JP4302410B2 - 受信装置、受信方法、ならびに、プログラム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信、特に、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex；ＯＦＤＭ）パケット移動体通信において、伝送路特性を適応的に推定して受信信号を等化するのに好適な、受信装置、受信方法、ならび、これらをコンピュータにより実現するためのプログラムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、パケット無線通信システムでは、複数の伝送路を経由して到達した信号の歪みを補償するため、種々の技術が提案されている。
【０００３】
たとえば、伝送路の特性を推定するために、送信装置では、パケットのプリアンブルに既知信号を挿入し、受信装置では、実際に受信した信号と当該既知信号（を変調したもの。）とを比較することで、最初の伝送路特性を推定し、さらに、この伝送路特性を用いて次のデータ信号を等化して伝送信号を得る一方で、得られた伝送信号（を変調したもの。これを「レプリカ」という。）と、実際に受信した信号のうち、これに対応する部分とを比較することで、次の伝送路特性を推定し、以下これを繰り返す、という手法である。
【０００４】
このようにして得られる伝送路特性には、雑音等の影響が含まれるため、この影響を低減するために、以下のような手法が提案されている。
（１）周波数軸方向で平均化を行う。
（２）時間軸方向で平均化を行う。
（３）時間軸方向で平均化を行うが、突出した値である場合には、これを破棄する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
これらの技術においては、伝送信号の等化、レプリカの生成、伝送路特性の推定には処理に時間がかかる。すなわち、リアルタイムで処理を行う場合には、得られた伝送路特性は、当該処理時間部分だけ後に到達した受信信号の等化に使われることになる。したがって、当該処理時間内に伝送路特性が変化する場合には、推定される伝送路特性と、実際の伝送路特性と、の間の差が大きくなり、受信特性の劣化をまねくおそれがある、という問題がある。
【０００６】
本発明は、以上の問題を解決するためになされたもので、移動体通信、特に、ＯＦＤＭパケット移動体通信において、伝送路特性を適応的に推定して受信信号を等化するのに好適な、受信装置、受信方法、ならび、これらをコンピュータにより実現するためのプログラムに関する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。
【０００８】
本発明の第１の観点に係る受信装置は、受信部と、遅延部と、推定部と、等化復調部と、レプリカ部と、を備え、以下のように構成する。
【０００９】
すなわち、受信部は、伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する。
【００１０】
一方、遅延部は、当該受信信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号を出力する。
【００１１】
さらに、推定部は、伝送路特性を推定する。
【００１２】
そして、等化復調部は、当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する。
【００１３】
一方、レプリカ部は、当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力する。
【００１４】
さらに、推定部は、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する。
【００１５】
そして、当該所定遅延時間は、レプリカ部および推定部による処理に要する時間以下である。
【００１６】
また、本発明の受信装置において、当該所定遅延時間は、レプリカ部および推定部による処理に要する時間に等しいように構成することができる。
【００１７】
また、本発明の受信装置において、推定部は、「当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較」するのにかえて、「当該受信信号を当該所定遅延時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較」して、伝送路特性を推定するように構成することができる。
【００１８】
また、本発明の受信装置において、推定部は、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とするように構成することができる。
【００１９】
また、本発明の受信装置は、直交周波数分割多重を用い、遅延部と、推定部と等化復調部と、レプリカ部と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行うように構成することができる。
【００２０】
本発明の他の観点に係る受信方法は、受信工程と、遅延工程と、推定工程と、等化復調工程と、レプリカ工程と、を備え、以下のように構成する。
【００２１】
すなわち、受信工程では、伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する。
【００２２】
一方、遅延工程では、当該受信信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号を出力する。
【００２３】
さらに、推定工程では、伝送路特性を推定する。
【００２４】
そして、等化復調工程では、当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する。
【００２５】
一方、レプリカ工程では、当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力する。
【００２６】
さらに、推定工程では、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する。
【００２７】
そして、当該所定遅延時間は、レプリカ工程および推定工程における処理に要する時間以下である。
【００２８】
また、本発明の受信方法において、当該所定遅延時間は、レプリカ工程および推定工程における処理に要する時間に等しいように構成することができる。
【００２９】
また、本発明の受信方法において、推定工程では、「当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較」するのにかえて、「当該受信信号を当該所定遅延時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較」して、伝送路特性を推定するように構成することができる。
【００３０】
また、本発明の受信方法において、推定工程では、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とするように構成することができる。
【００３１】
また、本発明の受信方法は、直交周波数分割多重を用い、遅延工程と、推定工程と等化復調工程と、レプリカ工程と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行うように構成することができる。
【００３２】
本発明の他の観点に係るプログラムは、コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む。）を、上記受信装置として機能させ、もしくは、コンピュータに上記受信方法を実行させるように構成する。
【００３３】
当該コンピュータとは独立して、本発明のプログラムを記録した情報記録媒体を配布、販売することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、本発明の範囲を制限するものではない。したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含まれる。
【００３５】
なお、理解を容易にするため、以下では、ＯＦＤＭパケット通信を例にあげて説明するが、ほかの通信方式においても、本発明の手法を適用することができ、そのような実施形態も本発明の範囲に含まれる。また、本願の図では、ＩチャネルとＱチャネルを、適宜、２本の線で別々に表現したり、１本の線に合わせて表現することがある。
【００３６】
（パケットのフォーマット）
図１は、本発明の第１の実施形態において利用するＯＦＤＭパケットのフレームフォーマットである。以下、本図を参照して説明する。
【００３７】
フレーム（バースト）１０１は、プリアンブルドメイン（preamble domain）１０２とデータドメイン（data domain）１０３とからなる。
【００３８】
