JP2000244442A - マルチキャリア変調信号復調器 - Google Patents
マルチキャリア変調信号復調器Info
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- JP2000244442A JP2000244442A JP11039375A JP3937599A JP2000244442A JP 2000244442 A JP2000244442 A JP 2000244442A JP 11039375 A JP11039375 A JP 11039375A JP 3937599 A JP3937599 A JP 3937599A JP 2000244442 A JP2000244442 A JP 2000244442A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 マルチパスフェージング環境下で、波形歪に
起因する復号誤りを低減する。 【解決手段】 各サブチヤネル毎の受信べクトル信号に
変換するフーリエ変換１し、その信号を既知の送信波形
と比較してサブチャネル毎の伝達関数を推定２して受信
信号のチャネルの振幅・位相特性を等化３し、受信信号
点を軟判定４し、受信レベルを検出５する手段と、ブラ
ンチメトリック重み付け手段６と、ブランチメトリック
として入力する誤り訂正誤り訂正回路６と推定チャネル
特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出する隣接サブ
チャネル間差分特性検出手段とを備え、ブランチメトリ
ック重み付け手段は、サブチャネル毎の受信レベルに比
例した重み付けを行うと共に、推定チャネル特性の変化
量の大きさに応じて、変化量が大きい場合に出力ブラン
チメトリック値を小さくする重み付けを行う。
起因する復号誤りを低減する。 【解決手段】 各サブチヤネル毎の受信べクトル信号に
変換するフーリエ変換１し、その信号を既知の送信波形
と比較してサブチャネル毎の伝達関数を推定２して受信
信号のチャネルの振幅・位相特性を等化３し、受信信号
点を軟判定４し、受信レベルを検出５する手段と、ブラ
ンチメトリック重み付け手段６と、ブランチメトリック
として入力する誤り訂正誤り訂正回路６と推定チャネル
特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出する隣接サブ
チャネル間差分特性検出手段とを備え、ブランチメトリ
ック重み付け手段は、サブチャネル毎の受信レベルに比
例した重み付けを行うと共に、推定チャネル特性の変化
量の大きさに応じて、変化量が大きい場合に出力ブラン
チメトリック値を小さくする重み付けを行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はマルチパスフェージ
ング環境下で高速の無線通信を高品質に行うために用い
るマルチキャリア変調方式の復調器の実現方法に関す
る。
ング環境下で高速の無線通信を高品質に行うために用い
るマルチキャリア変調方式の復調器の実現方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】直交マルチキャリア変調方式は、高速の
伝送情報を互いに直交条件を満たす複数のサブキャリア
に分割して伝送する方式であって、高速伝送時の耐マル
チパス特性が非常に優れている。この直交マルチキャリ
ア変調方式は、ＯＦＤＭ(Orthogonal′Frequency Divis
ion Multiplexing)方式と呼ばれることも多く、高速
（逆）フーリエ変換回路を用いて一括変復調を行うこと
ができる。
伝送情報を互いに直交条件を満たす複数のサブキャリア
に分割して伝送する方式であって、高速伝送時の耐マル
チパス特性が非常に優れている。この直交マルチキャリ
ア変調方式は、ＯＦＤＭ(Orthogonal′Frequency Divis
ion Multiplexing)方式と呼ばれることも多く、高速
（逆）フーリエ変換回路を用いて一括変復調を行うこと
ができる。
【０００３】図２に従来のＯＦＤＭ復調器の構成の例を
示す。受信信号Ａは１ＯＦＤＭシンボル長単位でフーリ
エ変換器１に入力され、サブキャリア数の受信ベクトル
値Ｂに変換される。次にチャネル特性推定手段２は送信
バースト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリア
ンブル信号）と受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分と
を比較して各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算
する。
示す。受信信号Ａは１ＯＦＤＭシンボル長単位でフーリ
エ変換器１に入力され、サブキャリア数の受信ベクトル
値Ｂに変換される。次にチャネル特性推定手段２は送信
バースト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリア
ンブル信号）と受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分と
