數位電視之標準規格。1990年中旬被開發出來的地面數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，以下簡稱為DVB-T)具有可攜帶以及固定接收之特性，係著重考量接收器之開發價格而設計的。為了實現攜帶以及移動接收，DVB-T使用2個天線之分集接收技術，從而可在惡劣之情況下也能實現高速移動接收。然而在DVB-T之移動性實驗中，出現不能適用於其他移動多媒體應用服務等問題，發現DVB-T用作手機廣播是有缺點的，因此制定了用於攜帶式機器新的DVB標準，即手持式數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting-Handheld，以下簡稱為DVB-H)。DVB-H係考量可攜帶以及透過電池來工作之性質而制定的，但由於是根據DVB-T之標準，因此大部分可與DVB-T互換。
DVB係利用正交分頻多工技術(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，以下簡稱為OFDM)將符號、導頻以及傳輸參數信號(Transmission Parameter Signaling，以下簡稱為TPS)分配後傳送至各副載波(Sub-Carrier)。導頻由全部OFDM符號被傳送到固定位置之連續導頻以及每4個OFDM符號位置發生週期性變化之分散導頻構成。TPS將現在接收的信號傳送方法所相關之情報透過68個OFDM符號(1幀)傳送。TPS在復原時以不需要通道情報的差動二相位移鍵(DifFerential Binary Phase Shift Keying，以下簡稱為DBPSK)方式傳送，但數位信號係以正交位移鍵
(Quadrature Phase Shift Keying，以下簡稱為QPSK)、16-正交振幅調變(16-Quadrature Amplitude Modulation，以下簡稱為16-QAM)以及64-正交振幅調變(64-Quadrature Amplitude Modulation，以下簡稱為64-QAM)其中一種方式調變後傳送，因此需要準確之通道情報且所估計之通道準確度與整個系統之性能有密切的關係。在DVB中可用於通道估計之通道情報包括從已知位置傳送已知值的分散導頻和連續導頻。
請參閱第1圖，係繪示DVB系統中，1個OFDM符號所包含之導頻之大致形狀。如第1圖所示，在連續導頻的情況下，全部OFDM符號連續傳送至相同的副載波位置上。但是連續導頻的數量與整個副載波數量相較之下過小，且導頻之間的間距不規則。因此通道估計中只使用連續導頻是不夠的，必須同時再使用每4個OFDM符號傳送至發生週期性變化之副載波位置的分散導頻。
在DVB系統中，一般的通道估計方法為導頻所在位置的通道估計、含有分散導頻之副載波的符號座標軸插值、以及以1個OFDM符號為單位而工作之頻率軸插值。第1圖之OFDM符號中存在連續導頻和分散導頻，第n個OFDM符號的第k個副載波所包含的導頻Yn,k 如公式1表示。
【公式1】
Yn,k =Pn,k ‧Hn,k +Nn,k
其中，Pn,k 表示該位置的導頻，Hn,k 為其導頻所通過的通道值，而Nn,k 為加法性白色高斯雜訊(Additive White Gaussian Noise，以下簡稱為AWGN)，AWGN將會被加到通過通道的值。
由於接收端提前知道導頻所在位置及其值，因此可根據公式2估計出第n個OFDM符號中第k導頻所在部分之通道值。
所估計之通道準確度與增加的AWGN的大小成反比，與導頻的大小成正比。DVB系統為了透過導頻來提高估計之通道準確度，將比數位信號的平均值大於4/3的值分配給導頻。
當對所有導頻執行上述過程時，將可知道第1圖中之導頻所在位置(黑點)下的所有通道值。
對含有分散導頻的副載波進行符號座標軸插值的通道估計階段中，分散導頻並不存在於相同副載波的全部OFDM符號，而是以4個符號為間距而存在，因此利用分散導頻，將每隔4個符號存在相同的副載波所相應的通道值，進行符號座標軸插值，從而估計出其副載波中不存在分散導頻的OFDM符號所相應之通道值。請參閱第2圖，係繪示執行符號座標軸插值時，可知道通道值的位置。執行該通道估計方法時，能得知每隔3個副載波的估計通道值，可將此利用到全部OFDM符號之相同的頻率軸插值。
