JP2013175829A

JP2013175829A - 等化装置及び放送受信装置

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Publication number: JP2013175829A
Application number: JP2012037838A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Mitsuki; 淳三ッ木; Masaki Nishikawa; 正樹西川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2012-02-23
Filing date: 2012-02-23
Publication date: 2013-09-05

Abstract

【課題】ＺＦ法を採用しても、雑音強調を極力抑え高品位の映像及び音声を再生できる等化装置及び放送受信装置を提供する。
【解決手段】ディジタル変調信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置であって、受信時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、伝送路応答推定値に非線形処理を施す非線形処理部と、周波数領域信号を非線形処理出力を用いて等化処理を行う等化部とを具備し、前記非線形処理部は、伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算部と、補正関数を生成する補正関数生成部と、補正関数を用いて前記電力計算部の電力値Ｐrを補正する際、電力値Ｐrを閾値Ｐtと比較して、前記電力値が前記閾値より小さいときは、補正した電力値ＰcとしてＰr＜Ｐc＜Ｐtとなる補正値を出力する電力補正部と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、等化重みの計算にＺＦ法を採用した場合に、雑音強調を極力抑えることができる等化装置及び放送受信装置に関する。

無線通信においては、反射波によるマルチパス干渉が大きな問題となるが、このマルチパス干渉を抑圧する技術として線形等化器がある。近年、広帯域シングルキャリア通信に対する等化技術の１つとして、複数の送信信号をブロック化し、その時間信号を周波数領域で等化する技術（以下、ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）が提案されている（非特許文献１）。ＦＤＥの場合、送信側では、ブロック化したｎ個のデータ信号（ｎシンボル）の先頭にＰＮ系列などの既知信号のガードインターバル（以下、ＧＩ：Guard Interval）が付加されて送信される。このＧＩとｎ個のデータ信号はフレームを構成する。受信側では、受信フレームからＧＩを除去した後、データブロック部を周波数領域へ変換する。そして、ＰＮ系列を利用して時間領域での伝送路応答を推定し、それを周波数領域へ変換しこれらを利用して等化処理を行なう。

等化処理を行う等化装置は、ＧＩ除去部と、第１の周波数領域変換部と、伝送路応答推定部と、等化重み計算部と、等化部と、時間領域変換部を備えている。これらのうちの第１の周波数領域変換部は、受信信号からＧＩ部を除去した時間領域信号を周波数領域信号に変換する。伝送路応答推定部は、相関処理部と、ＰＮ系列生成部と、第２の周波数領域変換部とを備えている。その中の相関処理部は、受信信号とＰＮ系列生成部で生成したＰＮ系列との相関処理を行い時間領域の伝送路応答推定値を計算する。そして、等化重み計算部は、相関処理部で算出し第２の周波数領域変換部で変換した周波数領域の伝送路応答推定値から、等化重みＷ(k)を計算する。

等化重みの計算には、一般的にゼロフォーシング法（以下、ＺＦ法）又は最小平均自乗誤差法（以下、ＭＭＳＥ法）が用いられる。等化重み計算部は、計算した等化重みを等化部へ出力する。
等化部は例えば等化フィルタで構成され、第１の周波数領域変換部から供給される周波数領域信号Ｒ(k)と、等化重み計算部から供給される等化重みＷ(k)を入力し、等化処理（複素乗算）を行ない、等化データＦ(k)を出力する。

Ｆ(k)＝Ｒ(k)・Ｗ(k) ｋ＝1，2，3、…、n
等化部は等化処理後の周波数領域信号である等化信号Ｆ(k)を時間領域変換部へ出力し、時間領域変換部は等化部からの等化信号を時間領域に変換し、シングルキャリア復調信号として出力する。

このようなＦＤＥ技術において、等化重み計算におけるＺＦ法は簡易であるが、雑音強調を起こしてしまうため、受信特性が非常に悪くなるという問題があった。一方、ＭＭＳＥ法は雑音強調を防ぐことができるため特性は優れているが、雑音量を推定しなくてはならず、処理が非常に煩雑であった。
そこで、等化重みの計算にＺＦ法を採用した場合に、雑音強調を極力抑えることができる等化装置の実現が要望される。

特開２０１１−２３４２２３号公報

D.Falconer、S.L.Ariyavisitakul、A.BenyaＭｉｎ-Seeyar、and B.Eidson、"Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems、"IEEE Communications Magazine、vol.40、pp.58-66、April 2002.

