CN101052025B - 消除训练序列干扰的方法和基于均衡器的接收器 - Google Patents

Abstract

通过向均衡器提供接收信号的期望数据部分以及靠近期望数据部分并具有与和训练序列干扰相关的时延扩展相当的长度的训练序列部分，可以避免时分双工(TDD)通信系统中基于均衡器的接收器中的训练序列干扰。均衡器输出中对应于靠近的训练序列部分的部分可以被丢弃而保留期望的均衡后的数据。

Description

消除训练序列干扰的方法和基于均衡器的接收器

技术领域

本发明涉及一种基于时分双工(TDD)的通信系统，具体地，涉及一种用于消除训练序列干扰的方法和基于均衡器的接收器。

背景技术

图1表示基于TDD通信系统的通信链路的基带等效模型。信号d根据相关的标准进行格式化(脉冲合成10)，这里的相关标准例如第三代合作伙伴计划(3GPP)低码片速率时分双工(LCR-TDD)系统、3GPP高码片速率时分双工(HCR-TDD)系统和移动通信全球系统(GSM)。然后将格式化后的信号传送到滤波器11，滤波器11通常为对传送的脉冲进行整形的根升余弦(RRC)滤滤器。这是在通信系统中用到的典型滤波器。

该脉冲整形信号被传送到信道12，信道12可以为有线或无线。信道12具有衰减分量以及噪声分量。衰减分量h_w通常引入W个码片的时延，而噪声分量n可以模拟为加性高斯白噪声(AWGN)。典型的导致时延扩展的衰减情况是多径衰减。由于时延效应，在接收到的信号中存在符号间干扰(ISI)。

在接收器中，类似的RRC滤波器13用于匹配发送器RRC滤波器11。滤波后的信号e被传送到均衡器14以去除ISI效应。信道估计由信道估计单元15提供。

作为TDD系统的一个例子，LCR-TDD系统使用的帧长为10ms，并且每个10ms的帧被分割为2个5ms的子帧。每个子帧包括7个通常的时隙(见图2)，每个时隙被分配给上行链路(或反向链路)或下行链路(或前向链路)。

Tsn(n从0到6)：第n个业务时隙，864个码片的持续时间；

DwPTS：下行链路导频时隙，96个码片的持续时间；

UpPTS：上行链路导频时隙，160个码片的持续时间；

GP：TDD操作的主要保护期间，96个码片的持续时间。

如图3中所示，Tsn的通常时隙结构包括每个时隙中由midamble码分隔的两个数据部分，该midamble码用于信道估计。

图4(a)-(b)表示接收到的信号上的衰减效应。图4(a)表示在时间点±T，±2T，...上具有零点周期间隔的带宽限制脉冲。对于LCR TD-SCDMA系统而言，T等于0.78125μs。但是，脉冲通过衰减信道的传输导致图4(b)中所示的接收脉冲具有不再是周期性间隔的零交点。图4(c)表示对信道中的线性失真进行补偿的线性均衡器的输出。

作为TDD系统中训练序列干扰的例子，下面讨论midamble干扰。图5中所示的是LCR TD-SCDMA时隙。信道窗口的长度(信道的时延扩展)为W。E1和E2分别包括第一个和第二个352码片宽度的数据块。E1和E2的长度为(352+W-1)个码片，为了说明事实，因为W个码片的时延扩展，所以E1数据的352个码片和E2数据的352个码片可能需要从分别为(352+W-1)个码片宽度的各个时隙部分恢复。因为midamble位于时隙的中间并且W大于1(例如16)，所midamble将会干扰E1和E2。Midamble干扰的影响显示为图5中的阴影部分。

第一个数据部分上的Midamble干扰可以表达为：

I₁＝H₁M₁    (1)

其中，H₁为由信道冲激响应估计的分量组成的矩阵，其维度为(W-1)×(W-1)。H₁＝H₁(i，j)可以表示为：

h(i-j)    0≤i-j≤W-1是信道冲激响应的估计。

M₁＝[m(0)，m(1)，...m(W-2)]^T是维度为(W-1)的矢量，m(i)(0＝<i<＝W-2)是midamble码的分量。

第二个数据部分上的midamble干扰可以表达为：

I₂＝H₂M₂    (3)

其中，H₂为由信道冲激响应估计的分量组成的矩阵，其维度为(W-1)×(W-1)。H₂＝H₂(i，j)可以表示为：

块E1的最后W-1个码片可以表示为：

E1＝H₁*D+I₁+n    (5)

块E2的前W-1个码片可以表示为：

E2＝H₂*D₂+I₂+n    (6)