頻率軸插值後對所有副載波所相應的通道值進行估計的階段，在利用分散導頻來估計通道的OFDM系統中，一般係利用1次線性插值或2次以上複雜插值、低通濾波器(LPF)等執行頻率軸插值。
然而，DVB系統需要保障在所謂單頻網(Single Frequency Network，以下簡稱為SFN)的特殊通道中能流暢地接收資料，因此很難使用普遍的頻率軸插值方法。其原因在於SFN環境為了在OFDM中適應多種路徑的通道環境，包括各種長度的多種路徑通道環境，其中包括所使用的循環字首(Cyclic Prefix)的80%以上具有通道延遲的通道(SFN Long Channel)。使用1次插值的情況下，在插值的過程中會除去延遲較長的通道成份，因此無法得到較佳性能。此外，即使使用低通濾波器，根據通道延遲長度而需要多個分別具有不同截止頻率(CutoffFrequency)的濾波器，用於掌握通道延遲程度的工作。
本發明之一目的在於提供一種DVB系統及其通道估計方法，係利用離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform，以下簡稱為DFT)估計出通道。
為了達到上述目的，根據本發明之DVB系統包括：一反離散傅立葉變換(Inverse Discrete Fourier Transform，以下簡稱為IDFT)運算部、一通道脈衝響應估計裝置、一DFT運算部以及一第一乘法器。IDFT運算部根據所接收之DVB信號而進行符號座標軸插值時，對以3個副載波為間隔而存在之通道情報進行IDFT運算。通道脈衝響應估計裝置根據IDFT運算部之輸出，設置一視窗用以判斷通道脈衝響應。DFT運算部對視窗內之IDFT運算部之輸出進行DFT運算。第一乘法器將DFT運算部之輸出乘以3倍以調整整個能量比率。
根據本發明之實施例，通道脈衝響應估計裝置包括一功率值平均計算部、一第二乘法器以及一剪切視窗發生部。功率值平均計算部將IDFT運算之功率值平均成與與一循環字首之長度相同，其中循環字首係由DVB系統根據正交分頻多工技術符號長度所選擇。第二乘法器將與循環字首之長度相等之IDFT運算之平均功率值乘以一α值，藉此設置一臨界值，其中α值係根據DVB系統之一資料調變方式而定。剪切視窗發生部將IDFT運算結果之功率值超出臨界值之區間設置成視窗。
根據本發明之一實施例，剪切視窗發生部在IDFT運算結果之功率值超出臨界值之區間追加用於增加判斷為通道脈衝響應部分之前後部分之預留長度，並設置視窗。
根據本發明之另一實施例，α值根據資料調變方式之位元錯誤率以及信號雜訊比被設置成不同值。
根據本發明之又一實施例，DVB系統更包括一增益增強部，用於補償由IDFT運算結果而估計之通道邊緣之增益損失。
根據本發明之DVB系統之通道估計方法包括：根據所接收之一DVB信號而進行符號座標軸插值時，對以3個副載波為間隔而存在之通道情報進行IDFT運算；根據IDFT運算之一輸出，設置一視窗用以判斷通道脈衝響應；對視窗內IDFT運算之輸出進行DFT運算；以及將DFT運算之輸出乘以3倍以調整整個能量比率。
根據本發明之一實施例，設置視窗之步驟包括：將IDFT運算之功率值平均成與一循環字首之長度相同，其中循環字首係由DVB系統根據OFDM符號長度所選擇；將與循環字首之長度相等之IDFT運算之平均功率值乘以一α值，藉此設置一臨界值，其中α值係根據DVB系統之一資料調變方式而定；以及將IDFT運算結果之功率值超出臨界值之區間設置為視窗。
根據本發明之另一實施例，設置視窗的階段還包括：在IDFT運算結果之功率值超出臨界值之區間增加預留長度的階段，其中預留長度係用於增加判斷為通道脈衝響應部分之前後部分。
根據本發明之又一實施例，DVB系統之通道估計方法更包括：對根據DFT運算結果而估計之通道邊緣之增益損失進行補償。
本發明的優點在於：為了透過利用DVB系統中使用的導頻所表現出來的IDFT結果的特徵，從而得出使用於通道估計的通道脈衝響應成分，利用根據資料調變方式而發生變化的臨界值和具有有利長度的多餘空間，由此設置剪切視窗，並對所得到的通道脈衝響應進行DFT運算而估計通道。為了提高估計的通道的邊緣部分的估計準確度而進行增益補償，由此改善通道估計性能。如此提高的通道估計的準確度，在採用使用較高編碼速率的QAM方式時提供更大的增益。