プリアンブルドメイン１０２には、既知シンボルCEが２つと、これらのためのガードインターバルGIceが１つ含まれている。既知シンボルCEの数はさらに増やしてもよい。CEが複数ある場合は、これらの受信シンボルの平均を使って伝送路特性の推定を行う。
【００３９】
一方、データドメイン１０３には、伝送したいデータ（data1，…，dataL）が複数と、これらのそれぞれを区切るためのガードインターバルGIがL個含まれている。ガードインターバルGIは、図中矢印に示すように送出する各シンボルの最後の部分を一定時間だけそのままコピーしたものである。
【００４０】
なお、IEEE 802.11a規格では、複数の変調方式および符号化率を用いて伝送することが可能であるため、符号化率１／２で符号化され、BPSKで変調されたＯＦＤＭシンボル「SIGNAL」をCEのあとに配置する。SIGNALを用いて、フレーム１０１のデータドメイン１０３で用いた変調方式および符号化率を、受信側に通知する。
【００４１】
受信側では、最初のＯＦＤＭシンボル（SIGNALに相当する）をCEで補正し、その復調結果から変調方式や符号化率を判定する。これにより、送信側で用いた変調方式・符号化率を知ることができる。
【００４２】
この変調方式・符号化率の通知を行う実施形態についても、本発明を適用することができ、その場合も、本発明の範囲に含まれる。なお、変調方式の通知や、その情報の受信側における利用については、理解を容易にするため、本図や以下では説明を適宜省略する。
【００４３】
（送信装置）
以下では、本実施形態の受信装置と対になって用いられる送信装置について、まず説明する。図２は、当該送信装置の概要構成を示す模式図である。図に示す送信装置は、IEEE 802.11a、ARIB-MMACで採用されているものに対応するが、これ以外の種々の構成の送信装置を本発明の受信装置と対にして用いることができる。
【００４４】
送信装置３０１は、入力を受け付けたデータ信号を、エンコーダ３０２で、パケット単位で畳み込み符号化して、誤り訂正にそなえる。
【００４５】
さらに、インターリーバ３０３でインターリーブして、符号系列の順番を入れかえて、データをスクランブル化する。
【００４６】
そして、ＱＡＭマッパ３０４は、スクランブル化されたデータを、１６ＱＡＭ値にマッピングする。
【００４７】
さらに、直並列変換器３０５は、これをサブチャネル信号に直並列変換する。
【００４８】
このほか、パイロット信号生成器３０６が生成したパイロット信号もサブチャネル信号に含まれる。
【００４９】
逆フーリエ変換器３０７は、これらのサブチャンネル信号を逆フーリエ変換して、並直列変換器３０８により、並直列変換を行ってＯＦＤＭベースバンド信号に変換する。
【００５０】
さらに、GI挿入器３０９は、ガードインターバルを挿入して、符号間干渉を軽減してマルチパス経路に対する耐性を向上させる。上記のように、ガードインターバルは、送出する各シンボルの最後の部分を一定時間だけそのままコピーしたものである。
【００５１】
さらに、CE挿入器３１０は、これにより作られたバーストの先頭にCEシンボルを挿入し、D/A変換器３１１は、データ信号をアナログ信号に変換して、直交デモジュレータ３１２は、直交変換を行い、アップコンバータ３１３がＲＦ帯に周波数変換を行って、アンテナ３１４から信号を送信する。
【００５２】
（受信装置）
図３は、本実施形態の受信装置の機能構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。
【００５３】
本実施形態の受信装置３５１は、受信部３５２と、遅延部３５３と、推定部３５４と、等化復調部３５５と、レプリカ部３５６と、を備える。
【００５４】
まず、受信部３５２は、伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する。そして、遅延部３５３は、当該受信信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号を出力する。一方、推定部３５４は、伝送路特性を推定するが、その手法については後述する。
【００５５】
さらに、等化復調部３５５は、当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する。したがって、図４に示すように、等化復調部３５５は、当該遅延信号を補償する補償部４０１と、補償の結果を復調する復調部４０２と、を備えることとなる。
【００５６】
そして、レプリカ部３５６は、当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力する。したがって、図５に示すように、レプリカ部３５６は、補償部４０１と同じ機能を果たす補償部５０１と、復調部４０２と同じ機能を果たす復調部５０２と、復調の結果を送信装置３０１と同様に変調する変調部５０３と、を備えることとなる。
【００５７】
さて、推定部３５４は、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する。
【００５８】
ここで、当該所定遅延時間は、レプリカ部３５６および推定部３５４による処理に要する時間以下であり、特に、当該所定遅延時間は、レプリカ部３５６および推定部３５４による処理に要する時間に等しいようにすることが望ましい。
【００５９】
また、推定部３５４は、「当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較」するのにかえて、「当該受信信号を当該レプリカ部３５６による処理に要する時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較」して、伝送路特性を推定することが望ましい。さらに、推定部３５４は、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とすることが望ましい。
【００６０】
このような好適実施形態に係る推定部３５４の概要構成を、図６に示す。推定部３５４は、遅延部６０１と、比較部６０２と、平均化部６０３と、を備える。
【００６１】
まず、遅延部３５３は、受信信号を受け付けてこれを遅延させるが、この遅延時間は、「遅延部６０１、比較部６０２、平均化部６０３を経由することによる遅延時間」に等しい。
【００６２】
一方、比較部６０２は、遅延部６０１によって遅延された信号と、レプリカ信号とを比較する。
【００６３】
そして、平均化部６０３は、比較部６０２が出力する比較結果の時系列をバッファリングして平均化し、雑音成分の影響を緩和する。
【００６４】
このような機能構成の受信装置３５１を、直交周波数分割多重のパケット移動体通信に適用する際には、前記遅延部３５３と、前記推定部３５４と前記等化復調部３５５と、前記レプリカ部３５６と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行うようにすればよい。
【００６５】
さて、図４、図５を比較すると等化復調部３５５の補償部４０１ならびに復調部４０２と、レプリカ部３５６の補償部５０１ならびに復調部５０２と、は、同じ機能を果たす別の回路として構成されている。両者には、図３に示すように、同じタイミングで伝送路特性が与えられる。したがって、同じタイミングで同じ信号が補償部４０１、５０１に与えられれば、復調部４０２、５０２の出力も同じになるはずである。
【００６６】
しかしながら、本発明では、同じタイミングで、補償部４０１には遅延信号が、補償部５０１には受信信号が、それぞれ与えられる。
【００６７】
レプリカ部３５６および推定部３５４における処理には、ある程度の時間（以下「遅延時間Δt」という。）がかかる。したがって、レプリカ部３５６では、「ある時点tにおける受信信号」を、「時点tから遅延時間Δtだけ先行する時点t-Δtについて推定された伝送路特性」によって補償することになる。
【００６８】
一方、等化復調部３５５の補償部４０１には、「ある時点tにおける受信信号」が遅延時間Δtだけ遅延された遅延信号が入力されることになる。すなわち、「時点tにおける遅延信号 ＝ 時点t-Δtにおける受信信号」を、「時点t-Δtについて推定された伝送路特性」によって補償することになる。
【００６９】
したがって、補償部４０１における補償は、補償部５０１における補償よりも、性能が良いことが期待される。この実験結果については後述する。
【００７０】
このように、本実施形態では、補償〜復調の経路を２つ用意することによって、受信特性の向上を図ることができる。
【００７１】
図７は、本実施形態の受信装置３５１の構成を、さらに詳細に示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。
【００７２】
