JP2005033793A

JP2005033793A - 直接計算方式によるコード化直交周波数分割多重化受信機のチャンネル状態評価装置及びその方法

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Publication number: JP2005033793A
Application number: JP2004198328A
Authority: JP
Inventors: Sergey Zhidkov; ジッドコブセルゲイ
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-07-09
Filing date: 2004-07-05
Publication date: 2005-02-03
Anticipated expiration: 2024-07-05
Also published as: KR20050006494A; US7486736B2; DE102004033442A1; US20050008084A1; KR100505694B1; JP4624733B2

Abstract

【課題】推定されたＣＳＩをビタビデコーダのような後続エラー訂正デコーダのビット−メトリック計算に利用することによってシステムの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）利得を高められ、また、この装置を具備したデジタルテレビ受信装置などでＤＶＢ−Ｔ信号を安定的に受信して映像処理することによって、デジタルテレビで歪曲なしにきれいな映像をディスプレイできる直接計算方式によるコード化直交周波数分割多重化受信機のチャンネル状態評価装置及びその方法を提供する。
【解決手段】受信信号値とデマッピングされた値間の自乗ユークリッド距離をチャンネル状態評価に利用して周波数選択的なチャンネルに適応し、同一チャンネル干渉のある信号処理にも適した信頼性のあるＣＳＩを推定する。
【選択図】図９

Description

本発明はＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）受信機に係り、特にＯＦＤＭ信号のサブキャリアを通じてチャンネル状態を評価する装置に関する。

チャンネル状態情報（ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ：ＣＳＩ）は一般的にサブキャリアの信号対ノイズ比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）と定義される。ＣＳＩを計算する方式には間接計算方式、直接計算方式、及び結合方式がある。

チャンネル状態評価の間接方式はチャンネル等化器で計算されたチャンネル周波数応答のサイズを使用する。この場合はホワイトノイズが存在するチャンネル、またはステティックチャンネルで良い性能を表すが、周波数が選択的なチャンネル、またはモバイルチャンネルのようにチャンネル干渉が存在するチャンネルでは良い性能を与えない。ＤＶＢ−Ｔ（ＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）信号にアナログＴＶ信号が混合されており、図７のようなスペクトルを有する同一チャンネルでも同一チャンネル干渉が存在するので、チャンネル状態評価の間接方式は適合していない。

チャンネル状態評価の直接方式は受信された信号値と図５のようなＩ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）−Ｑ（ａｕａｄｒａｔｕｒｅ）座標図で最も近い点間の差を利用する。このような方式についての詳細なる説明は特許文献１、または特許文献２によく記載されている。この場合は周波数が選択的なチャンネル、またはモバイルチャンネルのようにチャンネル干渉が存在するチャンネルでは良い性能を表すが、ホワイトノイズが存在するチャンネル、またはステティックチャンネルでは良い性能を表わせない。

チャンネル状態評価の結合方式は、特許文献３などで試みられているが、まだ周波数が選択的なチャンネル、またはモバイルチャンネルのようなチャンネル干渉が存在するチャンネルで間接方式より良い性能を表せない。

図１は、一般的なＤＶＢ−Ｔ送信機のブロック図である。図１のＤＶＢ−Ｔ送信機はＤＶＢ−Ｔ信号のＭＰＥＧ（ＭｏｖｉｎｇＰｉｃｔｕｒｅＥｘｐｅｒｔｓＧｒｏｕｐ）ビットストリーム１を処理してアンテナを通じて空中に送出する送信機である。前記ＤＶＢ−Ｔ送信機はエネルギ分散部２、外部コーダ３、外部インタリーバ４、内部コーダ５、内部インタリーバ６、マッパ７、フレーム適応部８、変調部９、Ｄ／Ａ変換部１０、及び送信処理部１１を含む。周知のように、マッパ７はＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）、１６−ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、または６４−ＱＡＭなどのような変調フォーマットによってＩ及びＱ信号を生成し、フレーム適応部８はこのような信号をフレーム構造に変える。この時、各フレームは６８ＯＦＤＭシンボルで構成され、各シンボルは動作モードによって６８１７アクティブキャリア（８Ｋモードで）または１７０５アクティブキャリア（２Ｋモードで）で構成される。このような規格はＥＴＳＩ（ＥｕｒｏｐｅａｎＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｔａｎｄａｒｄＩｎｓｔｉｔｕｔｅ）の標準となっている。フレーム適応部８はまた同期化、モード検出、チャンネル推定などに使われる連続パイロットキャリア（ＣＰＣ：ＣｏｎｔｉｎｕａｌＰｉｌｏｔＣａｒｒｉｅｒ）、分散パイロットキャリア（ＳＰＣ：ＳｃａｔｔｅｒｅｄＰｉｌｏｔＣａｒｒｉｅｒ）、及び伝送変数信号化キャリア（ＴＰＳＣ：ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＰａｒａｍｅｔｅｒＳｉｇｎａｌｉｎｇＣａｒｒｉｅｒｓ）をＯＦＤＭシンボルそれぞれに追加させる。このようなキャリアの位置はあらかじめ定められており、分散パイロット挿入パターンは図２に示されたように第４のシンボル毎に一度ずつ同じになる形態を有する。

図３は、一般的なＤＶＢ−Ｔ受信機のブロック図である。図３のＤＶＢ−Ｔ受信機はアンテナ１３を通じて受信された信号波を図１の送信機の逆過程で処理して生成したＭＰＥＧビットストリームを後続するＭＰＥＧ処理装置に伝送する受信機である。前記ＤＶＢ−Ｔ受信機はチューナ１４、ＡＤ変換部１５、復調部１６、同期化部１７、チャンネル等化器１８、ＴＰＳデコーダ１９、メトリック計算及び内部デインタリービング部２２、ＣＳＩ（ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）プロセッサ２４、ビタビデコーダ２５、及び外部デインタリービング、デコーディング、及びデランダマイズ部２６を含む。ここで、チャンネル等化器１８は歪曲補償された複素ＯＦＤＭ信号、及び自乗チャンネル周波数応答のサイズ（ＳｑｕａｒｅｄＭａｇｎｉｔｕｄｅｏｆｔｈｅＣｈａｎｎｅｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲｅｓｐｏｎｓｅ：ＳＭＣＦＲ）を出力し、これによってＣＳＩプロセッサー２４はＯＦＤＭ信号のデータキャリアそれぞれの確実性程度を推定してＣＳＩを出力する。

