WO2009081820A1

WO2009081820A1 - 無線通信システム、受信装置及び受信方法

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Publication number: WO2009081820A1
Application number: PCT/JP2008/073004
Authority: WO
Inventors: Kazunari Yokomakura; Yasuhiro Hamaguchi; Hideo Namba; Shimpei To
Original assignee: Sharp Kabushiki Kaisha
Priority date: 2007-12-20
Filing date: 2008-12-17
Publication date: 2009-07-02
Also published as: JP4911780B2; US20100260251A1; JP2009152876A; CN101897136A; US8488664B2; EP2224629A1; EP2224629A4

Abstract

　受信装置から通知された情報に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置であって、周波数領域で受信信号を等化する等化部と、等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定部と、受信品質から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成部とを備える。

Description

無線通信システム、受信装置及び受信方法

　本発明は、無線通信システム、受信装置及び受信方法に関する。
　本願は、２００７年１２月２０日に、日本に出願された特願２００７－３２９００８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

　近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行われている。この次世代移動体通信システムの研究では、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、１つの周波数を繰り返し使用するセルラシステムが提案されている。このセルラシステムでは、各セルが同じ周波数帯域を使用することで各セルがシステムに割り当てられた帯域全体を利用可能とする。
　下りリンクで用いられる通信方式としては、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ：直交周波数分割多元接続）方式が最も有力な候補となっている。下りリンクとは、基地局装置から移動局への通信のことをいう。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに対して、受信状況に応じて異なる変調方式を使用して通信を行うＯＦＤＭ信号を用いて、無線リソースを複数の移動端末装置に柔軟に割り当てて通信を行うシステムである。変調方式には、６４ＱＡＭ（６４－ａｒｙ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：６４値直交振幅変調）やＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相変調）などがある。無線リソースは、時間軸と周波数軸で構成される。

　一般に、ＯＦＤＭ信号は、伝送帯域全体に周波数選択性フェージングが生じていても、サブキャリア単位で見れば、伝搬路の遅延波をフラットフェージングとして扱うことができる。これは、各サブキャリアが狭帯域であるためである。
　さらに、サブキャリア単位で独立に制御できるため、遅延波によって生じる符号間干渉の影響は存在せず、等化が必要ない。そのため、移動局は、各サブキャリアの受信信号をそのままの受信状況で検出できる。よって、移動局が、受信状況に応じて適切な変調方式を割り当てる適応変調方式を用いた場合には、伝送品質を適切に制御できる。

　この場合、ＯＦＤＭ信号を使用するため、非常にＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ　ｔｏ　Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均電力比）が高くなることがある。高いピーク電力の発生は、送信電力を増幅することに比較的余裕のある下りリンクの通信においては、大きな問題とはならない。しかし、高いピーク電力の発生は、送信電力を増幅することに余裕のない上りリンクでは、致命的な問題となる。上りリンクとは、移動局から基地局装置への通信をいう。
　そのため、上りリンクでは、ＰＡＰＲの低いシングルキャリア方式を基にした通信方式を用いると良い。

　しかしながら、シングルキャリア方式を基にした通信方式を用いると、ＯＦＤＭ方式のようにサブキャリアを独立に処理することができない。そのため、遅延波により生じる符号間干渉が抑圧できないことから、受信信号の符号間干渉を抑圧する適応等化技術が必要になる。

　適応等化技術の１つとして、複数の送信信号をブロック化した時間信号に対し、マルチパスフェージング環境下においても周期性を維持する目的でサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ）を付加し、受信側で削除することで周波数領域において１回の乗積で等化が可能な周波数領域等化技術（ＦＤＥ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｏｍａｉｎ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が提案されている（非特許文献１）。なお、ＦＦＴの単位がブロックになるので、ブロック化された送信信号をＦＦＴブロックと呼ぶ。

　この周波数領域等化技術（ＦＤＥ）において、時間軸上でのインパルス応答の畳み込みが周波数領域の乗算であることに着目し、伝搬路の周波数応答の逆特性を乗積して信号成分を元に戻すゼロフォーシング（ＺＦ：Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）型のものが知られている。しかし、受信側で等化する場合には移動局の内部で必ず熱雑音が受信信号に加算されるため、伝搬路の逆特性をかけると雑音の項にも伝搬路の逆特性が乗積されてしまう。その結果、雑音が有色化し、雑音強調が生じるため、伝送特性が実際よりも非常に悪くなるという問題があった。