受信装置３５１は、送信装置３０１から送信され、伝送路によりマルチパスなどの影響を受けた結果の信号をアンテナ７０１において受信し、これからベースバンドフィルタ７０２で必要な帯域のみを選択し、ダウンコンバータ７０３でＯＦＤＭベースバンド信号に周波数変換する。そして、ＯＦＤＭベースバンド信号は、直交デモジュレータ７０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され、Ａ／Ｄ変換器７０５により、ディジタル信号に変換される。さらに、ＧＩ除去器７０６は、ディジタル信号からガードインターバルを除去する。
【００７３】
そして、直並列変換器７０７により、シンボル毎に直並列変換を行い、フーリエ変換器７０８により、高速フーリエ変換を行って、各サブキャリアをＱＡＭ信号に戻す。
【００７４】
ここまでが、上記機能構成における受信部３５２に概ね相当する。
【００７５】
なお、ここで得られるＱＡＭ信号は、多重伝送路を経由してきたために起こる歪みにより、正確なディジタル値とはなっていない。このような歪みを補償・等化するために、以下のように伝送路特性の推定を行う。
【００７６】
伝送路特性としては、チャネル応答を利用することができる。チャネル応答とは、各チャネルごとの伝送路歪みがないとした場合の信号（送信装置から送信された送信信号が直ちに受信装置に受信信号として受信され、各チャネルに分割された場合の信号）に対する、現実のチャネル信号の比をいう。
【００７７】
まず、プリアンブルドメイン１０２内のCEシンボルが受信され、これに対応するＱＡＭ信号がフーリエ変換器７０８から出力された時点以降の処理を考える。
【００７８】
ＱＡＭ信号のCEシンボルは、既知信号であるため、直ちにチャネル推定器７２０に与えられる。チャネル推定器７２０は、これと、パイロット信号生成器７１９が出力する既知信号（送信装置３０１のパイロット信号生成器３０６が出力するものと同じ既知信号である。）と、を比較して、チャネル応答を得る。
【００７９】
そして、平均器７２２は、これまでに得られたチャネル応答の時系列を、各チャネルごとに所定の数だけバッファリングし、平均をとる。本実施形態では、CEシンボルが１フレームにつき２つあるのは、これらの平均によってdata1の等化を行うためである。
【００８０】
さて、平均器７２２によって出力されたチャネル応答の平均によって、等化器７０９は、フーリエ変換器７０８が出力するＱＡＭ信号の等化を行う。
【００８１】
CEシンボル２つ分の平均化が終わるのと同時に、等化器７０９にデータドメイン１０３のＱＡＭ信号が与えられるように、各信号処理時間やフレーム長さを調整しておくことが望ましい。このようにして、少なくとも、data1の等化には、２つ分のCEシンボルに相当する時間の伝送路特性を利用することができる。
【００８２】
さて、等化器７０９により等化が行われると、パイロット除去器７１０は、パイロットシンボルを除去し、並直列変換器７１１は、各チャネルの信号をＩｃｈとＱｃｈの２つの信号に変換する。
【００８３】
ＱＡＭ検出器７１２は、ＱＡＭマッパ３０４の逆処理を行うものであり、ＱＡＭ値からで判定を行い、そして、このデータにＣＳＩ計算機７３０の出力を乗じて、デインターリーバ７１３に与える。ＣＳＩ計算機７３０は、ＩｃｈとＱｃｈのを複素値としてみたときの絶対値を計算するものである。
【００８４】
デインターリーバ７１３は、インターリーバ３０３の逆処理を行うものであり、スクランブル化されたデータを元に戻すものである。
【００８５】
そして、誤り訂正器７１４は、ビタビアルゴリズム等を用いてデータ信号の誤りを訂正する。
【００８６】
したがって、等化器７０９〜誤り訂正器７１４までの処理が、補償部５０１と復調部５０２での処理に相当し、誤り訂正器７１４の出力は、送信装置３０１が受け付けたデータ信号の仮推定値に相当する。
【００８７】
ついで、エンコーダ７１５、インターリーバ７１６、ＱＡＭマッパ７１７、直並列変換器７１８は、送信機３０１のエンコーダ３０２、インターリーバ３０３、ＱＡＭマッパ３０４、直並列変換器３０５と同じ処理を行って、レプリカを得る。したがって、これらが実行する処理は、変調部５０３における処理に相当する。
【００８８】
さて、このようにして得られたレプリカは、data1，…，dataLに相当するものであり、パイロット信号生成器７１９が生成する既知信号についで、チャネル推定器７２０に与えられる。
【００８９】
ここで、遅延器７２１は、i番目のレプリカdataiがチャネル推定器７２０に与えられる時に、dataiに相当するＱＡＭ信号も同時にチャネル推定器７２０に与えられるように動作する。
【００９０】
一方、平均器７２２は、時系列のうち、最後に与えられた所定の個数までをバッファリングして平均化する。
【００９１】
なお、平均化の際には、以下のような手法が考えられる。
（１）算術平均、調和平均、幾何平均のいずれかをもちいる。
（２）上記の平均手法において、Ｎ個分のチャネル応答値の古い物の重みが小さくなるようにして重み付き平均を行う。いわゆる忘却係数を導入することに相当する。
（３）時系列中のチャネル応答の値のうち、直前のものとの比が所定の最大閾値を超えたり、所定の最小閾値を下回る場合には、当該値を直前のものとおきかえる。
（４）直交振幅変調（ＱＡＭ）のようなマッピングされた点によって振幅（電力）が異なる変調方式において、シンボル点に応じた重みをつけて平均を行う。
（５）上記の手法を適宜組み合わせる。
【００９２】
さて、このようにして、伝送路特性が得られることとなるが、上記の説明で判るとおり、フーリエ変換器７０８の信号から分岐された信号が補償部５０１（等化器７０９）に与えられてから、この信号の断片に対応する伝送路特性が推定部６０３（平均器７２２）から出力されるまでには、所定の遅延時間Δtがかかる。
【００９３】
そこで、遅延器７２３は、この遅延時間Δtだけ、フーリエ変換器７０８の信号出力を遅延させて等化器７２４に与える。これにより、等化器７２４には、ある信号の断片と、この信号の断片に対応する伝送路特性と、が与えられることとなり、等化器７０９における等化（補償）よりも質の高い等化が行えることが期待される。すなわち、等化器７２４が補償部４０１に相当する。
【００９４】
なお、遅延器７２３における遅延時間は、必ずしもΔtに等しい必要はなく、これより以下であれば、本発明の効果は発揮されるが、Δtに等しいこと、すなわち、ある信号の断片と、この信号の断片に対応する伝送路特性と、が、同時に等化復調部３５５に与えられるように構成することが望ましい。
【００９５】
等化器７０９における等化の以降は、パイロット除去器７２５、並直列変換器７２６、ＱＡＭ検出器７２７を経て、ＣＳＩ計算機７３０の結果を乗算し、デインターリーバ７２８、誤り訂正器７２９によってデータ信号を得る。すなわち、これらにおいて実行される処理が、復調部４０２の処理に相当する。
【００９６】
なお、これは、パイロット除去器７１０、並直列変換器７１１、ＱＡＭ検出器７１２を経て、ＣＳＩ計算機７３０の結果を乗算し、デインターリーバ７１３、誤り訂正器７１４を経る処理と同様である。
【００９７】
なお、ＱＡＭ検出器７１２、７２７で行う判定の判定値の情報信頼度（誤り難さ）は、等化（補償）前のサブチャネルのＳ／Ｎ比によって異なる。したがって、ビタビアルゴリズム等、メトリック計算によって誤りを訂正する方式では、情報信頼度によって、判定値に重み付けを行えば、さらに受信特性を改善することができる。
【００９８】
この重み計数は、一般に、伝送路状態情報と呼ばれるが、ＯＦＤＭ変調の場合は、チャネル応答の絶対値がＳ／Ｎ比と等化である。したがって、チャネル応答の絶対値を伝送路状態情報として用いることができる。
【００９９】
このような、伝送路状態情報を得るために、ＣＳＩ計算機７３０を用いているのである。すなわち、パイロット除去器７３１は、パイロットを除去し、並直列変換器７３２は、ＱｃｈとＩｃｈを得て、絶対値計算器７３３は、これらからチャネル全体のチャネル応答の絶対値を伝送路状態情報として得る。
【０１００】
（実験の結果）
本実施形態の手法を用いてＯＦＤＭパケット通信を行う場合の性能を計算機シミュレーションにより判定した。実験の諸元は、以下の通りである。
一次変調 … １６ＱＡＭ
シンボルレート … ２５６ｋシンボル／秒
サブキャリア数 … ５２
パイロットサブキャリア数 … ４
ビットレート … ２４Ｍビット／秒
ＦＦＴポイント数 … ６４
ガードインターバル長 … ＯＦＤＭシンボル１／４個分
１パケットに含まれるCEシンボル数 … ２
ＦＥＣ方式 … 畳み込み符号、軟判定ビタビ複号(R=1/2，K=7)
インターリーブサイズ … ＯＦＤＭシンボル１個分
時間軸方向平均化に用いるＯＦＤＭシンボル数 … ８
最大ドップラー周波数 … ５００Hz
情報データ数 … １２００bytes（ＯＦＤＭシンボル約１００個分）
マルチパスフェージングモデル … １８波ＢＲＡＮフェージングモデル（平均遅延広がりτ＝１５０ns）