図４は、図３のビットメトリック計算及び内部デインタリービング部２２のブロック図である。ここでは６４−ＱＡＭ伝送モードについて示す。ビットメトリック計算及び内部デインタリービング部２２はＣＳＩ及びチャンネル等化器１８の出力信号Ｉ、Ｑを処理したシンボルをビタビーデコーダ２５に出力する。ビットメトリック計算及び内部デインタリービング部２２はシンボルデインタリーバ２８、ビット−メトリック計算部２９〜３４、ビット−デインタリービング部３５〜４０、及びビット−マルチプレクサ４２を含む。ここでビット−メトリックは図５に示されるような過程によって、数式１のように計算される。図５は、１６−ＱＡＭ伝送モードに対する例である。

ここで、ＢＭはｉ番目のビット−メトリック、Ｒ_ｋはｋ番目のキャリアの複素値、Ｓ_０はＩ−Ｑ座標図で最も近い点の複素値であってｉ番目位置で‘０’ビットに対応する値、Ｓ_１はＩ−Ｑ座標図で最も近い点の複素値であってｉ番目位置で‘１’ビットに対応する値、ＣＳＩ_ｋはｋ番目キャリアのＣＳＩ信号である。

図３に示されたＤＶＢ−Ｔ受信機はＳＭＣＦＲを利用するチャンネル状態評価の間接方法をとっており、これは前述したような問題点を有する。これを改善して周波数が選択的なチャンネル、またはモバイルチャンネルのようにチャンネル干渉が存在するチャンネルで良い性能を有するために図６のようなチャンネル状態評価の直接方式が試みられている。図６のＣＳＩプロセッサは特許文献２に詳しく記載されている。前記ＣＳＩプロセッサはＳＭＣＦＲの代りに受信された信号Ｉ、Ｑから直接ＣＳＩを計算して、ビット−メトリック計算及び内部デインタリービング部２２に出力する。前記ＣＳＩプロセッサはハード量子化部４４、減算部４５、モジュラス部４６、データキャリア抽出部４７、シンボル循環フィルタ４８、及び非線形回路５５を含む。前記非線形回路５５はログ計算回路４９、反転回路５０、第１加算器５１、乗算器５２、第２加算器５３を含む。しかし、このようなチャンネル状態評価の直接方式の性能はシンボル循環フィルタ４８が平均を計算する時間に依存する。すなわち、さらに多くのＯＦＤＭシンボルが平均に使われれば、チャンネル状態評価の信頼性が向上する。したがって、このような方式はステティックチャンネルには適するが、ダイナミックチャンネル、またはモバイルチャンネルには適していない問題点がある。

また、このような方式は同じ理由で、図７のように同一チャンネル干渉があるＤＶＢ−Ｔ信号処理にも適しておらず、図８に示されたように、周波数が選択的なチャンネル（２Ｋモード、８Ｋモード、１６Ｋモード、または３２Ｋモードなど）で各チャンネルの相関度は異なる特性を有するので、周波数選択的なチャンネルに適応できない問題点がある。
米国特許５,６３６,２５３号公報ヨーロッパ特許出願ＥＰ０，９９１,２３９号公報ヨーロッパ特許出願ＥＰ１，２２１，７９３号公報

本発明が解決しようとする技術的課題は、ＯＦＤＭ受信機において受信信号値とデマッピングされた値間の自乗ユークリッド距離をチャンネル状態評価に利用して周波数選択的なチャンネルに適応し、同一チャンネル干渉のある信号処理にも適した信頼性あるＣＳＩを推定し、ビタビデコーダのような後続エラー訂正デコーダのビット−メトリック計算に利用させることによって、システムのＳＮＲ利得を高められる直接方式によるチャンネル状態評価装置及びその方法を提供することにある。

前記の技術的課題を達成するための本発明によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、デマッピング及びパイロット挿入部、減算部、自乗ユークリッド距離計算部、全方向キャリアフィルタリング部、データキャリア抽出部、循環式シンボルフィルタリング部、及び量子化部を具備する。

前記デマッピング及びパイロット挿入部は複素ＯＦＤＭ信号を受信して該複素ＯＦＤＭ信号のうちデータキャリアに属する値、ＴＰＳＣに属する値、ＣＰＣまたはＳＰＣに属する値それぞれに対応したデマッピング処理を行って出力する。前記減算部は前記デマッピングされた信号それぞれで前記複素ＯＦＤＭ信号を減算し、減算された値を選択的に出力する。前記自乗ユークリッド距離計算部は前記減算部の出力信号のうちＩに属する信号の自乗及びＱに属する信号の自乗それぞれを計算して前記自乗値を加算した第１エラーを出力する。前記全方向キャリアフィルタリング部は前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させ、前記第１エラーの現在キャリア値及び遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数を乗算し、乗算された値を加算した第２エラーを出力する。前記データキャリア抽出部は前記第２エラーから前記データキャリアに対応するエラーを抽出して出力する。前記循環式シンボルフィルタリング部は前記データキャリア抽出部の出力エラーを以前シンボルと平均した第３エラーを出力する。前記量子化部は前記第３エラーを受信して、非線形伝達関数関係に反転させて量子化した多数ビットのＣＳＩ信号を出力する。

前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、前記全方向キャリアフィルタリング部のディレイと同じ量ほど前記複素ＯＦＤＭ信号を遅延させて出力する全体ディレイ部をさらに具備できる。また、前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定し、推定された相関係数信号によって選択されるフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力する適応部をさらに具備できる。

前記デマッピング及びパイロット挿入部は、ＱＡＭデマッパ、ＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）デマッパ、及び基準シーケンス生成器を具備する。前記ＱＡＭデマッパは前記データキャリアに属する値をＱＡＭフォーマットによってデマッピングして出力する。前記ＢＰＳＫデマッパは前記ＴＰＳＣに属する値をＢＰＳＫフォーマットによってデマッピングして出力する。前記基準シーケンス生成器は前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値に対応してキャリア位置毎に所定実数シーケンスＲ_ｋを代替させて出力する。

前記減算部は、第１減算器、第２減算器、第３減算器、制御ロジック、及びマックスを具備する。前記第１減算器は前記データキャリアに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する。前記第２減算器は前記ＴＰＳＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する。前記第３減算器は前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する。前記制御ロジックはキャリア番号及び分散パイロットパターン信号が入力されて現在キャリアの種類を判別し、現在キャリアが前記データキャリアである場合、前記ＴＰＳＣである場合、及び前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣである場合それぞれに対応するマックス制御論理信号を出力する。前記マックスは前記マックス制御論理信号に応答して前記第１減算器出力信号、前記第２減算器出力信号、または前記第３減算器出力信号を選択的に出力する。

