JP2011234223A

JP2011234223A - 等化装置及び放送受信装置

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Publication number: JP2011234223A
Application number: JP2010104176A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Mitsuki; 淳三ッ木; Masami Aizawa; 雅己相沢
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2010-04-28
Filing date: 2010-04-28
Publication date: 2011-11-17
Also published as: US20110268169A1; CN102238115A

Abstract

【課題】ＺＦ法を採用しても、雑音強調を極力抑え、高品位の映像及び音声を再生することができる等化装置及び放送受信装置を提供する。
【解決手段】ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置１０であって、受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部１２と、受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部１３と、周波数領域の伝送路応答推定値から等化重みを計算する等化重み計算部１４と、周波数領域変換部からの周波数領域信号と等化重み計算部からの等化重みを入力し、等化処理を行う等化フィルタ１５と、等化フィルタで等化処理された周波数領域信号を時間領域信号へ変換する時間領域変換部１６と、を具備し、等化重み計算部１４は、電力計算部と、補正関数生成器と、電力補正器と、共役の複素数生成器と、割り算器とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、等化重みの計算にＺＦ法を採用した場合に、雑音強調を極力抑えることができる等化装置及び放送受信装置に関する。

無線通信においては、反射波によるマルチパス干渉が大きな問題となるが、このマルチパス干渉を抑圧する技術として線形等化器がある。近年、広帯域シングルキャリア通信に対する等化技術の１つとして、複数の送信信号をブロック化し、その時間信号を周波数領域で等化する技術（以下、ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）が提案されている（非特許文献１）。ＦＤＥの場合、送信側では、ブロック化したn個のデータ信号（nシンボル）の先頭にＰＮ系列などのガードインターバル（以下、ＧＩ：Guard Interval）が付加されて送信される。このＧＩとｎ個のデータ信号はフレームを構成する。受信側では、受信フレームからＧＩを除去した後、データブロック部を周波数領域へ変換する。そして、ＰＮ系列を利用して時間領域での伝送路応答を推定し、それを周波数領域へ変換しこれらを利用して等化処理を行なう。

等化処理を行う等化装置は、ＧＩ除去部と、第１の周波数領域変換部と、伝送路応答推定部と、等化重み計算部と、等化フィルタと、時間領域変換部を備えている。これらのうちの第１の周波数領域変換部は、受信信号からＧＩ部を除去した時間領域信号を周波数領域信号に変換する。伝送路応答推定部は、相関処理部と、ＰＮ系列生成部と、第２の周波数領域変換部とを備えている。その中の相関処理部は、受信信号とＰＮ系列生成部で生成したＰＮ系列との相関処理を行い時間領域の伝送路応答推定値を計算する。そして、等化重み計算部は、相関処理部で算出し第２の周波数領域変換部で変換した周波数領域の伝送路応答推定値から、等化重みＷ(k)を計算する。

等化重みの計算には、一般的にゼロフォーシング法（以下、ＺＦ法）又は最小平均自乗誤差法（以下、ＭＭＳＥ法）が用いられる。等化重み計算部は、計算した等化重みを等化フィルタへ出力する。
等化フィルタは、第１の周波数領域変換部から供給される周波数領域信号Ｒ(k)と、等化重み計算部から供給される等化重みＷ(k)を入力し、等化処理（複素乗算）を行ない、等化データＦ(k)を出力する。Ｆ(k)＝Ｒ(k)・Ｗ(k) ｋ＝1，2，3、…、n
等化フィルタは等化処理後の周波数領域信号である等化信号Ｆ(k)を時間領域変換部へ出力し、時間領域変換部は等化フィルタからの等化信号を時間領域に変換し、復調信号として出力する。

このようなＦＤＥ技術において、等化重み計算におけるＺＦ法は簡易であるが、雑音強調を起こしてしまうため、受信特性が非常に悪くなるという問題があった。一方、ＭＭＳＥ法は雑音強調を防ぐことができるため特性は優れているが、雑音量を推定しなくてはならず、処理が非常に煩雑であった。
そこで、等化重みの計算にＺＦ法を採用した場合に、雑音強調を極力抑えることができる等化装置の実現が要望される。

特開２００６−２８７４９０号公報ＷＯ０７／０８６３６４ＷＯ０７／０８８９５３

D.Falconer、S.L.Ariyavisitakul、A.Benyamin-Seeyar、and B.Eidson、"Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems、"IEEE Communications Magazine、vol.40、pp.58-66、April 2002.