本発明は、ＺＦ法を採用しても、雑音強調を極力抑え、高品位の映像及び音声を再生することができる等化装置及び放送受信装置を提供することである。

本発明の一実施形態の等化装置は、ディジタル変調された信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置であって、受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、前記周波数領域の伝送路応答推定値に非線形処理を施す非線形処理部と、前記周波数領域変換部からの周波数領域信号を、前記非線形処理部からの出力を用いて等化処理を行う等化部とを具備し、前記非線形処理部は、前記伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算部と、補正関数を生成する補正関数生成部と、前記補正関数を用いて前記電力計算部からの前記電力値を補正するものであって、前記電力計算部からの前記電力値Ｐrを閾値Ｐtと比較して、前記電力値が前記閾値より小さいときは、補正した電力値ＰcとしてＰr＜Ｐc＜Ｐtとなる補正値を出力する電力補正部と、を備える。

本発明の第１の実施形態の等化装置のブロック図。周波数領域等化技術で送信されるデータのフレーム構成（時間領域信号）図。従来の等化重み計算部(ＺＦ法)のブロック図。従来の等化重み計算部(ＭＭＳＥ法)のブロック図。時間軸上の主波と遅延波の関係を示す図。遅延波の存在に基づき周波数軸上の伝送路応答推定値にノッチが発生した状態を示す図。第１の実施形態の等化装置における等化重み計算部の一例のブロック図。第１の実施形態の等化装置における補正関数の出力特性のグラフ。受信状況(条件)に応じた補正関数の出力特性の変化を示すグラフ。図１のシングルキャリア方式に対応したマルチキャリア方式の等化装置のブロック図。本発明の第２の実施形態の等化装置における、等化重み計算部の一例のブロック図。本発明の第２の実施形態の等化装置における、変調方式に応じた補正関数の出力特性例のグラフ。周波数領域の伝送路応答推定値の第１の例(電力値)を示す図。周波数領域の伝送路応答推定値の第２の例(電力値)を示す図。本発明の第２の実施形態の等化装置における、補正関数生成部のブロック図。周波数領域の伝送路応答推定値の第３の例(電力値)を示す図。本発明の第３の実施形態の等化装置のブロック図。図１７における等化重み計算部の一例のブロック図。ＭＥＲの計算方法の説明図。図１８における補正関数生成部の一例のブロック図。閾値補正のフローチャート。図１７のシングルキャリア方式に対応したマルチキャリア方式の等化装置のブロック図。本発明の一実施形態に係る放送受信装置のブロック図。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態の等化装置のブロック図を示し、図２はフレーム構成(時間領域信号)図を示している。
まず、図２のフレーム構成から説明する。
周波数領域等化(ＦＤＥ)技術の場合、送信側では、図２のようにブロック化したデータ信号（ｎシンボル）の先頭にＰＮ系列などのガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）が付加されて送信される。以後これをフレームと呼ぶことにする。受信側では、受信フレームからこのＧＩ部を除去したのち、それ以外のデータブロック部を周波数領域へ変換する。そして、ＰＮ系列を利用して時間領域での伝送路応答を推定し、それを周波数領域へ変換しこれらを利用して等化処理を行なうことになる。

図１に示す等化装置１０は、シングルキャリア方式の等化装置であって、ＧＩ除去部１１と、周波数領域変換部１２と、伝送路応答推定部１３と、非線形処理部としての等化重み計算部１４と、等化部１５と、時間領域変換部１６とを備えている。

ＧＩ除去部１１は、受信信号を入力し、受信フレームからＧＩ部を除去し、ＧＩ部を除去した受信信号を周波数領域変換部１２へ出力する。
周波数領域変換部１２は、ＧＩ除去部が出力するＧＩを除去した受信信号を入力し周波数領域信号に変換する。周波数領域変換部１２は、周波数領域信号（R(k) ：k＝1，2，3、…、n）を等化部１５へ出力する。

伝送路応答推定部１３は、相関処理部１３１と、ＰＮ系列生成部１３２と、周波数領域変換部１３３とを備えている。
ＰＮ系列生成部１３２は、送信側と同じＰＮ系列を生成し、ＰＮ系列を相関処理部１３１へ出力する。

相関処理部１３１は、受信信号とＰＮ系列との相関処理を行い時間領域の伝送路応答推定値を計算する。相関処理部１３１は、算出した伝送路応答推定値を周波数領域変換部１３３へ出力する。
周波数領域変換部１３３は、時間領域の伝送路応答推定値を周波数領域の伝送路応答推定値へ変換し、この周波数領域の伝送路応答推定値Ｈ(k)を等化重み計算部１４へ出力する。

非線形処理部としての等化重み計算部１４は、周波数領域の伝送路応答推定値から、等化重みW(k)を計算する。等化重みの計算には、一般的にＺＦ法（Zero Forcing ）又は最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎimum Mean Square Error）が用いられる。ＺＦ法及びＭＭＳＥ法については後述する。等化重み計算部１４は、計算した等化重みを等化部１５へ出力する。

等化部１５は例えば等化フィルタで構成され、周波数領域変換部１２から供給される周波数領域信号と、等化重み計算部１４から供給される等化重みとを入力し、等化処理(複素乗算)を行ない、等化データＦ(k)を出力する。
Ｆ(k)＝Ｒ(k)・Ｗ(k) ｋ＝１，２，３、…、ｎ
等化部１５は、等化処理後の周波数領域信号である等化信号Ｆ(k)を時間領域変換部１６へ出力する。
時間領域変換部１６は、等化部１５から供給される等化信号を時間領域に変換し、シングルキャリア復調信号として出力する。