を比較して各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算
する。
【０００４】このチャネル特性推定手段はプリアンブル
信号が複数０ＦＤＭシンボルに亘る場合に複数ＯＦＤＭ
シンボルより得られたチャネルの伝搬伝達関数を時間方
向に平均する操作や、さらに雑音による推定伝達関数の
誤差を低減するため周波数方向に各サブチャネルの伝達
関数を強い相関を持つチャネル範囲で平滑化する操作を
行う場合もある。
信号が複数０ＦＤＭシンボルに亘る場合に複数ＯＦＤＭ
シンボルより得られたチャネルの伝搬伝達関数を時間方
向に平均する操作や、さらに雑音による推定伝達関数の
誤差を低減するため周波数方向に各サブチャネルの伝達
関数を強い相関を持つチャネル範囲で平滑化する操作を
行う場合もある。
【０００５】また、チャネル特性推定手段は、プリアン
ブル信号が存在しない場合や、プリアンブル信号による
チャネルの伝達関数推定の後に、さらに推定精度を高め
ることを目的として、復号後の判定データより再生成し
た推定送信信号と受信ベクトルＢとを比較してチャネル
の伝達関数を推定する場合もある。
ブル信号が存在しない場合や、プリアンブル信号による
チャネルの伝達関数推定の後に、さらに推定精度を高め
ることを目的として、復号後の判定データより再生成し
た推定送信信号と受信ベクトルＢとを比較してチャネル
の伝達関数を推定する場合もある。
【０００６】次に受信ベクトルＢはチャネル特性等化手
段３に入力され、チャネル特性等化手段は受信ベクトル
Ｂをチャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝
達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や位相回転
を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
段３に入力され、チャネル特性等化手段は受信ベクトル
Ｂをチャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝
達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や位相回転
を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
【０００７】その後、軟判定回路４は等化後受信ベクト
ルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、チ
ャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数
Ｃは受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベル検
出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃのベク
トルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル信号
Ｆとする。
ルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、チ
ャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関数
Ｃは受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベル検
出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃのベク
トルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル信号
Ｆとする。
【０００８】ブランチメトリック重み付け手段６は、軟
判定回路４により得られた信号点尤度Ｅを、受信レベル
検出手段５により得られた受信レベル信号Ｆと乗じてブ
ランチメトリック信号Ｇを生成する。
判定回路４により得られた信号点尤度Ｅを、受信レベル
検出手段５により得られた受信レベル信号Ｆと乗じてブ
ランチメトリック信号Ｇを生成する。
【０００９】最後にブランチメトリック信号Ｇは誤り訂
正回路７に入力され、誤り訂正回路は復号出力Ｈを出力
する。以上のように構成されるＯＦＤＭ復調器ではマル
チパス伝搬環境下でサブチャネル毎の受信レベルが大き
く異なる場合にその受信レベルに比例したブランチメト
リックを用いることにより高い誤り訂正利得を得ること
ができる。
正回路７に入力され、誤り訂正回路は復号出力Ｈを出力
する。以上のように構成されるＯＦＤＭ復調器ではマル
チパス伝搬環境下でサブチャネル毎の受信レベルが大き
く異なる場合にその受信レベルに比例したブランチメト
リックを用いることにより高い誤り訂正利得を得ること
ができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述したような、直交
マルチキャリア変調方式では、シンボル間にガードイン
ターバルと呼ばれる期間を設け、シンボル波形を巡回的