本発明は、ＺＦ法を採用しても、雑音強調を極力抑え、高品位の映像及び音声を再生することができる等化装置及び放送受信装置を提供することである。

本発明の一実施形態の等化装置は、ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置において、受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、前記周波数領域の伝送路応答推定値から等化重みを計算する等化重み計算部と、前記周波数領域変換部からの周波数領域信号を、前記等化重み計算部からの等化重みを用いて、等化処理を行う等化フィルタと、前記等化フィルタで等化処理された周波数領域信号を時間領域信号へ変換する時間領域変換部と、を具備し、前記等化重み計算部は、前記伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算部と、補正関数を生成する補正関数生成器と、前記補正関数を用いて前記電力計算部からの前記電力値を補正するものであって、前記電力計算部からの前記電力値を閾値と比較して、前記電力値が該閾値より小さいときは、補正した電力値として前記閾値以上の一定値を出力する電力補正器と、共役の複素数を生成する複素共役生成器と、前記共役の複素数を前記補正した電力値で割り算し、等化重みとして出力する割り算器とを備えることを特徴とする。

本発明の第１の実施形態の等化装置を示すブロック図。周波数領域等化技術で送信されるデータのフレーム構成（時間領域信号）を示す図。従来の等化重み計算部(ＺＦ法)を示すブロック図。従来の等化重み計算部(ＭＭＳＥ法)を示すブロック図。時間軸上の主波と遅延波の関係を示す図。遅延波の存在に基づき周波数軸上の伝送路応答推定値にノッチが発生した状態を示す図。第１の実施形態の等化装置における等化重み計算部の一例を示すブロック図。第１の実施形態の等化装置における補正関数の出力特性を示すグラフ。第１の実施形態の等化装置における等化重み計算部の他の例を示すブロック図。本発明の第２の実施形態の等化装置における、補正関数生成器の一例を示すブロック図。周波数領域の伝送路応答推定値の第１の例(電力値)を示す図。周波数領域の伝送路応答推定値の第２の例(電力値)を示す図。周波数領域の伝送路応答推定値の第３の例(電力値)を示す図。本発明の第３の実施形態の等化装置を示すブロック図。図１４における等化重み計算部の一例を示すブロック図。ＭＥＲの計算方法の説明図。図１５における閾値生成器の一例を示すブロック図。閾値補正のフローチャート。本発明の一実施形態に係る放送受信装置を示すブロック図。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態の等化装置のブロック図を示し、図２はフレーム構成(時間領域信号)を示している。
周波数領域等化(ＦＤＥ)技術の場合、送信側では、図２のようにブロック化したデータ信号（nシンボル）の先頭にＰＮ系列などのガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）が付加されて送信される。以後これをフレームと呼ぶことにする。受信側では、受信フレームからこのＧＩ部を除去したのち、それ以外のデータブロック部を周波数領域へ変換する。そして、ＰＮ系列を利用して時間領域での伝送路応答を推定し、それを周波数領域へ変換しこれらを利用して等化処理を行なうことになる。

図１は本発明の第１の実施形態の等化装置の構成を示すブロック図である。
図１に示す等化装置１０は、ＧＩ除去部１１と、周波数領域変換部１２と、伝送路応答推定部１３と、等化重み計算部１４と、等化フィルタ１５と、時間領域変換部１６とを備えている。

ＧＩ除去部１１は、受信信号を入力し、受信フレームからＧＩ部を除去し、ＧＩ部を除去した受信信号を周波数領域変換部１２へ出力する。
周波数領域変換部１２は、ＧＩ除去部が出力するＧＩを除去した受信信号を入力し周波数領域信号に変換する。周波数領域変換部１２は、周波数領域信号（R(k) ：k＝1，2，3、…、n）を等化フィルタ１５へ出力する。

伝送路応答推定部１３は、相関処理部１３１と、ＰＮ系列生成部１３２と、周波数領域変換部１３３とを備えている。
ＰＮ系列生成部１３２は、送信側と同じＰＮ系列を生成し、ＰＮ系列を相関処理部１３１へ出力する。

相関処理部１３１は、受信信号とＰＮ系列との相関処理を行い時間領域の伝送路応答推定値を計算する。相関処理部１３１は、算出した伝送路応答推定値を周波数領域変換部１３３へ出力する。
周波数領域変換部１３３は、時間領域の伝送路応答推定値を周波数領域の伝送路応答推定値へ変換し、この周波数領域の伝送路応答推定値Ｈ(k)を等化重み計算部１４へ出力する。