　そこで、雑音強調を抑圧する目的で、等化後の信号と送信信号の誤差の自乗を最小にするという最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）規範に基づいたＭＭＳＥ－ＦＤＥが提案されている。ＭＭＳＥ－ＦＤＥのタップ行列は式（１）で表される。

　式（１）において、Ｗはタップ係数を要素とする複素数のＦＦＴブロックサイズの正方行列で表されるタップ行列である。Ξは伝搬路の周波数応答を対角成分に並べた複素数の対角行列である。Ｉは対角行列のみが１で、残りの要素が０となる単位行列である。σ^２は熱雑音の分散を表す実数である。タップ行列は、一般に、ＦＦＴブロック内のｋ番目の送信信号を等化により推定する場合、次式で表される。

　ただし、ＦはＤＦＴ処理を施すＫ×Ｋの複素数の正方行列である。ＫはＦＦＴブロックのブロックサイズである。ｗ（ｋ）はＦＦＴブロック内のｋ番目の送信信号を検出するためのＫ×１の複素数の列ベクトルである。Ｒは周波数軸のＫ×１の複素数の受信信号ベクトルを表している。
　式（１）のタップ行列は、ブロック内の全シンボルを同時に検出するために拡張したものであり、次式のように拡張されているものを表している。

　一方で、伝送効率を向上させる技術として、適応変調符号化方式が注目を集めている。適応変調符号化方式は、伝搬路の特性の時間的な変動に対し、伝送品質を維持するために、所要品質を満たす中で伝送レートが最大となる変調方式や通信路符号化における符号化率を選択する技術である。

　一般的に、適応変調符号化方式では、伝搬路による歪みのない加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ　Ｗｈｉｔｅ　Ｇａｕｓｓｉａｎ　Ｎｏｉｓｅ）環境下において測定された誤り率特性に基づいて、伝送機会毎に伝搬路の歪みまで含めた受信品質を測定する。そして、所要品質を満たしつつ最大の伝送レートが達成できる変調方式や符号化率を決定する。

　例えば、使用可能な変調方式と符号化率の組み合わせとして、ＡＷＧＮ環境下における符号化率１／２のＢＰＳＫ、符号化率２／３のＢＰＳＫ、符号化率１／２のＱＰＳＫ、符号化率３／４のＱＰＳＫ、符号化率５／６のＱＰＳＫにおけるビット誤り率１０^－５に必要な受信ＳＮＲがそれぞれ１ｄＢ、２ｄＢ、３ｄＢ、６ｄＢ、８ｄＢであるものとする。また、ある伝送機会において測定した受信ＳＮＲが７．５ｄＢであったものとする。この場合に選択される変調方式と符号化率は７．５ｄＢ以下で所要品質を満たし、最も高い伝送レートが達成できる符号化率３／４のＱＰＳＫが、変調方式及び符号化率として設定される。

　ここで、ＭＭＳＥ－ＦＤＥという等化方式を用いるときであってもシングルキャリア方式に適応変調符号化方式を採用する場合、一般的に等化前における信号雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ）を基準に変調方式が採用される。
Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ、Ｓ．Ｌ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ、Ａ．Ｂｅｎｙａｍｉｎ－Ｓｅｅｙａｒ、ａｎｄ　Ｂ．Ｅｉｄｓｏｎ、"Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｏｍａｉｎ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｓｉｎｇｌｅ－Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｂｒｏａｄｂａｎｄ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｓｙｓｔｅｍｓ、"ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｍａｇａｚｉｎｅ、ｖｏｌ．４０、ｐｐ．５８－６６、Ａｐｒｉｌ　２００２．

　しかしながら、式（１）のタップ行列に注目すると、ｋ番目の離散周波数におけるタップ係数は、式（２）のようになり、各周波数でタップの大きさが各周波数の受信品質に応じて設定される。

　式（２）において、ｗ（ｋ）はブロック内のｋ番目の離散周波数に乗積されるタップ係数である。Ξ（ｋ）はｋ番目の離散周波数における伝搬路の複素利得である。σ^２は観測される雑音の分散を表している。

