JP2005534229A - 受信ダイバーシティを用いるブロック送信のためのグループ単位連続干渉キャンセル - Google Patents

Abstract

複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイを通じて、複数のデータ信号が受信される。このデータ信号は、無線通信システム内で共有スペクトルを通じて送信される。各データ信号を有する信号が、各アンテナ素子を通じて受信される。複数のデータ信号は、複数のグループに分けられる。アンテナ素子の受信信号は、複数のグループの最初のグループについてマッチドフィルタリングされて（７０）、マッチドフィルタリングされた結果を生成する。この結果を用いて、最初のグループのデータがジョイント検出される。アンテナ素子ごとに検出されたデータを使用して、干渉補正信号が生成される（７６）。干渉が相殺された結果を、各アンテナ素子の受信信号から減算して（９２）、各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を生成する。この結果を用いて、残りのグループのデータが続いて検出される。

Description

本発明は、一般には無線通信システムに関する。詳細には、本発明は、無線通信システムにおける複数のユーザ信号のジョイント検出（joint detection）に関する。

図１は、無線通信システム１０の図である。通信システム１０は、無線送受信装置（ＷＴＲＵ）１４_１〜１４_３と通信する基地局１２_１〜１２_５を有する。各基地局１２_１は、関連付けられた動作エリアを有し、各基地局は、その基地局の動作エリア内のＷＴＲＵ１４_１〜１４_３と通信する。

符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）や、符号分割多重接続を使用した時分割複信（ＴＤＤ／ＣＤＭＡ）などの一部の通信システムでは、同じ周波数スペクトルで複数の通信が送信される。その通信は、通例、各自のチップ符号シーケンスで区別される。周波数スペクトルをより効率的に使用するために、ＴＤＤ／ＣＤＭＡ通信システムは、タイムスロットに分割された反復するフレームを用いて通信する。そのようなシステムで送信される通信は、通信の帯域幅に基づいて割り当てられた、１つまたは複数の関連付けられた符号と時間スロットを有する。

同じ周波数スペクトルで同時に複数の通信を送信することができるので、そのようなシステムの受信機は、複数の通信を区別しなければならない。そのような信号を検出する方式の１つは、マッチドフィルタリング（matched filtering）である。マッチドフィルタリングでは、単一の符号とともに送信される通信が検出される。他の通信は、干渉として扱われる。複数の符号を検出するために、個々の数のマッチドフィルタを使用する。別の方式は、連続干渉キャンセル（ＳＩＣ）である。ＳＩＣでは、１つの通信が検出され、次の通信を検出する際に使用するために、その通信の寄与分が受信信号から減算される。

状況によっては、動作効率を上げるために、複数の通信を同時に検出できることが望ましい。複数の通信を同時に検出することをジョイント検出と称する。一部のジョイント検出器は、コレスキー分解を使用して、最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ）検出またはｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇブロック等化器（ＺＦ−ＢＬＥ）を行う。他のジョイント検出受信機は、高速フーリエ変換を利用した実装を用いて複雑性をさらに低減する。

したがって、マルチユーザ検出の代替方式を備えることが望ましい。

複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイを通じて、複数のデータ信号が受信される。このデータ信号は、無線通信システム内で共有スペクトル（shared spectrum）で送信される。各データ信号を有する信号が、各アンテナ素子を通じて受信される。複数のデータ信号は、複数のグループに分けられる。アンテナ素子の受信された信号は、複数のグループの最初のグループについてマッチドフィルタリングされて、マッチドフィルタリングされた結果を生成する。マッチドフィルタリングされた結果を用いて、最初のグループからデータがジョイント検出される。アンテナ素子ごとに検出されたデータを使用して、干渉補正信号が生成される。干渉が相殺された結果を、各アンテナ素子の受信信号から減算して、各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を生成する。各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を用いて、残りのグループのデータが続いて検出される。

以下で、無線送受信装置（ＷＴＲＵ）には、これらに限定しないが、ユーザ機器、モバイル局、固定またはモバイル型の加入者装置、ページャ、あるいは無線環境で動作することが可能な他のタイプのデバイスが含まれる。以下で言及される場合、基地局には、これらに限定しないが、基地局、ノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント、または無線環境内の他のインタフェースデバイスが含まれる。