前記自乗ユークリッド距離計算部は、ＩＱ信号選択器、第１自乗計算器、第２自乗計算器、及び加算器を具備する。前記ＩＱ信号選択器は前記減算部の出力信号を前記Ｉに属する信号及び前記Ｑに属する信号それぞれに分離して出力する。前記第１自乗計算器は前記Ｉに属する信号の自乗値を計算して出力する。前記第２自乗計算器は前記Ｑに属する信号の自乗値を計算して出力する。前記加算器は前記自乗値を加算した第１エラーを出力する。

前記全方向キャリアフィルタリング部は、キャリアディレイ手段、係数乗算器、及び加算器を具備する。前記キャリアディレイ手段は前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力する。前記係数乗算器は前記第１エラーの前記現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれに前記フィルタリング係数を乗算して出力する。前記加算器は前記乗算された値を加算した第２エラーを出力する。

前記循環式シンボルフィルタリング部は、加算器、ディレイ器、及び乗算器を具備する。前記加算器は前記データキャリア抽出部の出力エラーと第１循環値とを加算した前記第３エラーを出力する。前記ディレイ器は前記第３エラーを１シンボル遅延させて出力する。前記乗算器は前記ディレイ器の出力シンボルに所定喪失係数を乗算した前記第１循環値を出力する。

前記量子化部は、比較器及び加算器を具備する。前記比較器は、前記量子化ビットによる最大数の十進数ほどのレベルで構成されて、レベルと前記量子化数間には前記反転非線形伝達関数関係を有する基準レベルのそれぞれと前記第３エラーとを比較して前記基準レベルのそれぞれが前記第３エラーより大きければ、第２論理状態を出力し、そうでなければ、第１論理状態を出力する。前記加算器は前記比較器のデジタル出力値を加算して前記多数ビットのＣＳＩ信号を出力する。

前記適応部は、相関度計算部、及びフィルタ係数選択部を具備する。前記相関度計算部は前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定して出力する。前記フィルタ係数選択部は前記推定された相関係数信号により選択される前記フィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力する。

前記相関度計算部は、第１フィルタ、減算器、ディレイ器、乗算器、及び第２フィルタを具備する。前記第１フィルタは前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号が入力されて、以前キャリアとの平均値を計算して出力する。前記減算器は前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する入力信号で前記平均値を減算して出力する。前記ディレイ器は前記減算器の出力信号を１キャリア遅延させて隣接キャリアを出力する。前記乗算器は前記減算器の出力信号と前記隣接キャリアとを乗算して出力する。前記第２フィルタは前記乗算器の出力信号を入力されて以前キャリアとの平均値を計算し、前記推定された相関係数信号を出力する。

前記フィルタ係数選択部は、フィルタ選択器、及びフィルタ係数メモリを具備する。前記フィルタ選択器は前記推定された相関係数信号により前記フィルタリング係数グループを選択する。前記フィルタ係数メモリは多数のフィルタリング係数グループのそれぞれに属するフィルタリング係数を保存しており、前記フィルタ選択器のフィルタリング係数グループの選択に応答し、前記選択されたフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力する。

前記の技術的課題を達成するための本発明によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法は、次のような段階を具備する。
すなわち、本発明によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法は、複素ＯＦＤＭ信号を受信して前記複素ＯＦＤＭ信号のうちデータキャリアに属する値、ＴＰＳＣに属する値、ＣＰＣまたはＳＰＣに属する値それぞれに対応したデマッピング処理を行って出力するデマッピング段階と、前記デマッピングされた信号それぞれで前記複素ＯＦＤＭ信号を減算し、減算された値を選択的に出力する減算段階と、前記減算段階の出力信号のうちＩに属する信号の自乗及びＱに属する信号の自乗それぞれを計算して前記自乗値を加算した第１エラーを出力する自乗ユークリッド距離計算段階と、前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させ、前記第１エラーの現在キャリア値及び遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数を乗算し、乗算された値を加算した第２エラーを出力する全方向キャリアフィルタリング段階と、前記第２エラーから前記データキャリアに対応するエラーを抽出して出力するデータキャリア抽出段階と、前記データキャリア抽出段階の出力エラーを以前シンボルと平均した第３エラーを出力する循環式シンボルフィルタリング段階と、前記第３エラーを受信して、非線形伝達関数関係に反転させて量子化した多数ビットのＣＳＩ信号を出力する量子化段階と、を具備する。

前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法は、前記全方向キャリアフィルタリング段階のディレイと同じ量ほど前記複素ＯＦＤＭ信号を遅延させて出力する全体ディレイ段階をさらに具備できる。また、前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法は、自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定し、推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力する適応段階をさらに具備できる。

前記適応段階は、前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定して出力する相関度計算段階と、前記推定された相関係数信号によって選択される前記フィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力するフィルタ係数選択段階を具備する。

前記相関度計算段階は、前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号が入力されて、以前キャリアとの平均値を計算して出力する第１フィルタリング段階と、前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する入力信号で前記平均値を減算して出力する減算段階と、前記減算段階の出力信号を１キャリア遅延させて隣接キャリアを出力するディレイ段階と、前記減算段階の出力信号と前記隣接キャリアとを乗算して出力する乗算段階と、及び前記乗算段階の出力信号が入力されて以前キャリアとの平均値を計算して前記推定された相関係数信号を出力する第２フィルタリング段階と、を具備する。

前記フィルタ係数選択段階は、前記推定された相関係数信号によって前記フィルタリング係数グループを選択するフィルタ選択段階と、多数のフィルタリング係数グループのそれぞれに属するフィルタリング係数を保存し、前記フィルタ選択段階のフィルタリング係数グループの選択に応答して、前記選択されたフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力するフィルタ係数メモリ出力段階とを具備する。

本発明によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、受信信号値とデマッピングされた値間の自乗ユークリッド距離をチャンネル状態評価に利用して周波数選択的なチャンネルに適応して同一チャンネル干渉のある信号処理にも適した信頼性あるＣＳＩを推定する。したがって、このように推定されたＣＳＩはビタビデコーダのような後続エラー訂正デコーダのビット−メトリック計算に利用されることによってシステムのＳＮＲ利得を高められる。また、これを具備したデジタルテレビ受信装置などでＤＶＢ−Ｔ信号を安定的に受信して映像処理することによって、デジタルテレビで歪曲なしにきれいな映像がディスプレイできる。

以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を詳細に説明する。各図に付された同一参照符号は同じ部分を示す。

図９は、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置のブロック図である。図１０は、図９の具体的なブロック図である。

