JP5347203B2 - マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、概してデジタル通信システムの分野に関するものであり、特に、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する方法及び装置に関するものである。

有線、無線、及び光通信システムといったデジタル通信システムにおいて、送信信号はチャネルを通じた伝搬の後に受信機へ到達する。伝搬チャネルにおいて、送信信号は周囲の状況と非常に複雑に作用し合う。一例としては、無線通信チャネルを通じた信号の伝搬は、大きな障害物からの反射、小さな物体や角の周辺における回折、媒体を通じた屈折、及び信号の散乱に起因して、受信信号に様々な種類の障害を引き起こす。ＡＤＳＬチャネル等の有線チャネルにおいては、ケーブルの不整合、及び不完全な終端に起因して、受信信号に障害が生じ得る。光ファイバシステムにおいては、コネクタや接合部における複数回の反射に起因して受信信号に障害が生じる。これらの複雑な相互作用によって、それぞれのバージョン又はレプリカがランダムに分布した振幅及び位相を有して、複数パスを通じて送信された信号の遅延バージョン又はレプリカが受信される。一般的に、チャネルは、複数パスに起因した遅延スプレッド（時間分散）の影響を受けることが知られており、マルチパスフェージングチャネルと呼ばれる。

マルチパスフェージングは、シンボル間干渉（ＩＳＩ）に起因して信号の復号に誤りを生じさせ得るとともに、さらに通信システムの性能に影響し得る。従って、遅延スプレッドは、通信システムの性能に影響するため、伝搬チャネルの最も重要な特性の１つと考えられている。このため、チャネルの遅延スプレッドに関する知識は、基礎をなすチャネルの変化する性質に対処するために、受信機自体を適応させ、かつ、ユーザ・エクスペリエンスを向上させる、改善した性能を提供することが可能なより良好な受信機構造を設計するために、使用され得る。多数の遅延スプレッド推定技術が、先行技術において見出される。

特許文献１には、受信信号内における過剰な遅延スプレッドの存在を検出する方法が記載されている。この先行技術では、受信信号の２つのセグメントの類似度の定量的な推定値が算出される。当該２つのセグメントは、同期データから選択され、第１セグメントは偶数番目のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）サブキャリヤ上のデータに相当し、第２セグメントは奇数番目のＯＦＤＭサブキャリヤ上のデータに相当する。過剰な遅延スプレッドの存在の判定処理において、定量的な推定値は検出しきい値と比較される。この先行技術に開示された遅延スプレッド推定技術の欠点は、当該方法では、受信信号における過剰な遅延スプレッドの検出のみを行い、チャネルの遅延スプレッド量を定量化しないことである。

特許文献２では、推定したチャネルの遅延スプレッドに基づいて等化器を選択及び除外する方法が実行されている。この先行技術では、支配的なパス電力の大きさと２次的なパス電力の大きさとの比率であるパス比率が、受信信号内の遅延スプレッド量を示す。チャネルを推定して、当該チャネルのインパルス応答を抽出するために、動作中の整合フィルタがさらに使用される。さらに、遅延スプレッドのしきい値が決定されるとともに、等化器を選択するか否かを決定するために遅延スプレッドの推定値が当該しきい値と比較される。この先行技術に記載された方法の欠点は、遅延スプレッドの推定処理が計算量的に激しく、それにより受信機の高い電力消費を招くことである。

米国特許第７０２７５２７号明細書 米国特許第６０２８９０１号明細書

本発明は、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する方法及び装置を提供することによって、他の必要性とともに上記の必要性に対処する。

本発明の第１の側面によれば、上述の問題は、データを運ぶ複数のサブキャリヤをそれぞれが含む、連続する複数のマルチキャリヤ信号のパケットによって形成される、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する方法を用いて解決される。本発明の方法によれば、各受信パケットについて、各サブキャリヤのチャネル推定値の振幅値が、ヌルサブキャリヤを除いて推定される。その後、所定数のパケットが受信された後に、チャネル推定値の推定された振幅値の平均振幅値が各受信パケットについて算出され、マルチパスチャネルの遅延スプレッドがメトリックに基づいて推定される。本発明によれば、メトリックは、チャネル推定値の推定された振幅値と、各受信パケットについて決定された平均振幅値との関数として算出される。

本発明の第２の側面によれば、上述の問題は、データを運ぶ複数のサブキャリヤをそれぞれが含む、連続する複数のマルチキャリヤ信号のパケットによって形成される、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する装置を用いて解決される。本発明の装置は、各受信パケットについて、ヌルサブキャリヤを除く各サブキャリヤのチャネル推定値の振幅値を推定する受信機と、各受信パケットについて、チャネル推定値の推定された振幅値の平均振幅値を算出し、さらに、所定数のパケットが受信された後に、チャネル推定値の推定された振幅値と平均振幅値との関数として算出されるメトリックに少なくとも基づいて、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又は二乗平均平方根遅延スプレッドを推定する遅延スプレッド推定器とを備える。

本発明において、遅延スプレッドの推定は、チャネル推定値の推定された振幅値の関数として算出されるメトリックと、各受信パケットについて決定される平均振幅値とに基づくため、装置の低い全消費電力をもたらす低複雑度の遅延スプレッド推定技術を使用して十分な正確性が達成される。

一般的なベースバンドＯＦＤＭシステムの一例を示すブロック図である。 ヌルサブキャリヤを除くＯＦＤＭパケットの５６サブキャリヤのチャネル推定値の振幅値の一例を示す図である。 本発明の第１の典型的な実施形態に係る、マルチパスチャネルの遅延スプレッド（又はＲＭＳ遅延スプレッド）の推定方法を示すフローチャートである。 本発明の第１の典型的な実施形態とともに使用することに適した遅延スプレッドの特性曲線を示す図である。 図４Ａに示す曲線に対応するルックアップテーブルを示す図である。 本発明の第２の典型的な実施形態に係る、マルチパスチャネルの遅延スプレッド（又はＲＭＳ遅延スプレッド）の推定方法を示すフローチャートである。 本発明の第２の典型的な実施形態とともに使用することに適した遅延スプレッドの特性曲線を示す図である。 図６Ａに示す曲線に対応するルックアップテーブルを示す図である。 本発明の第３の典型的な実施形態とともに使用することに適した遅延スプレッドの特性曲線を示す図である。 本発明の第３の典型的な実施形態とともに使用することに適した遅延スプレッドの特性曲線を示す図である。 本発明による装置の典型的な実施形態の概略的なブロック図である。

以下では、好適な実施形態を用い、添付図面を参照して、本発明についてより詳細に説明するが、以下の図面は具体例となるのみであり、図示及び記載される特定の実施形態には添付の特許請求の範囲の範囲内で変更が加えられ得ることに注意すべきである。