図２に、ジョイント検出（ＪＤ）とグループ単位の干渉キャンセル（ＧＳＩＣ）を適応型に組み合わせた「ＧＳＩＣ−ＪＤ」を使用する、簡略化された送信機２６と受信機２８を示し、ここでは受信ダイバーシティが使用される。典型的なシステムでは、送信機２６は、各ＷＴＲＵ１４_１〜１４_３の内部にあり、複数の通信を送信する複数の送信回路２６が、各基地局１２_１〜１２_５にある。基地局１２_１は、通例、アクティブに通信する各ＷＴＲＵ１４_１〜１４_３につき少なくとも１つの送信回路２６を必要とする。ＧＳＩＣ−ＪＤ受信機２８は、基地局１２_１、ＷＴＲＵ１４_１〜１４_３、またはその両方にあってよいが、より一般的な実装では基地局にあり、その場合は複数のアンテナ素子の使用がより一般的である。ＧＳＩＣ−ＪＤ受信機２８は、複数の送信機２６または送信回路２６からの通信を受信する。

ＧＳＩＣ−ＪＤについては、ＴＤＤ／ＣＤＭＡや時分割同期ＣＤＭＡ（ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）などのスロット方式のＣＤＭＡシステムへの好ましい応用との関連で説明するが、ＧＳＩＣ−ＪＤは、周波数分割複信（ＦＤＤ）／ＣＤＭＡやＣＤＭＡ２０００など、複数の通信が同じ周波数帯を共有する任意の無線システムに応用することができる。

各送信機２６は、ワイヤレス無線チャネル（wireless radio channel）３０を通じてデータを送信する。送信機２６中のデータ生成器３２が、基準チャネルを通じて受信機２８に通信されるデータを生成する。通信帯域幅の要件に基づいて、基準データが１つまたは複数の符号および／またはタイムスロットに割り当てられる。変調および拡散デバイス３４は、基準データを拡散し、スロット方式のシステムの場合は、拡散される基準データを、割り当てられた適切な時間スロットと符号のトレーニングシーケンスと時分割多重化する。非スロット方式のシステムでは、基準信号は、ほぼ連続するグローバルパイロットのように、時分割多重化されなくてよい。結果得られるシーケンスを通信バーストと称する。通信バーストは、変調器３６により無線周波に変調される。アンテナ３８は、ワイヤレス無線チャネル３０を通じて、受信機２８のアンテナアレイ４０にＲＦ信号を放射する。送信される通信に使用される変調のタイプは、直接位相偏移変調（ＤＰＳＫ）、四相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、あるいはＭ−ａｒｙ直交振幅変調（ＱＡＭ）など、当業者に周知のいずれのタイプでもよい。

スロット方式のシステムでは、典型的な通信バースト１６は、図３に示すように、ミッドアンブル２０、ガード期間１８、および２つのデータフィールド２２、２４を有する。ミッドアンブル２０は、２つのデータフィールド２２、２４を分離し、ガード期間１８は、異なる送信機から送信されるバーストの到着時間の差を考慮して通信バーストを分離する。２つのデータフィールド２２、２４は、通信バーストのデータを含み、通例は同じシンボル長である。ミッドアンブル２０は、トレーニングシーケンスを含む。

受信機２８のアンテナアレイ４０は、各種の無線周波信号を受信する。アンテナアレイ４０は、Ｐ個のアンテナ素子４１_１〜４１_Ｐを有する。受信された信号を復調器４２_１〜４２_Ｐによって復調してベースバンド信号を生成する。ベースバンド信号は、対応する送信機２６の通信バーストに割り当てられた時間スロットに、該当する符号で、チャネル推定デバイス４４およびＧＳＩＣ−ＪＤデバイス４６などによって処理される。チャネル推定デバイス４４は、ベースバンド信号中のトレーニングシーケンス成分を使用して、チャネルインパルス応答などのチャネル情報を提供する。このチャネル情報がＧＳＩＣ−ＪＤデバイス４６によって使用されて、受信された通信バーストの送信データをハードシンボルまたはソフトシンボルと推定する。

図４は、ＧＳＩＣ−ＪＤデバイス４６の簡略図である。以下では、数列、ベクトル、および行列を太字体で表し、（・）^Ｈは、複素共役転置の演算を表し、（・）^Ｔは、実際の移項を表す。

Ｋ個の信号バーストが、幅Ｂの同じ周波数帯域で同時にアクティブである。Ｋ個のバーストは、各自の異なる符号で区別される。ＵＭＴＳ ＴＤＤ／ＣＤＭＡシステムでは、この符号は、セルに固有のスクランブル符号と、１つまたは複数のチャネライゼーション符号からなることができる。長さＮの有限の送信データシンボルシーケンスｄ^（ｋ）は、式１による。