【０１０１】
図８は、誤り訂正器７１４の出力をそのままデータ信号として見た場合（以下「Model A」という。）の受信特性を示すグラフである。本グラフである。横軸に、等化器７０９〜平均器７２２までの処理に要する時間をＯＦＤＭシンボル数単位であらわし（ｎｄｓ）、縦軸に、パケット誤り率（Packet Error Rate；ＰＥＲ）をとっている。また、Ｅｂ／Ｎ０は２０ｄＢで固定した。なお、実機実験によれば、現状では、ｎｄｓは５〜１０程度となっているが、これは将来においては短縮されるものと考えられる。以下では、実験用機器の性能に合わせたものについてシミュレーションを行った場合の結果を示す。
【０１０２】
本グラフを見れば、ｎｄｓが大きくなるにつれ、ＰＥＲが劣化する。特に、ｎｄｓ＝１０の場合は、ｎｄｓ＝５の場合に対して、１０倍以上受信特性が劣化している。すなわち、処理遅延が受信特性に大きな影響を与えていることが分かる。
【０１０３】
図９は、Model Aにおいてｎｄｓを１、５、１０とした場合の受信特性と、本実施形態においてｎｄｓを１０とし、これと対応する時間だけ遅延器７２３において遅延処理を行って誤り訂正器７２９の出力をデータ信号とした場合（以下「Model Bという。」）の受信特性と、を表すグラフである。なお、横軸はＥｂ／Ｎ０であり、縦軸はＰＥＲである。尚、本グラフでは、Model Aでｎｄｓ＝１の場合が、処理遅延がないとした時の理想値である。
【０１０４】
本グラフによれば、Model Aには、以下のような特性がある。
（１）ｎｄｓ＝１０の場合では、ＰＥＲ特性が１-2のオーダーでエラーフロアが確認された。これは、常にｎｄｓ分遅れたチャネル応答を用いて等化を行うために、サブキャリアの信号レベルの変動誤差も大きくなるためＣＳＩの計算がうまくいかず、信号レベルの変動の高い（すなわち情報信頼度が高い）サブキャリアの復調の精度も悪くなっているため、と考えられる。
（２）ｎｄｓ＝５の場合では、ｎｄｓ＝１の場合に比べてＰＥＲ特性が４ｄＢ程度劣化している。したがって、ｎｄｓ＝１０の時と同様エラーフロアが起きると予想される。
【０１０５】
一方、本グラフによれば、Model Bには、以下のような特性がある。
（１）明らかに、Ｍｏｄｅｌ ＡよりもＰＥＲ特性が改善されている。たとえば、ＰＥＲ＝1-3でModel Aでは生じるフロアエラーが、Model Bでは生じない。（２）Model Aのｎｄｓ＝１とは、特性が異なる。処理遅延がないとした場合の理想値と異なるのは、レプリカ部３５６では、常にｎｄｓ分遅れたチャネル特性推定値を用いて等化を行うため、理想値よりも精度が低くなってしまうからである。
（３）グラフ中には示していないが、ｎｄｓ＝５のようにｎｄｓが小さくなった場合には、さらに特性が改善し、理想値に近付くと予想されるが、その際にも、同じｎｄｓ値のModel Aよりも、良い受信特性であることが予想される。
【０１０６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、移動体通信、特に、ＯＦＤＭパケット移動体通信において、伝送路特性を適応的に推定して受信信号を等化するのに好適な、受信装置、受信方法、ならび、これらをコンピュータにより実現するためのプログラムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態において用いられる既知信号とデータ信号とを含むフレームのフォーマットを示す模式図である。
【図２】 本発明の実施の形態の受信装置と対になる送信装置の概要構成を示す模式図である。
【図３】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置の機能構成を示す模式図である。
【図４】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置の等化復調部の機能構成を示す模式図である。
【図５】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置のレプリカ部の機能構成を示す模式図である。
【図６】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置の推定部の機能構成を示す模式図である。
【図７】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置のさらに詳細な構成を示す説明図である。
【図８】 受信特性を調べる計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフである。
【図９】 受信特性を調べる計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフである。
【符号の説明】
１０１ フレーム
１０２ プリアンブルドメイン
１０３ データドメイン
３０１ 送信装置
３０２ エンコーダ
３０３ インターリーバ
３０４ ＱＡＭマッパ
３０５ 直並列変換器
３０６ パイロット信号生成器
３０７ 逆フーリエ変換器
３０８ 並直列変換器
３０９ GI挿入器
３１０ CE挿入器
３１１ D/A変換器
３１２ 直交デモジュレータ
３１３ アップコンバータ
３１４ アンテナ
３５１ 受信装置
３５２ 受信部
３５３ 遅延部
３５４ 推定部
３５５ 等化復調部
３５６ レプリカ部
４０１ 補償部
４０２ 復調部
５０１ 補償部
５０２ 復調部
５０３ 変調部
６０１ 遅延部
６０２ 比較部
６０３ 平均化部
７０１ アンテナ
７０２ ベースバンドフィルタ
７０３ ダウンコンバータ
７０４ 直交デモジュレータ
７０５ Ａ／Ｄ変換器
７０６ ＧＩ除去器
７０７ 直並列変換器
７０８ フーリエ変換器
７０９ 等化器
７１０ パイロット除去器
７１１ 並直列変換器
７１２ ＱＡＭ検出器
７１３ デインターリーバ
７１４ 誤り訂正器
７１５ エンコーダ
７１６ インターリーバ
７１７ ＱＡＭマッパ
７１８ 直並列変換器
７１９ パイロット信号生成器
７２０ チャネル推定器
７２１ 遅延器
７２２ 平均器
７２３ 遅延器
７２４ 等化器
７２５ パイロット除去器
７２６ 並直列変換器
７２７ ＱＡＭ検出器
７２８ デインターリーバ
７２９ 誤り訂正器
７３０ ＣＳＩ計算機
７３１ パイロット除去器
７３２ 並直列変換器
７３３ 絶対値計算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信、特に、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex；ＯＦＤＭ）パケット移動体通信において、伝送路特性を適応的に推定して受信信号を等化するのに好適な、受信装置、受信方法、ならび、これらをコンピュータにより実現するためのプログラムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、パケット無線通信システムでは、複数の伝送路を経由して到達した信号の歪みを補償するため、種々の技術が提案されている。
【０００３】
たとえば、伝送路の特性を推定するために、送信装置では、パケットのプリアンブルに既知信号を挿入し、受信装置では、実際に受信した信号と当該既知信号（を変調したもの。）とを比較することで、最初の伝送路特性を推定し、さらに、この伝送路特性を用いて次のデータ信号を等化して伝送信号を得る一方で、得られた伝送信号（を変調したもの。これを「レプリカ」という。）と、実際に受信した信号のうち、これに対応する部分とを比較することで、次の伝送路特性を推定し、以下これを繰り返す、という手法である。
【０００４】
このようにして得られる伝送路特性には、雑音等の影響が含まれるため、この影響を低減するために、以下のような手法が提案されている。
（１）周波数軸方向で平均化を行う。
（２）時間軸方向で平均化を行う。
（３）時間軸方向で平均化を行うが、突出した値である場合には、これを破棄する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
これらの技術においては、伝送信号の等化、レプリカの生成、伝送路特性の推定には処理に時間がかかる。すなわち、リアルタイムで処理を行う場合には、得られた伝送路特性は、当該処理時間部分だけ後に到達した受信信号の等化に使われることになる。したがって、当該処理時間内に伝送路特性が変化する場合には、推定される伝送路特性と、実際の伝送路特性と、の間の差が大きくなり、受信特性の劣化をまねくおそれがある、という問題がある。
【０００６】
本発明は、以上の問題を解決するためになされたもので、移動体通信、特に、ＯＦＤＭパケット移動体通信において、伝送路特性を適応的に推定して受信信号を等化するのに好適な、受信装置、受信方法、ならび、これらをコンピュータにより実現するためのプログラムに関する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。