以下將參照附圖就本發明的具體實施例進行詳細說明，各附圖中相同符號係表示相同的元件。
請參閱第3圖，係繪示本發明之一實施例之DVB系統300。DVB系統300包括一第一DFT運算部302、一時間軸插值部(Time-Axis Interpolation)304、一IDFT運算部306、一通道脈衝響應估計裝置308、一視窗發生部310、一第二DFT運算部312、一第一乘法器314、一符號延遲部(Symbol Delay for Time-Axis Interpolation)316、一增益增強部318以及一解映射器(Demapper)320。
第一DFT運算部302接收一DVB信號後，執行將時域(Time Domain)數位信號轉換為頻域(Frequency Domain)數位信號之運算。
時間軸插值部304對第1圖中的黑點所相應的分散導頻進行時間軸插值，進而估計出有嵌入資料部分(白點)的通道值。對第1圖中之黑點進行時間軸插值後變成如第2圖所示之形狀。
IDFT運算部306為DFT運算的逆過程，執行將頻域數位信號轉換為時域數位信號之運算，IDFT部306之輸出如第4圖所示。
通道脈衝響應估計裝置308從IDFT部306之輸出中找出實際之通道脈衝響應(Channel Impulse Response)的部分。
視窗發生部310從IDFT部306之輸出中，將判斷為通道脈衝響應(Channel Impulse Response，CIR)的部分上設置相應的視窗，所謂設置相應的視窗(Windowing)係指在第4圖中僅留下實際通道脈衝響應，除去不必要的部分。
第二DFT運算部312執行將視窗發生部310之時域輸出轉換為頻域輸出之運算。
第一乘法器314將第二DFT部312之輸出乘以3倍。在第2圖中，每隔3個副載波(Sub-Carrier)可知道一個通道情報。對這樣的通道情報透過IDFT運算部306運算時，可以得到如第4圖所示之相同的通道脈衝響應重複3次的形狀。其中實際通道脈衝響應為3個中之1個，因此其餘2個重複的通道脈衝響應會被刪除，此時能量只剩下整個的1/3，故在通過第二DFT運算部312後重新乘以3來調整能量比率。
符號延遲部316係為了調整現在所接收的OFDM符號之被估計的通道與資料的同步，而對符號進行延遲。利用分散導頻來進行時間軸插值時僅使用一個OFDM符號是不夠的，需要儲存多個OFDM符號後，再利用之前的符號之通道情報來進行插值，因此會發生OFDM符號的延遲。也就是說為了估計現在所接收的OFDM符號的通道，還需要多個符號之後的OFDM符號。
增益增強部318用於補償被估計之通道邊緣部分之增益損失。由於使用DFT運算在時間軸上將通道脈衝響應設置視窗(Windowing)之方式，因此在頻率軸上出現Sinc函數被迴旋(Convolution)的狀態，導致被估計之通道邊緣部分之增益出現衰減的現象，邊緣增益增強部318對該現象進行逆補償。
解映射器320對通過通道後所接收之信號進行通道補償，使其加工成可用於後續工作中。DVB系統300發送數位資料時，根據需要透過QPSK、16-QAM以及64-QAM之其中一種方式進行調變。例如在最簡單的QPSK情況下，從多個平面映射到{1+j，1-j，-1+j，-1-j}中的一個點。
在DVB系統300中，頻率軸插值方法透過IDFT部306、通道脈衝響應估計裝置308、視窗發生部310、第二DFT運算部312以及增益增強部318來實現。頻率軸插值方法係透過符號座標軸插值來對第2圖中以3個副載波為間距而存在的通道情報進行IDFT運算，藉此得出OFDM符號通過時間軸之通道脈衝響應，但該通道脈衝響應在每3個IDFT之輸入中僅有1個值，其他則被’0’填充，因此如第4圖所示，表現出通道脈衝響應重複3次之形狀。其中僅留下第1個脈衝，將第2個和第3個脈衝響應的部分填充’0’後，再執行DFT運算可以得到頻率軸插值的結果。此時IDFT運算的結果中整個能量的2/3被’0’填充，因此需要透過第一乘法器314乘以3倍來調整整個能量。