等化重み計算部１４は、周波数領域の伝送路応答推定値から、等化重みW(k)を計算する。等化重みの計算には、一般的にＺＦ法（Zero Forcing ）又は最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）が用いられる。ＺＦ法及びＭＭＳＥ法については後述する。等化重み計算部１４は、計算した等化重みを等化フィルタ１５へ出力する。

等化フィルタ１５は、周波数領域変換部１２から供給される周波数領域信号と、等化重み計算部１４から供給される等化重みを入力し、等化処理(複素乗算)を行ない、等化データＦ(k)を出力する。
Ｆ(k)＝Ｒ(k)・Ｗ(k) ｋ＝１，２，３、…、ｎ
等化フィルタ１５は、等化処理後の周波数領域信号である等化信号Ｆ(k)を時間領域変換部１６へ出力する。
時間領域変換部１６は、等化フィルタ１５から供給される等化信号を時間領域に変換し、復調信号として出力する。

ところで、等化重みの計算にＺＦ法を用いた場合の従来の等化重み計算部１４’は、図３のように電力計算部１４１と、共役の複素数生成器(以下、複素共役生成器)１４２と、割り算器１４３とを備え、等化重みＷ(k)は次式で表される。
Ｗ(k) ＝Ｈ^＊(k)／｛｜Ｈ(k)｜＾２｝ｋ＝１，２，３、…、n
ここで、Ｈ(k)は周波数領域の伝送路応答推定値、Ｈ*(k)は共役の複素数、｜・｜は絶対値を示す。

一方、等化重みの計算にＭＭＳＥ法を用いた場合の従来の等化重み計算部１４’は、図４のように雑音量推定器１４４と、加算器１４５と、電力計算部１４１と、複素共役生成器１４２と、割り算器１４３ａとを備え、等化重みＷ(k)は次式で表される。
Ｗ(k) ＝Ｈ^＊(k)／｛｜Ｈ(k)｜＾２＋ σ＾２｝ｋ＝１，２，３、…、n
ここで、σ＾２は雑音電力を示す。

送信側から送られてくる送信信号は、受信側に直接到来する直接波と、ビルなどで反射・散乱などして到来する遅延波があり、マルチパスと呼ばれている。通常は電力ピークが大きい直接波が主波となり、遅延波は１つ以上あって異なった遅延時間を有している。時間軸上の遅延プロファイルでみると、図５のように例えば主波に対して異なる遅延時間の複数の遅延波がある場合に、主波の電力ピークが時間Δｔだけ遅延した遅延波の電力ピークとほぼ同じであると、主波と遅延波の電力比Ｄ／Ｕは０ｄＢ、遅延波の電力が主波の電力の１／１０であると、Ｄ／Ｕは１０ｄＢとなる。電力値の大きい遅延波があると、主波に対して大きな影響(干渉)を与えることになる。図５で、横軸は時間ｔ、縦軸は電力を示す。

これを、例えば受信信号とこれに含まれるＧＩ部と同じＰＮ系列などの既知信号との相関処理を行った結果として得られる周波数軸上の伝送路応答推定値Ｈ(f)についてみると、図６に示す略Ｖ字状の特性(実線及び２点鎖線部分)のように、ノッチが入ったものとなる。ノッチの数は遅延波の遅延時間が長くなればなるほど増えてくる。例えば、遅延波の遅延時間が１シンボル単位増すごとにノッチの数が１つずつ増える。等化というのは、マルチパスで来ている受信信号から、遅延波を無くして一波だけにすることに相当し、図６のように周波数軸上での伝送路応答推定値Ｈ(f)において落ち込み(即ちノッチ)を無くすことを意味している。図６で、横軸は周波数ｆ、縦軸は電力Ｐを示している。

周波数領域での送信信号をＳ(f)、周波数領域での受信信号をＲ(f)、周波数領域での伝送路応答値をＨ(f)とした場合、
Ｒ(f) ＝Ｈ(f)・Ｓ(f) … (1)
関係がある。従って、
Ｓ(f)＝Ｒ(f)／Ｈ(f)
＝Ｒ(f)・Ｈ(f)／Ｈ(f)・Ｈ^＊(f)
＝Ｒ(f)・Ｈ^＊(f)／｜Ｈ(f)|^２ … (2)
ここで、^２は２乗を表し、｜Ｈ(f)|^２はＨ(f)の電力値を表す。