【０００８】
本発明の第１の観点に係る受信装置は、受信部と、遅延部と、推定部と、等化復調部と、レプリカ部と、を備え、以下のように構成する。
【０００９】
すなわち、受信部は、伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する。
【００１０】
一方、遅延部は、当該受信信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号を出力する。
【００１１】
さらに、推定部は、伝送路特性を推定する。
【００１２】
そして、等化復調部は、当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する。
【００１３】
一方、レプリカ部は、当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力する。
【００１４】
さらに、推定部は、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する。
【００１５】
そして、当該所定遅延時間は、レプリカ部および推定部による処理に要する時間以下である。
【００１６】
また、本発明の受信装置において、当該所定遅延時間は、レプリカ部および推定部による処理に要する時間に等しいように構成することができる。
【００１７】
また、本発明の受信装置において、推定部は、「当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較」するのにかえて、「当該受信信号を当該所定遅延時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較」して、伝送路特性を推定するように構成することができる。
【００１８】
また、本発明の受信装置において、推定部は、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とするように構成することができる。
【００１９】
また、本発明の受信装置は、直交周波数分割多重を用い、遅延部と、推定部と等化復調部と、レプリカ部と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行うように構成することができる。
【００２０】
本発明の他の観点に係る受信方法は、受信工程と、遅延工程と、推定工程と、等化復調工程と、レプリカ工程と、を備え、以下のように構成する。
【００２１】
すなわち、受信工程では、伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する。
【００２２】
一方、遅延工程では、当該受信信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号を出力する。
【００２３】
さらに、推定工程では、伝送路特性を推定する。
【００２４】
そして、等化復調工程では、当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する。
【００２５】
一方、レプリカ工程では、当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力する。
【００２６】
さらに、推定工程では、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する。
【００２７】
そして、当該所定遅延時間は、レプリカ工程および推定工程における処理に要する時間以下である。
【００２８】
また、本発明の受信方法において、当該所定遅延時間は、レプリカ工程および推定工程における処理に要する時間に等しいように構成することができる。
【００２９】
また、本発明の受信方法において、推定工程では、「当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較」するのにかえて、「当該受信信号を当該所定遅延時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較」して、伝送路特性を推定するように構成することができる。
【００３０】
また、本発明の受信方法において、推定工程では、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とするように構成することができる。
【００３１】
また、本発明の受信方法は、直交周波数分割多重を用い、遅延工程と、推定工程と等化復調工程と、レプリカ工程と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行うように構成することができる。
【００３２】
本発明の他の観点に係るプログラムは、コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む。）を、上記受信装置として機能させ、もしくは、コンピュータに上記受信方法を実行させるように構成する。
【００３３】
当該コンピュータとは独立して、本発明のプログラムを記録した情報記録媒体を配布、販売することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、本発明の範囲を制限するものではない。したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含まれる。
【００３５】
なお、理解を容易にするため、以下では、ＯＦＤＭパケット通信を例にあげて説明するが、ほかの通信方式においても、本発明の手法を適用することができ、そのような実施形態も本発明の範囲に含まれる。また、本願の図では、ＩチャネルとＱチャネルを、適宜、２本の線で別々に表現したり、１本の線に合わせて表現することがある。
【００３６】
（パケットのフォーマット）
図１は、本発明の第１の実施形態において利用するＯＦＤＭパケットのフレームフォーマットである。以下、本図を参照して説明する。
【００３７】
フレーム（バースト）１０１は、プリアンブルドメイン（preamble domain）１０２とデータドメイン（data domain）１０３とからなる。
【００３８】
プリアンブルドメイン１０２には、既知シンボルCEが２つと、これらのためのガードインターバルGIceが１つ含まれている。既知シンボルCEの数はさらに増やしてもよい。CEが複数ある場合は、これらの受信シンボルの平均を使って伝送路特性の推定を行う。
【００３９】
一方、データドメイン１０３には、伝送したいデータ（data1，…，dataL）が複数と、これらのそれぞれを区切るためのガードインターバルGIがL個含まれている。ガードインターバルGIは、図中矢印に示すように送出する各シンボルの最後の部分を一定時間だけそのままコピーしたものである。
【００４０】
なお、IEEE 802.11a規格では、複数の変調方式および符号化率を用いて伝送することが可能であるため、符号化率１／２で符号化され、BPSKで変調されたＯＦＤＭシンボル「SIGNAL」をCEのあとに配置する。SIGNALを用いて、フレーム１０１のデータドメイン１０３で用いた変調方式および符号化率を、受信側に通知する。
【００４１】
受信側では、最初のＯＦＤＭシンボル（SIGNALに相当する）をCEで補正し、その復調結果から変調方式や符号化率を判定する。これにより、送信側で用いた変調方式・符号化率を知ることができる。
【００４２】
この変調方式・符号化率の通知を行う実施形態についても、本発明を適用することができ、その場合も、本発明の範囲に含まれる。なお、変調方式の通知や、その情報の受信側における利用については、理解を容易にするため、本図や以下では説明を適宜省略する。
【００４３】
（送信装置）
以下では、本実施形態の受信装置と対になって用いられる送信装置について、まず説明する。図２は、当該送信装置の概要構成を示す模式図である。図に示す送信装置は、IEEE 802.11a、ARIB-MMACで採用されているものに対応するが、これ以外の種々の構成の送信装置を本発明の受信装置と対にして用いることができる。
【００４４】
送信装置３０１は、入力を受け付けたデータ信号を、エンコーダ３０２で、パケット単位で畳み込み符号化して、誤り訂正にそなえる。
【００４５】
さらに、インターリーバ３０３でインターリーブして、符号系列の順番を入れかえて、データをスクランブル化する。
【００４６】
そして、ＱＡＭマッパ３０４は、スクランブル化されたデータを、１６ＱＡＭ値にマッピングする。
【００４７】
さらに、直並列変換器３０５は、これをサブチャネル信号に直並列変換する。
【００４８】
このほか、パイロット信号生成器３０６が生成したパイロット信号もサブチャネル信号に含まれる。
【００４９】