本発明について、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）等のマルチキャリヤ通信システムをベースとしたデータ通用のシステムに関連した一般的な文脈で説明する。一例として、本発明は、ＷＬＡＮ（無線ローカル・エリア・ネットワーク）システム、ＩＥＥＥ８０２．１１（Institute of Electrical and Electronics Engineers，電気電子技術者協会）、ＷｉＦｉ（Wireless Fidelity，ワイヤレス・フィディリティ）、ＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access，世界規模で相互運用可能な、マイクロ波を用いたワイヤレス・アクセス）システム、ＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line，非対称デジタル加入者線）システム、又はＯＦＤＭに基づいた他の任意のシステムに適用され得る。

技術的によく知られているように、チャネルは時間変動し、かつ、しばしば周波数選択性であるため、ＯＦＤＭ信号の復調前にはチャネルの推定が必要である。ＯＦＤＭのチャネル推定は、例えば、プリアンブル、又はデータシンボルに挿入されるパイロットサブキャリヤとしても知られる所定のトレーニングシンボルを使用して算出され得る。

図１は、パイロットチャネル推定に基づくＯＦＤＭシステムの一例を示す。図示するように、直列のバイナリデータは最初にグループ化され、信号マッパ１において所定の変調に従ってマッピングされる。マッパで使用される所定の変調の例は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等である。直列データは、さらに、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）２において並列データに変換され、パイロット挿入モジュール３において一部のサブキャリヤへパイロットが挿入される。その後、Ｎ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）又は逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）モジュール４が、長さＮのデータ系列を時間領域信号へ変換するために使用される。ＩＦＦＴ／ＩＤＦＴモジュール４に続いて、ＩＳＩを防ぐため、予期されるチャネルの遅延スプレッドよりも長くなるように選択されるガード時間が、ガード挿入モジュール５において挿入される。このガードインターバルは、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を除去するため、ＯＦＤＭシンボルを循環的に拡張した部分を含む。当該ガードインターバルを含む信号は、さらに、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）として通常表現される加法的な雑音を含む、マルチパスチャネル７を通過する。受信機において、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）及びローパスフィルタを通じて時間領域に移行した後に、ガード除去モジュール８においてガードインターバルが除去され、当該受信信号は、時間領域の離散的な受信信号を周波数領域のマルチキャリヤ信号へ変換するＮ点（ＦＦＴ／ＤＦＴ）モジュール９へ送られる。ＦＦＴ／ＤＦＴモジュール９に続いて、データシンボルに挿入された所定のプリアンブル又はパイロットサブキャリヤが抽出され、チャネル推定モジュール１０においてデータサブチャネル用のチャネル推定値が推定される。次に、チャネル推定値を用いて、周波数領域のマルチキャリヤのデータシンボルの等化（補正）処理によって送信データが推定される。それに続いて、バイナリ情報データが、デマッパ／デインタリーバ及びビタビ復号モジュール１２において元どおりに取得される。なお、図１のＯＦＤＭシステムは、パイロットチャネル推定に基づくＯＦＤＭシステムの原理を理解するためにのみ記載されていることに留意されたい。従って、本発明は、データシンボルに挿入される所定のプリアンブル信号又はパイロットサブキャリヤに基づくチャネル推定の方法及びシステムの少なくとも何れかに限定されることはなく、即ち、任意の適切な先行技術のチャネル推定方法（例えば、ブラインドチャネル推定方法、又は適応チャネル推定方法）が使用され得る。

前述のように、基礎をなすチャネルの変化する性質に対処するために、受信機自体を適応させ、かつ、ユーザ・エクスペリエンス（user experience）を向上させる、改善した性能を提供することが可能なより良好な受信機構造を設計するために、チャネルの遅延スプレッドに関する知識が使用され得る。

以下では、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又は二乗平均平方根（ＲＭＳ：root mean square）遅延スプレッドを推定する方法について、本発明の実施形態に従って説明する。

マルチパスチャネルの遅延スプレッド（又はＲＭＳ遅延スプレッド）の推定は、ＣＥ_kと示される、チャネル推定値の振幅値（magnitude values）に基づき、ｋは、ヌルサブキャリヤを除く、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ番号を表す。一例として、図２は、マルチキャリヤ信号のデータパケットの、ヌルサブキャリヤを除くチャネル推定値の振幅ＣＥ_kを示し、当該マルチキャリヤ信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＯＦＤＭ無線システムの、５６個の高スループットのデータ・サブキャリヤから成る。

図３を参照すると、本発明の第１の典型的な実施形態に係る、マルチパスチャネルの遅延スプレッド（又はＲＭＳ遅延スプレッド）を推定する方法のフローチャートが示されている。ステップ１で、マルチキャリヤ信号の各受信パケットｎについて、ヌルサブキャリヤを除く各サブキャリヤｋのチャネル推定値の振幅値ＣＥ_k,nが推定される。ステップ２で、各受信パケットｎについて、チャネル推定値ＣＥ_kの最大値ＣＥ_max,n、最小値ＣＥ_min,n、及び平均値ＣＥ_mean,nが算出され、保存される。ＣＥ_max,n、ＣＥ_min,n、及びＣＥ_mean,nは、以下の表現によって与えられる。

ここで、ｎは受信パケット番号、ｋはサブキャリヤ番号、Ｎはヌルサブキャリヤを除く全サブキャリヤの数である。図２には、ＣＥ_max,n、ＣＥ_min,n、及びＣＥ_mean,nの値の例を示している。

図３のステップ３で、所定数Ｌのパケットが受信されているか否かの確認が実行される。所定のパケット数Ｌは、設計パラメータであり、例えば、３、４、５、１０、又は、他の任意の数に等しくてもよい。Ｌの値が高くなるにつれて、チャネル推定精度が高くなることに言及しておくべきである。

図３のステップ３に戻って参照すると、全パケットＬが受信されている場合、ＣＥ_max,ave、ＣＥ_min,ave及びＣＥ_mean,aveと表示される、ＣＥ_max,n、ＣＥ_min,n及びＣＥ_mean,nの平均が、次式に従ってそれぞれ算出される。

なお、Ｌパケットの全てが受信されていない場合、Ｌパケットの全てが受信されるまでステップ１乃至３が繰り返される。

ステップ４で、本発明に関するこの第１の典型的な実施形態に従って、メトリックＭが、推定されたチャネル推定値の振幅値ＣＥ_k,nと、平均振幅値ＣＥ_means,nとの関数として算出される。メトリックＭは、次のように与えられる。

メトリックＭは、さらに、上記の表現における係数１／Ｌを除去することによって、次のように簡略化されていもよい。

あるいは同様に、次のようによりコンパクトな形式でもよい。

本発明に関するこの第１の典型的な実施形態において、メトリックＭは、さらに、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドを推定するために使用される。