　これは、ＭＭＳＥ型のＦＤＥが伝搬路の逆特性を乗積しているわけではなく、逆特性を乗積することにより問題となる雑音強調を抑えるという目的から、符号間干渉と雑音強調の影響のバランスが最適になるよう受信品質に応じた補正項がσ^２として設定されていることを意味している。
　さらに、伝搬路特性と雑音の分散に依存することから、平均受信ＳＮＲが同じであっても伝搬路の遅延分散によりタップ係数の周波数軸での変動が激しくなるだけでなく、取り切れない符号間干渉や雑音強調の影響が異なるということを意味している。
　これは、等化前の平均受信ＳＮＲが同じでも伝搬路の遅延分散が異なる場合には除去できない符号間干渉の量や雑音強調の量が異なるということも意味している。

　本来、適応変調符号化方式は受信品質を維持する目的で導入されるので、等化前の受信ＳＮＲに応じて設定される場合には、等化後で取り切れなかった符号間干渉や雑音強調の影響まで含まれず、適切に動作しないという問題があった。例えば、等化の前に測定した受信ＳＮＲが６ｄＢであったにも関わらず、等化後の受信ＳＮＲが符号間干渉や雑音強調の影響で実効的に５ｄＢに相当するＳＮＲになった場合、６ｄＢで所要品質となる変調方式、符号化率を採用している場合には所要品質を満たさなくなるという問題があった。

　さらに、等化後の受信品質で適応変調符号化方式を行うためにはタップ係数を乗積した伝搬路特性を時間領域に戻すことで符号間干渉の量を別途計算する必要があるため、計算が煩雑になるという問題があった。このとき、ブロック内のｋ番目の信号の受信ＳＮＲは、式（３）で表される。

　式（３）において、Ｋはブロック内に含まれる信号数である。ｈ_ｅｑ（ｌ）は伝搬路の周波数応答にタップ係数を乗算したものをＩＦＦＴにより周波数時間変換した等価的な伝搬路のインパルス応答のｌ番目の伝搬路利得である。ｓ（ｋ）はブロック内のｋ番目の時間信号である。ｎ（ｋ）はブロック内のｋ番目の信号におけるタップ係数が乗算された周波数の雑音をＩＦＦＴにより時間信号に変換した雑音成分である。このように、ｈ_ｅｑ（ｌ）やｎ（ｋ）を推定するのにＩＦＦＴを用いるだけでなく、これらを計算してもさらに式（３）を用いる必要があり、受信ＳＮＲを計算するのに多くの演算が必要になる。

　本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信装置と受信装置とが通信する際の誤り率やスループットを改善することができる無線通信システム、受信装置及び受信方法を提供することにある。

（１）　本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による無線通信システムは、変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更してデータを送信する送信装置と、受信信号から無線伝搬路による歪みを周波数領域等化により等化する受信装置とを備える無線通信システムであって、前記受信装置は、周波数領域等化後の信号雑音比に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定する。

（２）　また、本発明の一態様による無線通信システムの前記受信装置は、最小二乗誤差に基づいて前記周波数領域等化を行う。

（３）　また、本発明の一態様による無線通信システムの前記受信装置は、ゼロフォーシングに基づいて前記周波数領域等化を行う。

（４）　また、本発明の一態様による無線通信システムの前記受信装置は、周波数領域等化により算出される等価振幅利得または等価雑音の分散の少なくともいずれか一方に基づいて前記信号雑音比を算出する。

（５）　また、本発明の一態様による無線通信システムの前記受信装置は、最小二乗誤差に基づいて前記周波数領域等化を行う場合には、各周波数のタップ係数と伝搬路の周波数応答の積を周波数領域で平均化することで前記等価振幅利得を算出する。

（６）　また、本発明の一態様による無線通信システムの前記受信装置は、ゼロフォーシングに基づいて前記周波数領域等化を行う場合には、各周波数のタップ係数の絶対値に１を加算し、それを周波数領域で平均化することで前記等価雑音の分散を算出する。

（７）　また、本発明の一態様による無線通信システムの前記受信装置は、伝搬路の周波数応答を測定するためのパイロット信号に基づいて前記信号雑音比を測定する。

（８）　また、本発明の一態様による受信装置は、受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置であって、周波数領域で受信信号を等化する等化部と、等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定部と、前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成部とを備える。
　本発明では、等化前ではなく等化後の受信信号に基づいて信号雑音比を測定し、測定した信号雑音比に基づいて適切な変調方式または符号化率を設定することにより、誤り率やスループットを改善することができる。