逆フーリエ変換器３０７は、これらのサブチャンネル信号を逆フーリエ変換して、並直列変換器３０８により、並直列変換を行ってＯＦＤＭベースバンド信号に変換する。
【００５０】
さらに、GI挿入器３０９は、ガードインターバルを挿入して、符号間干渉を軽減してマルチパス経路に対する耐性を向上させる。上記のように、ガードインターバルは、送出する各シンボルの最後の部分を一定時間だけそのままコピーしたものである。
【００５１】
さらに、CE挿入器３１０は、これにより作られたバーストの先頭にCEシンボルを挿入し、D/A変換器３１１は、データ信号をアナログ信号に変換して、直交デモジュレータ３１２は、直交変換を行い、アップコンバータ３１３がＲＦ帯に周波数変換を行って、アンテナ３１４から信号を送信する。
【００５２】
（受信装置）
図３は、本実施形態の受信装置の機能構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。
【００５３】
本実施形態の受信装置３５１は、受信部３５２と、遅延部３５３と、推定部３５４と、等化復調部３５５と、レプリカ部３５６と、を備える。
【００５４】
まず、受信部３５２は、伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する。そして、遅延部３５３は、当該受信信号を所定遅延時間だけ遅延させた遅延信号を出力する。一方、推定部３５４は、伝送路特性を推定するが、その手法については後述する。
【００５５】
さらに、等化復調部３５５は、当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する。したがって、図４に示すように、等化復調部３５５は、当該遅延信号を補償する補償部４０１と、補償の結果を復調する復調部４０２と、を備えることとなる。
【００５６】
そして、レプリカ部３５６は、当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力する。したがって、図５に示すように、レプリカ部３５６は、補償部４０１と同じ機能を果たす補償部５０１と、復調部４０２と同じ機能を果たす復調部５０２と、復調の結果を送信装置３０１と同様に変調する変調部５０３と、を備えることとなる。
【００５７】
さて、推定部３５４は、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する。
【００５８】
ここで、当該所定遅延時間は、レプリカ部３５６および推定部３５４による処理に要する時間以下であり、特に、当該所定遅延時間は、レプリカ部３５６および推定部３５４による処理に要する時間に等しいようにすることが望ましい。
【００５９】
また、推定部３５４は、「当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較」するのにかえて、「当該受信信号を当該レプリカ部３５６による処理に要する時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較」して、伝送路特性を推定することが望ましい。さらに、推定部３５４は、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とすることが望ましい。
【００６０】
このような好適実施形態に係る推定部３５４の概要構成を、図６に示す。推定部３５４は、遅延部６０１と、比較部６０２と、平均化部６０３と、を備える。
【００６１】
まず、遅延部３５３は、受信信号を受け付けてこれを遅延させるが、この遅延時間は、「遅延部６０１、比較部６０２、平均化部６０３を経由することによる遅延時間」に等しい。
【００６２】
一方、比較部６０２は、遅延部６０１によって遅延された信号と、レプリカ信号とを比較する。
【００６３】
そして、平均化部６０３は、比較部６０２が出力する比較結果の時系列をバッファリングして平均化し、雑音成分の影響を緩和する。
【００６４】
このような機能構成の受信装置３５１を、直交周波数分割多重のパケット移動体通信に適用する際には、前記遅延部３５３と、前記推定部３５４と前記等化復調部３５５と、前記レプリカ部３５６と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行うようにすればよい。
【００６５】
さて、図４、図５を比較すると等化復調部３５５の補償部４０１ならびに復調部４０２と、レプリカ部３５６の補償部５０１ならびに復調部５０２と、は、同じ機能を果たす別の回路として構成されている。両者には、図３に示すように、同じタイミングで伝送路特性が与えられる。したがって、同じタイミングで同じ信号が補償部４０１、５０１に与えられれば、復調部４０２、５０２の出力も同じになるはずである。
【００６６】
しかしながら、本発明では、同じタイミングで、補償部４０１には遅延信号が、補償部５０１には受信信号が、それぞれ与えられる。
【００６７】
レプリカ部３５６および推定部３５４における処理には、ある程度の時間（以下「遅延時間Δt」という。）がかかる。したがって、レプリカ部３５６では、「ある時点tにおける受信信号」を、「時点tから遅延時間Δtだけ先行する時点t-Δtについて推定された伝送路特性」によって補償することになる。
【００６８】
一方、等化復調部３５５の補償部４０１には、「ある時点tにおける受信信号」が遅延時間Δtだけ遅延された遅延信号が入力されることになる。すなわち、「時点tにおける遅延信号 ＝ 時点t-Δtにおける受信信号」を、「時点t-Δtについて推定された伝送路特性」によって補償することになる。
【００６９】
したがって、補償部４０１における補償は、補償部５０１における補償よりも、性能が良いことが期待される。この実験結果については後述する。
【００７０】
このように、本実施形態では、補償〜復調の経路を２つ用意することによって、受信特性の向上を図ることができる。
【００７１】
図７は、本実施形態の受信装置３５１の構成を、さらに詳細に示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。
【００７２】
受信装置３５１は、送信装置３０１から送信され、伝送路によりマルチパスなどの影響を受けた結果の信号をアンテナ７０１において受信し、これからベースバンドフィルタ７０２で必要な帯域のみを選択し、ダウンコンバータ７０３でＯＦＤＭベースバンド信号に周波数変換する。そして、ＯＦＤＭベースバンド信号は、直交デモジュレータ７０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され、Ａ／Ｄ変換器７０５により、ディジタル信号に変換される。さらに、ＧＩ除去器７０６は、ディジタル信号からガードインターバルを除去する。
【００７３】
そして、直並列変換器７０７により、シンボル毎に直並列変換を行い、フーリエ変換器７０８により、高速フーリエ変換を行って、各サブキャリアをＱＡＭ信号に戻す。
【００７４】
ここまでが、上記機能構成における受信部３５２に概ね相当する。
【００７５】
なお、ここで得られるＱＡＭ信号は、多重伝送路を経由してきたために起こる歪みにより、正確なディジタル値とはなっていない。このような歪みを補償・等化するために、以下のように伝送路特性の推定を行う。
【００７６】
伝送路特性としては、チャネル応答を利用することができる。チャネル応答とは、各チャネルごとの伝送路歪みがないとした場合の信号（送信装置から送信された送信信号が直ちに受信装置に受信信号として受信され、各チャネルに分割された場合の信号）に対する、現実のチャネル信号の比をいう。
【００７７】
まず、プリアンブルドメイン１０２内のCEシンボルが受信され、これに対応するＱＡＭ信号がフーリエ変換器７０８から出力された時点以降の処理を考える。
【００７８】
ＱＡＭ信号のCEシンボルは、既知信号であるため、直ちにチャネル推定器７２０に与えられる。チャネル推定器７２０は、これと、パイロット信号生成器７１９が出力する既知信号（送信装置３０１のパイロット信号生成器３０６が出力するものと同じ既知信号である。）と、を比較して、チャネル応答を得る。
【００７９】
そして、平均器７２２は、これまでに得られたチャネル応答の時系列を、各チャネルごとに所定の数だけバッファリングし、平均をとる。本実施形態では、CEシンボルが１フレームにつき２つあるのは、これらの平均によってdata1の等化を行うためである。
【００８０】
さて、平均器７２２によって出力されたチャネル応答の平均によって、等化器７０９は、フーリエ変換器７０８が出力するＱＡＭ信号の等化を行う。
【００８１】
CEシンボル２つ分の平均化が終わるのと同時に、等化器７０９にデータドメイン１０３のＱＡＭ信号が与えられるように、各信号処理時間やフレーム長さを調整しておくことが望ましい。このようにして、少なくとも、data1の等化には、２つ分のCEシンボルに相当する時間の伝送路特性を利用することができる。