に延長することにより、マルチパス遅延波によるシンボ
ル間干渉を避けることができる。
マルチキャリア変調方式では、シンボル間にガードイン
ターバルと呼ばれる期間を設け、シンボル波形を巡回的
に延長することにより、マルチパス遅延波によるシンボ
ル間干渉を避けることができる。
【００１１】しかし、設定したガードインターバルより
長い遅延時間をもつマルチパス遅延波が存在した場合に
は、シンボル間干渉による波形歪が生じ、熱雑音レベル
が十分に小さい場合でも避けられない復号誤りが生じて
しまう。
長い遅延時間をもつマルチパス遅延波が存在した場合に
は、シンボル間干渉による波形歪が生じ、熱雑音レベル
が十分に小さい場合でも避けられない復号誤りが生じて
しまう。
【００１２】従来は、このような波形歪による特性劣化
の改善については、特に考慮していなかった。本発明
は、この波形歪の特徴を利用し、波形歪が引き起こす復
号誤りを低減することが可能なマルチキャリア変調信号
復調器を提供することを目的とする。
の改善については、特に考慮していなかった。本発明
は、この波形歪の特徴を利用し、波形歪が引き起こす復
号誤りを低減することが可能なマルチキャリア変調信号
復調器を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
課題は前記特許請求の範囲に記載した手段により解決さ
れる。すなわち、請求項１の発明は、複数のサブキャリ
アを線形ベクトル変調したマルチキャリア変調信号を受
信し、各サブチヤネル毎の受信べクトル信号に変換する
フーリエ変換器と、
課題は前記特許請求の範囲に記載した手段により解決さ
れる。すなわち、請求項１の発明は、複数のサブキャリ
アを線形ベクトル変調したマルチキャリア変調信号を受
信し、各サブチヤネル毎の受信べクトル信号に変換する
フーリエ変換器と、
【００１４】該フーリエ変換器により得られた受信ベク
トル信号を送信信号の既知データ部分あるいは復号後の
受信信号より再生した送信波形と比較することによりサ
ブチャネル毎の伝達関数を推定するチャネル特性推定手
段と、
トル信号を送信信号の既知データ部分あるいは復号後の
受信信号より再生した送信波形と比較することによりサ
ブチャネル毎の伝達関数を推定するチャネル特性推定手
段と、
【００１５】該チャネル特性推定手段の出力信号を用い
て受信信号のチャネルの振幅・位相特性を等化するチャ
ネル特性等化手段と、該チャネル特性等化手段出力信号
の複素平面上の受信信号点を軟判定する軟判定回路と、
前記チャネル特性推定手段の出力信号から各サブチャネ
ルの受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、
て受信信号のチャネルの振幅・位相特性を等化するチャ
ネル特性等化手段と、該チャネル特性等化手段出力信号
の複素平面上の受信信号点を軟判定する軟判定回路と、
前記チャネル特性推定手段の出力信号から各サブチャネ
ルの受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、
【００１６】前記軟判定回路出力信号をサブチャネル毎
に前記受信レベル検出手段により得られた受信レベルで
重み付けするブランチメトリック重み付け手段と、該ブ
ランチメトリック重み付け手段出力信号をブランチメト
リックとして入力し、誤り訂正復号を行う誤り訂正回路
と前記チャネル特性推定手段出力信号を入力し、推定チ
ャネル特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出する隣
接サブチャネル間差分特性検出手段とを備え、
に前記受信レベル検出手段により得られた受信レベルで
重み付けするブランチメトリック重み付け手段と、該ブ
ランチメトリック重み付け手段出力信号をブランチメト
リックとして入力し、誤り訂正復号を行う誤り訂正回路
と前記チャネル特性推定手段出力信号を入力し、推定チ
ャネル特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出する隣
接サブチャネル間差分特性検出手段とを備え、
【００１７】前記ブランチメトリック重み付け手段は、
サブチャネル毎に受信レベル検出手段により得られた受
信レベルに比例した重み付けを行うと共に、前記隣接サ
ブチャネル間差分特性検出手段により得られた推定チャ
ネル特性の変化量の大きさに応じて、変化量が大きい場
合に出力ブランチメトリック値を小さくする重み付けを
行うように構成したマルチキャリア変調信号復調器であ
る。
サブチャネル毎に受信レベル検出手段により得られた受
信レベルに比例した重み付けを行うと共に、前記隣接サ
ブチャネル間差分特性検出手段により得られた推定チャ
ネル特性の変化量の大きさに応じて、変化量が大きい場
合に出力ブランチメトリック値を小さくする重み付けを
行うように構成したマルチキャリア変調信号復調器であ
る。
【００１８】一般に、大きい遅延時間を持つマルチパス
遅延波が増加し伝搬路の遅延分散が増加すると、伝搬路
の周波数相関が小さくなりコヒーレンス帯域幅が減少す
るため、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数が大き
