JP3594828B2 - マルチキャリア変調信号復調器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチパスフェージング環境下で高速の無線通信を高品質に行うために用いるマルチキャリア変調方式の復調器の実現方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交マルチキャリア変調方式は、高速の伝送情報を互いに直交条件を満たす複数のサブキャリアに分割して伝送する方式であって、高速伝送時の耐マルチパス特性が非常に優れている。この直交マルチキャリア変調方式は、ＯＦＤＭ （Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ′Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と呼ばれることも多く、高速（逆）フーリエ変換回路を用いて一括変復調を行うことができる。
【０００３】
図２に従来のＯＦＤＭ復調器の構成の例を示す。受信信号Ａは１ＯＦＤＭシンボル長単位でフーリエ変換器１に入力され、サブキャリア数の受信ベクトル値Ｂに変換される。次にチャネル特性推定手段２は送信バースト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリアンブル信号）と受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分とを比較して各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算する。
【０００４】
このチャネル特性推定手段はプリアンブル信号が複数０ＦＤＭシンボルに亘る場合に複数ＯＦＤＭシンボルより得られたチャネルの伝搬伝達関数を時間方向に平均する操作や、さらに雑音による推定伝達関数の誤差を低減するため周波数方向に各サブチャネルの伝達関数を強い相関を持つチャネル範囲で平滑化する操作を行う場合もある。
【０００５】
また、チャネル特性推定手段は、プリアンブル信号が存在しない場合や、プリアンブル信号によるチャネルの伝達関数推定の後に、さらに推定精度を高めることを目的として、復号後の判定データより再生成した推定送信信号と受信ベクトルＢとを比較してチャネルの伝達関数を推定する場合もある。
【０００６】
次に受信ベクトルＢはチャネル特性等化手段３に入力され、チャネル特性等化手段は受信ベクトルＢをチャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や位相回転を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
【０００７】
その後、軟判定回路４は等化後受信ベクトルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃは受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベル検出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃのベクトルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル信号Ｆとする。
【０００８】
ブランチメトリック重み付け手段６は、軟判定回路４により得られた信号点尤度Ｅを、受信レベル検出手段５により得られた受信レベル信号Ｆと乗じてブランチメトリック信号Ｇを生成する。
【０００９】
最後にブランチメトリック信号Ｇは誤り訂正回路７に入力され、誤り訂正回路は復号出力Ｈを出力する。以上のように構成されるＯＦＤＭ復調器ではマルチパス伝搬環境下でサブチャネル毎の受信レベルが大きく異なる場合にその受信レベルに比例したブランチメトリックを用いることにより高い誤り訂正利得を得ることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような、直交マルチキャリア変調方式では、シンボル間にガードインターバルと呼ばれる期間を設け、シンボル波形を巡回的に延長することにより、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉を避けることができる。
【００１１】
しかし、設定したガードインターバルより長い遅延時間をもつマルチパス遅延波が存在した場合には、シンボル間干渉による波形歪が生じ、熱雑音レベルが十分に小さい場合でも避けられない復号誤りが生じてしまう。
【００１２】
従来は、このような波形歪による特性劣化の改善については、特に考慮していなかった。本発明は、この波形歪の特徴を利用し、波形歪が引き起こす復号誤りを低減することが可能なマルチキャリア変調信号復調器を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上述の課題は前記特許請求の範囲に記載した手段により解決される。すなわち、請求項１の発明は、複数のサブキャリアを線形ベクトル変調したマルチキャリア変調信号を受信し、各サブチヤネル毎の受信べクトル信号に変換するフーリエ変換器と、
【００１４】
該フーリエ変換器により得られた受信ベクトル信号を送信信号の既知データ部分あるいは復号後の受信信号より再生した送信波形と比較することによりサブチャネル毎の伝達関数を推定するチャネル特性推定手段と、
【００１５】