【００８２】
さて、等化器７０９により等化が行われると、パイロット除去器７１０は、パイロットシンボルを除去し、並直列変換器７１１は、各チャネルの信号をＩｃｈとＱｃｈの２つの信号に変換する。
【００８３】
ＱＡＭ検出器７１２は、ＱＡＭマッパ３０４の逆処理を行うものであり、ＱＡＭ値からで判定を行い、そして、このデータにＣＳＩ計算機７３０の出力を乗じて、デインターリーバ７１３に与える。ＣＳＩ計算機７３０は、ＩｃｈとＱｃｈのを複素値としてみたときの絶対値を計算するものである。
【００８４】
デインターリーバ７１３は、インターリーバ３０３の逆処理を行うものであり、スクランブル化されたデータを元に戻すものである。
【００８５】
そして、誤り訂正器７１４は、ビタビアルゴリズム等を用いてデータ信号の誤りを訂正する。
【００８６】
したがって、等化器７０９〜誤り訂正器７１４までの処理が、補償部５０１と復調部５０２での処理に相当し、誤り訂正器７１４の出力は、送信装置３０１が受け付けたデータ信号の仮推定値に相当する。
【００８７】
ついで、エンコーダ７１５、インターリーバ７１６、ＱＡＭマッパ７１７、直並列変換器７１８は、送信機３０１のエンコーダ３０２、インターリーバ３０３、ＱＡＭマッパ３０４、直並列変換器３０５と同じ処理を行って、レプリカを得る。したがって、これらが実行する処理は、変調部５０３における処理に相当する。
【００８８】
さて、このようにして得られたレプリカは、data1，…，dataLに相当するものであり、パイロット信号生成器７１９が生成する既知信号についで、チャネル推定器７２０に与えられる。
【００８９】
ここで、遅延器７２１は、i番目のレプリカdataiがチャネル推定器７２０に与えられる時に、dataiに相当するＱＡＭ信号も同時にチャネル推定器７２０に与えられるように動作する。
【００９０】
一方、平均器７２２は、時系列のうち、最後に与えられた所定の個数までをバッファリングして平均化する。
【００９１】
なお、平均化の際には、以下のような手法が考えられる。
（１）算術平均、調和平均、幾何平均のいずれかをもちいる。
（２）上記の平均手法において、Ｎ個分のチャネル応答値の古い物の重みが小さくなるようにして重み付き平均を行う。いわゆる忘却係数を導入することに相当する。
（３）時系列中のチャネル応答の値のうち、直前のものとの比が所定の最大閾値を超えたり、所定の最小閾値を下回る場合には、当該値を直前のものとおきかえる。
（４）直交振幅変調（ＱＡＭ）のようなマッピングされた点によって振幅（電力）が異なる変調方式において、シンボル点に応じた重みをつけて平均を行う。
（５）上記の手法を適宜組み合わせる。
【００９２】
さて、このようにして、伝送路特性が得られることとなるが、上記の説明で判るとおり、フーリエ変換器７０８の信号から分岐された信号が補償部５０１（等化器７０９）に与えられてから、この信号の断片に対応する伝送路特性が推定部６０３（平均器７２２）から出力されるまでには、所定の遅延時間Δtがかかる。
【００９３】
そこで、遅延器７２３は、この遅延時間Δtだけ、フーリエ変換器７０８の信号出力を遅延させて等化器７２４に与える。これにより、等化器７２４には、ある信号の断片と、この信号の断片に対応する伝送路特性と、が与えられることとなり、等化器７０９における等化（補償）よりも質の高い等化が行えることが期待される。すなわち、等化器７２４が補償部４０１に相当する。
【００９４】
なお、遅延器７２３における遅延時間は、必ずしもΔtに等しい必要はなく、これより以下であれば、本発明の効果は発揮されるが、Δtに等しいこと、すなわち、ある信号の断片と、この信号の断片に対応する伝送路特性と、が、同時に等化復調部３５５に与えられるように構成することが望ましい。
【００９５】
等化器７０９における等化の以降は、パイロット除去器７２５、並直列変換器７２６、ＱＡＭ検出器７２７を経て、ＣＳＩ計算機７３０の結果を乗算し、デインターリーバ７２８、誤り訂正器７２９によってデータ信号を得る。すなわち、これらにおいて実行される処理が、復調部４０２の処理に相当する。
【００９６】
なお、これは、パイロット除去器７１０、並直列変換器７１１、ＱＡＭ検出器７１２を経て、ＣＳＩ計算機７３０の結果を乗算し、デインターリーバ７１３、誤り訂正器７１４を経る処理と同様である。
【００９７】
なお、ＱＡＭ検出器７１２、７２７で行う判定の判定値の情報信頼度（誤り難さ）は、等化（補償）前のサブチャネルのＳ／Ｎ比によって異なる。したがって、ビタビアルゴリズム等、メトリック計算によって誤りを訂正する方式では、情報信頼度によって、判定値に重み付けを行えば、さらに受信特性を改善することができる。
【００９８】
この重み計数は、一般に、伝送路状態情報と呼ばれるが、ＯＦＤＭ変調の場合は、チャネル応答の絶対値がＳ／Ｎ比と等化である。したがって、チャネル応答の絶対値を伝送路状態情報として用いることができる。
【００９９】
このような、伝送路状態情報を得るために、ＣＳＩ計算機７３０を用いているのである。すなわち、パイロット除去器７３１は、パイロットを除去し、並直列変換器７３２は、ＱｃｈとＩｃｈを得て、絶対値計算器７３３は、これらからチャネル全体のチャネル応答の絶対値を伝送路状態情報として得る。
【０１００】
（実験の結果）
本実施形態の手法を用いてＯＦＤＭパケット通信を行う場合の性能を計算機シミュレーションにより判定した。実験の諸元は、以下の通りである。
一次変調 … １６ＱＡＭ
シンボルレート … ２５６ｋシンボル／秒
サブキャリア数 … ５２
パイロットサブキャリア数 … ４
ビットレート … ２４Ｍビット／秒
ＦＦＴポイント数 … ６４
ガードインターバル長 … ＯＦＤＭシンボル１／４個分
１パケットに含まれるCEシンボル数 … ２
ＦＥＣ方式 … 畳み込み符号、軟判定ビタビ複号(R=1/2，K=7)
インターリーブサイズ … ＯＦＤＭシンボル１個分
時間軸方向平均化に用いるＯＦＤＭシンボル数 … ８
最大ドップラー周波数 … ５００Hz
情報データ数 … １２００bytes（ＯＦＤＭシンボル約１００個分）
マルチパスフェージングモデル … １８波ＢＲＡＮフェージングモデル（平均遅延広がりτ＝１５０ns）
【０１０１】
図８は、誤り訂正器７１４の出力をそのままデータ信号として見た場合（以下「Model A」という。）の受信特性を示すグラフである。本グラフである。横軸に、等化器７０９〜平均器７２２までの処理に要する時間をＯＦＤＭシンボル数単位であらわし（ｎｄｓ）、縦軸に、パケット誤り率（Packet Error Rate；ＰＥＲ）をとっている。また、Ｅｂ／Ｎ０は２０ｄＢで固定した。なお、実機実験によれば、現状では、ｎｄｓは５〜１０程度となっているが、これは将来においては短縮されるものと考えられる。以下では、実験用機器の性能に合わせたものについてシミュレーションを行った場合の結果を示す。
【０１０２】
本グラフを見れば、ｎｄｓが大きくなるにつれ、ＰＥＲが劣化する。特に、ｎｄｓ＝１０の場合は、ｎｄｓ＝５の場合に対して、１０倍以上受信特性が劣化している。すなわち、処理遅延が受信特性に大きな影響を与えていることが分かる。
【０１０３】
図９は、Model Aにおいてｎｄｓを１、５、１０とした場合の受信特性と、本実施形態においてｎｄｓを１０とし、これと対応する時間だけ遅延器７２３において遅延処理を行って誤り訂正器７２９の出力をデータ信号とした場合（以下「Model Bという。」）の受信特性と、を表すグラフである。なお、横軸はＥｂ／Ｎ０であり、縦軸はＰＥＲである。尚、本グラフでは、Model Aでｎｄｓ＝１の場合が、処理遅延がないとした時の理想値である。
【０１０４】
本グラフによれば、Model Aには、以下のような特性がある。
（１）ｎｄｓ＝１０の場合では、ＰＥＲ特性が１-2のオーダーでエラーフロアが確認された。これは、常にｎｄｓ分遅れたチャネル応答を用いて等化を行うために、サブキャリアの信号レベルの変動誤差も大きくなるためＣＳＩの計算がうまくいかず、信号レベルの変動の高い（すなわち情報信頼度が高い）サブキャリアの復調の精度も悪くなっているため、と考えられる。
（２）ｎｄｓ＝５の場合では、ｎｄｓ＝１の場合に比べてＰＥＲ特性が４ｄＢ程度劣化している。したがって、ｎｄｓ＝１０の時と同様エラーフロアが起きると予想される。
【０１０５】
一方、本グラフによれば、Model Bには、以下のような特性がある。
（１）明らかに、Ｍｏｄｅｌ ＡよりもＰＥＲ特性が改善されている。たとえば、ＰＥＲ＝1-3でModel Aでは生じるフロアエラーが、Model Bでは生じない。（２）Model Aのｎｄｓ＝１とは、特性が異なる。処理遅延がないとした場合の理想値と異なるのは、レプリカ部３５６では、常にｎｄｓ分遅れたチャネル特性推定値を用いて等化を行うため、理想値よりも精度が低くなってしまうからである。