ところで、等化重みの計算にＺＦ法を用いた場合の従来の等化重み計算部１４’は、図３のように電力計算部１４１と、共役の複素数生成部(以下、複素共役生成部)１４２と、割り算部１４３とを備え、等化重みＷ(k)は次式で表される。
Ｗ(k) ＝Ｈ^＊(k)／｛｜Ｈ(k)｜＾２｝ｋ＝１，２，３、…、ｎ
ここで、Ｈ(k)は周波数領域の伝送路応答推定値、Ｈ*(k)はＨ(k)の共役の複素数、｜・｜は絶対値を表す。

一方、等化重みの計算にＭＭＳＥ法を用いた場合の従来の等化重み計算部１４’は、図４のように雑音量推定部１４４と、加算部１４５と、電力計算部１４１と、複素共役生成部１４２と、割り算部１４３ａとを備え、等化重みＷ(k)は次式で表される。
Ｗ(k) ＝Ｈ^＊(k)／｛｜Ｈ(k)｜＾２＋ σ＾２｝ｋ＝１，２，３、…、ｎ
ここで、σ＾２は雑音電力を表す。

送信側から送られてくる送信信号は、受信側に直接到来する直接波と、ビルなどで反射・散乱などして到来する遅延波があり、マルチパスと呼ばれている。通常は電力ピークが大きい直接波が主波となり、遅延波は１つ以上あって異なった遅延時間を有している。

図５は時間軸上の主波と遅延波の関係を示す図である。
図５で、横軸は時間ｔ、縦軸は電力を示す。時間軸上の遅延プロファイルでみると、図５のように例えば主波に対して異なる遅延時間の複数の遅延波がある場合に、主波の電力ピークが時間Δｔだけ遅延した遅延波の電力ピークとほぼ同じであると、主波と遅延波の電力比Ｄ／Ｕは０ｄＢ、遅延波の電力が主波の電力の１／１０であると、Ｄ／Ｕは１０ｄＢとなる。電力値の大きい遅延波があると、主波に対して大きな影響(干渉)を与えることになる。

これを、例えば受信信号と、これに含まれるＧＩ部と同じＰＮ系列などの既知信号との相関処理を行った結果として得られる周波数軸上の伝送路応答推定値Ｈ(f)についてみる。

図６は遅延波の存在に基づき周波数軸上の伝送路応答推定値にノッチが発生した状態を示している。図６で、横軸は周波数ｆ、縦軸は電力Ｐを表している。
相関処理の結果得られる周波数軸上の伝送路応答推定値Ｈ(f)は、図６に示す略Ｖ字状の特性(実線及び２点鎖線部分)のように、ノッチが入ったものとなる。ノッチの数は遅延波の遅延時間が長くなればなるほど増えてくる。例えば、遅延波の遅延時間が１シンボル単位増すごとにノッチの数が１つずつ増える。等化というのは、マルチパスで来ている複数の受信信号から、遅延波を無くして一波だけにすることに相当し、図６のように周波数軸上での伝送路応答推定値Ｈ(f)において落ち込み(即ちノッチ)を無くすことを意味している。すなわち、図６では、等化は、落ち込んでいる部分(ノッチ部分)でデータが失われて劣化している状態を、図６の符号Ｌに示す特性(例えば横方向に直線状に延びる特性)に底上げすることによって改善している。

周波数領域での送信信号をＳ(f)、周波数領域での受信信号をＲ(f)、周波数領域での伝送路応答値をＨ(f)とした場合、
Ｒ(f) ＝Ｈ(f)・Ｓ(f) … (1)
関係がある。従って、
Ｓ(f)＝Ｒ(f)／Ｈ(f)
＝Ｒ(f)・Ｈ^＊(f)／Ｈ(f)・Ｈ^＊(f)
＝Ｒ(f)・Ｈ^＊(f)／｜Ｈ(f)|^２ … (2)
ここで、^２は２乗を表し、｜Ｈ(f)|^２はＨ(f)の電力値を表す。

式(1)及び(2)は雑音がない場合における送信信号Ｓ(f)の抽出を意味しているが、雑音は周波数軸では白色雑音と言われ、全周波数帯域に均一に存在している。式(1)及び(2)を周波数領域で雑音ｎ(f)を考慮して書き直すと、
Ｒ(f) ＝Ｈ(f)・Ｓ(f)＋ｎ(f) … (3)
Ｓ(f)＝ (Ｒ(f)−ｎ(f))／Ｈ(f)
＝ (Ｒ(f)−ｎ(f))・Ｈ^＊(f)／Ｈ(f)・Ｈ^＊(f)
＝ {Ｒ(f)・Ｈ^＊(f)／｜Ｈ(f)|^２} −{(ｎ(f)・Ｈ^＊(f))／｜Ｈ(f)|^２} … (4)
雑音成分の入った(ｎ(f)・Ｈ^＊(f))／｜Ｈ(f)|^２は伝送路推定値(電力値)｜Ｈ(f)|^２が小さくなると増大することになり、雑音強調が生じ、等化性能が劣化する。