図９及び図１０を参照すれば、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、デマッピング及びパイロット挿入部５７、減算部５８、自乗ユークリッド距離計算部５９、全方向キャリアフィルタリング部６０、データキャリア抽出部６１、循環式シンボルフィルタリング部６２、及び量子化部６３を具備する。これら以外にも全体ディレイ部８１をさらに具備できる。また、オプションである適応部６８をさらに具備できる。

前記デマッピング及びパイロット挿入部５７は複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）を受信して該複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）のうちデータキャリアに属する値、ＴＰＳＣに属する値、ＣＰＣまたはＳＰＣに属する値それぞれに対応したデマッピング処理を行って出力する。前記複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）はＩ、Ｑよりなっており、図３のチャンネル等化器１８で歪曲補償された複素信号である。前記デマッピング及びパイロット挿入部５７は、ＱＡＭデマッパ６９、ＢＰＳＫデマッパ７１、及び基準シーケンス生成器７３を具備する。前記ＱＡＭデマッパ６９は前記データキャリアに属する値をＱＡＭフォーマットによってデマッピングして出力する。ここで、ＱＡＭフォーマットは４−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭ、または６４−ＱＡＭなど多様に選択されて使われうる。前記ＢＰＳＫデマッパ７１は前記ＴＰＳＣに属する値をＢＰＳＫフォーマットによってデマッピングして出力する。前記基準シーケンス生成器７３は前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値に対応してキャリア位置毎に所定の実数シーケンスＲ_ｋを代替させて出力する。前記Ｒ_ｋは数式２のように表すことができる。

ここで、ｗ_ｋはＥＴＳＩによる擬似ランダムバイナリシーケンス（ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍｂｉｎａｒｙｓｅｑｕｅｎｃｅ）である。

前記減算部５８は前記デマッピングされた信号それぞれで前記複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）を減算し、減算された値を選択的に出力する。前記減算部５８は、第１減算器７０、第２減算器７２、第３減算器７４、制御ロジック７６、及びマックス７５を具備する。前記第１減算器７０は前記データキャリアに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）を減算して出力する。前記第２減算器７２は前記ＴＰＳＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）を減算して出力する。前記第３減算器７４は前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）を減算して出力する。前記制御ロジック７６はキャリア番号及び分散パイロットパターン信号が入力されて現在キャリアの種類を判別し、現在キャリアが前記データキャリアである場合、前記ＴＰＳＣである場合、及び前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣである場合それぞれに対応するマックス制御論理信号を出力する。前記マックス７５は前記マックス制御論理信号に応答して、前記第１減算器７０の出力信号、前記第２減算器７２の出力信号、または前記第３減算器７４の出力信号を選択的に出力する。例えば、前記制御ロジック７６で現在キャリアが前記データキャリアと判断された場合、前記マックス７５は前記第１減算器７０の出力信号を出力する。

前記自乗ユークリッド距離計算部５９は前記減算部５８の出力信号のうちＩに属する信号の自乗及びＱに属する信号の自乗それぞれを計算して、前記自乗値を加算した第１エラーＥｒｒを出力する。前記自乗ユークリッド距離計算部５９は、ＩＱ信号選択器７７、第１自乗計算器７８、第２自乗計算器７９、及び加算器８０を具備する。前記ＩＱ信号選択器７７は前記減算部５８の出力信号を前記Ｉに属する信号及び前記Ｑに属する信号それぞれに分離して出力する。前記第１自乗計算器７８は前記Ｉに属する信号の自乗値を計算して出力する。前記第２自乗計算器７９は前記Ｑに属する信号の自乗値を計算して出力する。前記加算器８０は前記自乗値を加算した第１エラーＥｒｒを出力する。前記第１エラーＥｒｒは数式３のように表すことができる。

ここで、ｄ_Ｉ及びｄ_Ｑは減算部５８の出力信号のうちＩに属する信号及びＱに属する信号である。

前記全方向キャリアフィルタリング部６０は前記第１エラーＥｒｒを１キャリアずつ遅延させ、前記第１エラーＥｒｒの現在キャリア値及び遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を乗算し、乗算された値を加算した第２エラーＥｒｒ’を出力する。前記全方向キャリアフィルタリング部６０は、キャリアディレイ手段６０１〜６０３、係数乗算器６０４〜６０７、及び加算器６０８〜６１０を具備する。前記キャリアディレイ手段６０１〜６０３は前記第１エラーＥｒｒを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力する。前記係数乗算器６０４〜６０７は前記第１エラーＥｒｒの前記現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれに前記フィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を乗算して出力する。前記加算器６０８〜６１０は前記乗算された値を加算した第２エラーＥｒｒ’を出力する。

前記第２エラーＥｒｒ’は数式４のように表すことができる。前記全方向キャリアフィルタリング部６０はフィルタオーダがＭである場合にＭ／２ほどの信号遅延を誘発する。したがって、ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置に具備される全体ディレイ部８１も前記複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）をＭ／２ほど遅延させて出力する。これによって、ビタビデコーダは全体ディレイ部８１から出力される複素ＯＦＤＭ信号（ｅｑｕａｌｉｚｅｄＩ、Ｑ）及び後述される本発明によるＣＳＩを受信してデコーディングを行う。

ここで、Ｅｒｒ_ｋ,ｔは第１エラー、Ｅｒｒ’_ｋ,ｔは第２エラー、ｋはキャリアナンバ、ｔはシンボルナンバ、｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝はフィルタリング係数、Ｍはフィルタオーダである。

前記フィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝はオプションである適応部６８で計算されうる。前記適応部６８はキャリア間の相関度を計算して、周波数選択的なチャンネル、または同一チャンネル干渉を有するチャンネルに適応的な前記フィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を計算する。前記全方向キャリアフィルタリング部６０から出力される第２エラーＥｒｒ’は自乗チャンネル周波数応答サイズ（ＳＭＣＦＲ）に反比例する関係を有する。したがって、前記全方向キャリアフィルタリング部６０の周波数応答特性も図８のようなカーブを有する。これは、相異なるチャンネルには他のフィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を有するフィルタを適用せねばならないことを意味する。例えば、図８に示されたように、レイリ２Ｋモードチャンネルではキャリア間相関度が低いので、単に幾つかの隣接キャリアが平均計算に使われうるが、ライス８Ｋモードチャンネルではキャリア間相関度が高くてはるかに多い隣接キャリアが平均計算に使われうる。前記適応部６８は周波数選択的なチャンネル、または同一チャンネル干渉を有するチャンネルに適応的な前記フィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を計算して前記全方向キャリアフィルタリング部６０に出力することによって、このような問題を解決する。