該チャネル特性推定手段の出力信号を用いて受信信号のチャネルの振幅・位相特性を等化するチャネル特性等化手段と、該チャネル特性等化手段出力信号の複素平面上の受信信号点を軟判定する軟判定回路と、前記チャネル特性推定手段の出力信号から各サブチャネルの受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、
【００１６】
前記軟判定回路出力信号をサブチャネル毎に前記受信レベル検出手段により得られた受信レベルで重み付けするブランチメトリック重み付け手段と、該ブランチメトリック重み付け手段出力信号をブランチメトリックとして入力し、誤り訂正復号を行う誤り訂正回路と前記チャネル特性推定手段出力信号を入力し、推定チャネル特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出する隣接サブチャネル間差分特性検出手段とを備え、
【００１７】
前記ブランチメトリック重み付け手段は、サブチャネル毎に受信レベル検出手段により得られた受信レベルに比例した重み付けを行うと共に、前記隣接サブチャネル間差分特性検出手段により得られた推定チャネル特性の変化量の大きさに応じて、変化量が大きい場合に出力ブランチメトリック値を小さくする重み付けを行うように構成したマルチキャリア変調信号復調器である。
【００１８】
一般に、大きい遅延時間を持つマルチパス遅延波が増加し伝搬路の遅延分散が増加すると、伝搬路の周波数相関が小さくなりコヒーレンス帯域幅が減少するため、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数が大きく変化することになる。逆に隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数に大きく差がある場合にはそのサブチャネルはマルチパス遅延波によるシンボル間干渉の影響を大きく受けている可能性が高い。
【００１９】
本発明は、この特性を利用し、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そのサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行い、誤り訂正の効果を高めることができる。すなわち、請求項１記載のマルチキャリア変調信号復調器は、従来のマルチキャリア変調信号復調器に加え、推定チャネル伝達関数の隣接サブキャリア間の変化量を検出する隣接サブチャネル間差分特性検出手段を備え、
【００２０】
さらに、ブランチメトリック重み付け手段は、ブランチメトリック信号が各サブチャネルの受信レベルに比例するように重み付けを行うのと同時に隣接サブキャリア問の推定チャネル伝達関数の変化量が大きい場合に小さい値となるよう重み付けを行うものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
請求項１記載のマルチキャリア変調信号復調器の構成の例を図１に示す。以下に、その動作を説明する。受信信号Ａは、１ＯＦＤＭシンボル長単位でフーリエ変換器１に入力され、サブキャリア数の受信ベクトル値Ｂに変換される。
【００２２】
次にチャネル特性推定手段２は、送信バースト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリアンブル信号）と、受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分とを比較して、各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算する。
【００２３】
次に、受信ベクトルＢは、チャネル特性等化手段３に入力され、チャネル特性等化手段は、受信ベクトルＢを、チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や位相回転を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
【００２４】
その後、軟判定回路４は、等化後受信ベクトルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃは、受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベル検出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃのベクトルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル信号Ｆを得る。
【００２５】
ここで、従来の復調器とは異なり、隣接サブチャネル間差分特性検出手段８を設けて、隣接サブチャネル間差分特性検出手段８は、推定伝搬伝達関数Ｃを入力して隣接サブチャネルの推定チャネル特性の変化量を算出し、隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉを得る。
【００２６】
そして、ブランチメトリック重み付け手段６は、軟判定回路４により得られた信号点尤度Ｅに受信レベル信号Ｆを乗じ、さらに隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉを用いて隣接サブチャネル間の伝達関数の変化が大きい場合に小さい値を得るように重み付けを行った結果をブランチメトリック信号Ｇとする。
【００２７】
得られたブランチメトリック信号Ｇは誤り訂正回路７に入力され、復号出力Ｈを得る。ここで、隣接サブチャネル間差分特性検出手段８が算出する隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉは、推定チャネル伝達関数の隣接サブチャネル間差分ベクトルの大きさや、隣接サブチャネル間の位相回転量などが考えられる。