このように、シングルキャリア方式の信号を周波数領域でマルチパス等化する場合、周波数領域に変換されたデータ部Ｒ(f)を、周波数領域に変換された伝送路応答値Ｈ(f)で割算する（ゼロフォーシング）。しかしながら、例えば主波のそれとほぼ同一レベルの遅延波が存在する(Ｄ／Ｕ＝０)場合、周波数領域の伝送路推定値(電力値)｜Ｈ(f)|^２が小さくなる周波数では雑音強調が生じ、等化性能が劣化する。

そこで、本発明の第１の実施形態では、ゼロフォーシング時に割算する値を伝送路応答値Ｈ(f)に応じた補正値へ変更することによって、等化性能を向上させる。

図６で説明すれば、伝送路応答値Ｈ(f)のノッチ部分(２点鎖線にて示す部分)の電力値を符号Ｌにて示すレベルにまで底上げすることにより、Ｈ(f)の極端に落ち込むノッチ部分での雑音強調を抑えて、等化性能を向上させることができる。
雑音が無ければ、Ｓ(f)を抽出できるが、雑音は周波数軸上では白色雑音と呼ばれ全帯域に均一に存在する。しかし、伝送路応答値Ｈ(f)に劣化要因となる深いノッチがあると、等化時にＨ(f)が０近くになることによって、式(4)に示すようなＲ(f)に含まれる雑音成分も急激に増大することになる。

図７は第１の実施形態の等化装置における等化重み計算部の一例を示すブロック図、図８は第１の実施形態の等化装置における補正関数の出力特性を示すグラフ、図９は例えば信号の変調方式の伝送特性や伝送路のマルチパス特性等の伝送路応答値Ｈ(f)に影響を与える要素に応じて、図８の補正関数の補正部分を適応制御する際の出力特性を示すグラフである。図８及び図９で、横軸は電力値、縦軸は補正した電力値を表す。

本発明の第１の実施形態における、非線形処理部としての等化重み計算部１４は、図７に示すように、電力計算部１４１と、補正関数生成部１４６と、電力補正部１４７と、複素共役生成部１４２と、割り算部１４３ｂとを備えている。

電力計算部１４１は伝送路応答推定部１３からの伝送路応答推定値Ｈ(k)の電力値｜Ｈ(k)|^２を計算する。補正関数生成部１４６は補正関数を生成する。複素共役生成部１４２は伝送路応答推定部１３から伝送路応答推定値Ｈ(k)を入力し、その共役の複素数Ｈ^＊(k)を生成する。

電力補正部１４７は、補正関数生成部１４６からの補正関数を用いて電力計算部１４１からの電力値｜Ｈ(k)｜＾２を補正するものであって、電力計算部１４１からの電力値｜Ｈ(k)｜＾２を閾値Ｐtと比較し、電力計算部１４１からの電力値｜Ｈ(k)|^２が閾値Ｐtより小さいときに、下記のように変換して、補正した電力値Ｐc（ｋ）を出力する。

Ｐc(k) ＝｛（Ｐt−Ｐ0）／Ｐt ｝・｜Ｈ(k)｜＾２＋Ｐ0 （ただし、｜Ｈ(k)|^２＜Ｐt のとき） … (5)
Ｐc(k) ＝｜Ｈ(k)｜＾２（それ以外、｜Ｈ(k)|^２ ≧ Ｐt のとき） … (6)
ただし、Ｐt ＞Ｐ0 ＞０
電力補正部１４７は、電力計算部１４１からの電力値｜Ｈ(k)｜＾２をＰrと表すと、電力値Ｐrを閾値Ｐtと比較して、電力値Ｐrが閾値Ｐtより小さいときは、補正した電力値ＰcとしてＰr＜Ｐc＜Ｐt となる補正値を出力することになる。

なお、なお、閾値Ｐtは補正関数生成部１４６の補正関数を表す非線形処理用の折れ線グラフの変曲点の値に対応している。閾値Ｐtは図９に示すように変調方式や伝送路の伝送特性に応じて等化後のＣ／Ｎが良好になるように選択されることが好ましい。例えば変調方式がＢＰＳＫの場合のように小さなＣ／Ｎで受信できる条件では、閾値を大きく設定し、図９の二点鎖線を含む折れ線グラフ(閾値Ｐt′)で表される補正関数を選択するようにする。