く変化することになる。逆に隣接サブチャネル間でチャ
ネル伝達関数に大きく差がある場合にはそのサブチャネ
ルはマルチパス遅延波によるシンボル間干渉の影響を大
きく受けている可能性が高い。
遅延波が増加し伝搬路の遅延分散が増加すると、伝搬路
の周波数相関が小さくなりコヒーレンス帯域幅が減少す
るため、隣接サブチャネル間でチャネル伝達関数が大き
く変化することになる。逆に隣接サブチャネル間でチャ
ネル伝達関数に大きく差がある場合にはそのサブチャネ
ルはマルチパス遅延波によるシンボル間干渉の影響を大
きく受けている可能性が高い。
【００１９】本発明は、この特性を利用し、隣接サブチ
ャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そ
のサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行
い、誤り訂正の効果を高めることができる。すなわち、
請求項１記載のマルチキャリア変調信号復調器は、従来
のマルチキャリア変調信号復調器に加え、推定チャネル
伝達関数の隣接サブキャリア間の変化量を検出する隣接
サブチャネル間差分特性検出手段を備え、
ャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そ
のサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行
い、誤り訂正の効果を高めることができる。すなわち、
請求項１記載のマルチキャリア変調信号復調器は、従来
のマルチキャリア変調信号復調器に加え、推定チャネル
伝達関数の隣接サブキャリア間の変化量を検出する隣接
サブチャネル間差分特性検出手段を備え、
【００２０】さらに、ブランチメトリック重み付け手段
は、ブランチメトリック信号が各サブチャネルの受信レ
ベルに比例するように重み付けを行うのと同時に隣接サ
ブキャリア問の推定チャネル伝達関数の変化量が大きい
場合に小さい値となるよう重み付けを行うものである。
は、ブランチメトリック信号が各サブチャネルの受信レ
ベルに比例するように重み付けを行うのと同時に隣接サ
ブキャリア問の推定チャネル伝達関数の変化量が大きい
場合に小さい値となるよう重み付けを行うものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】請求項１記載のマルチキャリア変
調信号復調器の構成の例を図１に示す。以下に、その動
作を説明する。受信信号Ａは、１ＯＦＤＭシンボル長単
位でフーリエ変換器１に入力され、サブキャリア数の受
信ベクトル値Ｂに変換される。
調信号復調器の構成の例を図１に示す。以下に、その動
作を説明する。受信信号Ａは、１ＯＦＤＭシンボル長単
位でフーリエ変換器１に入力され、サブキャリア数の受
信ベクトル値Ｂに変換される。
【００２２】次にチャネル特性推定手段２は、送信バー
スト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリアンブ
ル信号）と、受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分とを
比較して、各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算
する。
スト信号の先頭部分に付加される既知信号（プリアンブ
ル信号）と、受信ベクトル値Ｂの既知信号相当部分とを
比較して、各サブチャネルの推定伝搬伝達関数Ｃを計算
する。
【００２３】次に、受信ベクトルＢは、チャネル特性等
化手段３に入力され、チャネル特性等化手段は、受信ベ
クトルＢを、チャネル特性推定手段２により得られた推
定伝搬伝達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や
位相回転を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
化手段３に入力され、チャネル特性等化手段は、受信ベ
クトルＢを、チャネル特性推定手段２により得られた推
定伝搬伝達関数Ｃで複素除算し、チャネルの振幅特性や
位相回転を補償した等化後受信ベクトルＤを得る。
【００２４】その後、軟判定回路４は、等化後受信ベク
トルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、
チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関
数Ｃは、受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベ
ル検出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃの
ベクトルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル
信号Ｆを得る。
トルＤからビット毎の信号点尤度Ｅを生成する。一方、
チャネル特性推定手段２により得られた推定伝搬伝達関
数Ｃは、受信レベル検出手段５にも入力され、受信レベ