式(1)及び(2)は雑音がない場合における送信信号Ｓ(f)の抽出を意味しているが、雑音は周波数軸では白色雑音と言われ、全周波数帯域に均一に存在している。式(1)及び(2)を周波数領域で雑音ｎ(f)を考慮して書き直すと、
Ｒ(f) ＝Ｈ(f)・Ｓ(f)＋ｎ(f) … (3)
Ｓ(f)＝ (Ｒ(f)−ｎ(f))／Ｈ(f)
＝ (Ｒ(f)−ｎ(f))・Ｈ^＊(f)／Ｈ(f)・Ｈ^＊(f)
＝ {Ｒ(f)・Ｈ^＊(f)／｜Ｈ(f)|^２} −{(ｎ(f)・Ｈ^＊(f))／｜Ｈ(f)|^２} … (4)
雑音成分の入った(ｎ(f)・Ｈ^＊(f))／｜Ｈ(f)|^２は伝送路推定値(電力値)｜Ｈ(f)|^２が小さくなると増大することになり、雑音強調が生じ、等化性能が劣化する。

このように、シングルキャリア方式の信号を周波数領域でマルチパス等化する場合、周波数領域に変換されたデータ部Ｒ(f)を、周波数領域に変換された伝送路応答値Ｈ(f)で割算する（ゼロフォーシング）。しかしながら、例えば主波のそれとほぼ同一レベルの遅延波が存在する(Ｄ／Ｕ＝０)場合、周波数領域の伝送路推定値(電力値)｜Ｈ(f)|^２が小さくなる周波数では雑音強調が生じ、等化性能が劣化する。そこで、本発明の実施形態では、ゼロフォーシング時に割算する値を伝送路応答値Ｈ(f)に応じた補正値へ変更することによって、等化性能を向上させる。

図６で説明すれば、伝送路応答値Ｈ(f)のノッチ部分(２点鎖線にて示す部分)の電力値を符号Ｌにて示すレベルにまで底上げすることにより、Ｈ(f)の極端に落ち込むノッチ部分での雑音強調を抑えて、等化性能を向上させることができる。
雑音が無ければ、Ｓ(f)を抽出できるが、雑音は周波数軸上では白色雑音と呼ばれ全帯域に均一に存在する。しかし、伝送路応答値Ｈ(f)に劣化要因となる深いノッチがあると、等化時にＨ(f)が０近くになることによって、式(4)に示すようなＲ(f)に含まれる雑音成分も急激に増大することになる。

図７は第１の実施形態の等化装置における等化重み計算部の一例を示すブロック図、図８は第１の実施形態の等化装置における補正関数の出力特性を示すグラフ、図９は第１の実施形態の等化装置における等化重み計算部の他の例を示すブロック図である。
本発明の第１の実施形態における等化重み計算部１４は、図７のように、電力計算部１４１と、補正関数生成器１４６と、電力補正器１４７と、複素共役生成器１４２と、割り算器１４３ｂとを備えている。

電力計算部１４１は伝送路応答推定部１３からの伝送路応答推定値の電力値を計算する。

補正関数生成器１４６は補正関数を生成する。複素共役生成器１４２は伝送路応答推定部１３から伝送路応答推定値を入力し、その共役の複素数を生成する。

電力補正器１４７は、補正関数生成器１４６からの補正関数を用いて電力計算部１４１からの電力値を補正するものであって、電力計算部１４１からの電力値を閾値と比較して、電力値が該閾値より小さいときは、補正した電力値として該閾値以上の一定値を出力する。割り算器１４３ｂは、伝送路応答推定値の共役の複素数を、電力補正器１４７からの補正した電力値で割り算し、等化重みとして出力する。

電力補正器１４７について説明を加える。
電力補正器１４７は、補正関数生成器１４６から供給される図８の補正関数を用いることにより、電力計算部１４１から出力された電力値｜Ｈ(k)|^２を閾値Ｐtと比較し、その電力値が閾値Ｐtより小さいときは、補正関数生成器１４６からの補正された出力値Ｐtを出力する。すなわち、電力計算部１４１からの電力値｜Ｈ(k)|＾２が閾値Ｐtより小さいときはＰtを選択し、｜Ｈ(k)|^２が閾値Ｐt以上のときは｜Ｈ(k)|^２をそのまま選択して出力する。