割り算部１４３ｂは、伝送路応答推定値の共役の複素数を、電力補正部１４７からの補正した電力値Ｐc（k）で割り算し、等化重みＷ(k)として出力する。

すなわち、上記の補正関数に従って等化重み計算部１４は等化重み（Ｗ(k)）を計算する。
Ｗ(k)＝Ｈ^＊(k)／Ｐc(k) ｋ＝１，２，３、…、ｎ … (7)
この補正関数によって雑音強調が抑えられ、等化性能が向上する。

等化部１５は、周波数領域変換部１２から供給される周波数領域信号Ｒ(k)と、等化重み計算部１４から供給される等化重みＷ(k)を入力し、等化処理を行ない、等化後データＦ(k)を出力する。
Ｆ(k)＝Ｒ(k)・Ｗ(k) ｋ＝１，２，３、…、ｎ … (8)
等化部１５は等化処理後の周波数領域信号である等化後信号Ｆ(k)を時間領域変換部１６へ出力する。

時間領域変換部１６は、等化部１５から供給される等化後信号を時間領域に変換し、シングルキャリア復調信号として出力する。

以上は、シングルキャリア方式での等化に関して述べているが、マルチキャリア方式の等化でも同様の処理で行える。ただし、マルチキャリアの場合は、時間領域変換部が不要となる。
図１０はマルチキャリアの等化装置の構成を示している。時間領域変換部が削除された構成となっている。

第１の実施形態によれば、ゼロフォーシング時に、伝送路応答推定値の電力値を補正関数の予め定めた閾値と比較し、電力値が閾値より小さいときは、ノッチ部分であるとして、電力値を補正し、伝送路応答推定値の電力値を補正関数の式（５）のように変更するので、受信状態(環境)に適応した制御で、雑音強調を抑え、Ｓ／Ｎの良好な高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

[第２の実施形態]
本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態に示した補正関数における閾値Ｐtを変調方式に応じて適応制御するようにしたものである。

図１１は本発明の第２の実施形態の等化装置における、等化重み計算部のブロック図を示し、図１２は変調方式としてＢＰＳＫ，２５６ＱＡＭの２つの方式それぞれに応じた補正関数図を示している。図１１は、図７に示した等化装置の補正関数生成部に対して、受信機内の図示しない判定部で判定された変調方式を表す信号を入力し、その変調方式に応じた閾値を持った補正関数を選択できる構成となっている。

データ変調方式としては、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどが考えられる。各変調方式と雑音耐性の関係は、１シンボルあたりの割り当てビット数が多くなるにしたがって、雑音には弱くなるので、所要Ｃ／Ｎという観点でみると、ＢＰＳＫよりも２５６ＱＡＭの方が所要Ｃ／Ｎが大きくなる。つまり、良好な復調のために必要なＣ／Ｎは大きくなる。２５６ＱＡＭの場合は、ＢＰＳＫの場合よりもＣ／Ｎの良い状況でしか復調できない。これに合わせて２５６ＱＡＭでの閾値Ｐt_２５６ＱＡＭをＢＰＳＫでの閾値Ｐt_ＢＰＳＫよりも小さな値に設定する。

そこで、各変調方式に対する補正関数の閾値をそれぞれＰt_ＢＰＳＫ、Ｐt_ＱＰＳＫ、Ｐt_１６ＱＡＭ、Ｐt_３２ＱＡＭ、Ｐt_６４ＱＡＭ、Ｐt_１２８ＱＡＭ、Ｐt_２５６ＱＡＭとすると、
Ｐt_ＢＰＳＫ＞Ｐt_ＱＰＳＫ＞Ｐt_１６ＱＡＭ＞Ｐt_３２ＱＡＭ＞Ｐt_６４ＱＡＭ＞Ｐt_１２８ＱＡＭ＞Ｐt_２５６ＱＡＭ
という関係が成り立つように閾値を設定する。

また、このとき、補正関数の傾き｛(Ｐt−Ｐ0)／Ｐt ｝は、変調方式に関わらず同じ傾きとする。つまり、
（Ｐt−Ｐ0）／Ｐt ＝Ｃ（Ｃは定数：０＜Ｃ＜１）
よって、切片Ｐ０は
Ｐ0 ＝ (１−Ｃ)・Ｐt
となり、閾値Ｐｔに比例する。閾値Ｐｔが大きくなれば、Ｐ0も大きくなる。

図１２はＢＰＳＫの場合と２５６ＱＡＭの場合の補正関数の例を示している。図１２(a)は例示の複数の変調方式の中でＢＰＳＫの閾値が最も大きく設定され、図１２(b)は２５６ＱＡＭの閾値が最も小さく設定されることを示している。

第２の実施形態によれば、図１１の補正関数生成部１４６は、受信信号の変調方式に従って、各変調方式に対応した補正関数を選択的に出力し電力補正を行うことになり、等化性能を向上させ、各変調方式における復調信号のＳ／Ｎを改善することができる。