從IDFT運算的結果找出準確的通道脈衝響應的方法將會影響被估計的通道的準確度，在DVB系統中利用DFT運算進行頻率軸插值時需要考慮如下特性：DVB系統並未使用整個快速傅立葉變換(Fast Fourier Transform，以下簡稱為FFT)運算大小的所有副載波。例如，在2K的FFT運算的情況下，發送端僅使用1705個副載波，其餘則填充’0’之後進行IDFT運算再發送信號。由於接收端不知道接收部分被填充為’0’的通道情報，因此利用DFT運算來進行頻率軸插值時同樣也只能用’0’來填充該部分。然而這與在頻率軸對所估計的通道值罩上長度為1705之矩形視窗(Rectangular Window)具有相同的效果，因此IDFT運算之結果中所表現出來的通道脈衝響應的形狀並不異常，其表現了當副載波間距為1且以2048/1705的週期來進行零交點(Zero-Crossing)時Sinc函數被採樣的的狀態。從第4圖中也可以知道在較大值的脈衝周邊存在重複而較小的脈動成分，由於這些脈動成分是源於通道脈衝響應，因此為了提高頻率軸插值的準確度，應將這些值全部保留。
在DVB系統中利用DFT運算來進行頻率軸插值時如果只考慮上述特性，最好保留從IDFT運算結果中具有較大值所在位置向前及向後盡可能寬的部分，但如果保留部分過寬就等於捨棄了利用DFT運算的頻率軸插值法的優點。一般情況下，通道脈衝成分出現在較窄的部分，而雜訊成分則分佈在整個位置，因此利用DFT運算來進行插值時，在非通道脈衝成分的位置上填充’0’時具有能除去佔有較寬位置的雜訊成分的效果。
本實施例之通道脈衝響應估計方法考慮了上述特性，當根據IDFT運算結果而計算判斷為通道脈衝成分之臨界值時，利用IDFT運算結果中之一部分功率和資料調變方式決定預留值，即用於保留判斷為通道脈衝部分的前後長度時為透過資料調變方式來決定。
請參閱第5圖，係繪示第3圖之通道脈衝響應估計裝置308之功能方塊圖。通道脈衝響應估計裝置308包括一功率值計算部502、一功率值平均計算部504、一第二乘法器506以及一剪切視窗發生部508。
功率值計算部502用於計算IDFT部306(如第3圖所示)之輸出功率。由於IDFT部306(如第3圖所示)之輸出為複數，因此功率值計算透過(I2 +Q2 )來進行計算。
功率值平均計算部504用於求得與循環字首之長度相等的IDFT部(如第3圖所示)306輸出功率IDFT部(如第3圖所示)306輸出功率的平均值。循環字首之值由發送端決定，當DVB系統300(如第3圖所示)選擇整個OFDM長度的1/4、1/8、1/16以及1/32之其中一個後進行傳送。
第二乘法器部506將與循環字首之長度相等之IDFT部306(如第3圖所示)之輸出功率值的平均值，乘以一α值，其中α值根據調變方式(QPSK、16-QAM或64-QAM)而決定。
剪切視窗發生部508在確認臨界值(Threshold)以及增加預留後，設置剪切視窗。臨界值為與循環字首之長度相等之IDFT運算的功率值的平均值乘以α後的值，如第6圖所示之臨界值。確認臨界值係指在IDFT運算之結果中找出功率值超出臨界值之部分。增加預留係指在IDFT運算之結果中功率值超出臨界值之部分的前後部分，保留與第6圖中’G’長度相等的範圍後設置剪切視窗。
在本實施例中，於執行一定時間之OFDM符號時間同步後，由於時間同步誤差不大，因此在執行時可以假設通道脈衝響應成分都包含於OFDM符號之循環字首。如第2圖所示，在符號座標軸插值結束的狀態下對通道情報進行DFT運算時，會有相同的通道脈衝響應重複3次，從DFT運算結果的前側開始進行與循環字首的長度相等的平均功率的計算。
其次，根據在OFDM符號中各資料所採用之調變方式而取得不同α值，並將平均功率乘以α值作為判斷通道脈衝響應成分之臨界值。其中根據資料調變方式取得不同α值是由於可得到適當標準的位元錯誤率(Bit Error Rate，BER)以及信號雜訊比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)。簡單地說，以QPSK調變的資料被傳送時可接收信號的信號雜訊比，小於被64-QAM調變的資料的可接收信號的信號雜訊比，因此根據傳送方式來取得不同之臨界值，可得到最佳之性能，將這樣決定的臨界值作為基準來與IDFT運算結果的各功率進行比較，並找出通道脈衝響應成分的位置。