（９）　また、本発明の一態様による受信装置の前記等化部は、最小二乗誤差に基づいて前記受信信号を等化する。

（１０）　また、本発明の一態様による受信装置の前記等化部は、ゼロフォーシングに基づいて前記受信信号を等化する。

（１１）　また、本発明の一態様による受信装置の前記等化部は、等価振幅利得または等価雑音の分散の少なくともいずれか一方を出力する。

（１２）　また、本発明の一態様による受信装置の前記信号雑音比測定部は、最小二乗誤差に基づいて前記等化を行う場合には、等価振幅利得から等化後の信号雑音比を算出する。

（１３）　また、本発明の一態様による受信装置の前記信号雑音比測定部は、ゼロフォーシングに基づいて前記等化を行う場合には、等価振幅利得から等化後の信号雑音比を算出する。

（１４）　また、本発明の一態様による受信装置は、伝搬路推定のためのパイロット信号と、受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更された送信データ信号とが多重された送信装置からの送信信号を受信する受信装置であって、周波数領域で受信信号を等化する等化部と、等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定部と、前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成部とを備える。

（１５）　また、本発明の一態様による受信装置の前記信号雑音比測定部は、受信パイロット信号を等化した信号に基づいて前記信号雑音比を算出する。

（１６）　また、本発明の一態様による受信方法は、受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置を用いた受信方法であって、周波数領域で受信信号を等化する等化過程と、等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定過程と、前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成過程とを有する。

（１７）　また、本発明の一態様による受信方法は、伝搬路推定のためのパイロット信号と、受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更された送信データ信号とが多重された送信装置からの送信信号を受信する受信装置を用いた受信方法であって、周波数領域で受信パイロット信号を等化する等化過程と、等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定過程と、前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成過程とを有する。

　本発明の無線通信システム、受信装置及び受信方法によれば、送信装置と受信装置とが通信する際の誤り率やスループットを改善することができる。

本発明の第１の実施形態による送信装置１００ａの構成を示す概略ブロック図である。本発明の第１の実施形態による受信装置２００ａの構成を示す概略ブロック図である。本発明の第２の実施形態による受信装置２００ｂの構成を示す概略ブロック図である。

符号の説明

１・・・符号部、２・・・検出部、３・・・符号化率制御部、４・・・パンクチャ部、５・・・変調方式制御部、６・・・変調部、７・・・パイロット生成部、８・・・パイロット多重部、９・・・ＣＰ付加部、１０・・・無線部、１１・・・送信アンテナ、１２・・・受信アンテナ、１３・・・無線部、１４・・・ＣＰ除去部、１５・・・パイロット分離部、１６・・・伝搬路特性推定部、１７・・・分散推定部、１８・・・ＦＦＴ部、１９・・・等化部、２０・・・ＩＦＦＴ部、２１・・・復調部、２２・・・復号部、２４・・・等化後ＳＮＲ推定部、２５・・・変調・符号化率情報生成部、１００ａ・・・送信装置、１０１・・・受信アンテナ、１０２・・・無線部、１０３・・・ＣＰ除去部、１０４・・・パイロットコピー部、１０５・・・伝搬路特性推定部、１０６・・・分散推定部、１０７・・・ＦＦＴ部、１０８・・・等化部、１０９・・・ＩＦＦＴ部、１１０・・・パイロット分離部、１１１・・・復調部、１１２・・・復号部、１１３・・・等化後ＳＮＲ推定部、１１４・・・変調・符号化率情報生成部、２００ａ、２００ｂ・・・受信装置

　以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
　以下の実施形態においては、シングルキャリア伝送方式を用い、受信等化方式としてＭＭＳＥ基準型のＦＤＥを用いる場合について説明する。なお、ＭＭＳＥ基準型の周波数領域等化を用いることができる方式であればＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　Ｓｐｒｅａｄ　ＯＦＤＭ）方式やＳＣ－ＡＳＡ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　ｗｉｔｈ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）方式のような元の時間波形を周波数変換し、任意の周波数に割り当て、割り当て後の周波数信号から時間波形を再生成する方式を用いても良い。また、ＭＣ－ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ－Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のような時間信号が複数の周波数信号に拡散されている方式を用いても良い。

［第１の実施形態］
　図１は、本発明の第１の実施形態による送信装置１００ａの構成を示す概略ブロック図である。移動局装置は、基地局装置と通信するための送信装置と受信装置とを備えている。移動局装置が備える送信装置が、図１の送信装置１００ａに相当する。なお、図１の送信装置１００ａを、その他の機器に適用しても良い。
　送信装置１００ａは、符号部１、検出部２、符号化率制御部３、パンクチャ部４、変調方式制御部５、変調部６、パイロット生成部７、パイロット多重部８、ＣＰ付加部９、無線部１０、送信アンテナ１１を備えている。