本発明によれば、メトリックＭに対応する、マルチパスチャネルの遅延スプレッド（又はＲＭＳ遅延スプレッド）の推定は、以下の表現によって与えられる線形補間関数を使用して実行／算出され得る。

ここで、ＲＭＳ_a及びＲＭＳ_bは、ルックアップテーブルにおける所定の二乗平均平方根遅延スプレッド値（又は遅延スプレッド値）であり、Ｍ_a及びＭ_bは、ルックアップテーブルにおける所定のメトリック値である。ＲＭＳ_a、ＲＭＳ_b、Ｍ_a及びＭ_bは、決定されたメトリックＭに基づいて、本発明に従って選択される。

本発明の実施形態によれば、所定のルックアップテーブルは、チャネルモデルを使用したシミュレーションを通じて、あるいはチャネルの測定を通じて生成され得る、メトリック値又は適合するＲＭＳ遅延スプレッド値のリストから成る。

あるいは、本発明の実施形態によれば、決定したメトリックＭに対応するＲＭＳ遅延スプレッドは、本明細書においてＲＭＳ（Ｍ）と表示される、決定したメトリックＭにおける次数Ｒの所定の多項式関数を評価することによって推定することができ、次のように与えられる。

この多項式アプローチは、決定したメトリックＭを最小二乗の意味でＲＭＳ遅延スプレッドに適合させる、次数Ｒの多項式の係数Ｃ_iを求めることを必要とする。

以下の表１は、左の列において、チャネルモデルを使用したシミュレーションを通じてルックアップテーブルの遅延スプレッド値とメトリック値とを定める（establish）ために必要とされるステップを示している。表１の右の列には、シミュレーション又はチャネル測定を通じて多項式の係数を決定するために必要となるステップを示している。

表１に表されているように、本発明の第１の実施形態によれば、ルックアップテーブルのメトリック値と多項式関数の係数とは、式（８）で表されるメトリック表現を使用しても算出される。しかし、ＲＭＳ遅延スプレッド値は、選択されたチャネルモデルに依存する何らかの典型的な値に予め設定されるため（表１のステップ１を参照）、マルチパスチャネルの実際のリアルタイムのＲＭＳ遅延スプレッドが図３に表されるフローチャートに従って決定される場合、当該ＲＭＳ設定値と、対応するメトリック値（表１のステップ４を参照）との両方は、所定の値と考えられる。

一例として、図４Ａは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのチャネルがチャネルモデルとして使用される場合の、表１に与えられたステップに従って生成された遅延スプレッドの特性曲線を示す。図４Ｂでは、図４Ａに示す曲線に対応するルックアップテーブルが、本発明の実施形態に従ってＲＭＳ遅延スプレッドを決定するために使用され得る、所定のＲＭＳ遅延スプレッド値と所定のメトリック値とで満たされている。なお、本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのチャネルモデルに限定されることはない。その代わりに、本発明は、ＯＦＤＭシステムや実際のチャネル測定に基づく他の任意のチャネルモデルに対して適用可能である。

本発明に従ってＲＭＳ遅延スプレッドを決定するために多項式関数を使用する第２のアプローチに関して、以下の表２は、図４Ａに示すＲＭＳ遅延スプレッド特性曲線に対応する多項式係数の一例を示す。

表２によれば、所定のメトリック値を図４Ａの曲線によって与えられるＲＭＳ遅延スプレッド値に適合させる４次の多項式関数が、表２の係数を使用して次式によって表現される。

以下の例では、上述の本発明の典型的な実施形態に従って決定されるメトリックＭは１に等しい、即ち、Ｍ＝１であると仮定する。

図４Ｂに示すルックアップテーブルとともに式（９）によって与えられる線形補間関数を使用すると、所定のＲＭＳ遅延スプレッド値、及び対応するメトリック値は、（Ｍ_a，ＲＭＳ_a）＝（０．９７３３，１０）、（Ｍ_b，ＲＭＳ_b）＝（１．１９５７，２５）となり、それにより、ＲＭＳ遅延スプレッド値ＲＭＳ（Ｍ＝１）≒１２ｎｓが与えられる。

式（１０）によって与えられる多項式関数を代わりに使用するとともに、さらに、所定のメトリック（Ｍ＝１）、及び次数４の多項式関数を仮定すると、マルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッド値は、以下の表現によって与えられる。

ルックアップテーブル・アプローチに必要となる複雑度は、多項式補間アプローチに比較して少ないことに留意すべきである。これは、多項式補間アプローチは、４回の加算／減算演算と１０回の乗算演算とを必要とする一方で、ルックアップテーブル・アプローチは、４回の加算／減算演算と１回の乗算演算と１回の除算演算とを必要とするためである。全体として、多項式補間アプローチは、ルックアップテーブル・アプローチと比較して９回の余分な乗算演算を必要とする。他方で、ルックアップテーブル・アプローチは、１回の除算を必要とする。しかし、９回の乗算演算についての時間複雑度は、１回の除算演算と比較して大きいことがあり、そのため、ルックアップテーブル・アプローチの方が複雑度が少ない。しかし、多項式補間アプローチは、ルックアップテーブル・アプローチと比較して改善した正確性を与える。

本発明の上述の典型的な実施形態では、遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドの推定性能は、受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）によって変化する。即ち、図３とともに説明した方法は、高いＳＮＲにおいて十分な正確性を与えるが、低いＳＮＲにおいてはより低い正確性を実現する。

本発明の第２の典型的な実施形態によれば、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドの推定は、メトリックＭに加えて、推定されたＳＮＲにも依存する。

図５は、本発明の第２の典型的な実施形態に係る方法のフローチャートを示す。

第１の実施形態と同様に、メトリックＭは、式（７）又は式（８）によって既に与えられたように、ここでもチャネル推定値の推定された振幅値ＣＥ_k,nと、平均振幅値ＣＥ_mean,nとの関数として決定／算出される。

しかし、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドを推定するために使用される、当該算出されたメトリックＭに加えて、典型的な本実施形態に係る方法も、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する際に、ＳＮＲ_aveと表示される平均ＳＮＲを考慮に入れる。

平均ＳＮＲ（ＳＮＲ_ave）を算出するために、各受信パケットｎについてのＳＮＲ（ＳＮＲ_n）は、図５のステップ２に示すように推定され、保存される。なお、各受信パケットｎについてのＳＮＲは、例えば、パケットｎのデータシンボルに挿入される所定のトレーニングシンボルを使用して算出／推定され得る。