各データシンボル

は、継続時間Ｔ_ｂを有し、各データシンボル

は、式２によるＭ個の可能な値を有する複素Ｍ−ａｒｙの集合Ｖから得られる。

Ｖ＝｛ｖ_１ ｖ_２ ．．．ｖ_Ｍ｝ 式２
各データシンボルシーケンスｄ^（ｋ）は、符号ｃ^（ｋ）によって拡散される。ｃ^（ｋ）は、式３による。

各符号ｃ^（ｋ）は、継続時間Ｔ_ｃのＱ個の複素チップ

からなり、Ｔ_ｂ＝Ｔ_ｃ／Ｑである。各バーストの各データフィールドは、長さＮｘＱのチップシーケンスで満たされる。Ｑは拡散率（spreading factor）である。以下の説明では、Ｋ個のバーストすべてに均一の拡散率を使用するが、それらのバーストについての可変の拡散率にも容易に応用することができる。各自の符号とともにデータを変調した後、バーストは通例、パルス形成のために送信機（ＴＸ）フィルタを通される。受信側のアンテナアレイは、Ｐ個のアンテナ素子を有する。

Ｋ個の信号バーストは、時間によって変化する複素インパルス応答

を有するＫ×Ｐ個の一次独立の無線チャネルを通り、ｋ＝１、２、．．．、Ｋ、ｐ＝１、２、．．．、Ｐである。

は、送信機ｋとアンテナ素子ｐの結合を表す。これらのＫ個のバーストのチャネル出力シーケンスは、各アンテナ素子でＰ個の受信シーケンスに重畳される。重畳された各シーケンスは、帯域制限と雑音抑制のために受信機（ＲＸ）フィルタでフィルタリングされ、チップレート１／Ｔ_ｃでサンプリングされる。各送信機と各アンテナについての個別のチャネルインパルス応答ｈ^{（ｋ，ｐ）}は、式４によりベクトルとして表される。

Ｗは、インパルス応答の長さである。Ｗ個の複素サンプル

はそれぞれ、チップレート１／Ｔｃで取り出され、Ｗ＞Ｔ_ｂである。ただし、この手法は、複数のチップレートでのサンプリングに容易に応用することができる。ＷはＴ_ｂより大きい可能性があるので、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が存在する可能性がある。通例は、ミッドアンブルシーケンスなどの基準シーケンスを使用してチャネルインパルス応答ｈ^{（ｋ，ｐ）}が推定される。各バーストと各アンテナのシンボル応答ｂ^{（ｋ，ｐ）}は、式５による。

シンボル応答ｂ^{（ｋ，ｐ）}は、Ｑ＋Ｗ−１チップ分の長さであり、単位シンボルの後に残されたチップの末尾を表す。

各データフィールドを処理する前に、ミッドアンブルキャンセルアルゴリズムを使用して、そのデータフィールドに対するミッドアンブルの影響が相殺される。各アンテナ素子で、受信されるシーケンスｒ^（ｐ）の長さは（ＮＱ＋Ｗ−１）であり、ｐ＝１、２、．．．、Ｐである。各ｒ^（ｐ）は、式６により、実際にはＫ個のバーストと雑音シーケンスの和である。

ゼロ平均と共分散行列は、式７による。

各アンテナ素子を通じて受信される各バーストの転送システム行列は、Ａ^{（ｋ，ｐ）}であり、大きさは（ＮＱ＋Ｗ−１）ｘＮである。転送システム行列Ａ^{（ｋ，ｐ）}は、送信されたバーストとチャネル応答ｈ^{（ｋ、ｐ）}の畳み込みである。転送システム行列

の各要素は、式８による。

アンテナｐの（ＮＱ＋Ｗ−１）ｘＫＮの転送システム行列Ａ^（ｐ）は、式９による。

Ａ^（ｐ）＝［Ａ^{（１，ｐ）} Ａ^{（２，ｐ）} ．．．Ａ^{（ｋ，ｐ）}］、ただしｋ＝１、２、．．．、Ｋ、およびｐ＝１、２、．．．、Ｐ
式９
バーストｋのＰ（ＮＱ＋Ｗ−１）ｘＮの転送システム行列Ａ^（ｋ）は、式１０による。

アンテナｐにおける受信シーケンスｒ^（ｐ）は式１１による。

全データシンボルベクトルは式１２による。

ｄの成分は式１３による。

Ｐ（ＮＱ＋Ｗ−１）ｘＫＮの全転送システム行列Ａは、式１４による。

合計雑音ベクトルｎは式１５による。

ｎの成分は式１６による。

合計ノイズベクトルｎの共分散行列は式１７による。

全受信シーケンスは、式１８により表される。

ｒの成分は、式１９による。

全受信シーケンスｒは式２０による。

ｒ^（ｋ）＝Ａ^（ｋ）ｄ^（ｋ）は、受信シーケンス中のユーザｋの信号の寄与分（contribution）を表す。評価された連続的な推定値

を求めるために、全受信ベクトルｒは、式２１により、ブロック線形等化器を使用してＧＳＩＣによって処理されることが好ましい。

ＧＳＩＣを用いる２つの手法では、受信ダイバーシティのあるブロック線形等化器を使用するが、他の方式を用いてもよい。１つの手法では、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ）の基準を使用し、別の手法では、最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ）の基準を用いる。