　送信ビットは、符号部１により誤り訂正符号化され、パンクチャ部４に入力される。一方、受信装置から通知される変調・符号化率情報（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｃｏｄｉｎｇ　Ｓｃｈｅｍｅｓ）から、検出部２により符号化率と変調方式が検出される。検出部２で検出された符号化率情報は、符号化率制御部３に入力される。また、検出部２で検出された変調方式情報は、変調方式制御部５に入力される。
　パンクチャ部４では、符号部１から入力された符号ビットに対してパンクチャリング処理が行われる。パンクチャリング処理とは、設定された符号化率になるように符号ビットを間引く処理のことである。
　このとき、符号化率制御部３が、設定された符号化率情報からパンクチャパターンに応じて符号ビットを間引くよう制御する。パンクチャパターンとは、ビットを間引くために予め用意されているパターンである。これにより、パンクチャ部４は適切な符号化率の符号ビットを生成する。

　次に、パンクチャリングにより得られた符号ビットは、変調部６に入力され、設定された変調方式になるよう変調がなされる。このとき、変調方式制御部５が、設定された変調方式になるように制御する。
　このとき同時に、パイロット生成部７において伝搬路の周波数応答を推定するためのパイロット信号が生成され、パイロット多重部８において変調部６で得られた変調信号と多重される。多重された送信信号はＣＰ付加部９によりサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が付加され、無線部１０により無線周波数帯にアップコンバートされ、送信アンテナ１１から受信装置に送信される。

　図２は、本発明の第１の実施形態による受信装置２００ａの構成を示す概略ブロック図である。基地局装置は、移動局装置と通信するための送信装置と受信装置とを備えている。基地局装置が備える受信装置が、図２の受信装置２００ａに相当する。なお、図２の受信装置２００ａを、その他の機器に適用しても良い。
　受信装置２００ａは、受信アンテナ１２、無線部１３、ＣＰ除去部１４、パイロット分離部１５、伝搬路特性推定部１６、分散推定部１７、ＦＦＴ部１８、等化部１９、ＩＦＦＴ部２０、復調部２１、復号部２２、等化後ＳＮＲ推定部２４（信号雑音比測定部とも称する）、変調・符号化率情報生成部２５（通知信号生成部とも称する）を備えている。

　受信信号は、受信アンテナ１２で受信された後、無線部１３により無線周波数からベースバンド信号にダウンコンバートされる。得られた受信信号はＣＰ除去部１４によりサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去され、パイロット分離部１５により受信パイロット信号と受信変調信号が分離される。分離された受信パイロット信号は伝搬路特性推定部１６および分散推定部１７において伝搬路の周波数特性と各周波数の雑音の分散が推定され、等化に使用するために等化部１９に入力される。

　ここで、分散推定部１７では、伝搬路特性推定部１６で推定された伝搬路特性と受信信号から受信パイロット信号の分散を推定する。このとき、分散σ^２は次式（４）のように推定される。

　式（４）において、Ｋはブロック内の信号数である。ｙ（ｋ）はｋ番目の周波数の複素受信パイロット信号である。Ξ（ｋ）は伝搬路特性推定部１６で推定されたｋ番目の周波数における伝搬路の複素利得である。ｃ（ｋ）は送受信側で既知となっているｋ番目の周波数の送信パイロット信号である。
　式（４）では、雑音の影響を受けていない受信パイロット信号をΞ（ｋ）ｃ（ｋ）で生成している。また、Ξ（ｋ）ｃ（ｋ）を受信パイロット信号ｙ（ｋ）から減算した誤差が雑音に相当する。そして、受信パイロット信号の電力を周波数方向に平均化して二乗平均値を算出することで雑音の分散を算出している。

　一方、パイロット信号を分離された受信信号はＦＦＴ部１８により周波数信号に変換される。等化部１９では、伝搬路の周波数特性に基づいて周波数領域における受信信号の等化が行われる。また、等化部１９は、タップ係数から算出される等価振幅利得を出力する。
　まず、等化部１９では伝搬路特性推定部１６で推定された伝搬路の周波数特性と、分散推定部１７で算出された分散の値とを用いて、式（５）によりタップ行列が計算される。