図５に戻って参照すると、Ｌ個のパケットが受信された後に（図５のステップ３を参照）、平均ＳＮＲが次のように算出される。

本発明に関するこの第２の典型的な実施形態において、メトリックＭは、前の実施形態と同様に、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドを推定するために使用される。ＲＭＳ遅延スプレッドは、式（９）において既に与えられた線形補間関数を使用して、あるいは式（１０）において既に与えられた多項式関数を使用して推定される。しかし、ＳＮＲも考慮に入れられる、本発明に関するこの第２の典型的な実施形態において、ルックアップテーブルにおけるメトリック値及びＲＭＳ遅延スプレッド値と、チャネルモデルを使用した多項式係数をも定める際に必要とされるステップは、既に説明した典型的な実施形態のステップとは異なる。メトリック値及びＲＭＳ遅延スプレッド値を定めるために必要となるステップを、以下の表３に示している。

図６Ａは、チャネルモデルとしてＩＥＥＥ８０２．１１ａチャネルを使用して、表３に与えられたステップに従って生成される典型的な遅延スプレッド特定曲線を示す。図６Ｂでは、図６Ａに示す曲線に対応するルックアップテーブルが、本発明に関するこの第２の典型的な実施形態に従ってＲＭＳ遅延スプレッドを推定するために使用され得る、所定のＲＭＳ遅延スプレッド値と所定のメトリック値とで満たされている。なお、ＲＭＳ遅延スプレッド値とメトリック値とは、各ＳＮＲについて決定される。また、本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａチャネルモデルに限定されることはない。その代わりに、本発明は、実際のチャネル測定に基づく他の任意のチャネルモデルに適用可能である。

図６Ａ及び図６Ｂでは、マルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッドの推定値を取得するために、中程度の及び高いＳＮＲにおいては単一の特性曲線で十分であることが観察される。

なお、本発明の第２の典型的な実施形態に係る方法を使用してマルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッドを決定するために、選択されるべき図６Ａの曲線の何れか又は図６Ｂの列を決定するため平均ＳＮＲが使用される。一例としては、平均ＳＮＲ（ＳＮＲ_ave）が７．５ｄＢよりも小さい場合、図６Ｂの第２列（５ｄＢの列）に対応する所定の遅延スプレッド値及びメトリック値が選択され、それにより、式（７）又は式（８）を使用して算出されるメトリックＭとともにこれらの所定値に基づいて、マルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッド値が推定される。

ＳＮＲ_aveが７．５ｄＢ以上であるが１２．５ｄＢより小さいと推定された場合、１０ｄＢのＳＮＲ（図６Ａを参照）に対応する列のエントリが、マルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッドを算出するために、式（７）又は式（８）で与えられるメトリックＭとともに使用され得る。このように、図６において選択された特性曲線は、推定された平均ＳＮＲ（ＳＮＲ_ave）に依存する。また、マルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッドは、式（９）又は式（１０）を使用して推定され得る。

図７を参照すると、本発明の第３の典型的な実施形態に係る方法のフローチャートを示している。既に説明した本発明の第１及び第２の実施形態と同様に、マルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッド又は遅延スプレッドは、ここでもチャネル推定値の推定された振幅値ＣＥ_k,nと、平均振幅値ＣＥ_mean,nとの関数としてメトリックＭに基づいて推定される。しかし、本発明に関するこの第３の典型的な実施形態では、各パケットｎについてのＳＮＲ（ＳＮＲ）に加えて、各受信パケットｎ（図７のステップ１を参照）についてメトリックＭ_nが決定される。本発明に関するこの典型的な実施形態によれば、メトリックＭ_nは、以下の式（１２）によって与えられる。

ここで、Ｎはヌルサブキャリヤを除くサブキャリヤ数、ｄはサブキャリヤ間の距離を表す整数であり、（ｄ＋１）ｊはサブキャリヤｋ（即ち、ｋ＝(ｄ＋１)ｊ）に対応し、

は数学的なフロア演算であり、|.|は絶対値演算子である。設計パラメータである距離ｄは、例えば、１，２，４，６，...等に等しくてもよい。

図７に戻って参照すると、ステップ２において、Ｌ（例えば、Ｌ＝３，５，１０，２０，...）個のパケットが受信されているか否かについての確認が実行される。Ｌ個のパケットが受信されている場合、メトリックＭは、以下の式（１３）によって与えられるように、平均振幅値ＣＥ_mean,nの平均によって除算されたメトリックＭ_nの平均を得ることによって決定される。

既に説明した本発明の第２の実施形態のように、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドは、メトリックＭと平均ＳＮＲ（ＳＮＲ_ave）とに基づいて推定され得る。ルックアップテーブル・アプローチ（式（９）を参照）又は多項式補間関数（式（１０））は、さらに、マルチパスチャネルの遅延スプレッドの値を推定するために使用され得る。

また、ルックアップテーブルにおける所定の遅延スプレッド値及び所定のメトリック値は、チャネルモデルを使用したシミュレーション、又はチャネル測定を通じて生成され得る。なお、ルックアップテーブルのエントリ及び多項式の係数を決定するために、表３に表されたステップが使用されてもよい。しかし、ＣＥ_max及びＣＥ_minを決定する代わりに、表３（ステップ３−５を参照）におけるメトリック値は、上記で与えられた式（１２）及び式（１３）を使用して、即ち、表３のステップ３において式（１２）及び表３のステップ５において式（１３）を使用することによって算出されてもよい。

図８を参照すると、チャネルモデルとしてＩＥＥＥ８０２．１１ａを使用して生成された遅延スプレッド特性曲線が示されている。これらの曲線を生成するために、ｄ＝２として、異なるＳＮＲ値についてメトリック値を決定するために、表３において式（１２）及び式（１３）が使用されている。図８に示すように、式（１２）によって与えられるメトリックを算出する際に、複数のサブキャリヤのチャネル推定値の振幅値の間の傾斜が考慮に入れられるため、本発明に関するこの典型的な実施形態は傾斜法（slope method）と呼ぶ。

前の実施形態と同様に、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドの推定値を得るために、中程度及び高いＳＮＲ値においては単一の特性曲線のみで十分である。

本発明の別の実施形態に従ってマルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドを推定する装置を説明する前に、既に説明した本発明の典型的な実施形態の推定性能を、１５ｄＢ、２５ｄＢのＳＮＲのそれぞれにおける、５０ｎｓの推定ＲＭＳ遅延スプレッドについて、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＯＦＤＭ無線システムを使用して比較する。このシミュレーションにおいて、基礎をなすチャネルは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのチャネルモデルを使用してモデル化され、Ｌ＝１０の独立したパケットを平均化することによって５０ｎｓのＲＭＳ遅延スプレッドが推定され、シミュレーションの長さはＳＮＲ値ごとに（１５ｄＢ、２５ｄＢのそれぞれ）１００００パケットに設定された。