其中，D为传送的数据，n为白噪声。如果忽略I₁和I₂，则对于估计的数据块

的最后W-1个码片和估计的数据块

的前W-1个码片，发生错误的可能性会增加。

均衡器可以减少ISI的衰减效应。均衡器具有与传播信道相关的信道冲激响应

的估计。

在下行链路中，相同的传播信道引起所有信号的失真。这个多径传播信道破坏了扩频码的正交性，从而导致多址干扰(MAI)。从很大程度上可以恢复用户码的正交性，并且可以通过采用信道均衡抑制MAI。

图6表示用于下行链路的均衡器14的结构。假定信道均衡器是线性的并且可以用独立于用户码的估计矩阵

表示，则数据

的求和矢量估计可以表示为：

${\hat{S}}_d=\hat{A}e---\left(7\right)$

对于

的选择确定了信道均衡器的类型。下面是三种最常见的类型：

匹配滤波： ${\hat{s}}_{\mathrm{MF}}=H^H*e---\left(8\right)$

迫零： ${\hat{s}}_{\mathrm{ZF}}={(H^H*H)}^{-1}{H}^H*e---\left(9\right)$

最小均方误差： ${\hat{s}}_{\mathrm{MMSE}}={(H^H*H+{\mathrm{\&sigma;}}^2)}^{-1}{H}^H*e---\left(10\right)$

为了避免复杂的接收器处理任务，例如用于求解矩阵转置的楚列斯基分解，可以在频域中使用快速傅立叶变换(FFT)有效地执行信道均衡，如下所示：

${\hat{S}}_{\mathrm{MF}}=F^{-1}({\left(F\left(\hat{h}\right)\right)}^{*}*F\left(e\right))---\left(11\right)$

${\hat{S}}_{\mathrm{ZF}}=F^{-1}\frac{{\left(F\left(\hat{h}\right)\right)}^{*}}{(F{\left(\hat{h}\right)}^{*}*F\left(\hat{h}\right))}F\left(e\right)---\left(12\right)$

${\hat{S}}_{\mathrm{MMSE}}=F^{-1}\frac{{\left(F\left(\hat{h}\right)\right)}^{*}}{(F{\left(\hat{h}\right)}^{*}*F\left(\hat{h}\right))+{\mathrm{\&sigma;}}^2}F\left(e\right)---\left(13\right)$

其中，F表示FFT，F¹为逆FFT，*表示复共轭。

图7中所示的是带有MIC(midamble干扰消除)的常规均衡器。不是将352个数据码片传送给均衡器，而是由于时延扩展效应的原因需要额外的W-1个码片。如果将这些352+W-1个数据码片直接发送给均衡器，则数据和midamble码之间的重叠区域中的数据码片可能会包含更多的干扰。因此，通常MIC方案需要在传送用于后续处理的“更干净”的数据之前去除干扰。

在均衡之前执行midamble干扰消除，也就是，

E1’＝E1-I₁    (14)

E2’＝E2-I₂    (15)

在成束的条件下，存在对应于不同用户的不同信道。至少存在16个不同的无线信道。在这种情况下，上述的MIC操作必须被执行16次，在典型的MAC DSP中这将付出每秒2到3百万条指令(MIPS)。另外，因为信道估计用于辅助MIC，所以信道估计中的误差将传播到MIC中的误差中，从而引入额外的误差到整个系统中。

在这里引入下面的文档作为参考：

[1]Ingolf Held and Almansor Kerroum，“TD-SCDMA Mobile StationReceivers：Architecture，Performance，Impact of Channel Estimation”inProc China Wireless Congress，2002；and

[2]B.Steiner and P.W.Baier，“Low Cost Channel Estimation in theUplink Receiver of CDMA Mobile Radio Systems”，Frequenz，Vol.47，pp.292-298，Nov./Dec.1993.

考虑到前面所述的内容，需要提供一种复杂度低的和高性能的能够去除TDD通信系统接收器中的训练序列干扰的方案。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于消除基于TDD通信系统中基于均衡器的接收器中的训练序列(或导频或训练序列或任何其它的已知序列)干扰的新方法。

本发明的示例实施例通过向均衡器提供接收到的信号的期望数据部分以及靠近期望数据部分并具有与和训练序列干扰有关的时延扩展相当的长度的训练序列部分，可以避免训练序列干扰，而不用使用干扰消除。对应于靠近序列部分的均衡器输出部分可以被丢弃，而保留期望的均衡后的数据。