図１１は、図９または図１０の適応部６８の具体的なブロック図である。
図１１を参照すれば、前記適応部６８は相関度計算部６６、及びフィルタ係数選択部６７を具備し、ＳＭＣＦＲの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号Ｓを推定し、推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を出力する。前記ＳＭＣＦＲの逆数は図３のチャンネル等化器１８から直接入力される場合もあり、図３のチャンネル等化器１８が前記ＳＭＣＦＲを出力する場合には、図１１のように前記適応部６８に逆数計算器９６をさらに具備できる。前記相関度計算部６６は前記ＳＭＣＦＲの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号Ｓを推定して出力する。前記フィルタ係数選択部６７は前記推定された相関係数信号Ｓによって選択される前記フィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を出力する。

前記相関度計算部６６は、第１フィルタ９７、減算器１０３、ディレイ器１０５、乗算器１０６、及び第２フィルタ１０７を具備する。前記第１フィルタ９７は前記ＳＭＣＦＲの逆数に対応する信号が入力されて以前キャリアとの平均値を計算して出力する。前記減算器１０３は前記ＳＭＣＦＲの逆数に対応する入力信号から前記平均値を減算して出力する。前記ディレイ器１０５は前記減算器１０３の出力信号を１キャリア遅延させて隣接キャリアを出力する。前記乗算器１０６は前記減算器１０３の出力信号と前記隣接キャリアとを乗算して出力する。前記第２フィルタ１０７は前記乗算器１０６の出力信号が入力されて、以前キャリアとの平均値を計算して前記推定された相関係数信号Ｓを出力する。

前記第１フィルタ９７は第１サブ乗算器９８、第１サブ加算器９９、第１サブディレイ器１０２、及び第２サブ乗算器１０１を具備する。前記第１サブ乗算器９８は前記ＳＭＣＦＲの逆数に対応する信号に第１時定数１−βを乗算して出力する。前記第１サブ加算器９９は前記第１サブ乗算器９８の出力信号と第２循環値とを加算して出力する。前記第１サブディレイ器１０２は前記第１サブ加算器９９の出力を１キャリア遅延させて出力する。前記第２サブ乗算器１０１は前記第１サブディレイ器１０２の出力キャリアに第２時定数βを乗算した前記第２循環値を出力する。ここで、βは実験的に得られる値である。

前記第２フィルタ１０７は第２サブ加算器１０８、第２サブディレイ器１１０、及び第３サブ乗算器１０９を具備する。前記第２サブ加算器１０８は前記乗算器１０６の出力信号と第３循環値とを加算した前記推定された相関係数信号Ｓを出力する。前記第２サブディレイ器１１０は前記推定された相関係数信号Ｓを１キャリア遅延させて出力する。前記第３サブ乗算器１０９は前記第２サブディレイ器１１０の出力キャリアに第３時定数γを乗算した前記第３循環値を出力する。ここで、γは実験的に得られる値である。

このように計算されて出力される前記推定された相関係数信号Ｓは数式５のように表すことができる。

ここで、Ｍ［］は平均値を表す。

前記フィルタ係数選択部６７はフィルタ選択器１１２、及びフィルタ係数メモリ１１３を具備する。前記フィルタ選択器１１２は前記推定された相関係数信号Ｓによって前記フィルタリング係数グループを選択する。前記フィルタ係数メモリ１１３は多数のフィルタリング係数グループそれぞれに属するフィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を保存しており、前記フィルタ選択器１１２のフィルタリング係数グループの選択に応答して、前記選択されたフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を出力する。ここで、フィルタリング係数グループは４グループ程度であれば、十分である。すなわち、図８のような特性を有するレイリまたはライスチャンネルで、２Ｋ動作モード、８Ｋ動作モード、１６Ｋ動作モード、及び３２Ｋ動作モードそれぞれに対応する４種類のフィルタリング係数グループが存在する。それ以外にも必要である場合に、他の動作モードのためのさらに多くのフィルタリング係数グループが追加されうる。

前記データキャリア抽出部６１は前記第２エラーＥｒｒ’から前記データキャリアに対応するエラーを抽出して出力する。

前記循環式シンボルフィルタリング部６２は前記データキャリア抽出部６１の出力エラーを以前シンボルと平均した第３エラーＥｒｒ’’を出力する。前記循環式シンボルフィルタリング部６２は加算器８２、ディレイ器８４、及び乗算器８３を具備する。前記加算器８２は前記データキャリア抽出部６１の出力エラーと第１循環値とを加算した前記第３エラーＥｒｒ’’を出力する。前記ディレイ器８４は前記第３エラーＥｒｒ’’を１シンボル遅延させて出力する。前記乗算器８３は前記ディレイ器８４の出力シンボルに所定喪失係数αを乗算した前記第１循環値を出力する。前記第３エラーＥｒｒ’’は数式６のように表すことができる。数式６で所定喪失係数αは実験的に得られる値である。

前記量子化部６３は前記第３エラーＥｒｒ’’を受信して、図１３のような非線形伝達関数関係に反転させて量子化した多数ビットのＣＳＩ信号を出力する。前記量子化部６３は、比較器８８〜９０及び加算器９１，９２を具備する。前記比較器８８〜９０は、前記量子化ビットによる最大数の十進数ほどのレベルに構成されて、レベルと前記量子化数間には前記反転非線形伝達関数関係を有する基準レベルＬ_０〜Ｌ_１５のそれぞれと前記第３エラーＥｒｒ’’とを比較し、前記基準レベルＬ_０〜Ｌ_１５のそれぞれが前記第３エラーＥｒｒ’’より大きければ、第２論理状態（例えば、論理ハイ状態）を出力し、そうでなければ、第１論理状態（例えば、論理ロー状態）を出力する。前記加算器９１，９２は前記比較器８８〜９０のデジタル出力値を加算して前記多数ビットのＣＳＩ信号を出力する。ここで使われる図１３のような伝達関数は、入力変数に対して反転された出力結果を出させる反転非線形伝達関数であって、図１２のように６４−ＱＡＭモードのＤＶＢ−Ｔ信号に対する実験結果に基づいて近似化したものである。図１３で“４ｂｉｔ、１.３ｆｏｒｍａｔ”は、例えば、４ビットデジタル値Ｏ_０Ｏ_１Ｏ_２Ｏ_３を十進数で示す時、数式７のように変換されるようにしたものである。４ビットデジタル値Ｏ_０Ｏ_１Ｏ_２Ｏ_３が十進数で示される時、０から１５までの値を有し、このような値のそれぞれは前記基準レベルＬ_０〜Ｌ_１５と１つずつ対応される。同じく、図１３で“９ｂｉｔ、１.８ｆｏｒｍａｔ”は、例えば、９ビットデジタル値Ｉ_０Ｉ_１Ｉ_２Ｉ_３Ｉ_４Ｉ_５Ｉ_６Ｉ_７Ｉ_８を十進数で示す時、数式８のように変換させたものである。このような方法によって、ＣＳＩは３ビット、または４ビットなどに量子化されたデジタル値である。それ以外にも必要である場合に、ＣＳＩは他のビット数に量子化されうる。