以下の表４は、マルチパスチャネルのＲＭＳ遅延スプレッドが本発明の上述の実施形態を使用して推定された場合に、どの程度の割合の推定値が２０％、３０％及び４０％以内の誤りであるかを示しており、ここではそれぞれＥｍｂ−１、Ｅｍｂ−２、Ｅｍｂ−３とそれぞれ表示されている。

本発明は、上記で与えられた設計パラメータに限定されることはないことに留意すべきである。

表４より、Ｅｍｂ−１及びＥｍｂ−２によって与えられる推定性能と比較して、Ｅｍｂ−３を使用する推定性能は最も高いことが、明らかに観察され得る。一例として、再び上記の表４を参照すると、同一のＳＮＲ値の１５ｄＢに対してそれぞれ４６％、５５％である、Ｅｍｂ−１及びＥｍｂ−２についての推定値に関する割合と比較して、（Ｅｍｂ−３について）７５％の推定値は、１５ｄＢのＳＮＲについて２０％以内の誤り（即ち、４０ｎｓと６０ｎｓとの間）である。２５ｄＢのＳＮＲについて、Ｅｍｂ−３を使用した推定性能は、Ｅｍｂ−１及びＥｍｂ−２の推定性能よりも依然として良好である。

典型的な実施形態Ｅｍｂ−１、Ｅｍｂ−２、及びＥｍｂ−３の間の計算複雑度の比較に関して、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドを決定する際に必要となる演算数は、先行技術の演算数よりも少なくなることが、３つ全ての実施形態について観察されている。

本発明の典型的な実施形態Ｅｍｂ−２及びＥｍｂ−３の間の計算複雑度の比較に関して、以下の表５は、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドの推定に必要となる演算数を示す。遅延スプレッド（又はＲＭＳ遅延スプレッド）の決定のために考慮される典型的なシステムパラメータには、ヌルサブキャリヤを除く５６サブキャリヤ、Ｌ＝１０の独立したパケットの平均によって推定される遅延スプレッド、Ｅｍｂ−２についての、次数４の多項式関数の係数を求めるための多項式曲線フィッティングを使用する多項式補間、Ｅｍｂ−３についての、次数４の多項式関数の係数を求めるための多項式曲線フィッティングを使用する多項式補間、及び、（Ｅｍｂ−３についての）ｄ＝２、が含まれる。

表５より、遅延スプレッドの推定値を取得するためにＥｍｂ−２を使用することにより、Ｅｍｂ−３を使用する場合と比較して１０２０回の追加的な比較処理が必要となることが観察され得る。なお、Ｅｍｂ−３は、Ｅｍｂ−２と比較して、３１３回の加算／減算演算が余分に必要である。しかし、比較器で必要となるロジックは加算器と同様であるため、比較演算の計算複雑度は、加算／減算演算演算の計算複雑度と等価であると仮定することが合理的である。従って、この仮定のもとで、Ｅｍｂ−２は、Ｅｍｂ−３と比較して６８９（＝１０２０−３３１）回の加算／減算演算が余分に必要である。その結果、Ｅｍｂ−３は、Ｅｍｂ−２と比較して計算量的に激しくない。

一般に、除算演算は、加算、減算、乗算等の他の数学的な演算と比較して最も高い計算複雑度（即ち、性能計算の時間複雑度）を有する。しかし、除算演算は、それらをＬＯＧ２領域に変換することによって十分に回避することができ、即ち、除算演算はＬＯＧ（対数）領域における減算と等価である。ＬＯＧ２領域の適用は、例えば、式（７）、（８）又は（１３）を使用してメトリックＭを算出する際に使用することが望ましい。しかし、例えば式（３）及び（１１）を使用して定数（例えば、Ｎ又はＬによる）で除算する場合、これらの定数の逆数を乗算することが望ましく、即ち、Ｎによる除算はＮ^-1による乗算と同じである。

図９を参照すると、本発明によってマルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドを推定する装置１００の典型的な実施形態が示されている。装置１００は、マルチキャリヤ信号（例えば、ＯＦＤＭ信号）を受信／送信可能な任意の無線／有線通信装置に実装され得る。さらに、装置１００は、任意の通信システムで実装され得る。一例として、マルチキャリヤ信号（例えば、ＷｉＦｉ及びＷｉＭＡＸの少なくとも何れか）を扱うことが可能な、ＳＩＳＯシステムとしても知られる通信システムは、単一のアンテナ（単一入力・単一出力）を備えていてもよく、これはＳＩＳＯシステムとしても知られており、あるいは、複数のアンテナ（複数入力及び複数出力アンテナ）を備えていてもよく、これはＭＩＭＯシステムとしても知られている。

図９に示すように、装置１００は、それぞれがデータを運ぶ複数のサブキャリヤを備える連続するパケットから成るマルチキャリヤ信号を受信可能な、単一の受信機１１０を備える。受信機１１０は、さらに、周波数領域においてチャネルを推定することが可能である。チャネルの推定は、例えば、データシンボルに挿入される予め定められたプリアンブル信号やパイロットサブキャリヤを使用して実行されてもよく、あるいは、他の任意の先行技術のチャネル推定方法（例えば、ブラインドチャネル推定方法、又は適応チャネル推定方法）に基づいていてもよい。本発明によれば、受信機１１０は、各受信パケットｎについて、ヌルサブキャリヤを除く各サブキャリヤのチャネル推定値の振幅値ＣＥ_k,nを推定する。本発明によれば、装置１００は、受信機１１０に接続された遅延スプレッド推定器（又はＲＭＳ遅延スプレッド推定器）１２０をさらに備える。遅延スプレッド推定器１２０は、各受信パケットについて、チャネル推定値の推定された振幅値ＣＥ_k,nの平均振幅値ＣＥ_mean,nを決定又は算出する。

本発明によれば、遅延スプレッド推定器１２０は、さらに、チャネル推定値の推定された振幅値ＣＥ_k,nと、各受信パケットについて決定された平均振幅値ＣＥ_mean,nとの関数であるメトリックＭを決定する。遅延スプレッド推定器１２０は、さらに、メトリックＭに基づいて受信信号／パケットが横切ったマルチパスチャネルの遅延スプレッド（又はＲＭＳ遅延スプレッド）を推定する。