【００２８】
一例として、１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調方式に本発明を適用した場合の誤り率特性を計算機シミュレーシヨンにより評価した結果を以下に示す。サブチャネルの変調に用いた１６ＱＡＭの信号点配置は，図３に示すとおりである。
【００２９】
あわせて，図３では，チャネル特性の等化後受信ベクトルの信号点から信号点尤度Ｕｋを生成する方法を示した。すなわち、１６ＱＡＭにマッビングされた４ビットに対する信号点尤度Ｕｋ（ｋ＝１〜４）はそれぞれ受信信号点からＬ１〜Ｌ４への距離で与えた。
【００３０】
シミュレーシヨンは（ａ）従来方法にて信号点尤度を受信振幅レベルで重み付けする場合、（ｂ）従来方法にて信号点尤度を受信電力レベルで重み付けする場合、（ｃ）本発明を適用し、信号点尤度を受信電力レベルと隣接サブチャネル間の差分ベクトル情報を用いて重み付けした場合の３方法を比較した。
【００３１】
シミュレーシヨンの主要パラメータを“表１”に示す。３方法のブランチメトリックＭ（ｎ，ｋ）は，それぞれ“数１”の通り与えた。
【００３２】
【表１】
【００３３】
【数１】
ここで、Ｈ（ｎ）はチャネル推定回路により得たチャネルの伝達関数であり、ｎはサブキャリア番号である。Ｗ（ｎ）は隣接サブキャリアとの推定伝達関数の差分ベクトルの大きさｄ（ｎ）をもとに、隣接サブキャリア間のチャネル特性差が大きい場合に小さい値を得る重み付け係数であり、一例としてシミュレーシヨンでは“数２”により与えた。
【００３４】
【数２】
【００３５】
ここで、α＝１．０，β＝１／３と設定した。また、本シミュレーシヨンではチャネル推定は理想的に行われることを仮定し、チャネルの伝達関数Ｈ（ｎ）は既知とした。各ブランチメトリック設定法によるパケット誤り率の計算結果を図４に示す。
【００３６】
図４では、伝送路の遅延分散が１５０ｎｓと３００ｎｓの場合を示した。伝送路は線形とし、復号器等の量子化は考慮していない。遅延分散１５０ｎｓ時の場合は本発明による方法（ｃ）は、従来方法（ｂ）とほぽ同じ特性となっているが、遅延分散３００ｎｓ時には方法（ｃ）によるパケット誤り率のフロア値が方法（ｂ）より約１／３に低減した。
【００３７】
方法（ｃ）では，ガードインターバルを越える遅延波による波形歪の影響を強く受けているサブキャリアの尤度を弱めることにより誤りフロアを改善していると考えることができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上述べた通り本発明では、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そのサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行うことによって、誤り訂正の効果を高めることができる。従って、シンボル間干渉により生じる波形歪を原因とする伝送路誤りを低減する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のマルチキャリア変調信号復調器の構成を示す図である。
【図２】従来のマルチキャリア変調信号復調器の構成を示す図である。
【図３】１６ＱＡＭ信号の信号点配置と信号点尤度の生成法を示す図である。
【図４】パケット誤り率の計算機シミュレーシヨン結果を示す図である。
【符号の説明】
１ フーリエ変換器
２ チャネル特性推定手段
３ チャネル特性等化手段
４ 軟判定回路
５ 受信レベル検出手段
６ ブランチメトリック重み付け手段
７ 誤り訂正回路
Ａ 受信信号
Ｂ 受信ベクトル値
Ｃ 推定伝搬伝達関数
Ｄ 等化後受信ベクトル
Ｅ 信号点尤度
Ｆ 受信レベル信号
Ｇ ブランチメトリック信号
Ｈ 復号出力
Ｉ 隣接サブチャネル間伝達関数差分情報
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチパスフェージング環境下で高速の無線通信を高品質に行うために用いるマルチキャリア変調方式の復調器の実現方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交マルチキャリア変調方式は、高速の伝送情報を互いに直交条件を満たす複数のサブキャリアに分割して伝送する方式であって、高速伝送時の耐マルチパス特性が非常に優れている。この直交マルチキャリア変調方式は、ＯＦＤＭ （Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ′Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と呼ばれることも多く、高速（逆）フーリエ変換回路を用いて一括変復調を行うことができる。
【０００３】
図２に従来のＯＦＤＭ復調器の構成の例を示す。受信信号Ａは１ＯＦＤＭシンボル長単位でフーリエ変換器１に入力され、サブキャリア数の受信ベクトル値Ｂに変換される。次にチャネル特性推定手段２は送信バースト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリアンブル信号）と受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分とを比較して各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算する。
【０００４】