接著設置剪切視窗(Cut Window)，剪切視窗係在判斷為通道脈衝響應成分之各位置的前後保留預留的範圍，並允許屬於該範圍的通過，而不屬於該範圍的則以’0’來填充。考慮到在第1次IDFT運算結果中通道脈衝響應重複了3次，因此要排除第2次和第3次成分。如前所述，透過預留範圍的值來保留通道脈衝響應成分的前後部分之理由是為了保留基於脈衝響應的脈動成分。
根據數位信號的調變方式來取得不同預留範圍的值包括兩個原因：第一是與α值根據傳送方式而具有不同值的理由相同；第二是QPSK方式和QAM方式之間具有差異。在QPSK的情況下，只根據信號之相位來判斷其值，因此對所估計的通道大小不敏感，但在QAM的情況下對信號進行恢復時需要信號的相位和大小，因此為了減少發生所估計的通道邊緣部分之增益損失的情況，要取大於QPSK方式的預留值。
對IDFT運算結果設置如上述之視窗後進行DFT運算時，可得到被頻率軸插值的通道情報。
一方面，將通道情報以上述方法進行頻率軸插值時，包含了根據調變方式之適當長度通道脈衝之脈動成分，但為了除去雜訊成分而不得不限制其長度。所謂限制長度來設置視窗是在時間軸上對通道脈衝響應罩上矩形視窗(Rectangular Window)，對其結果進行DFT運算會導致在被估計的通道的邊緣上發生增益損失(Gain Loss)。為了更簡要地說明增益損失現象，請參閱第7圖，係繪示在僅存在有非常小的AWGN的通道中利用DFT運算來對通道進行估計。
在第7圖中，將設置剪切視窗時的預留值設置為10。第7圖最上方的圖表示利用DFT運算所估計的通道的實數值，中間的圖表示虛數值，最下方的圖表示所估計的通道的絕對值。在沒有實際通過通道時所估計的通道中具有虛數值是因為未將符號時間同步誤差設為'0'的緣故。要注意的是，被估計的通道越到邊緣部分與實際通道值的差異越大。為了進一步詳細說明，請參閱第8圖，係繪示將所估計的通道與實際通道兩者之均方誤差值。由圖中可知，在邊緣部分所估計的通道之準確度非常低，且這樣的非準確性是由於對IDFT運算的結果設置視窗而產生的。
當使用本實施例的頻率軸插值方法時，在判斷為通道脈衝響應部分之前後部分增加相同長度的預留範圍，因此在剪切視窗的中央附近存在通道脈衝響應成分的狀態下被視窗罩住，這樣使視窗中心存在通道脈衝響應成分時，對其進行DFT運算而得到的通道之邊緣部分不會偏向於實數或虛數，僅具有相差不多的增益損失。若未設置在剪切視窗的中央，而是在偏向一側的狀態下設置視窗時，通過DFT運算而得到的通道邊緣部分的增益損失值的實數部分和虛數部分會不同，並會被估計成恢復相位時的狀態，從而想要恢復是非常困難的。
請參閱第9圖，係繪示第3圖之增益增強部318之邊緣增益補強方法。以下將說明本實施例在進行頻率軸插值時，對透過DFT運算後所得到的通道之邊緣部分進行如第9圖中三角形斜線區域大小之增益損失的補償方法。
在第9圖中，[b/(a+b)]之值不會因為受到通道條件或其他影響而發生較大變化，而是幾乎保持定值，但是c值與上述所使用的剪切視窗的幅度成反比，其中剪切視窗的幅度隨著傳送方式和通道條件而發生變化。因此每個OFDM符號都根據剪切視窗的幅度計算出c值後，對所估計的通道的邊緣部分以接近於直角三角形的形狀進行補償，從而可提高通道估計的性能。該方式只對所估計的通道的大小進行準確的調整，因此，使用對通道大小敏感的QAM方式時，比使用對通道大小相對不敏感的QPSK方式，能取得更大的增益。
表1為各種通道條件和信號雜訊比下，以本發明之DFT運算方式進行頻率軸插值，而得到的通道邊緣20瞬時值的均方誤差值。表1中的GB Off表示未使用邊緣增益增強(Gain Boosting)，而GB On則表示使用了增益增強。從表1中可知，除了在信號雜訊比極惡劣的條件外，使用增益增強時所估計的通道的準確度與通道條件無相關地有所提高。特別是在未使用增益增強時，即使信號雜訊比增大，所估計的通道的準確度幾乎沒有增加。這表示所估計的通道邊緣部分的準確度下降原因與信號雜訊比並無關聯。相反地，增益增強對邊緣部分的增益損失進行了近似值的補償，因此可以確認信號雜訊比越大，所估計的通道的準確度也越好。