ル検出手段５はサブチャネル毎の推定伝搬伝達関数Ｃの
ベクトルの大きさや大きさの２乗値を求め、受信レベル
信号Ｆを得る。
【００２５】ここで、従来の復調器とは異なり、隣接サ
ブチャネル間差分特性検出手段８を設けて、隣接サブチ
ャネル間差分特性検出手段８は、推定伝搬伝達関数Ｃを
入力して隣接サブチャネルの推定チャネル特性の変化量
を算出し、隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉを得
る。
ブチャネル間差分特性検出手段８を設けて、隣接サブチ
ャネル間差分特性検出手段８は、推定伝搬伝達関数Ｃを
入力して隣接サブチャネルの推定チャネル特性の変化量
を算出し、隣接サブチャネル間伝達関数差分情報Ｉを得
る。
【００２６】そして、ブランチメトリック重み付け手段
６は、軟判定回路４により得られた信号点尤度Ｅに受信
レベル信号Ｆを乗じ、さらに隣接サブチャネル間伝達関
数差分情報Ｉを用いて隣接サブチャネル間の伝達関数の
変化が大きい場合に小さい値を得るように重み付けを行
った結果をブランチメトリック信号Ｇとする。
６は、軟判定回路４により得られた信号点尤度Ｅに受信
レベル信号Ｆを乗じ、さらに隣接サブチャネル間伝達関
数差分情報Ｉを用いて隣接サブチャネル間の伝達関数の
変化が大きい場合に小さい値を得るように重み付けを行
った結果をブランチメトリック信号Ｇとする。
【００２７】得られたブランチメトリック信号Ｇは誤り
訂正回路７に入力され、復号出力Ｈを得る。ここで、隣
接サブチャネル間差分特性検出手段８が算出する隣接サ
ブチャネル間伝達関数差分情報Ｉは、推定チャネル伝達
関数の隣接サブチャネル間差分ベクトルの大きさや、隣
接サブチャネル間の位相回転量などが考えられる。
訂正回路７に入力され、復号出力Ｈを得る。ここで、隣
接サブチャネル間差分特性検出手段８が算出する隣接サ
ブチャネル間伝達関数差分情報Ｉは、推定チャネル伝達
関数の隣接サブチャネル間差分ベクトルの大きさや、隣
接サブチャネル間の位相回転量などが考えられる。
【００２８】一例として、１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調方
式に本発明を適用した場合の誤り率特性を計算機シミュ
レーシヨンにより評価した結果を以下に示す。サブチャ
ネルの変調に用いた１６ＱＡＭの信号点配置は，図３に
示すとおりである。
式に本発明を適用した場合の誤り率特性を計算機シミュ
レーシヨンにより評価した結果を以下に示す。サブチャ
ネルの変調に用いた１６ＱＡＭの信号点配置は，図３に
示すとおりである。
【００２９】あわせて，図３では，チャネル特性の等化
後受信ベクトルの信号点から信号点尤度Ｕｋを生成する
方法を示した。すなわち、１６ＱＡＭにマッビングされ
た４ビットに対する信号点尤度Ｕｋ（ｋ＝１〜４）はそ
れぞれ受信信号点からＬ１〜Ｌ４への距離で与えた。
後受信ベクトルの信号点から信号点尤度Ｕｋを生成する
方法を示した。すなわち、１６ＱＡＭにマッビングされ
た４ビットに対する信号点尤度Ｕｋ（ｋ＝１〜４）はそ
れぞれ受信信号点からＬ１〜Ｌ４への距離で与えた。
【００３０】シミュレーシヨンは（ａ）従来方法にて信
号点尤度を受信振幅レベルで重み付けする場合、（ｂ）
従来方法にて信号点尤度を受信電力レベルで重み付けす
る場合、（ｃ）本発明を適用し、信号点尤度を受信電力
レベルと隣接サブチャネル間の差分ベクトル情報を用い
て重み付けした場合の３方法を比較した。
号点尤度を受信振幅レベルで重み付けする場合、（ｂ）
従来方法にて信号点尤度を受信電力レベルで重み付けす
る場合、（ｃ）本発明を適用し、信号点尤度を受信電力
レベルと隣接サブチャネル間の差分ベクトル情報を用い
て重み付けした場合の３方法を比較した。
【００３１】シミュレーシヨンの主要パラメータを“表
１”に示す。３方法のブランチメトリックＭ（ｎ，ｋ）
は，それぞれ“数１”の通り与えた。
１”に示す。３方法のブランチメトリックＭ（ｎ，ｋ）
は，それぞれ“数１”の通り与えた。
【００３２】
【表１】
【００３３】
【数１】 ここで、Ｈ（ｎ）はチャネル推定回路により得たチャネ
ルの伝達関数であり、ｎはサブキャリア番号である。Ｗ
（ｎ）は隣接サブキャリアとの推定伝達関数の差分ベク
トルの大きさｄ（ｎ）をもとに、隣接サブキャリア間の
チャネル特性差が大きい場合に小さい値を得る重み付け
係数であり、一例としてシミュレーシヨンでは“数２”
により与えた。
ルの伝達関数であり、ｎはサブキャリア番号である。Ｗ
（ｎ）は隣接サブキャリアとの推定伝達関数の差分ベク
トルの大きさｄ（ｎ）をもとに、隣接サブキャリア間の
チャネル特性差が大きい場合に小さい値を得る重み付け
係数であり、一例としてシミュレーシヨンでは“数２”
により与えた。
【００３４】
【数２】
【００３５】ここで、α＝１．０，β＝１／３と設定し
た。また、本シミュレーシヨンではチャネル推定は理想
的に行われることを仮定し、チャネルの伝達関数Ｈ
（ｎ）は既知とした。各ブランチメトリック設定法によ
るパケット誤り率の計算結果を図４に示す。
た。また、本シミュレーシヨンではチャネル推定は理想
的に行われることを仮定し、チャネルの伝達関数Ｈ