前面已经概要地广泛地描述了本发明的特征和技术优点，从而使得本领域的技术人员可以更好地理解本发明的详细描述。下面将描述本发明的另外的特征和优点，这构成了本发明权利要求书的主题。本领域的技术人员应当理解，他们可以容易地利用所披露的概念和具体的实施例作为修改或设计用于执行本发明同样目的其它结构的基础。本领域的技术人员将认识到，这种等同构造并不脱离本发明最广泛形式的精神和范围。

在以下进行本发明的详细描述之前，对用于该专利文献中的特定的字词和词组进行定义是有利的：术语“包括”和“由……组成”以及它们的派生词意思是包括而不是限制；术语“或”是指包含的，意思是和/或；词组“与……相关”和“与其相关”以及它们的派生词可以的意思是包括、被包括在其中、相互连接、包含、被包含在其中、连接至或和其连接、耦合至或和其耦合、与其通信、与其协作、交织、并置、接近、与其绑定、具有、具有属性或类似；术语“控制器”是指控制至少一个操作的任何设备、系统或者它的一部分，不管这种设备以硬件、固件、软件或至少两者的某个组合的方式实施。应当注意，与任何具体控制器相关的功能可以是集中式的或分布式的，本地地或远程地。已经提供了在整个本专利文献中出现的某些字和词组的定义，本领域的技术人员应当理解，这种定义应用于这些定义的字及词组的现在及将来的使用中的许多例子中，即使不是最多。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在参照与附图相结合的下面的描述，在附图中相同的标号表示相同的对象，其中：

图1表示根据现有技术用于基于TDD的通信系统的通信链路。

图2表示常规TD-SCDMA的子帧结构。

图3表示图2的通常时隙的结构。

图4(a)-(b)描述图1中接收到的信号上的衰减效应。

图4(a)表示在时间上具有零周期间隔的带宽限制脉冲。

图4(b)表示具有不再周期性间隔的零交叉的情况。

图4(c)描述对信道中的线性失真进行补偿的图1中的均衡器的输出。

图5表示扩展到图3的时隙的数据部分的midamble干扰的效应。

图6表示用于下行链路的图1的均衡器的结构。

图7表示图6结构的操作。

图8表示根据本发明的用于消除基于均衡器的接收器中的训练序列干扰的方法的处理流程。

图9表示根据本发明用于消除训练序列干扰的基于均衡器的接收器。

图10表示根据本发明的不带有MIC的接收器结构。

图11表示对于使用较小FFT长度的FFT的重叠的例子。

图12-14表示带有MIC的常规均衡器和本发明的示例实施例的平均BER性能的比较。

具体实施方式

这里所述的图1到图14以及用于描述本发明的原理的各种实施例仅是示例，不应当以任何方式被解释为限制本发明的范围。本领域的技术人员将会理解，本发明的原理可以对于任何合适的数据处理应用而实施。

虽然这里使用了LCR-TDD系统来披露本发明的示例应用，但是本发明可用于所有使用训练序列(或者导频，或者任何已知的序列)和接收器上的均衡器的基于TDD的系统。本发明也可以应用于任何可以将时延扩展从训练序列引入接收到的信号中的任何其它信道情况中。

图8表示根据本发明的示例实施例用于消除基于时分双工(TDD)通信系统中基于均衡器的接收器中的训练序列干扰的方法的处理流程。在滤波步骤81中，接收到的信号通过滤波单元进行滤波。接收到的信号包括训练序列和数据块。在数据提取步骤82中，将由均衡单元均衡的数据从滤波后的信号中被提取。提取的数据包括(1)所期望的包括接收到的数据块的数据部分，(2)接收到的训练序列的部分。所期望的数据部分是接收到的信号中可以从中恢复接收到的数据块的期望数据的部分，这说明了信道的时延扩展。图5表示期望数据部分的示例E1和E2，每个数据部分包括分配给数据的352码片的时隙部分，以及对应于信道时延扩展的W-1码片的附加时隙部分。接收到的训练序列的提取出的部分靠近期望的数据部分，并且具有与信道的时延扩展相当的长度。在训练序列提取步骤83中，从滤波后的信号提取出训练序列。在信道估计步骤84中，信道估计的获得是基于提取出的训练序列和已知的训练序列。在均衡步骤85中，根据信道估计对提取的数据进行均衡，获得均衡数据。在数据获取步骤86中，通过丢弃均衡数据的末端部分获得期望的数据。丢弃的末端部分对应于前面所述的靠近训练序列部分，并且具有与信道的时延扩展相当的长度。