　式（５）において、Ξは伝搬路の周波数応答を対角成分に並べた伝搬路行列である。σ^２は等化前の雑音の分散を表す実数である。Ｉは、対角成分のみが１であり、非対角成分が０の単位行列である。ｘ^Ｈは行列ｘの随伴行列（エルミート転置を施した行列）である。式（５）により得られたタップ行列を受信信号に乗積することで、受信信号の等化が行われ、ＩＦＦＴ部２０に入力される。また、等化部１９では、タップ行列を用いて等価振幅利得の計算が行われる。等価振幅利得は、式（６）で計算される。

　このように、等化部１９は、タップ係数を計算し、タップ係数から等化された受信信号をＩＦＦＴ部２０に出力すると同時に、タップ係数からμも計算する。
　また、式（６）において、ＦはＤＦＴ演算を表す複素数のＤＦＴ行列である。μ_ｚはブロック内の各シンボルの等価振幅利得を対角成分にならべた実数対角行列であるが、式（６）より、単位行列のスカラー倍で表されることから、等価振幅利得はブロック内で一定値μになる。また、式（６）においてＫはブロック内に含まれる信号数である。ｗ^＊（ｋ）はｋ番目の周波数のタップ係数の複素共役である。Ξ（ｋ）はｋ番目の周波数の伝搬路の複素利得を表す。また、μは次式（７）で表される。

　等化された受信信号はＩＦＦＴ部２０において時間領域の信号に変換され、復調部２１に入力される。復調部２１では受信されたデータ信号を各ビットの受信信号に分解し、復号部２２に入力する。復号部２２では、誤り訂正が行われる。

　一方、等化後ＳＮＲ推定部２４は、等化部１９から出力された等価振幅利得を用いて、等化後の受信ＳＮＲを推定する。ここで、等価振幅利得の計算法について説明する。等化後の受信信号は、送信信号と等価振幅利得、等価雑音を用いて、式（８）で表される。

　式（７）において、ｚは等化後の受信信号ベクトルである。μは式（６）で表されるブロック内で一定の値となる等価振幅利得である。ｓは送信信号ベクトルである。ν_ｚは等価雑音ベクトルである。ここで、式（８）の等価雑音の分散σ_ｚ ^２は、次式（９）で表される。

　式（９）において、ｒは等化前の受信信号を表している。式（９）より等価雑音の分散は等価振幅利得そのものであることから、受信ＳＮＲはＭＭＳＥ基準型のＦＤＥの場合、式（１０）で表される。

　等化後ＳＮＲ推定部２４は、等化部１９から出力された等価振幅利得を用いて等化後受信ＳＮＲ推定部２４において等化後の受信ＳＮＲを式（１０）により推定する。そして、変調・符号化率情報生成部２５は、得られた等化後の受信ＳＮＲから、次の伝送機会における変調方式と符号化率の組み合わせを設定し、変調・符号化率情報信号を生成して送信装置（図１）にフィードバックする。
　なお、変調・符号化率情報信号は送信側の検出部で変調方式と符号化率が検出できるように、情報の変調ルールが既知であるものであれば、その他の信号形式を用いても良い。
　また、得られた等化後の受信ＳＮＲの情報を示す信号を図１の送信装置（移動局装置）へ送信し、移動局装置においてその受信した信号から変調・符号化の態様を決定しても良い。

　このように、本実施形態は等化後の受信ＳＮＲを式（１０）のように計算することができる。よって、本実施形態を用いることによって、適応変調符号化方式を等化前の受信ＳＮＲに基づいて制御を行う従来のものより良好な特性を示すことができる。
　本実施形態では等価振幅利得のみを算出する方法を説明したが、等価雑音の分散が等価振幅利得で算出されることを考慮すると、等化部１９が等価振幅利得を必ずしも出力する必要はなく、等価雑音の分散のみを出力するようにしても良い。

　なお、本実施形態はＭＭＳＥ－ＦＤＥを用いる場合について説明を行ったが、例えば、逆特性を乗算するゼロフォーシング（ＺＦ）なども使用可能である。ゼロフォーシング（ＺＦ）を用いる場合、等価振幅利得と等価雑音の分散は次式で表される。

　式（１２）において、σ_ｚ ^２は等価雑音の分散である。σ^２は等化前の熱雑音の分散である。ｗ（ｋ）はタップ係数である。ｋは周波数インデックスである。Ｋは伝送帯域における離散周波数のポイント数である。