Ｐ(k) ＝Ｐt （ただし、｜Ｈ(k)|^２＜Ｐt のとき）
Ｐ(k) ＝｜Ｈ(k)｜＾２（それ以外、｜Ｈ(k)|^２≧ Ｐt のとき）
この補正関数Ｐ(k)を用いて等化重み計算部１４は等化重みＷ(k)を計算する。

Ｗ(k) ＝Ｈ^＊(k)／Ｐ(k) ｋ＝１，２，３、…、n
この補正関数によって閾値Ｐtより小さな値で割り算を行わなくなるため、雑音強調が抑えられ、等化性能が向上する。また、等化重みＷ(k)のダイナミックレンジを狭くすることができ、実装しやすくなる。

ところで、等化重み計算部１４は、図９のように、電力計算部１４１と、閾値比較器１４８と、セレクタ１４９と、複素共役生成器１４２と、割り算器１４３ｂとを備えた構成とされてもよい。
電力計算部１４１は伝送路応答推定部１３からの伝送路応答推定値の電力値を計算する。

複素共役生成器１４２は伝送路応答推定部１３から伝送路応答推定値を入力し、その共役の複素数を生成する。
閾値比較器１４８は、電力計算部１４１からの電力値を閾値Ｐtと比較し、電力値が該閾値より小さいか否かを示す信号を出力する。

セレクタ１４９は、その一方の入力端に電力計算部１４１からの電力値を入力し、もう一方の入力端に閾値比較器１４８で用いた閾値Ｐtと同じ値を入力し、閾値比較器１４８の比較結果を選択信号として２つの入力端のどちらか一方の入力を選択して出力する。
割り算器１４３ｂは、伝送路応答推定値の共役の複素数を、セレクタ１４９からの補正した電力値で割り算し、等化重みとして出力する。

具体的には、閾値比較器１４８は、電力計算部１４１からの電力値｜Ｈ(k)|^２を閾値Ｐtと比較し、｜Ｈ(k)|^２がＰtより小さければセレクタ１４９はＰtを選択し、｜Ｈ(k)|^２が閾値Ｐt以上大きければ｜Ｈ(k)|^２をそのまま選択して出力する。

第１の実施形態によれば、伝送路応答推定値の電力値を補正関数の予め定めた閾値と比較し、電力値が閾値より小さいときは、ノッチ部分であるとして、電力値を補正して閾値以上の一定の電力値を得るようにしたので、雑音強調を抑え、高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態と異なる点は、第１の実施形態に示した補正関数における閾値Ｐtをマルチパス特性に応じて適応制御するようにしたものである。

図１０は本発明の第２の実施形態の等化装置における補正関数生成器の一例を示している。具体的には、第１の実施形態の図７に示した補正関数生成器１４６及び電力補正器１４７で用いられる閾値Ｐt、或いは、図９に示した閾値比較器１４８及びセレクタ１４９で用いられる閾値Ｐtをマルチパス特性に応じて適応的に制御する。第２の実施形態で、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明する。

図１１は周波数領域の伝送路応答推定値の第１の例(電力値)、図１２は周波数領域の伝送路応答推定値の第２の例(電力値)、図１３は周波数領域の伝送路応答推定値の第３の例(電力値)を示している。
マルチパスの特性に応じて補正関数の閾値Ｐtを適応制御したほうがより望ましい。

例えば、周波数領域での伝送路推定値｜Ｈ(k)｜＾２（電力値）が図１１のような場合と図１２のような場合では、閾値Ｐtを異なるように設定する。つまり、図１１のように周波数軸での落ち込みの大きい場合は、図１２のような落ち込みの小さい場合と比較して復調が困難になる。つまり、逆に言えば、図１１の環境は、図１２の環境よりもＣ／Ｎの良い状況でしか復調できないので、これに合わせて閾値を図１１の環境での閾値Ｐt8を図１２の環境での閾値Ｐt9よりも小さい値に設定する。
Ｐt8 ＜Ｐt9
これにより、マルチパス環境に応じた性能向上を図ることができる。