（３）グラフ中には示していないが、ｎｄｓ＝５のようにｎｄｓが小さくなった場合には、さらに特性が改善し、理想値に近付くと予想されるが、その際にも、同じｎｄｓ値のModel Aよりも、良い受信特性であることが予想される。
【０１０６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、移動体通信、特に、ＯＦＤＭパケット移動体通信において、伝送路特性を適応的に推定して受信信号を等化するのに好適な、受信装置、受信方法、ならび、これらをコンピュータにより実現するためのプログラムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態において用いられる既知信号とデータ信号とを含むフレームのフォーマットを示す模式図である。
【図２】 本発明の実施の形態の受信装置と対になる送信装置の概要構成を示す模式図である。
【図３】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置の機能構成を示す模式図である。
【図４】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置の等化復調部の機能構成を示す模式図である。
【図５】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置のレプリカ部の機能構成を示す模式図である。
【図６】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置の推定部の機能構成を示す模式図である。
【図７】 本発明の実施の形態の１つに係る受信装置のさらに詳細な構成を示す説明図である。
【図８】 受信特性を調べる計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフである。
【図９】 受信特性を調べる計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフである。
【符号の説明】
１０１ フレーム
１０２ プリアンブルドメイン
１０３ データドメイン
３０１ 送信装置
３０２ エンコーダ
３０３ インターリーバ
３０４ ＱＡＭマッパ
３０５ 直並列変換器
３０６ パイロット信号生成器
３０７ 逆フーリエ変換器
３０８ 並直列変換器
３０９ GI挿入器
３１０ CE挿入器
３１１ D/A変換器
３１２ 直交デモジュレータ
３１３ アップコンバータ
３１４ アンテナ
３５１ 受信装置
３５２ 受信部
３５３ 遅延部
３５４ 推定部
３５５ 等化復調部
３５６ レプリカ部
４０１ 補償部
４０２ 復調部
５０１ 補償部
５０２ 復調部
５０３ 変調部
６０１ 遅延部
６０２ 比較部
６０３ 平均化部
７０１ アンテナ
７０２ ベースバンドフィルタ
７０３ ダウンコンバータ
７０４ 直交デモジュレータ
７０５ Ａ／Ｄ変換器
７０６ ＧＩ除去器
７０７ 直並列変換器
７０８ フーリエ変換器
７０９ 等化器
７１０ パイロット除去器
７１１ 並直列変換器
７１２ ＱＡＭ検出器
７１３ デインターリーバ
７１４ 誤り訂正器
７１５ エンコーダ
７１６ インターリーバ
７１７ ＱＡＭマッパ
７１８ 直並列変換器
７１９ パイロット信号生成器
７２０ チャネル推定器
７２１ 遅延器
７２２ 平均器
７２３ 遅延器
７２４ 等化器
７２５ パイロット除去器
７２６ 並直列変換器
７２７ ＱＡＭ検出器
７２８ デインターリーバ
７２９ 誤り訂正器
７３０ ＣＳＩ計算機
７３１ パイロット除去器
７３２ 並直列変換器
７３３ 絶対値計算器
Claims (10)
- 伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する受信部、
当該受信信号を所定遅延時間Δｔだけ遅延させた遅延信号を出力する遅延部、
伝送路特性を推定する推定部、
当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する等価復調部、
当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力するレプリカ部
を備え、
前記推定部は、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定し、
当該所定遅延時間Δｔは、前記レプリカ部および前記推定部による処理に要する時間に等しく、
任意の時点tにおいて、
（ａ）前記遅延部は、時点t-Δtにおける受信信号に相当する遅延信号を出力し、
（ｂ）前記推定部は、時点t-Δtにおける伝送路特性を出力し、
（ｃ）前記レプリカ部は、前記推定部から出力される時点t-Δtにおける伝送路特性により、時点tにおける受信信号を補償して、レプリカ信号を出力し、
（ｄ）前記等価復調部は、前記推定部から出力される時点t-Δtにおける伝送路特性により、前記遅延部から出力される時点t-Δtにおける受信信号に相当する遅延信号を補償して、時点t-Δtにおける伝送信号を得る
ことを特徴とする受信装置。 - 請求項１に記載の受信装置であって、
前記推定部は、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較するのにかえて、当該受信信号を前記レプリカ部による処理に要する時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する
ことを特徴とする受信装置。 - 請求項１または２に記載の受信装置であって、
前記推定部は、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とする
ことを特徴とする受信装置。 - 請求項１から３のいずれか１項に記載の受信装置であって、
前記遅延部と、前記推定部と前記等化復調部と、前記レプリカ部と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行う
ことを特徴とする受信装置。 - 伝送路を経由して到達した信号を、受信信号として受信する受信工程、
当該受信信号を所定遅延時間Δｔだけ遅延させた遅延信号を出力する遅延工程、
伝送路特性を推定する推定工程、
当該伝送路特性により、当該遅延信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を伝送信号として出力する等価復調工程、
当該伝送路特性により、当該受信信号を補償し、補償の結果を復調し、復調の結果を変調し、変調の結果をレプリカ信号として出力するレプリカ工程、
当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する推定工程
を備え、
当該所定遅延時間Δｔは、前記レプリカ工程および前記推定工程による処理に要する時間に等しく、
任意の時点tにおいて、
（ａ）前記遅延工程では、時点t-Δtにおける受信信号に相当する遅延信号を出力し、
（ｂ）前記推定工程では、時点t-Δtにおける伝送路特性を出力し、
（ｃ）前記レプリカ工程では、前記推定工程にて出力される時点t-Δtにおける伝送路特性により、時点tにおける受信信号を補償して、レプリカ信号を出力し、
（ｄ）前記等価復調工程では、前記推定工程にて出力される時点t-Δtにおける伝送路特性により、前記遅延工程にて出力される時点t-Δtにおける受信信号に相当する遅延信号を補償して、時点t-Δtにおける伝送信号を得る
ことを特徴とする受信方法。 - 請求項５に記載の受信方法であって、
前記推定工程では、当該受信信号と、当該レプリカ信号と、を比較するのにかえて、当該受信信号を前記レプリカ工程による処理に要する時間だけ遅延させた信号と、当該レプリカ信号と、を比較して、伝送路特性を推定する
ことを特徴とする受信方法。 - 請求項５または６に記載の受信方法であって、
前記推定工程では、当該比較した結果から得られた特性の時系列を所定の時間長で平均化し、当該平均化の結果の特性の時系列を当該伝送路特性とする
ことを特徴とする受信方法。 - 請求項５から７のいずれか１項に記載の受信方法であって、直交周波数分割多重を用い、
前記遅延工程と、前記推定工程と前記等化復調工程と、前記レプリカ工程と、は、当該直交周波数分割多重の搬送周波数ごとに処理を行う
ことを特徴とする受信方法。 - コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む。）を、請求項１から４のいずれか１項に記載の受信装置の各部として機能させる
ことを特徴とするプログラム。 - コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む。）に、請求項５から８のいずれか１項に記載の受信方法の各工程を実行させる
ことを特徴とするプログラム。
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