　この場合、本実施形態に適用すると、等化部１９から出力されるのは等価振幅利得ではなく、等化雑音利得である。この場合の受信ＳＮＲは式（１３）のようになる。

　したがって、ゼロフォーシング（ＺＦ）を用いる場合であっても、図２における等化部１９の出力を等化後の受信信号と等価雑音の分散とすることにより、等化後受信ＳＮＲ推定部２４により受信ＳＮＲを推定することができる。ただし、ゼロフォーシング（ＺＦ）を用いる場合は、等化部１９の出力は式（１２）で表される等価雑音の分散を必ず出力する必要がある。
　なお、等化跡の受信ＳＮＲを計算する方法として、等利得合成（ＥＧＣ：Ｅｑｕａｌ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）や最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｒａｔｉｏ　Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）などの等化法を用いても良い。

［第２の実施形態］
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態の送信装置は、第１の実施形態による送信装置１００ａ（図１）と同様であるため、その説明を省略する。

　図３は、本発明の第２の実施形態による受信装置２００ｂの構成を示す概略ブロック図である。受信装置２００ｂは、送受信側で既知の信号系列であるパイロット信号を用いて等化後の受信ＳＮＲを推定する。

　受信装置２００ｂは、受信アンテナ１０１、無線部１０２、ＣＰ除去部１０３、パイロットコピー部１０４、伝搬路特性推定部１０５、分散推定部１０６、ＦＦＴ部１０７、等化部１０８、ＩＦＦＴ部１０９、パイロット分離部１１０、復調部１１１、復号部１１２、等化後ＳＮＲ推定部１１３、変調・符号化率情報生成部１１４を備えている。

　受信装置２００ｂの受信アンテナ１０１、無線部１０２、ＣＰ除去部１０３、伝搬路特性推定部１０５、分散推定部１０６、ＦＦＴ部１０７、等化部１０８、ＩＦＦＴ部１０９、復調部１１１、復号部１１２、変調・符号化率情報生成部１１４は、第１の実施形態の受信装置２００ａ（図２）の受信アンテナ１２、無線部１３、ＣＰ除去部１４、伝搬路特性推定部１６、分散推定部１７、ＦＦＴ部１８、等化部１９、ＩＦＦＴ部２０、復調部２１、復号部２２、変調・符号化率情報生成部２５と、それぞれ同様の処理を行うため、ここでは説明を省略する。
　第１の実施形態との違いは、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去した後にパイロット信号を分離するのではなく、伝搬路推定と分散の推定を行うためにパイロット信号をコピーし、パイロット信号も等化するという点にある。パイロット分離部１１０によるパイロット信号の分離は、等化後の受信状況を算出するためにＩＦＦＴ部１０９の後で行う。

　等化後ＳＮＲ推定部１１３では、等化後のパイロット信号から等価振幅利得と等化雑音の分散を推定する。等価振幅利得をμとし、等価雑音の分散をσ^２ _ｚとすると、それぞれ式（１４）、式（１５）で表される。

　式（１４）、式（１５）で、ｋは離散周波数インデックスである。Ｋは処理している離散周波数のポイント数である。

　等化後ＳＮＲ推定部１１３は、式（１４）を式（１５）で除算することで受信ＳＮＲを推定する。そして、変調・符号化率情報生成部１１４は、通知信号（変調・符号化率情報信号）を生成し、送信装置（図１）にフィードバックする。
　このように、送信信号が受信装置２００ｂで既知である場合にはパイロット信号まで等化し、等化後の信号を測定することで受信ＳＮＲを推定し、変調方式や符号化率を設定する。その結果、適切に変調方式を制御可能となり、所要品質の維持やスループットが向上する。

　なお、本実施形態はＭＭＳＥ－ＦＤＥを用いる場合について説明したが、例えば、逆特性をタップ係数とするゼロフォーシング（ＺＦ）型のものを使用しても良い。また、受信装置側で変調方式や符号化率を設定しているが、受信ＳＮＲ情報を送信装置に通知して送信装置側で変調方式や符号化率を設定しても良い。
　また、本実施形態ではパイロット信号に続いて、所望の自局宛のデータ信号が送信装置から送信されているが、多重されているデータ信号は自局宛のものでなくても良い。この場合には等化後の受信品質の測定が可能となり、定期的に等化後の受信品質を測定して自局宛のデータの適応符号化変調制御に使用することもできる。
　さらに、第１、第２の実施形態では受信装置側で変調方式や符号化率を設定する場合について説明したが、伝搬路の周波数応答をＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｑｕａｌｉｔｙ　Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）でフィードバックする場合には、送信装置で等化後の受信品質の測定を行い、変調方式や符号化率を設定しても良い。