図１０のように補正関数生成器は、マルチパス特徴検出器１４０１と、閾値生成器１４０２とを備え、周波数領域の伝送路応答推定値（電力値）｜Ｈ(k)｜＾２を入力し、閾値電力値Ｐtを生成する。
マルチパス特徴検出器１４０１は、伝送路応答推定値の平均電力値Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２)、最大電力値Max(｜Ｈ(k)｜＾２)、最小電力値Min(｜Ｈ(k)｜＾２)、リップル数（ノッチ数）Nnum(｜Ｈ(k)｜＾２)などを検出する。

閾値生成器１４０２は、マルチパス特徴検出器１４０１からの情報を使用して閾値電力Ｐtを生成する。
閾値の生成方法としては、例えば平均電力値情報を使用して、平均電力値の１／Ｘを閾値に設定することが考えられる。
Ｐt ＝Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２) ／Ｘ（ただし、Ｘ＞１）
ここで、Ｅ（・）は、平均値を意味する。

また、最大電力値と最小電力値の差をＤ（Max(｜Ｈ(k)｜＾２)、Min(｜Ｈ(k)｜＾２)）と表すと、
Ｄ（Max(｜Ｈ(k)｜＾２)、Min(｜Ｈ(k)｜＾２)）＝Max(｜Ｈ(k)｜＾２)−Min(｜Ｈ(k)｜＾２)
これを利用して閾値Ｐtを
Ｐt ＝Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２) ／（Ｄ（Max(｜Ｈ(k)｜＾２)、Min(｜Ｈ(k)｜＾２) ）・Ｘ（ただし、Ｘ＞１）
とする。

また、リップル数に関しても、図１３のように伝送路応答値のリップル数が多い場合は、図１１のような場合と比較して復調が困難になるため、リップル数Nnum(｜Ｈ(k)｜＾２)に反比例して閾値電力を設定することも考えられる。即ち、
Ｐt ＝Ｅ(｜Ｈ(k)｜＾２) ／ (Nnum(｜Ｈ(k)｜＾２)・X) （ただし、Ｘ＞１）
としてもよい。

また、平均値、最大値、最小値、リップル数をすべて使用して閾値を生成することも考えられる。即ち、
Ｐt ＝Ｅ（｜Ｈ(k)｜＾２) ／（Ｄ（Max(｜Ｈ(k)｜＾２)、Min(｜Ｈ(k)｜＾２) ）・Nnum(｜Ｈ(k)｜＾２)・Ｘ（ただし、Ｘ＞１）
としてもよい。

第２の実施形態によれば、等化重みを計算するための補正関数の閾値を、マルチパス特性に応じて、適応的に制御することによって、より好適な等化処理を実現し、高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

［第３の実施形態］
図１４は本発明の第３の実施形態の等化装置を示すブロック図、図１５は図１４における等化重み計算部の一例を示すブロック図、図１６はＭＥＲの計算方法の説明図、図１７は図１５における閾値生成器の一例を示すブロック図、図１８は閾値補正のフローチャートである。第３の実施形態で、第１及び第２の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明する。

図１４に示す等化装置１０Ａは、ＧＩ除去部１１と、周波数領域変換部１２と、伝送路応答推定部１３と、等化重み計算部１４Ａと、等化フィルタ１５と、時間領域変換部１６と、ＭＥＲ測定器１７とを備えている。
本発明の第３の実施形態は、第１の実施形態の等化装置と異なる点は、第１の実施形態に示した等化装置の出力を等化重み計算部へフィードバックし、フィードバック制御量による閾値生成をするようにしたものである。そのために、ＭＥＲ測定器１７を設けている。

等化重み計算部１４Ａは、図１５のように、電力計算部１４１と、閾値比較器１４８と、セレクタ１４９と、複素共役生成器１４２と、割り算器１４３ｂと、閾値生成器１４０３とを備えている。

ＭＥＲ測定器１７は、時間領域変換部１６からの出力の変調誤差比(以下、ＭＥＲ：Modulation Error Ratio)を測定する。ＭＥＲ測定器１７は、図１６のように、時間領域変換部１６からの出力値と理想マッピング点との間の距離をｂとし、原点から理想マッピング点までの距離をaとしたとき、以下の式で計算する。
ＭＥＲ＝ a^2 / b^2
ＭＥＲ測定器１７は、Δｔ時間（例えば、１フレーム）ごとに、１フレームの平均ＭＥＲを計算し、この平均ＭＥＲ値を等化重み計算部１４へ出力する。