請參閱第10圖以及第11圖，係繪示透過根據頻率軸插值之維特比(Viterbi)運算後，對位元錯誤率進行電腦模擬之結果。電腦模擬之基本假設如下：系統模型以DVB系統為基礎，FFT大小為8K模型，保護間隔(Guard Interval)被設置為1/4，通道估計時的符號座標軸插值方法使用了線性插值法。此外，為了頻率軸插值而使用的低通濾波器之截止(Cutoff)頻率為0.2，分接頭數為21個。第10圖為僅存在AWGN的環境下進行模擬的結果，而第11圖為在TU6通道的都卜勒(Doppler)頻率為10Hz的環境下進行模擬的結果。
從第10圖以及第11圖可清楚知道，在DVB系統下根據頻率軸插值方法的不同，其性能是具有差異的。線性插值法雖然具有最為簡便的優點，但因為幾乎沒有雜訊抑制效果，因此其性能相較之下是最差的。使用低通濾波器的方式雖然比線性插值法好，但是也不能較佳地除去雜訊，雖然增加濾波器之分接頭數並根據具體狀況來使用最佳的截止頻率時，也能表現出較好的性能，但每次根據通道的變化而找出最佳的濾波器係數在實際上非常困難。
在第10圖以及第11圖中使用了增益增強方法和未使用增益增強方法時所表現出來的性能是幾乎相同的。使用增益增強方法時，雖然提高了所估計的通道之邊緣部分的準確度，但在第10圖以及第11圖中維特比的編碼速率占1/2，因此邊緣中一部分的通道估計的錯誤可以通過通道編碼來恢復，從而看不出性能差異。但是在第12圖中，根據增益增強方法的使用與否，可以看出明顯的性能差異。由於在第12圖中使用了64-QAM及2/3的維特比編碼速率，因此對所估計的通道準確度非常敏感。當未使用增益增強方法時，所估計的通道的邊緣增益損失不能恢復，因此會發生信號雜訊比性能提高也無法使位元誤差比率下降的情況，性能嚴重的劣化。相反地，使用增益增強方法時，所估計的通道之邊緣增益損失能很好地被補償，從而表現出較好的性能。因此增益增強方法是在高速傳送資料的情況下利用DFT運算來進行通道估計時，為了穩定的信號接收而必須使用的技術。
本發明還可以透過可被電腦讀取的代碼來實現。電腦可讀取的記錄媒體包括可被電腦系統讀取的且存有資料的所有種類的記錄裝置。電腦可讀取的記錄媒體，例如有ROM、RAM、CD ROM、磁帶、軟碟及光資料存儲裝置等，另外還包括通過載波，例如通過網際網路的傳送狀態來實現。此外，可被電腦讀取的記錄媒體分散在連接於網路的電腦系統，且以分散方式存儲並執行電腦可讀取的代碼。
綜上所述，雖然本發明已用較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
300‧‧‧DVB系統
302‧‧‧第一DFT運算部
304‧‧‧時間軸插值部
306‧‧‧IDFT運算部
308‧‧‧通道脈衝響應估計裝置
310‧‧‧視窗發生部
312‧‧‧第二DFT運算部
314‧‧‧第一乘法器
316‧‧‧符號延遲部
318‧‧‧增益增強部
320‧‧‧解映射器
502‧‧‧功率值計算部
504‧‧‧功率值平均計算部
506‧‧‧第二乘法器
508‧‧‧剪切視窗發生部
第1圖係繪示DVB系統中，1個OFDM符號所包含之導頻之大致形狀；第2圖係繪示執行符號座標軸插值時，可知道通道值的位置；第3圖係繪示本發明之一實施例之DVB系統；第4圖係繪示第3圖之IDFT運算部之輸出；第5圖係繪示第3圖之通道脈衝響應估計裝置之功能方塊圖；第6圖係繪示第4圖之IDFT運算輸出之放大圖，說明利用臨界值和預留長度製作剪切視窗的方法；第7圖係繪示在僅存在有非常小的加法白色高斯雜訊的通道中利用DFT運算來對通道進行估計；第8圖係繪示將所估計的通道與實際通道兩者之均方誤差值；第9圖係繪示第3圖之增益補強部之邊緣增益補強方法；第10圖以及第11圖係繪示透過根據頻率軸插值之維特比(Viterbi)運算後，對位元錯誤率進行電腦模擬之結果；以及第12圖係繪示都卜勒頻率為10Hz的TU6通道中，當使用64-QAM及2/3的維特比編碼速率時，根據頻率軸插值方法之維特比計算後之位元誤差率圖形。
300．．．DVB系統
302．．．第一DFT運算部
304．．．時間軸插值部
306．．．IDFT運算部
308．．．通道脈衝響應估計裝置