　上述した第１又は第２の実施形態によれば、適応符号化変調方式における変調方式や符号化率の設定を、タップ係数と伝搬路特性とから推定する。よって、符号間干渉や雑音強調の影響まで含めた伝送品質を推定でき、適切な変調方式又は符号化率を選択できる。このため、送信装置と受信装置とが通信する際の誤り率やスループットを改善することができる。さらに、伝搬路の遅延分散によらず、受信装置で等化後のＳＮＲを推定できる。

　なお、以上説明した実施形態において、送信装置（図１）、受信装置（図２、図３）の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより送信装置や受信装置の制御を行っても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含む。

　また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含む。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

　本発明は、送信装置と受信装置とが通信する際の誤り率やスループットを改善することができる無線通信システム、受信装置及び受信方法などに適用できる。

Claims

　受信装置から通知された情報に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更してデータを送信する送信装置と、
　受信信号から無線伝搬路による歪みを周波数領域等化により等化する受信装置と、
　を備える無線通信システムであって、
　前記受信装置は、周波数領域等化後の信号雑音比に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定することを特徴とする無線通信システム。
　前記受信装置は、最小二乗誤差に基づいて前記周波数領域等化を行うことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
　前記受信装置は、ゼロフォーシングに基づいて前記周波数領域等化を行うことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
　前記受信装置は、周波数領域等化により算出される等価振幅利得または等価雑音の分散の少なくともいずれか一方に基づいて前記信号雑音比を算出することを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれかの項に記載の無線通信システム。
　前記受信装置は、最小二乗誤差に基づいて前記周波数領域等化を行う場合には、各周波数のタップ係数と伝搬路の周波数応答の積を周波数領域で平均化することで前記等価振幅利得を算出することを特徴とする請求項４に記載の無線通信システム。
　前記受信装置は、ゼロフォーシングに基づいて前記周波数領域等化を行う場合には、各周波数のタップ係数の絶対値に１を加算し、それを周波数領域で平均化することで前記等価雑音の分散を算出することを特徴とする請求項４に記載の無線通信システム。
　前記受信装置は、伝搬路の周波数応答を測定するためのパイロット信号に基づいて前記信号雑音比を測定することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
　受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置であって、
　周波数領域で受信信号を等化する等化部と、
　等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定部と、
　前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成部と、
　を備えることを特徴とする受信装置。
　前記等化部は、最小二乗誤差に基づいて前記受信信号を等化することを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
　前記等化部は、ゼロフォーシングに基づいて前記受信信号を等化することを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
　前記等化部は、等価振幅利得または等価雑音の分散の少なくともいずれか一方を出力することを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
　前記信号雑音比測定部は、最小二乗誤差に基づいて前記等化を行う場合には、等価振幅利得から等化後の信号雑音比を算出することを特徴とする請求項９または請求項１１に記載の受信装置。
　前記信号雑音比測定部は、ゼロフォーシングに基づいて前記等化を行う場合には、等価振幅利得から等化後の信号雑音比を算出することを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載の受信装置。
　伝搬路推定のためのパイロット信号と、受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更された送信データ信号とが多重された送信装置からの送信信号を受信する受信装置であって、
　周波数領域で受信信号を等化する等化部と、
　等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定部と、
　前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成部と、
　を備えることを特徴とする受信装置。
　前記信号雑音比測定部は、受信パイロット信号を等化した信号に基づいて前記信号雑音比を算出することを特徴とする請求項１４に記載の受信装置。
　受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置を用いた受信方法であって、
　周波数領域で受信信号を等化する等化過程と、
　等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定過程と、
　前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成過程と、
　を有することを特徴とする受信方法。
　伝搬路推定のためのパイロット信号と、受信品質に応じて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更された送信データ信号とが多重された送信装置からの送信信号を受信する受信装置を用いた受信方法であって、
　周波数領域で受信パイロット信号を等化する等化過程と、
　等化後の受信信号から信号雑音比を測定する信号雑音比測定過程と、
　前記信号雑音比から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記送信装置に通知する信号を生成する通知信号生成過程と、
　を有することを特徴とする受信方法。