本発明の一実施形態によれば、受信機１１０は、さらに、各受信パケットｎについて、遅延スプレッド推定器１２０への付加的な入力として使用される信号対雑音比ＳＮＲ_nを決定する。遅延スプレッド推定器１２０は、さらに、各受信パケットｎについて最大の振幅値ＣＥ_max,nと、各受信パケットｎについて最小の振幅値ＣＥ_min,nとを算出及び保存する。その後、所定数Ｌのパケットが受信機１１０によって受信されている場合、遅延スプレッド推定器１２０は、さらに、Ｌパケットにわたる平均ＳＮＲ（ＳＮＲ_ave）と、Ｌパケットにわたる平均振幅値（ＳＮＲ_mean,ave）と、Ｌパケットにわたる平均最大値（ＳＮＲ_max,ave）と、Ｌパケットにわたる平均最小値（ＳＮＲ_min,ave）とを算出する。

本発明の一実施形態によれば、遅延スプレッド推定器１２０は、式（７）又は（８）によって与えられるように、ＣＥ_max,n、ＣＥ_min,n、及びＣＥ_mean,aveの関数としてメトリックＭを算出する。

あるいは、遅延スプレッド推定器１２０は、受信機１１０によって受信される各受信パケットｎについて、メトリック値Ｍ_nを算出及び保存する。各受信パケットｎについてのメトリック値Ｍ_nは、式（１２）によって既に表された。遅延スプレッド推定器１２０は、さらに、ＬパケットにわたるＭ_nの平均値を決定する。この場合、遅延スプレッド推定器は、式（１３）によって与えられるように、Ｍ_nとＣＥ_mean,aveとの関数としてメトリックＭを算出する。

本発明によれば、遅延スプレッド推定器１２０は、さらに、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを決定するために使用される、遅延スプレッドとメトリック値とから成るルックアップテーブルを決定及び保存する。あるいは、遅延スプレッド推定器１２０は、多項式関数の係数を決定及び保存してもよい。ルックアップテーブル及び多項式関数の係数の少なくとも何れかの、遅延スプレッド値及びメトリック値を決定するために必要となるステップは、既に表１及び表３に示した。式（７）又は式（１３）によって与えられる、決定したメトリックＭに基づいて、マルチパスチャネルの遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドを決定する際に、遅延スプレッド推定器１２０は、線形補間（式（９）を参照）又は多項式補間（式（１０）を参照）を実行してもよい。

本発明によれば、装置１００は、さらに、それが実装されている装置又はシステムのモードを、遅延スプレッド推定器１２０によって推定された遅延スプレッド又はＲＭＳ遅延スプレッドに基づいて、変更及び適応の少なくとも何れかを行う。装置／システムのモードの適応処理は、包括的ではない以下のリストを含んでいてもよい。

‐ＷＬＡＮ及びＷｉＭＡＸ等のＯＦＤＭシステム用のガードインターバルの選択（短い対長い）：ガードインターバルは、マルチパスチャネルの遅延スプレッドに起因した悪影響を低減するための一手段である。連続するＯＦＤＭシンボル間に時間遅延（ガードインターバル）を挿入し、ガード期間においてシンボルの有効データを循環的に繰り返すことによって、マルチパスチャネルの最大遅延スプレッドがガードインターバルの長さよりも小さい場合に、所望のシンボルを効果的に復号することが可能である。チャネルの遅延スプレッドが小さい場合には、長いガードインターバルの代わりに、より短いガードインターバルを挿入することができ、それにより、より高い有益なスループットを生じさせる。

‐レート・アダプテーション：決定した遅延スプレッドの関数として、リンクのデータレートの改善すること。チャネルの遅延スプレッドが増加するにつれて、システムのパケット誤り率が増加する。この点を考慮に入れて、レート・アダプテーション・アルゴリズムは、長い遅延スプレッドのチャネルにおいて信頼性のある通信を保証するために、データレートを低下させることができる。あるいは、低い遅延スプレッドを有するとしてチャネルが推定される場合、データレートは増加され得る。

‐遅延スプレッドの関数として、チャネル平滑化フィルタの係数の最適化：チャネル平滑化フィルタは、遅延スプレッドの推定値に依存して、有効化／無効化され得る。大きな遅延スプレッドのチャネルの場合、ＩＳＩによって歪んでいるチャネル推定値を混合することを禁止するために、チャネル平滑化フィルタは無効化され得る。

‐時間推定精度を改善するための同期アルゴリズムの最適化：例えば、チャネル遅延スプレッドがサンプリング間隔よりも大きいことが分かった場合、複数のピークが生じることと、それによる同期の不確定性を回避するために、（通常、時間同期基準の関数として使用される）相互相関メトリックは、推定されたチャネル遅延スプレッドにわたって平均化されるべきである。また、自己相関／相互相関処理用の遅延は、遅延スプレッドの推定値に比例して増加／減少され得る。

‐適応等化器構造を含む等化器係数の最適化：時間領域の等化器は、等化器のタップ利得係数の数及び値を変更するために、決定された遅延スプレッドの推定値を使用し得る。

前述のように、装置１００は、マルチキャリヤ信号を扱うことが可能な（例えば、ＷｉＦｉ／ＷＬＡＮ及びＷｉＭＡＸの少なくとも何れかの）通信システムにおいて実装され得る。また、装置１００が実装され得る通信システムは、単一のアンテナ（ＳＩＳＯシステム）あるいは複数のアンテナ（ＭＩＭＯシステム）を備えていてもよいことにも、上記では言及した。

一例として、装置１００がＭＩＭＯシステムにおいて実装される場合、受信機１１０は、ｎ_R個の受信アンテナを備え、ＭＩＭＯシステムの送信機は、ｎ_T個の送信アンテナを備える。このため、ｎ_R×ｎ_T個の送信−受信パスのペアが存在し、それにより、受信パケットごとにｎ_R×ｎ_T個のチャネル推定値のセットを生じさせる。従って、ＭＩＭＯシステムにおいては、本発明に従って遅延スプレッドを決定する場合に、ＳＩＳＯシステムが使用される場合よりも少ない数のパケットが必要とされる。なお、装置１００がＳＩＳＯシステムにおいて実装される場合、ｎ_R及びｎ_Tは１に等しく、チャネルの遅延スプレッドを推定するために、複数のチャネル推定値から成る１つのセットのみが各受信パケットについて使用される。また、チャネルの遅延スプレッドを推定するために使用され、かつ、ＳＩＳＯシステムについて生成される、ルックアップテーブル及び多項式係数の少なくとも何れかが、ＭＩＭＯシステムにおいて何らの変更なしに直接的に使用され得る。

以下の表６は、ＭＩＭＯアンテナシステムを使用するＯＦＤＭシステムにおいて実装される装置１００の推定性能の一例を示しており、ＳＮＲ１５ｄＢ及び２５ｄＢにおいてｎ_T＝２の送信アンテナとｎ_R＝２の送信アンテナとを用いるＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＯＦＤＭ無線システムを使用して、既に説明した本発明の典型的な実施形態（Ｅｍｂ−１、Ｅｍｂ−２、Ｅｍｂ−３）を比較している。当該シミュレーションにおいて、基礎をなすチャネルは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのチャネルＥ（１００ｎｓのＲＭＳ遅延スプレッド）を使用してモデル化した。遅延スプレッドは、Ｌ＝１２のチャネル推定値のセット（即ち、３パケット）の平均化によって推定し、シミュレーションの長さは、ＳＮＲ値ごとに５０００パケットに設定した。