[第３の実施形態]
本発明の第３の実施形態は、第１の実施形態に示した補正関数における閾値Ｐtをマルチパス特性に応じて適応制御するようにしたものである。

図１３は周波数領域の伝送路応答推定値の第１の例(電力値)、図１４は周波数領域の伝送路応答推定値の第２の例(電力値) を示している。
例えば、周波数領域での伝送路推定値（電力値）｜Ｈ(k)｜＾２が図１３のような場合と図１４のような場合では、補正関数の閾値Ｐtを異なるように設定する。すなわち、図１３のように周波数軸での落ち込みの大きい場合は、図１４のような落ち込みの小さい場合と比較して復調が困難になる。つまり、逆に言えば、図１３の環境は、図１４の環境よりもＣ／Ｎの良い状況でしか復調できないので、これに合わせて閾値を図１３の環境での閾値Ｐt8を図１４の環境での閾値Ｐt9よりも大きい値に設定する。
Ｐt8 ＞Ｐt9
これにより、マルチパス環境に応じて等化性能を向上させることができる。

図１５は本発明の第３の実施形態の等化装置における補正関数生成部の一例を示している。第１の実施形態の図７に示した電力補正部１４７で用いられる閾値Ｐtをマルチパス特性に応じて適応的に制御するものである。また、図１６は周波数領域の伝送路応答推定値の第３の例(電力値)を示している。

図１５のように、補正関数生成部１４６は、マルチパス特徴検出部１４０１と、閾値生成部１４０２とを備え、周波数領域の伝送路応答推定値（電力値）｜Ｈ(k)｜＾２を入力し、閾値電力値Ｐtを生成する。
マルチパス特徴検出部１４０１は、伝送路応答推定値の平均電力値Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２)、最大電力値Ｍａｘ(｜Ｈ(k)｜＾２)、最小電力値Ｍｉｎ(｜Ｈ(k)｜＾２)、リップル数（ノッチ数）Ｎｎｕｍ(｜Ｈ(k)｜＾２)などを検出する。

閾値生成部１４０２は、マルチパス特徴検出部１４０１からの検出情報を使用して閾値(電力値)Ｐtを生成する。
閾値の生成方法としては、例えば平均電力値情報を使用して、平均電力値の１／Ｘを閾値に設定することが考えられる。
Ｐt ＝Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２) ／Ｘ（ただし、Ｘ＞１）
ここで、Ｅ（・）は、平均値を意味する。

また、最大電力値と最小電力値の差をＤ（Ｍａｘ(｜Ｈ(k)｜＾２)、Ｍｉｎ(｜Ｈ(k)｜＾２)）と表すと、
Ｄ（Ｍａｘ(｜Ｈ(k)｜＾２)、Ｍｉｎ(｜Ｈ(k)｜＾２)）＝Ｍａｘ(｜Ｈ(k)｜＾２)−Ｍｉｎ(｜Ｈ(k)｜＾２)
これを利用して閾値Ｐtを
Ｐt ＝Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２) ／（Ｄ（Ｍａｘ(｜Ｈ(k)｜＾２)、Ｍｉｎ(｜Ｈ(k)｜＾２) ）・Ｘ（ただし、Ｘ＞１）
と、最大電力値と最小電力値の電力差に反比例して閾値電力を設定することも考えられる。

また、リップル数に関しても、図１６のように伝送路応答推定値のリップル数が多い場合は、図１３のような場合と比較して復調が困難になるため、リップル数Ｎｎｕｍ(｜Ｈ(k)｜＾２)に反比例して閾値電力を設定することも考えられる。即ち、
Ｐt ＝Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２) ／ (Ｎｎｕｍ(｜Ｈ(k)｜＾２)・Ｘ) （ただし、Ｘ＞１）
としてもよい。

また、平均値、最大値、最小値、リップル数をすべて使用して閾値を生成することも考えられる。即ち、
Ｐt ＝Ｅ（｜Ｈ(k)｜＾２) ／（Ｄ（Ｍａｘ(｜Ｈ(k)｜＾２)、Ｍｉｎ(｜Ｈ(k)｜＾２) ）・Ｎｎｕｍ(｜Ｈ(k)｜＾２)・Ｘ（ただし、Ｘ＞１）
としてもよい。

第３の実施形態によれば、等化重みを計算するための補正関数の閾値を、マルチパス特性に応じて、適応的に制御することによって、より好適な等化処理を実現し、高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

[第４の実施形態]
本発明の第４の実施形態は、第１の実施形態に示した補正関数における閾値Ｐtをフィードバック制御による閾値生成するようにしたものである。

図１７は本発明の第４の実施形態の等化装置を示すブロック図、図１８は図１７における等化重み計算部の一例を示すブロック図、図１９はＭＥＲの計算方法の説明図、図２０は図１８における閾値生成部の一例を示すブロック図、図２１は閾値補正のフローチャートである。第４の実施形態で、第１乃至第３の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明する。