图9表示根据本发明的示例实施例用于TDD(有线或无线)通信系统中的基于均衡器的接收器的相关部分，该相关部分用于消除训练序列干扰。接收器包括滤波器单元91，对接收到的信号进行滤波，接收到的信号包括训练序列和数据块。数据提取单元92从滤波后的信号中提取数据以进行均衡。提取的数据包括(1)包括接收到的数据块的期望数据部分，以及(2)接收到的训练序列部分。接收到的训练序列的部分靠近期望数据部分并且具有与信道的时延扩展相当的长度(在一些实施例中等于时延扩展)。训练序列提取单元93从滤波后的信号中提取训练序列。信道估计单元94根据提取的训练序列和已知的训练序列获得信道估计。均衡单元95根据信道估计均衡提取的数据，获得均衡的数据。数据获取单元96通过丢弃均衡后的数据的末端部分获得期望的数据。该丢弃的末端部分对应于前面所述的相邻的训练序列，并且具有与信道的时延扩展相当的长度(在一些实施例中等于时延扩展)。

将上述的midamble干扰作为例子，E1的最后W-1个码片和E2的前W-1个码片可以表示为：

E＝H*D+I_m+n    (16)

其中，D为传送的数据，I_m为midamble干扰，n为白噪声。如果仅考虑D和n而忽略I_m的影响，则对于估计的块

的最后W-1个码片和估计的块

的第一个W-1个码片，比特差错率将增加。但是，信道长度是有限的(W个码片)，也就是说，midamble干扰仅影响第一个期望数据部分(与E1相关)的最后W-1个码片和第二个期望数据部分(与E2相关)的第一个W-1个码片。相邻midamble的附加的(W-1)个码片从而被加入了第二个期望数据部分的尾部以及第二个期望数据部分的头部，然后所有的数据直接被传送到均衡器而不用执行MIC。均衡之后，存在对应于E1的

的352+(W-1)个码片以及对应于E2的

的352+(W-1)个码片。在没有MIC的情况下，

的最后(W-1)个码片和

的起始(W-1)个码片可能会不准确。这些部分无论如何是不想要的，所以可以被丢弃。和

的其余部分被发送到匹配滤波器。

在本发明中，不是将常规的352+(W-1)个码片数据传送到均衡器，而是从输入信号中提取出352+(W-1)*2的数据码片并将其发送给均衡器，如图10中所示。换句话说，附加的W-1个相邻的midamble码片被添加到E1的尾部和E2的头部。

-在常规的带有MIC的均衡器中，352+W-1个码片1的数据被馈送给MIC，然后用零进行填补用于均衡(FFT)(见图7)。

-根据本发明，相邻部分的midamble分别被添加到E1的尾部和E2的头部。这些数据直接馈送进均衡器(FFT)块(见图10)。

在均衡器的输出上，仅是有用的352个数据码片用于解扩频处理。超出的midamble数据码片被丢弃。在现有技术带有MIC的均衡器中，midamble干扰在数据码片被传送给均衡器之前通过MIC去除。与之相反，本发明不用MIC进行均衡，将相邻的midamble码片添加到数据中，从而midamble干扰将存在于期望的数据范围的外部。要注意的是，本发明不需要增加均衡器的任何复杂度。

根据前面所述，设计了简化的接收器结构，如图10所示。

因为使用FFT执行均衡，所以使用各种FFT长度的影响可以与带有MIC的常规均衡器相比较。因为每个数据部分(E1或E2)的长度为352并且时延扩展为W，所以常规的方法及本发明方法所需要的最小FFT长度分别为352+W点和352+2*W点。为了获得相同的性能，当使用具有低于最小所需长度的长度的FFT时需要长度W的重叠，如图11所示。因此，这种关系可以在一般公式中表示：

常规的：n*/-(n-1)*W≥352+W    (17)

本发明：n*/-(n-1)*W≥352+2*W    (18)

其中，n为对于接收到的每个数据块所需的FFT的数量，1为FFT的长度。重新安排公式(16)和(17)得到：

常规的： $n\&GreaterEqual;\frac{352}{l-W}$ 或

本发明： $n\&GreaterEqual;\frac{352+W}{l-W}$ 或

其中，[x]表示大于或等于x的最小整数。

表1表示根据公式(19)和(20)对于典型值W＝16常规方法和本发明方法都需要的FFT的数量。可以看出，在使用本发明方法的FFT中没有增加复杂度。

表1：常规和本发明的均衡器的复杂度比较(W＝16)

 

L	n(常规)	n(本发明)
			512	1	1
256	2	2
			128	4	4
64	8	8

基于FFT长度为512的示例仿真结果在图12-14中表示。然而，使用不同的FFT长度可以观察到相同的趋势。传播信道基于3GPP规定的信道模型，包括情形1、情形2和情形3。表2列出情形1、情形2和情形3的详细描述。