表６より、Ｅｍｂ−３（ｄ＝２を使用）を使用した推定性能は、Ｅｍｂ−１及びＥｍｂ−２によって与えられる推定性能と比較して、依然として高い性能を与えることが観察され得る。一例として上記の表６を参照すると、１５ｄＢのＳＮＲについて、同一の１５ｄＢのＳＮＲ値について両方とも２５％であるＥｍｂ−１及びＥｍｂ−２についての推定値の割合と比較して、（Ｅｍｂ−３について）推定値の６８％が１０％の範囲内の誤り（即ち、９０ｎｓと１００ｎｓとの間）である。

２５ｄのＳＮＲについて、Ｅｍｂ−３を使用する推定性能は、Ｅｍｂ−１及びＥｍｂ−２の推定性能よりも依然として良好な性能を実行する。さらに、Ｅｍｂ−１及びＥｍｂ−２の性能は、装置１００が実装され得るＭＩＭＯシステムにおいてかなり類似することを観察することができる。ＭＩＭＯシステムにおいて、本発明の上述の実施形態（Ｅｍｂ−１、Ｅｍｂ−２、Ｅｍｂ−３）は、ＳＩＳＯシステムにおける場合よりも、平均化処理においてより少ない数のパケットしか必要としないことを強調すべきである。

当業者であれば、本発明が多くの方法で実現され得ることを理解しよう。当該装置は、ディジタル回路の手段を用いたハードウェアにおいて、あるいは信号処理回路におけるソフトウェアとして実現され得る。さらに、装置１００の受信機１１０及びチャネル推定器１２０は、分離されている必要はなく、単一のブロックに含まれていてもよいし、他の手段と接続されていてもよい。

いくつかの好適な実施形態に関して本発明をしてきたが、それらの代替手段、置換、及び均等物は、明細書を読むこと及び図面の検討によって当業者にとって明らかとなることを意図している。従って、以下に添付する特許請求の範囲は、本発明の範囲内に収まるそのような代替手段、変形、置換、及び均等物を含むことを意図している。

Claims (27)

1. データを運ぶ複数のサブキャリヤをそれぞれが含む、連続する複数のマルチキャリヤ信号のパケットによって形成される、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する方法であって、
   各受信パケット（ｎ）について、ヌルサブキャリヤを除く各サブキャリヤ（ｋ）のチャネル推定値の振幅値（ＣＥ_k,n）を推定するステップと、
   各受信パケット（ｎ）について、前記チャネル推定値の前記推定された振幅値（ＣＥ_k,n）の平均振幅値（ＣＥ_mean,n）を算出するステップと、
   所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、前記チャネル推定値の前記推定された振幅値（ＣＥ_k,n）と前記平均振幅値（ＣＥ_mean,n）との関数として算出されるメトリック（Ｍ）に少なくとも基づいて、前記マルチパスチャネルの遅延スプレッド又は二乗平均平方根（ＲＭＳ）遅延スプレッドを推定するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記チャネル推定値の前記平均振幅値（ＣＥ_mean,n）は、各受信パケット（ｎ）について、
   

   

   に従って算出され、Ｎはヌルサブキャリヤを除くサブキャリヤ数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 各受信パケット（ｎ）について、信号対雑音比（ＳＮＲ_n）を推定するステップと、
   前記所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）を算出するステップと、
   前記算出されたメトリック（Ｍ）と前記平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）とに基づいて、前記マルチパスチャネルの前記遅延スプレッド又は前記ＲＭＳ遅延スプレッドを推定するステップと
   をさらに含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
4. 各サブキャリヤ（ｋ）のチャネル推定値の前記振幅値（ＣＥ_k,n）を推定する前記ステップは、
   各受信パケット（ｎ）について、前記チャネル推定値の前記推定された振幅値（ＣＥ_k,n）の最大振幅値（ＣＥ_max,n）と最小振幅値（ＣＥ_min,n）とを決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の方法。
5. 前記所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、前記最大振幅値の平均値（ＣＥ_max,ave）と、前記最小振幅値の平均値（ＣＥ_min,ave）と、前記平均振幅値の平均値（ＣＥ_mean,ave）とを、
   

   

   に従って決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記メトリック（Ｍ）は、前記最大振幅値の平均値（ＣＥ_max,ave）と、前記最小振幅値の平均値（ＣＥ_min,ave）と、前記平均振幅値の平均値（ＣＥ_mean,ave）との関数として算出され、
   

   

   によって与えられることを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 各サブキャリヤ（ｋ）のチャネル推定値の前記振幅値（ＣＥ_k,n）を推定する前記ステップは、
   

   

   に従って、各受信パケット（ｎ）についてメトリック（Ｍ_n）を算出するステップをさらに含み、
   Ｎはヌルサブキャリヤを除くサブキャリヤ数であり、ｄは前記サブキャリヤ間の距離を表す整数であり、（ｄ＋１）ｊはサブキャリヤｋに対応し、
   

   

   は数学的なフロア演算子であり、|.|は絶対値演算子であることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の方法。
8. 前記所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、各受信パケット（ｎ）について決定された前記メトリック（Ｍ_n）と、前記平均振幅値（ＣＥ_means,n）との関数として、
   

   

   に従って前記メトリック（Ｍ）を算出するステップをさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記マルチパスチャネルの前記遅延スプレッド又は前記ＲＭＳ遅延スプレッドの推定値は、
   

   

   に従って線形補間を使用して算出され、
   （ＲＭＳ_a，ＲＭＳ_b）は、ルックアップテーブルに含まれる所定の遅延スプレッド値であり、（Ｍ_a，Ｍ_b）は、前記ルックアップテーブルに含まれる所定のメトリック値であり、
   前記所定の遅延スプレッド値と前記所定のメトリック値とは、少なくとも前記算出されたメトリック（Ｍ）に基づいて選択されることを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項に記載の方法。
10. 前記ルックアップテーブルに含まれる前記所定の遅延スプレッド値（ＲＭＳ_a，ＲＭＳ_b）と前記所定のメトリック値（Ｍ_a，Ｍ_b）とは、さらに、前記算出されたメトリック（Ｍ）と前記平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）とに基づいて選択されることを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記マルチパスチャネルの前記遅延スプレッド又は前記ＲＭＳ遅延スプレッドの推定値は、
    

    