このチャネル特性推定手段はプリアンブル信号が複数０ＦＤＭシンボルに亘る場合に複数ＯＦＤＭシンボルより得られたチャネルの伝搬伝達関数を時間方向に平均する操作や、さらに雑音による推定伝達関数の誤差を低減するため周波数方向に各サブチャネルの伝達関数を強い相関を持つチャネル範囲で平滑化する操作を行う場合もある。
【０００５】
また、チャネル特性推定手段は、プリアンブル信号が存在しない場合や、プリアンブル信号によるチャネルの伝達関数推定の後に、さらに推定精度を高めることを目的として、復号後の判定データより再生成した推定送信信号と受信ベクトルＢとを比較してチャネルの伝達関数を推定する場合もある。
【０００６】
次に受信ベクトルＢはチャネル特性等化手段３に入力され、チャネル特性等化手段は受信ベクトルＢをチャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や位相回転を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
【０００７】
その後、軟判定回路４は等化後受信ベクトルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃは受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベル検出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃのベクトルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル信号Ｆとする。
【０００８】
ブランチメトリック重み付け手段６は、軟判定回路４により得られた信号点尤度Ｅを、受信レベル検出手段５により得られた受信レベル信号Ｆと乗じてブランチメトリック信号Ｇを生成する。
【０００９】
最後にブランチメトリック信号Ｇは誤り訂正回路７に入力され、誤り訂正回路は復号出力Ｈを出力する。以上のように構成されるＯＦＤＭ復調器ではマルチパス伝搬環境下でサブチャネル毎の受信レベルが大きく異なる場合にその受信レベルに比例したブランチメトリックを用いることにより高い誤り訂正利得を得ることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような、直交マルチキャリア変調方式では、シンボル間にガードインターバルと呼ばれる期間を設け、シンボル波形を巡回的に延長することにより、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉を避けることができる。
【００１１】
しかし、設定したガードインターバルより長い遅延時間をもつマルチパス遅延波が存在した場合には、シンボル間干渉による波形歪が生じ、熱雑音レベルが十分に小さい場合でも避けられない復号誤りが生じてしまう。
【００１２】
従来は、このような波形歪による特性劣化の改善については、特に考慮していなかった。本発明は、この波形歪の特徴を利用し、波形歪が引き起こす復号誤りを低減することが可能なマルチキャリア変調信号復調器を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上述の課題は前記特許請求の範囲に記載した手段により解決される。すなわち、請求項１の発明は、複数のサブキャリアを線形ベクトル変調したマルチキャリア変調信号を受信し、各サブチヤネル毎の受信べクトル信号に変換するフーリエ変換器と、
【００１４】
該フーリエ変換器により得られた受信ベクトル信号を送信信号の既知データ部分あるいは復号後の受信信号より再生した送信波形と比較することによりサブチャネル毎の伝達関数を推定するチャネル特性推定手段と、
【００１５】
該チャネル特性推定手段の出力信号を用いて受信信号のチャネルの振幅・位相特性を等化するチャネル特性等化手段と、該チャネル特性等化手段出力信号の複素平面上の受信信号点を軟判定する軟判定回路と、前記チャネル特性推定手段の出力信号から各サブチャネルの受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、
【００１６】
前記軟判定回路出力信号をサブチャネル毎に前記受信レベル検出手段により得られた受信レベルで重み付けするブランチメトリック重み付け手段と、該ブランチメトリック重み付け手段出力信号をブランチメトリックとして入力し、誤り訂正復号を行う誤り訂正回路と前記チャネル特性推定手段出力信号を入力し、推定チャネル特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出する隣接サブチャネル間差分特性検出手段とを備え、
【００１７】
前記ブランチメトリック重み付け手段は、サブチャネル毎に受信レベル検出手段により得られた受信レベルに比例した重み付けを行うと共に、前記隣接サブチャネル間差分特性検出手段により得られた推定チャネル特性の変化量の大きさに応じて、変化量が大きい場合に出力ブランチメトリック値を小さくする重み付けを行うように構成したマルチキャリア変調信号復調器である。
【００１８】
一般に、大きい遅延時間を持つマルチパス遅延波が増加し伝搬路の遅延分散が増加すると、伝搬路の周波数相関が小さくなりコヒーレンス帯域幅が減少するため、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数が大きく変化することになる。逆に隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数に大きく差がある場合にはそのサブチャネルはマルチパス遅延波によるシンボル間干渉の影響を大きく受けている可能性が高い。
【００１９】