（ｎ）は既知とした。各ブランチメトリック設定法によ
るパケット誤り率の計算結果を図４に示す。
【００３６】図４では、伝送路の遅延分散が１５０ｎｓ
と３００ｎｓの場合を示した。伝送路は線形とし、復号
器等の量子化は考慮していない。遅延分散１５０ｎｓ時
の場合は本発明による方法（ｃ）は、従来方法（ｂ）と
ほぽ同じ特性となっているが、遅延分散３００ｎｓ時に
は方法（ｃ）によるパケット誤り率のフロア値が方法
（ｂ）より約１／３に低減した。
と３００ｎｓの場合を示した。伝送路は線形とし、復号
器等の量子化は考慮していない。遅延分散１５０ｎｓ時
の場合は本発明による方法（ｃ）は、従来方法（ｂ）と
ほぽ同じ特性となっているが、遅延分散３００ｎｓ時に
は方法（ｃ）によるパケット誤り率のフロア値が方法
（ｂ）より約１／３に低減した。
【００３７】方法（ｃ）では，ガードインターバルを越
える遅延波による波形歪の影響を強く受けているサブキ
ャリアの尤度を弱めることにより誤りフロアを改善して
いると考えることができる。
える遅延波による波形歪の影響を強く受けているサブキ
ャリアの尤度を弱めることにより誤りフロアを改善して
いると考えることができる。
【００３８】
【発明の効果】以上述べた通り本発明では、隣接サブチ
ャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そ
のサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行
うことによって、誤り訂正の効果を高めることができ
る。従って、シンボル間干渉により生じる波形歪を原因
とする伝送路誤りを低減する効果がある。
ャネル間でチャネル伝達関数の差が大きい場合には、そ
のサブチャネルの受信信号の尤度を弱める重み付けを行
うことによって、誤り訂正の効果を高めることができ
る。従って、シンボル間干渉により生じる波形歪を原因
とする伝送路誤りを低減する効果がある。
【図１】本発明のマルチキャリア変調信号復調器の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図２】従来のマルチキャリア変調信号復調器の構成を
示す図である。
示す図である。
【図３】１６ＱＡＭ信号の信号点配置と信号点尤度の生
成法を示す図である。
成法を示す図である。
【図４】パケット誤り率の計算機シミュレーシヨン結果
を示す図である。
を示す図である。
【符号の説明】 １ フーリエ変換器 ２ チャネル特性推定手段 ３ チャネル特性等化手段 ４ 軟判定回路 ５ 受信レベル検出手段 ６ ブランチメトリック重み付け手段 ７ 誤り訂正回路 Ａ 受信信号 Ｂ 受信ベクトル値 Ｃ 推定伝搬伝達関数 Ｄ 等化後受信ベクトル Ｅ 信号点尤度 Ｆ 受信レベル信号 Ｇ ブランチメトリック信号 Ｈ 復号出力 Ｉ 隣接サブチャネル間伝達関数差分情報
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 阪田 徹 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 守倉 正博 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5J065 AB01 AC02 AE02 5K022 DD13 DD33 DD34
Claims (1)
- 【請求項１】 複数のサブキャリアを線形ベクトル変調
したマルチキャリア変調信号を受信し、各サブチヤネル
毎の受信べクトル信号に変換するフーリエ変換器と、 該フーリエ変換器により得られた受信ベクトル信号を送
信信号の既知データ部分あるいは復号後の受信信号より
再生した送信波形と比較することによりサブチャネル毎
の伝達関数を推定するチャネル特性推定手段と、 該チャネル特性推定手段の出力信号を用いて受信信号の
チャネルの振幅・位相特性を等化するチャネル特性等化
手段と、 該チャネル特性等化手段出力信号の複素平面上の受信信
号点を軟判定する軟判定回路と、 前記チャネル特性推定手段の出力信号から各サブチャネ
ルの受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、 前記軟判定回路出力信号をサブチャネル毎に前記受信レ
ベル検出手段により得られた受信レベルで重み付けする
ブランチメトリック重み付け手段と、 該ブランチメトリック重み付け手段出力信号をブランチ
メトリックとして入力し、誤り訂正復号を行う誤り訂正
回路と前記チャネル特性推定手段出力信号を入力し、推
定チャネル特性の隣接サブチャネル間の変化量を検出す
る隣接サブチャネル間差分特性検出手段とを備え、 前記ブランチメトリック重み付け手段は、サブチャネル
毎に受信レベル検出手段により得られた受信レベルに比
例した重み付けを行うと共に、 前記隣接サブチャネル間差分特性検出手段により得られ
た推定チャネル特性の変化量の大きさに応じて、変化量
が大きい場合に出力ブランチメトリック値を小さくする
重み付けを行うことを特徴とするマルチキャリア変調信
号復調器。
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