    によって与えられる多項式補間関数を使用して算出され、
    Ｍは前記算出されたメトリックであり、ｃ_iは少なくとも所定のメトリック値と所定の遅延スプレッド値とに基づいて決定される所定の多項式係数であり、Ｒは前記補間関数ＲＭＳ（Ｍ）の次数であることを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項に記載の方法。
12. 前記遅延スプレッド又は前記ＲＭＳ遅延スプレッドは、前記平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）にさらに依存することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記マルチキャリヤ信号は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）のマルチキャリヤ信号であり、
    前記チャネル推定値（ＣＥ_k,n）は、周波数領域において推定されることを特徴とする請求項１乃至１２の何れか１項に記載の方法。
14. データを運ぶ複数のサブキャリヤをそれぞれが含む、連続する複数のマルチキャリヤ信号のパケットによって形成される、マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定する装置（１００）であって、
    各受信パケット（ｎ）について、ヌルサブキャリヤを除く各サブキャリヤ（ｋ）のチャネル推定値の振幅値（ＣＥ_k,n）を推定する受信機（１１０）と、
    各受信パケット（ｎ）について、前記チャネル推定値の前記推定された振幅値（ＣＥ_k,n）の平均振幅値（ＣＥ_mean,n）を算出し、
    さらに、所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、前記チャネル推定値の前記推定された振幅値（ＣＥ_k,n）と前記平均振幅値（ＣＥ_mean,n）との関数として算出されるメトリック（Ｍ）に少なくとも基づいて、前記マルチパスチャネルの遅延スプレッド又は二乗平均平方根（ＲＭＳ）遅延スプレッドを推定する
    遅延スプレッド推定器（１２０）と
    を備えることを特徴とする装置（１００）。
15. 前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、
    前記チャネル推定値の前記平均振幅値（ＣＥ_mean,n）を、各受信パケット（ｎ）について、
    

    

    に従って算出し、Ｎはヌルサブキャリヤを除くサブキャリヤ数であることを特徴とする請求項１４に記載の装置（１００）。
16. 前記受信機（１１０）は、
    各受信パケット（ｎ）について、信号対雑音比（ＳＮＲ_n）をさらに推定し、
    前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、
    さらに、前記所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）を算出し、
    さらに、前記算出されたメトリック（Ｍ）と前記平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）とに基づいて、前記マルチパスチャネルの前記遅延スプレッド又は前記ＲＭＳ遅延スプレッドを推定することを特徴とする請求項１４又は１５に記載の装置（１００）。
17. 前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、
    さらに、前記チャネル推定値の前記推定された振幅値（ＣＥ_k,n）の最大振幅値（ＣＥ_max,n）と最小振幅値（ＣＥ_min,n）とを決定することを特徴とする請求項１４乃至１６の何れか１項に記載の装置（１００）。
18. 前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、
    さらに、前記所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、前記最大振幅値の平均値（ＣＥ_max,ave）と、前記最小振幅値の平均値（ＣＥ_min,ave）と、前記平均振幅値の平均値（ＣＥ_mean,ave）とを、
    

    

    に従って決定することを特徴とする請求項１７に記載の装置（１００）。
19. 前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、
    前記最大振幅値の平均値（ＣＥ_max,ave）と、前記最小振幅値の平均値（ＣＥ_min,ave）と、前記平均振幅値の平均値（ＣＥ_mean,ave）との関数として、
    

    

    によって与えられる前記メトリック（Ｍ）を算出することを特徴とする請求項１８に記載の装置（１００）。
20. 前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、
    さらに、各受信パケット（ｎ）について、
    

    

    に従ってメトリック（Ｍ_n）を算出して保存し、
    Ｎはヌルサブキャリヤを除くサブキャリヤ数であり、ｄは前記サブキャリヤ間の距離を表す整数であり、（ｄ＋１）ｊはサブキャリヤｋに対応し、
    

    

    は数学的なフロア演算子であり、|.|は絶対値演算子であることを特徴とする請求項１４乃至１６の何れか１項に記載の装置（１００）。
21. 前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、
    さらに、前記所定数（Ｌ）のパケットが受信された後に、各受信パケット（ｎ）について決定された前記メトリック（Ｍ_n）と、前記平均振幅値（ＣＥ_means,n）との関数として、
    

    

    に従って前記メトリック（Ｍ）を算出することを特徴とする請求項２０に記載の装置（１００）。
22. さらに、前記算出されたメトリック（Ｍ）の関数として、
    

    

    に従って前記遅延スプレッド値（１２０）が前記マルチパスチャネルの遅延スプレッドを推定するためにさらに使用される、遅延スプレッド値とメトリック値とから成るルックアップテーブルを決定及び保存し、
    （ＲＭＳ_a，ＲＭＳ_b）は、前記ルックアップテーブルに含まれる、少なくとも前記メトリック（Ｍ）に基づいて選択された遅延スプレッド値であり、
    （Ｍ_a，Ｍ_b）は、前記ルックアップテーブルに含まれる、少なくとも前記メトリック（Ｍ）に基づいて選択されたメトリック値であることを特徴とする請求項１４乃至２１の何れか１項に記載の装置（１００）。
23. 前記選択された遅延スプレッド値（ＲＭＳ_a，ＲＭＳ_b）と前記選択されたメトリック値（Ｍ_a，Ｍ_b）とは、さらに、前記平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）に基づいて選択されることを特徴とする請求項２２に記載の装置（１００）。
24. 前記遅延スプレッド推定器（１２０）は、さらに、
    

    

    によって与えられる多項式補間関数を使用することによって、前記マルチパスチャネルの前記遅延スプレッド又は前記ＲＭＳ遅延スプレッドを推定し、
    Ｍは前記算出されたメトリックであり、ｃ_iは少なくとも所定のメトリック値と所定の遅延スプレッド値とに基づいて決定される所定の多項式係数であり、Ｒは前記補間関数ＲＭＳ（Ｍ）の次数であることを特徴とする請求項１４乃至２１の何れか１項に記載の装置（１００）。
25. 前記遅延スプレッド又は前記ＲＭＳ遅延スプレッドは、前記平均信号対雑音比（ＳＮＲ_ave）にさらに依存することを特徴とする請求項２４に記載の装置（１００）。
26. 請求項１４乃至２５の何れか１項に記載の装置（１００）を含む通信ＯＦＤＭシステムであって、
    複数入力・複数出力（ＭＩＭＯ）アンテナシステム及び単一入力・単一出力（ＳＩＳＯ）アンテナシステムの少なくとも何れかを備えることを特徴とする通信ＯＦＤＭシステム。
27. ＷｉＦｉシステム及びＷｉＭＡＸシステムの少なくとも何れかであることを特徴とする請求項２６に記載の通信ＯＦＤＭシステム。

Images