図１４は、多重経路チャンネルについて図９のチャンネル状態評価装置を適用する場合のシミュレーション結果を示すグラフである。図１５は、同一チャンネル干渉のあるチャンネル（アナログＴＶ信号であるＰＡＬ−Ｉからの干渉）について図９のチャンネル状態評価装置を適用する場合のシミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーションに使われたシステムは、１／３２のガードインターバル、２／３の内部コード率、６４−ＱＡＭ変調方式を使用し、２Ｋモードで動作するＤＶＢ−Ｔシステムである。図１４に示したように、チャンネル状態評価の間接方式に比べて若干の歪曲があり、図１５に示したように、同一チャンネル干渉が存在するチャンネルでは間接方式に比べて相当改善される。また、図１４で、本発明による全方向キャリアフィルタリング部６０を適用する場合にはそうでない場合に比べて、２＊１０^−４ＢＥＲ（ｂｉｔｅｒｒｏｒｒａｔｅ）でＳＮＲ３.３ｄＢ程度の利得を得られる。

上述したように、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、全方向キャリアフィルタリング部６０を具備して前記第１エラーＥｒｒを１キャリアずつ遅延させ、第１エラーＥｒｒの現在キャリア値及び遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を乗算し、乗算された値を加算した第２エラーＥｒｒ’を出力することによって、チャンネル状態推定を改善する。特に、前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は適応部６８をさらに具備し、ＳＭＣＦＲの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号Ｓを推定し、推定された相関係数信号Ｓによって選択されるフィルタリング係数グループに属するフィルタリング係数｛ｈ_０・・・ｈ_Ｍ｝を出力することによって、周波数選択的なチャンネル、またはモバイルチャンネルに適応できる。

以上により最適な実施形態が開示された。ここで特定な用語が使われたが、これは単に本発明を説明するための目的で使われたものであって意味限定や特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を制限するために使われたものではない。したがって、本技術分野の当業者であれば、これより多様な変形及び均等な他の実施形態が可能である点を理解できるであろう。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は添付された特許請求の範囲の技術的思想により定められねばならない。

本発明によるチャンネル状態評価装置はＯＦＤＭ受信機に関わり、例えばデジタルテレビ受信装置に適用可能である。

一般的なＤＶＢ−Ｔ送信機のブロック図である。一般的なＤＶＢ−Ｔシステムでパイロットの配列を説明するための図である。一般的なＤＶＢ−Ｔ受信機のブロック図である。図３のビットメトリック計算及び内部デインタリービング部のブロック図である。ビットメトリック計算過程を説明するための図である。直接計算方式による従来のＣＳＩプロセッサのブロック図である。ＤＶＢ−Ｔ信号スペクトルと干渉スペクトルとを示す図である。様々な動作モードで隣接キャリア間の相関度を示す図である。本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置のブロック図である。図９の具体的なブロック図である。図９または図１０の適応部の具体的なブロック図である。エラー信号とＳＮＲ間の関係を示す図である。４ビットのチャンネル状態情報を生成する図９または図１０の量子化部で行う伝達関数を示す図である。多重経路チャンネルについて図９のチャンネル状態評価装置を適用する場合のシミュレーション結果を示す図である。同一チャンネル干渉があるチャンネルに対して図９のチャンネル状態評価装置を適用する場合のシミュレーション結果を示す図である。

符号の説明

５７デマッピング及びパイロット挿入部
５８減算部
５９自乗ユークリッド距離計算部
６０全方向キャリアフィルタリング部
６１データキャリア抽出部
６２循環式シンボルフィルタリング部
６３量子化部
６６相関度計算部
６７フィルタ係数選択部
６８適応部