図１７に示す等化装置１０Ａは、ＧＩ除去部１１と、周波数領域変換部１２と、伝送路応答推定部１３と、等化重み計算部１４Ａと、等化部１５と、時間領域変換部１６と、ＭＥＲ測定部１７とを備えている。
本発明の第４の実施形態は、第１の実施形態の等化装置と異なる点は、第１の実施形態に示した等化装置の出力を等化重み計算部１４Ａへフィードバックし、フィードバック制御量による閾値生成をするようにしたものである。そのために、ＭＥＲ測定部１７を設けている。

等化重み計算部１４Ａは、図１８のように、電力計算部１４１と、補正関数生成部１４６ａと、複素共役生成部１４２と、割り算部１４３ｂと、電力補正部１４７とを備えている。

ＭＥＲ測定部１７は、時間領域変換部１６からの出力の変調誤差比(以下、ＭＥＲ：Modulation Error Ratio)を測定する。ＭＥＲ測定部１７は、図１９のように、シングルキャリアの場合は、時間領域変換部１６からの出力値(マルチキャリアの場合は等化部出力)と理想マッピング点との間の距離をｂとし、原点から理想マッピング点までの距離をａとしたとき、以下の式で計算する。
ＭＥＲ＝ａ^2 / ｂ^2
ＭＥＲ測定部１７は、Δｔ時間（例えば、１フレーム）ごとに、１フレームの平均ＭＥＲを計算し、この平均ＭＥＲ値を等化重み計算部１４へ出力する。

補正関数生成部１４６ａは、ＭＥＲ測定部１７からの情報を用いて、電力補正部１４７の閾値を補正するものである。
補正関数生成部１４６ａは、図２０のように、比較部と記憶部(メモリ)１４６ａ-1、閾値補正部１４６ａ-2とを備え、Δｔ（１フレーム）ごとに、ＭＥＲ測定部１７からＭＥＲ値を受け取る。受け取ったＭＥＲ値は記憶部に保持しておき、Δｔ（１フレーム）ごとに前回ＭＥＲ値と最新ＭＥＲ値を比較部で比較する。そして、比較結果を閾値補正部１４６ａ-2へ出力する。

閾値補正部１４６ａ-2では、時刻ｔのときのＭＥＲ(ｔ)と時刻(ｔ＋Δｔ)のときのＭＥＲ（ｔ＋Δｔ）の関係がＭＥＲ(t) ≦ ＭＥＲ(ｔ+Δｔ)ならば、電力補正部１４７で用いる閾値を以下のように補正する。
Ｐt ＝Ｐt＋Δｐ
一方、ＭＥＲ(t) ＞ＭＥＲ(ｔ+Δｔ)ならば、電力補正部１４７で用いる閾値を以下のように補正する。
Ｐt ＝Ｐt−Δｐ
閾値補正部１４６ａ-2は、以上の操作を行い、電力補正部１４７の閾値を補正する。或いは、補正された閾値Ｐtを電力補正部１４７へ出力する。
等化重み計算部１４Ａでは、補正された閾値に従って、等化重み係数Ｗ(k)を生成する。

図２１は閾値補正のフローチャートを示している。
まず、閾値の初期値を設定する(ステップＳ1)。
Ｐt ＝０
このときのＭＥＲを測定する。ＭＥＲ(０)を初期値とする(ステップＳ2)。

時間Δｔ（１フレーム）後に、閾値を以下のように設定する(ステップＳ3)。
Ｐt ＝Ｐt＋ΔｐただしΔｐ＞０
そして、ＭＥＲ(ｔ＋Δｔ)を測定する(ステップＳ4)。

まず、ｔ＝０からΔｔ後のＭＥＲ(Δｔ)を測定する。

ＭＥＲ(ｔ)とＭＥＲ(ｔ＋Δｔ)とを比較する(ステップＳ5)。

まず、ｔ＝０ではＭＥＲ(０)とＭＥＲ(Δｔ)とを比較する。一般的な時間ｔで表すとＭＥＲ(ｔ)とＭＥＲ(ｔ＋Δｔ)とを比較する。

ＭＥＲ(０) ≦ ＭＥＲ(Δｔ)即ちＭＥＲ(ｔ) ≦ ＭＥＲ(ｔ＋Δｔ) なら閾値を以下のように修正する(ステップＳ6)。
Ｐt ＝Ｐt＋Δｐ
反対に、ＭＥＲ(０) ＞ＭＥＲ(Δｔ) 即ち一般的な時間ｔを用いて表すとＭＥＲ(ｔ) ＞ＭＥＲ(ｔ＋Δｔ)なら閾値を以下のように修正する(ステップＳ7)。

Ｐt ＝Ｐt−Δｐただし、Ｐt＜０となったらＰt＝０とする
以上の操作をΔｔごとに繰り返すことによって、最適な閾値へ収束していく。ここで、受信環境が絶えず変わるような状況であれば、ステップＳ5の判定結果は、ΔｔごとにステップＳ6であったりステップＳ7であったりと変化し、ステップＳ4へリターンを繰り返すごとに最適な閾値へ収束していくことになる。つまり、受信環境(条件)に応じた最適な閾値へ絶えず収束するように動作する。