閾値生成器１４０３は、ＭＥＲ測定器１７からの情報を用いて、閾値比較器１４８の閾値を補正するものである。
閾値生成器１４０３は、図１７のように、比較器と記憶器(メモリ)１４０３-1、閾値補正器１４０３-2とを備え、Δｔ（１フレーム）ごとに、ＭＥＲ測定器１７からＭＥＲ値を受け取る。受け取ったＭＥＲ値は記憶器に保持しておき、Δｔ（１フレーム）ごとに前回ＭＥＲ値と最新ＭＥＲ値を比較器で比較する。そして、比較結果を閾値補正器１４０３-2へ出力する。

閾値補正器１４０３-2では、時刻ｔのときのＭＥＲ(ｔ)と時刻(ｔ＋Δｔ)のときのＭＥＲ（ｔ＋Δｔ）の関係が
ＭＥＲ(t) ≦ ＭＥＲ(ｔ+Δｔ)ならば、閾値比較器１４８で用いる閾値を以下のように補正する。
Ｐt ＝Ｐt＋Δｐ
一方、ＭＥＲ(t) ＞ＭＥＲ(ｔ+Δｔ)ならば、閾値比較器１４８で用いる閾値を以下のように補正する。
Ｐt ＝Ｐt−Δｐ
閾値補正器１４０３-2は、以上の操作を行い、閾値比較器１４８の閾値を補正する。或いは、補正された閾値Ｐtを閾値比較器１４８へ出力する。
等化重み計算部１４では、補正された閾値に従って、等化重み係数Ｗ(k)を生成する。

図１８は、閾値補正のフローチャートを示している。
まず、閾値の初期値を設定する。
Ｐt ＝０
このときのＭＥＲを測定する。ＭＥＲ(０)を初期値とする。

時間Δｔ（１フレーム）後に、閾値を以下のように設定する。
Ｐt ＝Ｐt＋ΔｐただしΔｐ＞０
そして、ＭＥＲ(Δｔ)を測定する。

ＭＥＲ(０) ≦ ＭＥＲ(Δｔ)なら閾値を以下のように修正する。
Ｐt ＝Ｐt＋Δｐ
反対に、ＭＥＲ(０) ＞ＭＥＲ(Δｔ)なら閾値を以下のように修正する。
Ｐt ＝Ｐt−Δｐただし、Ｐt＜０となったらＰt＝０とする
以上の操作をΔｔごとに繰り返すことによって、最適な閾値へ収束する。

第３の実施形態によれば、等化装置の出力からＭＥＲ(変調誤差比)を算出し、この算出値に基づき、等化重みを計算するための補正関数の閾値を、適応的に制御することによって、より好適な等化処理を実現し、高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

図１９は上記の第１乃至第３の実施形態の等化装置を搭載した一実施形態の放送受信装置のブロック図を示している。
放送受信装置１００は、放送信号を選局受信するチューナ１と、第１乃至３の実施形態で述べたいずれか１つの等化装置１０又は１０Ａを備え、チューナ１からの受信信号を等化し、該等化データを復調してトランスポートストリーム(以下、ＴＳ) データを出力する復調部２と、ＴＳデータをデコードし、映像信号及び音声信号を再生するデコーダ３と、再生した映像信号及び音声信号を表示出力する表示部４とを有している。

復調部２は、例えば、チューナ１で受信したアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル信号をベースバンド帯域に変換する直交検波器と、伝送路応答推定器で伝送路応答推定した結果に基づいて受信信号を等化する等化装置１０(又は１０Ａ)と、等化データを復調し、ＴＳデータを出力するデータ復調部と、を備えている。また、デコーダ３は、例えば、ＴＳデコーダと、映像デコーダと、音声デコーダと、を備えている。

このような一実施形態の放送受信装置によれば、等化装置における等化重みの計算法としてＺＦ法を採用しても、雑音強調を抑え、高品位の映像及び音声を再生することが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１０，１０Ａ…等化装置、１２…周波数領域変換部、１３…伝送路応答推定部、１４，１４Ａ…等化重み計算部、１５…等化フィルタ、１６…時間領域変換部、１７…ＭＥＲ測定器、１００…放送受信装置。