Claims

複素ＯＦＤＭ信号を受信して該複素ＯＦＤＭ信号のうちデータキャリアに属する値、ＴＰＳＣに属する値、ＣＰＣまたはＳＰＣに属する値それぞれに対応したデマッピング処理を行って出力するデマッピング及びパイロット挿入部と、
前記デマッピングされた信号それぞれで前記複素ＯＦＤＭ信号を減算し、減算された値を選択的に出力する減算部と、
前記減算部の出力信号のうちＩに属する信号の自乗及びＱに属する信号の自乗それぞれを計算して、前記自乗値を加算した第１エラーを出力する自乗ユークリッド距離計算部と、
前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させ、前記第１エラーの現在キャリア値及び遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数を乗算し、乗算された値を加算した第２エラーを出力する全方向キャリアフィルタリング部と、
前記第２エラーから前記データキャリアに対応するエラーを抽出して出力するデータキャリア抽出部と、
前記データキャリア抽出部の出力エラーを以前シンボルと平均した第３エラーを出力する循環式シンボルフィルタリング部と、
前記第３エラーを受信し、非線形伝達関数関係で反転させて量子化した多数ビットのＣＳＩ信号を出力する量子化部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、
前記全方向キャリアフィルタリング部のディレイと同じ量ほど前記複素ＯＦＤＭ信号を遅延させて出力する全体ディレイ部をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置は、
自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定し、推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力する適応部をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記デマッピング及びパイロット挿入部は、
前記データキャリアに属する値をＱＡＭフォーマットによってデマッピングして出力するＱＡＭデマッパと、
前記ＴＰＳＣに属する値をＢＰＳＫフォーマットによってデマッピングして出力するＢＰＳＫデマッパと、
前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値に対応してキャリア位置毎に所定実数シーケンスを代替させて出力する基準シーケンス生成器と、を具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記減算部は、
前記データキャリアに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する第１減算器と、
前記ＴＰＳＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する第２減算器と、
前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する第３減算器と、
キャリア番号及び分散パイロットパターン信号が入力されて現在キャリアの種類を判別し、現在キャリアが前記データキャリアである場合、前記ＴＰＳＣである場合、及び前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣである場合それぞれに対応するマックス制御論理信号を出力する制御ロジックと、
前記マックス制御論理信号に応答して前記第１減算器出力信号、前記第２減算器出力信号、または前記第３減算器出力信号を選択的に出力するマックスと、を具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記自乗ユークリッド距離計算部は、
前記減算部の出力信号を前記Ｉに属する信号及び前記Ｑに属する信号それぞれに分離して出力するＩＱ信号選択器と、
前記Ｉに属する信号の自乗値を計算して出力する第１自乗計算器と、
前記Ｑに属する信号の自乗値を計算して出力する第２自乗計算器と、
前記自乗値を加算した第１エラーを出力する加算器と、を具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記全方向キャリアフィルタリング部は、
前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力するキャリアディレイ手段と、
前記第１エラーの前記現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれに前記フィルタリング係数を乗算して出力する係数乗算器と、
前記乗算された値を加算した第２エラーを出力する加算器と、を具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記循環式シンボルフィルタリング部は、
前記データキャリア抽出部の出力エラーと第１循環値とを加算した前記第３エラーを出力する加算器と、
前記第３エラーを１シンボル遅延させて出力するディレイ器と、
前記ディレイ器の出力シンボルに所定喪失係数を乗算した前記第１循環値を出力する乗算器と、を具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記量子化部は、
前記量子化ビットによる最大数の十進数ほどのレベルに構成されて、レベルと前記量子化数間には前記反転非線形伝達関数関係を有する基準レベルのそれぞれと前記第３エラーとを比較し、前記基準レベルのそれぞれが前記第３エラーより大きければ、第２論理状態を出力し、そうでなければ、第１論理状態を出力する比較器と、
前記比較器のデジタル出力値を加算して前記多数ビットのＣＳＩ信号を出力する加算器と、を具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記適応部は、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して、隣接する２キャリアの相関係数信号を推定して出力する相関度計算部と、
前記推定された相関係数信号により選択される前記フィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力するフィルタ係数選択部と、を具備することを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記相関度計算部は、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号が入力されて、以前キャリアとの平均値を計算して出力する第１フィルタと、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する入力信号で前記平均値を減算して出力する減算器と、
前記減算器の出力信号を１キャリア遅延させて隣接キャリアを出力するディレイ器と、
前記減算器の出力信号と前記隣接キャリアとを乗算して出力する乗算器と、
前記乗算器の出力信号が入力されて、以前キャリアとの平均値を計算して前記推定された相関係数信号を出力する第２フィルタと、を具備することを特徴とする請求項１０に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記第１フィルタは、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号に第１時定数を乗算して出力する第１サブ乗算器と、
前記第１サブ乗算器の出力信号と第２循環値とを加算して出力する第１サブ加算器と、
前記第１サブ加算器の出力を１キャリア遅延させて出力する第１サブディレイ器と、
前記第１サブディレイ器の出力キャリアに第２時定数を乗算した前記第２循環値を出力する第２サブ乗算器と、を具備することを特徴とする請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記第２フィルタは、
前記乗算器の出力信号と第３循環値とを加算した前記推定された相関係数信号を出力する第２サブ加算器と、
前記推定された相関係数信号を１キャリア遅延させて出力する第２サブディレイ器と、
前記第２サブディレイ器の出力キャリアに第３時定数を乗算した前記第３循環値を出力する第３サブ乗算器と、を具備することを特徴とする請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
前記フィルタ係数選択部は、
前記推定された相関係数信号により前記フィルタリング係数グループを選択するフィルタ選択器と、
多数のフィルタリング係数グループのそれぞれに属するフィルタリング係数を保存しており、前記フィルタ選択器のフィルタリング係数グループの選択に応答し、前記選択されたフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力するフィルタ係数メモリと、を具備することを特徴とする請求項１０に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価装置。
複素ＯＦＤＭ信号を受信して前記複素ＯＦＤＭ信号のうちデータキャリアに属する値、ＴＰＳＣに属する値、ＣＰＣまたはＳＰＣに属する値それぞれに対応したデマッピング処理を行って出力するデマッピング段階と、
前記デマッピングされた信号それぞれで前記複素ＯＦＤＭ信号を減算し、減算された値を選択的に出力する減算段階と、
前記減算段階の出力信号のうちＩに属する信号の自乗及びＱに属する信号の自乗それぞれを計算して、前記自乗値を加算した第１エラーを出力する自乗ユークリッド距離計算段階と、
前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させ、前記第１エラーの現在キャリア値及び遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数を乗算し、乗算された値を加算した第２エラーを出力する全方向キャリアフィルタリング段階と、
前記第２エラーから前記データキャリアに対応するエラーを抽出して出力するデータキャリア抽出段階と、
前記データキャリア抽出段階の出力エラーを以前シンボルと平均した第３エラーを出力する循環式シンボルフィルタリング段階と、
前記第３エラーを受信し、非線形伝達関数関係に反転させて量子化した多数ビットのＣＳＩ信号を出力する量子化段階と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法は、
前記全方向キャリアフィルタリング段階のディレイと同じ量ほど前記複素ＯＦＤＭ信号を遅延させて出力する全体ディレイ段階をさらに具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記ＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法は、
自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定し、推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力する適応段階をさらに具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記デマッピング段階は、
前記データキャリアに属する値をＱＡＭフォーマットによってデマッピングして出力するＱＡＭデマッピング段階と、
前記ＴＰＳＣに属する値をＢＰＳＫフォーマットによってデマッピングして出力するＢＰＳＫデマッピング段階と、