本発明は、この特性を利用し、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そのサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行い、誤り訂正の効果を高めることができる。すなわち、請求項１記載のマルチキャリア変調信号復調器は、従来のマルチキャリア変調信号復調器に加え、推定チャネル伝達関数の隣接サブキャリア間の変化量を検出する隣接サブチャネル間差分特性検出手段を備え、
【００２０】
さらに、ブランチメトリック重み付け手段は、ブランチメトリック信号が各サブチャネルの受信レベルに比例するように重み付けを行うのと同時に隣接サブキャリア問の推定チャネル伝達関数の変化量が大きい場合に小さい値となるよう重み付けを行うものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
請求項１記載のマルチキャリア変調信号復調器の構成の例を図１に示す。以下に、その動作を説明する。受信信号Ａは、１ＯＦＤＭシンボル長単位でフーリエ変換器１に入力され、サブキャリア数の受信ベクトル値Ｂに変換される。
【００２２】
次にチャネル特性推定手段２は、送信バースト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリアンブル信号）と、受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分とを比較して、各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算する。
【００２３】
次に、受信ベクトルＢは、チャネル特性等化手段３に入力され、チャネル特性等化手段は、受信ベクトルＢを、チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や位相回転を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
【００２４】
その後、軟判定回路４は、等化後受信ベクトルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数Ｃは、受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベル検出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃのベクトルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル信号Ｆを得る。
【００２５】
ここで、従来の復調器とは異なり、隣接サブチャネル間差分特性検出手段８を設けて、隣接サブチャネル間差分特性検出手段８は、推定伝搬伝達関数Ｃを入力して隣接サブチャネルの推定チャネル特性の変化量を算出し、隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉを得る。
【００２６】
そして、ブランチメトリック重み付け手段６は、軟判定回路４により得られた信号点尤度Ｅに受信レベル信号Ｆを乗じ、さらに隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉを用いて隣接サブチャネル間の伝達関数の変化が大きい場合に小さい値を得るように重み付けを行った結果をブランチメトリック信号Ｇとする。
【００２７】
得られたブランチメトリック信号Ｇは誤り訂正回路７に入力され、復号出力Ｈを得る。ここで、隣接サブチャネル間差分特性検出手段８が算出する隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉは、推定チャネル伝達関数の隣接サブチャネル間差分ベクトルの大きさや、隣接サブチャネル間の位相回転量などが考えられる。
【００２８】
一例として、１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調方式に本発明を適用した場合の誤り率特性を計算機シミュレーシヨンにより評価した結果を以下に示す。サブチャネルの変調に用いた１６ＱＡＭの信号点配置は，図３に示すとおりである。
【００２９】
あわせて，図３では，チャネル特性の等化後受信ベクトルの信号点から信号点尤度Ｕｋを生成する方法を示した。すなわち、１６ＱＡＭにマッビングされた４ビットに対する信号点尤度Ｕｋ（ｋ＝１〜４）はそれぞれ受信信号点からＬ１〜Ｌ４への距離で与えた。
【００３０】
シミュレーシヨンは（ａ）従来方法にて信号点尤度を受信振幅レベルで重み付けする場合、（ｂ）従来方法にて信号点尤度を受信電力レベルで重み付けする場合、（ｃ）本発明を適用し、信号点尤度を受信電力レベルと隣接サブチャネル間の差分ベクトル情報を用いて重み付けした場合の３方法を比較した。
【００３１】
シミュレーシヨンの主要パラメータを“表１”に示す。３方法のブランチメトリックＭ（ｎ，ｋ）は，それぞれ“数１”の通り与えた。
【００３２】
【表１】
【数１】
【００３４】
【数２】
ここで、α＝１．０，β＝１／３と設定した。また、本シミュレーシヨンではチャネル推定は理想的に行われることを仮定し、チャネルの伝達関数Ｈ（ｎ）は既知とした。各ブランチメトリック設定法によるパケット誤り率の計算結果を図４に示す。
【００３６】
図４では、伝送路の遅延分散が１５０ｎｓと３００ｎｓの場合を示した。伝送路は線形とし、復号器等の量子化は考慮していない。遅延分散１５０ｎｓ時の場合は本発明による方法（ｃ）は、従来方法（ｂ）とほぽ同じ特性となっているが、遅延分散３００ｎｓ時には方法（ｃ）によるパケット誤り率のフロア値が方法（ｂ）より約１／３に低減した。