図２２は図１７のシングルキャリア方式の装置に対応するマルチキャリア方式の等化装置の構成を示している。マルチキャリアの場合は時間領域変換部が不要となるので、時間領域変換部が削除された構成となっている。

第４の実施形態によれば、等化装置の出力からＭＥＲ(変調誤差比)を算出し、この算出値に基づき、等化重みを計算するための補正関数の閾値を、適応的に制御することによって、より好適な等化処理を実現し、高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

[第５の実施形態]
図２３は本発明に係る放送受信装置の構成例を示している。すなわち、上記の第１乃至第４の実施形態の等化装置を搭載した一実施形態の放送受信装置のブロック図を示している。
放送受信装置１００は、放送信号を選局受信するチューナ１と、第１乃至４の実施形態で述べたいずれか１つの等化装置１０又は１０Ａを備え、チューナ１からの受信信号を等化し、該等化データを復調してトランスポートストリーム(以下、ＴＳ) データを出力する復調部２と、ＴＳデータをデコードし、映像信号及び音声信号を再生するデコーダ３と、再生した映像信号及び音声信号を表示出力する表示部４とを有している。

復調部２は、例えば、チューナ１で受信したアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、ディジタル信号をベースバンド帯域に変換する直交検波部と、伝送路応答推定部で伝送路応答推定した結果に基づいて受信信号を等化する等化装置１０(又は１０Ａ)と、等化データを復調し、ＴＳデータを出力するデータ復調部と、を備えている。また、デコーダ３は、例えば、ＴＳデコーダと、映像デコーダと、音声デコーダと、を備えている。

このような一実施形態の放送受信装置によれば、等化装置における等化重みの計算法としてＺＦ法を採用しても、雑音強調を抑え、高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。また、本発明はソフトウェアで実施することも可能である。

１０，１０Ａ…等化装置、１２…周波数領域変換部、１３…伝送路応答推定部、１４，１４Ａ…等化重み計算部(非線形処理部)、１５…等化部、１６…時間領域変換部、１７…ＭＥＲ測定部、１００…放送受信装置。

Claims

ディジタル変調された信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置であって、
受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、
受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、
前記周波数領域の伝送路応答推定値に非線形処理を施す非線形処理部と、
前記周波数領域変換部からの周波数領域信号を、前記非線形処理部からの出力を用いて等化処理を行う等化部とを具備し、
前記非線形処理部は、前記伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算部と、補正関数を生成する補正関数生成部と、前記補正関数を用いて前記電力計算部からの前記電力値を補正するものであって、前記電力計算部からの前記電力値Ｐrを閾値Ｐtと比較して、前記電力値が前記閾値より小さいときは、補正した電力値ＰcとしてＰr＜Ｐc＜Ｐtとなる補正値を出力する電力補正部と、を備えることを特徴とする等化装置。
前記補正関数生成部は、
データ変調方式に応じて適応的に補正関数を生成することを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
前記補正関数生成部は、
周波数領域の伝送路応答推定値を使用して、平均電力値、最大電力値、最小電力値、リップル数から計算される情報の少なくとも１つを出力するマルチパス特徴検出部と、
前記マルチパス特徴検出部からの情報を利用して、閾値を生成する閾値生成部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
ディジタル変調された信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置であって、
受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、
受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、
前記周波数領域の伝送路応答推定値に非線形処理を施す非線形処理部と、
前記周波数領域変換部からの周波数領域信号を、前記非線形処理部からの出力を用いて等化処理を行う等化部と、
変調誤差比を測定するＭＥＲ測定部とを具備し、
前記非線形処理部は、前記伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算部と、補正関数を生成する補正関数生成部と、前記補正関数を用いて前記電力計算部からの前記電力値を補正するものであって、前記電力計算部からの前記電力値Prを閾値Ｐtと比較して、前記電力値が前記閾値より小さいときは、補正した電力値ＰcとしてＰr＜Ｐc＜Ｐtとなる補正値を出力する電力補正部とを備え、
前記補正関数生成部は、前記ＭＥＲ測定部から受け取ったＭＥＲ値を保持する記憶部と、所定の周期で前回ＭＥＲ値と最新ＭＥＲ値を比較する比較部と、比較結果に応じて、前記閾値を補正する閾値補正部とを備えることを特徴とする等化装置。
放送信号を選局受信するチューナと、
請求項１乃至４のいずれか１つに記載の等化装置を備え、前記チューナからの受信信号を等化し、該等化データを復調してトランスポートストリームデータを出力する復調部と、
前記トランスポートストリームデータをデコードし、映像信号及び音声信号を再生するデコーダと、
前記映像信号及び音声信号を表示及び出力する表示部と、
を具備したことを特徴とする放送受信装置。