表2：TD-SCDMA接收器一致性测试专用的传播信道条件

该仿真结果表示：

1)在多径时延非常大的情况下(情形2)，不带有MIC的常规均衡器的性能会衰减。但是，本发明的均衡器结构(不带有MIC)具有与带有MIC的常规均衡器相同的性能。

2)本发明非常可靠和稳定。在所有测试情况下，性能与带有MIC的常规均衡器相同。

图12为情形1中对平均BER性能的比较：i)带有MIC的常规均衡器；ii)不带有MIC的常规均衡器；以及iii)本发明的示例实施例。

图13为情形2中对平均BER性能的比较：i)带有MIC的常规均衡器；ii)不带有MIC的常规均衡器；以及iii)本发明的示例实施例。

图14为情形3中对平均BER性能的比较：i)带有MIC的常规均衡器；ii)不带MIC的常规均衡器；以及iii)本发明的示例实施例。

本发明相对于常规系统可以容易地实施，并且可以获得更好的性能。在LCR-TDD系统中，与常规的均衡器相比不存在附加的内存成本和MIPS成本。另外，当与结合有MIC的常规均衡器相比，节省了大约0.5k的字的内存成本以及2-3的MIPS成本，而性能不会降低。本发明很耐用。在专用于3GPP的测试条件下，本发明的性能与带有MIC的常规均衡器相同。带有MIC的常规均衡器接收器直接受到来自信道估计的误差的影响，而本发明的简化结构较少倾向于受到这种误差的影响。

用上述实施例如前所示描述了本发明，但是应当理解，本发明并不限于所描述的实施例。在本发明的精神下及其保护范围内，可以进行各种改变和修改。所以本发明的范围应当由所附的权利要求书进行限定。

Claims (16)

1.一种用于在时分双工(TDD)通信系统的通信接收器中消除训练序列干扰的方法，其特征在于包括步骤：

接收包括训练序列和数据块的信号；

从接收到的信号中提取期望数据部分，该期望数据部分包括部分接收到的训练序列，所述部分训练序列靠近所述数据块并且具有与时延扩展相当的长度，所述时延扩展与训练序列干扰相关，所述期望数据部分具有与所述数据块结合所述时延扩展相当的长度；

根据所述训练序列获取信道估计；

根据所述信道估计均衡所述提取的数据，以生成均衡后的数据；以及

通过丢弃所述均衡后的数据的一部分获得期望的数据，所述被丢弃的部分对应于所述接收到的训练序列部分并且具有与所述时延扩展相当的长度。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收到的信号根据TDD通信系统标准进行格式化。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述TDD通信系统为低码片速率时分双工(LCR-TDD)系统。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述TDD通信系统为高码片速率时分双工(HCR-TDD)系统。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述TDD通信系统为移动通信全球系统(GSM)。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述训练序列为所述接收到的信号的midamble部分。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述均衡步骤使用FFT执行均衡。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述期望数据部分的所述长度与所述数据块和所述时延扩展的所述长度之和相当。

9.一种用于时分双工(TDD)通信系统中的通信接收器，用于消除训练序列干扰，包括：

输入端，用于接收包括训练序列和数据块的信号；

数据提取单元，连接到所述输入端，用于从接收到的信号中提取期望数据部分，该期望数据部分包括部分接收到的训练序列，所述部分训练序列靠近所述数据块并且具有与时延扩展相当的长度，所述时延扩展与训练序列干扰相关，所述期望数据部分具有与所述数据块结合所述时延扩展相当的长度；

信道估计单元，连接到所述输入端，用于根据训练序列获得信道估计；

均衡单元，连接到所述数据提取单元和所述信道估计单元，用于根据信道估计对提取的数据进行均衡，以生成均衡后的数据；以及

数据获取单元，连接到所述均衡单元，用于通过丢弃一部分均衡后的数据获得期望数据，所述被丢弃的部分对应于所述训练序列部分并具有与所述时延扩展相当的长度。

10.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述接收到的信号根据TDD通信系统的标准格式化。

11.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述TDD通信系统为低码片速率时分双工(LCR-TDD)系统。

12.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述TDD通信系统为高码片速率时分双工(HCR-TDD)系统。

13.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述TDD通信系统为移动通信全球系统(GSM)。

14.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述训练序列为接收到的信号的midamble部分。

15.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述均衡器使用FFT执行均衡。

16.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述期望数据的所述长度与所述数据块和所述时延扩展的所述长度之和相当。

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