Claims

ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置において、
受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、
受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、
前記周波数領域の伝送路応答推定値から等化重みを計算する等化重み計算部と、
前記周波数領域変換部からの周波数領域信号と前記等化重み計算部からの等化重みを入力し、等化処理を行う等化フィルタと、
前記等化フィルタで等化処理された周波数領域信号を時間領域信号へ変換する時間領域変換部と、を具備し、
前記等化重み計算部は、前記伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算部と、補正関数を生成する補正関数生成器と、前記補正関数を用いて前記電力計算部からの前記電力値を補正するものであって、前記電力計算部からの前記電力値を閾値と比較して、前記電力値が該閾値より小さいときは、補正した電力値として前記閾値以上の一定値を出力する電力補正器と、前記伝送路応答推定値の共役の複素数を生成する複素共役生成器と、前記共役の複素数を前記補正した電力値で割り算し、等化重みとして出力する割り算器とを備えることを特徴とする等化装置。
ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置において、
受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、
受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、
前記周波数領域の伝送路応答推定値から等化重みを計算する等化重み計算部と、
前記周波数領域変換部からの周波数領域信号と前記等化重み計算部からの等化重みを入力し、等化処理を行う等化フィルタと、
前記等化フィルタで等化処理された周波数領域信号を時間領域信号へ変換する時間領域変換部と、を具備し、
前記等化重み計算部は、前記伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算部と、前記電力計算部からの電力値を閾値と比較し、電力値が該閾値より小さいか否かを示す信号を出力する閾値比較器と、一方の入力端に前記電力計算部からの電力値を入力し、もう一方の入力端に前記閾値比較器で用いた閾値と同じ値を入力し、前記閾値比較器の比較結果を選択信号として用いて前記２つの入力端の入力のどちらか一方の入力を選択して出力するセレクタと、前記伝送路応答推定値の共役の複素数を生成する複素共役生成器と、前記伝送路応答推定値の共役の複素数を、前記セレクタからの補正した電力値で割り算し、等化重みとして出力する割り算器とを備えることを特徴とする等化装置。
前記補正関数生成器は、マルチパス特徴検出器と、閾値生成器とを備え、
前記マルチパス特徴検出器は、周波数領域の伝送路応答推定値を用いて、平均電力値、最大電力値、最小電力値、リップル数から計算される情報の少なくとも１つを出力し、
前記閾値生成器は、前記マルチパス特徴検出器からの情報を利用して、閾値を生成することを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し周波数領域でマルチパス等化を行う等化装置において、
受信される時間領域信号を周波数領域信号へ変換する周波数領域変換部と、
受信信号から周波数領域の伝送路応答を推定する伝送路応答推定部と、
前記周波数領域の伝送路応答推定値から等化重みを計算する等化重み計算部と、
前記周波数領域変換部からの周波数領域信号と前記等化重み計算部からの等化重みを入力し、等化処理を行う等化フィルタと、
前記等化フィルタで等化処理された周波数領域信号を時間領域信号へ変換する時間領域変換部と、
前記時間領域変換部からの出力の変調誤差比を測定するＭＥＲ測定器と、を具備し、
前記等化重み計算部は、前記伝送路応答推定値の電力値を計算する電力計算器と、前記電力計算部からの電力値を閾値と比較し、電力値が該閾値より小さいか否かを示す信号を出力する閾値比較器と、前記ＭＥＲ測定器からの情報を用いて、前記閾値比較器の閾値を補正する閾値生成器と、一方の入力端に前記電力計算部からの電力値を入力し、もう一方の入力端に前記閾値比較器で用いた閾値と同じ値を入力し、前記閾値比較器の比較結果を選択信号として用いて前記２つの入力端の入力のどちらか一方の入力を選択して出力するセレクタと、前記伝送路応答推定値の共役の複素数を生成する複素共役生成器と、前記伝送路応答推定値の共役の複素数を、前記セレクタからの補正した電力値で割り算し、等化重みとして出力する割り算器とを備え、
前記閾値生成器は、前記ＭＥＲ測定器から受け取ったＭＥＲ値を保持する記憶器と、所定の周期で前回ＭＥＲ値と最新ＭＥＲ値を比較する比較器と、比較結果に応じて、前記閾値比較器で用いる閾値を補正する閾値補正器とを備えることを特徴とする等化装置。
放送信号を選局受信するチューナと、
請求項１乃至５のいずれか１つに記載の等化装置を備え、前記チューナからの受信信号を等化し、該等化データを復調してトランスポートストリームデータを出力する復調部と、
前記トランスポートストリームデータをデコードし、映像信号及び音声信号を再生するデコーダと、
前記映像信号及び音声信号を表示出力する表示部と、
を具備したことを特徴とする放送受信装置。