【００３７】
方法（ｃ）では，ガードインターバルを越える遅延波による波形歪の影響を強く受けているサブキャリアの尤度を弱めることにより誤りフロアを改善していると考えることができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上述べた通り本発明では、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そのサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行うことによって、誤り訂正の効果を高めることができる。従って、シンボル間干渉により生じる波形歪を原因とする伝送路誤りを低減する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のマルチキャリア変調信号復調器の構成を示す図である。
【図２】従来のマルチキャリア変調信号復調器の構成を示す図である。
【図３】１６ＱＡＭ信号の信号点配置と信号点尤度の生成法を示す図である。
【図４】パケット誤り率の計算機シミュレーシヨン結果を示す図である。
【符号の説明】
１ フーリエ変換器
２ チャネル特性推定手段
３ チャネル特性等化手段
４ 軟判定回路
５ 受信レベル検出手段
６ ブランチメトリック重み付け手段
７ 誤り訂正回路
Ａ 受信信号
Ｂ 受信ベクトル値
Ｃ 推定伝搬伝達関数
Ｄ 等化後受信ベクトル
Ｅ 信号点尤度
Ｆ 受信レベル信号
Ｇ ブランチメトリック信号
Ｈ 復号出力
Ｉ 隣接サブチャネル間伝達関数差分情報
Claims (1)
- 複数のサブキャリアを線形ベクトル変調したマルチキャリア変調信号を受信し、各サブチヤネル毎の受信べクトル信号に変換するフーリエ変換器と、
該フーリエ変換器により得られた受信ベクトル信号を送信信号の既知データ部分あるいは復号後の受信信号より再生した送信波形と比較することによりサブチャネル毎の伝達関数を推定するチャネル特性推定手段と、
該チャネル特性推定手段の出力信号を用いて受信信号のチャネルの振幅・位相特性を等化するチャネル特性等化手段と、
該チャネル特性等化手段出力信号の複素平面上の受信信号点を軟判定する軟判定回路と、
前記チャネル特性推定手段の出力信号から各サブチャネルの受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、
前記軟判定回路出力信号をサブチャネル毎に前記受信レベル検出手段により得られた受信レベルで重み付けするブランチメトリック重み付け手段と、
該ブランチメトリック重み付け手段出力信号をブランチメトリックとして入力し、誤り訂正復号を行う誤り訂正回路と
前記チャネル特性推定手段出力信号を入力し、推定チャネル特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出する隣接サブチャネル間差分特性検出手段とを備え、
前記ブランチメトリック重み付け手段は、サブチャネル毎に受信レベル検出手段により得られた受信レベルに比例した重み付けを行うと共に、
前記隣接サブチャネル間差分特性検出手段により得られた推定チャネル特性の変化量の大きさに応じて、変化量が大きい場合に出力ブランチメトリック値を小さくする重み付けを行う
ことを特徴とするマルチキャリア変調信号復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3937599A JP3594828B2 (ja) | 1999-02-18 | 1999-02-18 | マルチキャリア変調信号復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3937599A JP3594828B2 (ja) | 1999-02-18 | 1999-02-18 | マルチキャリア変調信号復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000244442A JP2000244442A (ja) | 2000-09-08 |
| JP3594828B2 true JP3594828B2 (ja) | 2004-12-02 |
Family
ID=12551299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3937599A Expired - Lifetime JP3594828B2 (ja) | 1999-02-18 | 1999-02-18 | マルチキャリア変調信号復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3594828B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015032899A (ja) * | 2013-07-31 | 2015-02-16 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 受信装置、受信方法 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4774160B2 (ja) * | 2000-07-13 | 2011-09-14 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP4961033B2 (ja) * | 2000-07-13 | 2012-06-27 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| US7072315B1 (en) | 2000-10-10 | 2006-07-04 | Adaptix, Inc. | Medium access control for orthogonal frequency-division multiple-access (OFDMA) cellular networks |