310．．．視窗發生部
312．．．第二DFT運算部
314．．．第一乘法器
316．．．符號延遲部
318．．．增益增強部
320．．．解映射器

Claims (10)

  1. 一種數位視訊廣播系統，包括：一反離散傅立葉變換運算部，根據所接收之數位視訊廣播信號而進行符號座標軸插值時，對以3個副載波為間隔而存在之通道情報執行反離散傅立葉變換運算；一通道脈衝響應估計裝置，根據該反離散傅立葉變換運算部之輸出，設置一視窗用以判斷通道脈衝響應；一視窗發生部，從該反離散傅立葉變換運算部之輸出中，僅留下該視窗內的部分；一離散傅立葉變換運算部，對該視窗發生部之輸出執行離散傅立葉變換運算；以及一第一乘法器，將離散傅立葉變換運算部之輸出乘以3倍以調整整個能量比率。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之數位視訊廣播系統，其中該通道脈衝響應估計裝置包括：一功率值平均計算部，將該反離散傅立葉變換運算之功率值平均成與一循環字首之長度相同，其中該循環字首係由該數位視訊廣播系統根據正交分頻多工技術符號長度所選擇；一第二乘法器，將與該循環字首之長度相等之該反離散傅立葉變換運算之平均功率值乘以一α值，藉此設置一臨界值，其中該α值係根據該數位視訊廣播系統之一資料調變方式而定；以及一剪切視窗發生部，將該反離散傅立葉變換運算結果之該功率值超出該臨界值之區間設置成該視窗。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之數位視訊廣播系統，其中該剪切視窗發生部在該反離散傅立葉變換運算結果之功率值超出該臨界值之區間，追 加用於增加判斷為該通道脈衝響應部分之前後部分之預留長度，並設置視窗。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之數位視訊廣播系統，其中該α值根據該資料調變方式之位元錯誤率以及信號雜訊比被設置成不同值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之數位視訊廣播系統，更包括一增益增強部，用於補償由該離散傅立葉變換運算結果而估計之通道邊緣之增益損失。
  6. 一種數位視訊廣播系統之通道估計方法，包括：根據所接收之一數位視訊廣播信號而進行符號座標軸插值時，對以3個副載波為間隔而存在之通道情報執行反離散傅立葉變換運算；根據該反離散傅立葉變換運算之輸出，設置一視窗用以判斷通道脈衝響應；從該反離散傅立葉變換運算之輸出中，僅留下該視窗內的部分；對該視窗內的部分進行離散傅立葉變換運算；以及將該離散傅立葉變換運算之輸出乘以3倍以調整整個能量比率。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之數位視訊廣播系統之通道估計方法，其中設置該視窗之步驟包括：將該反離散傅立葉變換運算之功率值平均成與一循環字首之長度相同，其中該循環字首係由該數位視訊廣播系統根據正交分頻多工技術符號長度所選擇；將與該循環字首之長度相等之該反離散傅立葉變換運算之平均功率值乘以一α值，藉此設置一臨界值，其中該α值係根據該數位視訊廣播系統之一資料調變方式而定；以及將該反離散傅立葉變換運算結果之該功率值超出該臨界值之區間設置為該視窗。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之數位視訊廣播系統之通道估計方法， 更包括：在該反離散傅立葉變換運算結果之該功率值超出該臨界值之區間增加預留長度的階段，其中該預留長度係用於增加判斷為該通道脈衝響應部分之前後部分。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之數位視訊廣播系統之通道估計方法，其中該α值根據該資料調變方式之位元錯誤率以及信號雜訊比被設置成不同值。
  10. 如申請專利範圍第6項所述之數位視訊廣播系統之通道估計方法，更包括：對根據該離散傅立葉變換運算結果而估計之通道邊緣之增益損失進行補償。
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