前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値に対応してキャリア位置毎に所定実数シーケンスを代替させて出力する基準シーケンス生成段階と、を具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記減算段階は、
前記データキャリアに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する第１減算段階と、
前記ＴＰＳＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する第２減算段階と、
前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣに属する値がデマッピングされた信号で前記複素ＯＦＤＭ信号を減算して出力する第３減算段階と、
キャリア番号及び分散パイロットパターン信号が入力されて現在キャリアの種類を判別し、現在キャリアが前記データキャリアである場合、前記ＴＰＳＣである場合、及び前記ＣＰＣまたは前記ＳＰＣである場合それぞれに対応するマックス制御論理信号を出力する制御信号発生段階と、
前記マックス制御論理信号に応答して前記第１減算段階出力信号、前記第２減算段階出力信号、または前記第３減算段階出力信号を選択的に出力するマルチプレクシング段階と、を具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記自乗ユークリッド距離計算段階は、
前記減算段階の出力信号を前記Ｉに属する信号及び前記Ｑに属する信号それぞれに分離して出力するＩＱ信号選択段階と、
前記Ｉに属する信号の自乗値を計算して出力する第１自乗計算段階と、
前記Ｑに属する信号の自乗値を計算して出力する第２自乗計算段階と、
前記自乗値を加算した第１エラーを出力する加算段階と、を具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記全方向キャリアフィルタリング段階は、
前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力するキャリアディレイ段階と、
前記第１エラーの前記現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれに前記フィルタリング係数を乗算して出力する係数乗算段階と、
前記乗算された値を加算した第２エラーを出力する加算段階と、を具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記循環式シンボルフィルタリング段階は、
前記データキャリア抽出段階の出力エラーと第１循環値とを加算した前記第３エラーとを出力する加算段階と、
前記第３エラーを１シンボル遅延させて出力するディレイ段階と、
前記ディレイ段階の出力シンボルに所定喪失係数を乗算した前記第１循環値を出力する乗算段階と、を具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記量子化段階は、
前記量子化ビットによる最大数の十進数ほどのレベルに構成されて、レベルと前記量子化数間には前記反転非線形伝達関数関係を有する基準レベルのそれぞれと前記第３エラーとを比較し、前記基準レベルのそれぞれが前記第３エラーより大きければ、第２論理状態を出力し、そうでなければ、第１論理状態を出力する比較段階と、
前記比較段階のデジタル出力値を加算して前記多数ビットのＣＳＩ信号を出力する加算段階と、を具備することを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記適応段階は、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して、隣接する２キャリアの相関係数信号を推定して出力する相関度計算段階と、
前記推定された相関係数信号によって選択される前記フィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力するフィルタ係数選択段階と、を具備することを特徴とする請求項１７に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記相関度計算段階は、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号が入力されて、以前キャリアとの平均値を計算して出力する第１フィルタリング段階と、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する入力信号で前記平均値を減算して出力する減算段階と、
前記減算段階の出力信号を１キャリア遅延させて隣接キャリアを出力するディレイ段階と、
前記減算段階の出力信号と前記隣接キャリアとを乗算して出力する乗算段階と、
前記乗算段階の出力信号が入力されて、以前キャリアとの平均値を計算して前記推定された相関係数信号を出力する第２フィルタリング段階と、を具備することを特徴とする請求項２４に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記第１フィルタリング段階は、
前記自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号に第１時定数を乗算して出力する第１サブ乗算段階と、
前記第１サブ乗算段階の出力信号と第２循環値とを加算して出力する第１サブ加算段階と、
前記第１サブ加算段階の出力を１キャリア遅延させて出力する第１サブディレイ段階と、
前記第１サブディレイ段階の出力キャリアに第２時定数を乗算した前記第２循環値を出力する第２サブ乗算段階と、を具備することを特徴とする請求項２５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記第２フィルタリング段階は、
前記乗算段階の出力信号と第３循環値とを加算した前記推定された相関係数信号を出力する第２サブ加算段階と、
前記推定された相関係数信号を１キャリア遅延させて出力する第２サブディレイ段階と、
前記第２サブディレイ段階の出力キャリアに第３時定数を乗算した前記第３循環値を出力する第３サブ乗算段階と、を具備することを特徴とする請求項２５に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
前記フィルタ係数選択段階は、
前記推定された相関係数信号によって前記フィルタリング係数グループを選択するフィルタ選択段階と、
多数のフィルタリング係数グループのそれぞれに属するフィルタリング係数を保存し、前記フィルタ選択段階のフィルタリング係数グループの選択に応答し、前記選択されたフィルタリング係数グループに属する前記フィルタリング係数を出力するフィルタ係数メモリ出力段階と、を具備することを特徴とする請求項２４に記載のＯＦＤＭ受信機のチャンネル状態評価方法。
第１エラーを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力するディレイ部と、
前記第１エラーの現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数を乗算し、乗算された値を加算してチャンネル状態推定を改善させるのに使われる第２エラーを出力する乗算部と、を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価のための全方向キャリアフィルタリング装置。
キャリアに対する複素信号が入力され、前記キャリアのＩに属する信号の自乗値、及びＱに属する信号の自乗値を計算し、前記自乗値を加算してチャンネル状態推定を改善させるのに使われるエラーを出力する計算部を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価のための自乗ユークリッド距離計算装置。
自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定する推定部と、
前記推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属するフィルタリング係数をチャンネル状態推定を改善させるのに使われるように出力するフィルタ係数選択部と、を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価のための適応装置。
自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定する推定部と、前記推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属するフィルタリング係数を出力するフィルタ係数選択部と、を含む適応装置と、
キャリアに対する複素信号が入力されて、前記キャリアのＩに属する信号の自乗値、及びＱに属する信号の自乗値を計算し、前記自乗値を加算した第１エラーを出力する計算部を含む自乗ユークリッド距離計算装置と、
前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力するディレイ部と、前記第１エラーの現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれに前記フィルタリング係数を乗算し、乗算された値を加算した第２エラーを出力する乗算部と、を含む全方向キャリアフィルタリング装置と、を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価装置。
第１エラーを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力する段階と、
前記第１エラーの現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれにフィルタリング係数を乗算し、乗算された値を加算してチャンネル状態推定を改善させるのに使われる第２エラーを出力する段階と、を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価のための全方向キャリアフィルタリング方法。
キャリアに対する複素信号が入力されて、前記キャリアのＩに属する信号の自乗値、及びＱに属する信号の自乗値を計算する段階と、
前記自乗値を加算し、チャンネル状態推定を改善させるのに使われるエラーを出力する段階と、を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価のための自乗ユークリッド距離計算方法。
自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定する段階と、
前記推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属するフィルタリング係数をチャンネル状態推定を改善させるのに使われるように出力する段階と、を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価のための適応遂行方法。
自乗チャンネル周波数応答サイズの逆数に対応する信号を利用して隣接する２キャリアの相関係数信号を推定する段階と、
前記推定された相関係数信号により選択されるフィルタリング係数グループに属するフィルタリング係数を出力する段階と、
キャリアに対する複素信号が入力され、前記キャリアのＩに属する信号の自乗値、及びＱに属する信号の自乗値を計算し、前記自乗値を加算した第１エラーを出力する段階と、
前記第１エラーを１キャリアずつ遅延させて多数の遅延キャリア値を出力し、前記第１エラーの現在キャリア値及び前記遅延による多数のキャリア値それぞれに前記フィルタリング係数を乗算する段階と、
前記乗算された値を加算し、チャンネル状態推定を改善させるのに使われる第２エラーを出力する段階と、を具備することを特徴とする受信機の直接チャンネル状態評価方法。