| US6947748B2 (en) | 2000-12-15 | 2005-09-20 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| JP2003069531A (ja) * | 2001-08-23 | 2003-03-07 | Mitsubishi Electric Corp | 移動体通信システム、マルチキャリアｃｄｍａ送信装置およびマルチキャリアｃｄｍａ受信装置 |
| KR100505694B1 (ko) * | 2003-07-09 | 2005-08-02 | 삼성전자주식회사 | 직접 계산 방식에 의한 코드화 직교 주파수 분할 다중화수신기의 채널 상태 평가 장치 및 그 방법 |
| JP2006005796A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Hiroshima Univ | 送信シンボル作成回路、ディジタルデータ送信器、送信シンボル作成方法、ディジタルデータ送信方法、送信シンボル作成プログラム、最尤系列推定回路、ディジタルデータ受信器、最尤系列推定方法、ディジタルデータ受信方法、最尤系列推定プログラム、コンピュータ読み取り可能な記録媒体、およびディジタルデータ送受信システム |
| US7573851B2 (en) | 2004-12-07 | 2009-08-11 | Adaptix, Inc. | Method and system for switching antenna and channel assignments in broadband wireless networks |
| JP4776311B2 (ja) * | 2005-09-09 | 2011-09-21 | Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 | 尤度補正器及び尤度補正方法 |
| JP5128434B2 (ja) * | 2008-10-14 | 2013-01-23 | シャープ株式会社 | 復調装置、復調方法、復調制御プログラム、および記録媒体 |
| JP5656617B2 (ja) * | 2010-12-24 | 2015-01-21 | 三菱電機株式会社 | 受信装置及び方法 |
| JP6160461B2 (ja) | 2013-11-29 | 2017-07-12 | 富士通株式会社 | 尤度重み付け回路 |
| CN105993151B (zh) * | 2014-02-02 | 2019-06-21 | 康杜实验室公司 | 低isi比低功率芯片间通信方法和装置 |
-
1999
- 1999-02-18 JP JP3937599A patent/JP3594828B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015032899A (ja) * | 2013-07-31 | 2015-02-16 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 受信装置、受信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000244442A (ja) | 2000-09-08 |
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| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040901 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080910 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080910 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090910 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090910 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100910 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100910 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110910 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120910 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130910 Year of fee payment: 9 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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