以下では、付加雑音が空間的かつ時間的に白色（white）であり、全ノイズベクトルの共分散行列がＲ_ｎ＝σ^２Ｉであると想定する。σ^２は、付加雑音の分散であり、Ｉは、大きさがＫＮ×ＫＮの識別行列（identity matrix）である。受信ダイバーシティを用いて、式２２により、二次費用関数（cost function）

を最小にすることによりＺＦ−ＢＬＥを導き出すことができる。

は、評価されたｄの連続的な推定値であり、「−１」は、逆行列を表す。式２３により、

を最小にすると、評価されたバイアスされない連続した推定値

が得られる。

ＭＭＳＥ−ＢＬＥでは、式２４により、二次費用関数

を最小にする。

は、評価された

の連続した推定値である。データシンボルＲ_ｄ＝Ｅ｛ｄｄ^Ｈ｝＝Ｉの共分散行列と、全バックグラウンドノイズベクトルＲ_ｎ＝σ^２Ｉの共分散行列を用いて、式２５で、

を最小にすると、評価された連続的な推定値

が得られる。

ＩはＫＮ×ＫＮの識別行列を表す。Ａ^ＨＡはバンドブロックＴｏｅｐｌｉｔｚ行列なので、このデータベクトルを解く一手法では、近似コレスキー式を用いる。コレスキー式は、厳密な解法と比べて、無視できるほど少ない動作効率の損失で複雑性を低減する。

好ましくは、複雑性を低減し、同時にＩＳＩと多重アクセス干渉（ＭＡＩ）を除去するために、ＢＬＥとＧＳＩＣを組み合わせる（ＧＳＩＣ−ＢＬＥ）。ＧＳＩＣ−ＢＬＥでは、Ｋ個のバーストが、好ましくは受信電力に従って小さなグループに分割される。通例は、ほぼ同じ受信電力を有するバーストが、ともにまとめられる。ほぼ同じ電力のバーストとは、同等の電力を有するＰ個のアンテナ素子を通じて受信される、組み合わせられた電力を有するバーストである。

各干渉キャンセル段階で、ＧＳＩＣ−ＢＬＥは、Ｋ個のバーストの部分集合（グループ）のみのＩＳＩとＭＡＩを考慮し、そのグループのデータシンボルをまとめて検出する。そのグループの検出されたシンボルを使用して、後の段階のために、そのグループが他のグループに付与するＭＡＩを生成する。干渉のキャンセルを使用してこのＭＡＩを除去する。グループの大きさがＫに選択された場合、ＧＳＩＣ−ＢＬＥは、単一ユーザのＢＬＥになる。すべてのデータが１ステップで求められる。

この結果、このグループ化の閾値により、複雑性と動作効率とのトレードオフが得られる。極端な場合は、Ｋ個のバーストそれぞれにそのバースト自体の段階を割り当てることができる。この手法は複雑性が最も低い。逆に、Ｋ個のバーストすべてを単一の段階に割り当てることができ、これは複雑性が最も高い。

図４は受信ダイバーシティを用いるＧＳＩＣ−ＢＬＥのフローチャートである。受信ダイバーシティを用いるＧＳＩＣ−ＢＬＥでは、好ましくは、すべてのバーストが各自の受信電力の強度または振幅で順序付けられ、バースト１が最強のバーストとなる（ステップ５０）。このような順序付けは、受信機におけるアプリオリの知識か、または、バースト固有のトレーニングシーケンスからのバースト固有のチャネル推定、マッチドフィルタの群など、ＳＩＣあるいはＭＵＤ受信機との関連で一般に用いられる他の推定手法に基づくことができる。一実装では、既知のチャネルを使用して、式２５により降順を決定することができる。

ＧＳＩＣ−ＢＬＥは、順序のリストを使用して、ほぼ同じ電力を有するバースト、すなわち互いから一定の閾値内にあるバーストを、Ｇ個のグループに分割する（ステップ５２）。このグループは、各自の受信電力の高い順に並べられる。この順序をｉ＝１．．．．Ｇと表すことができる。ｎ_ｉは、

など、ｉ番目のグループのバースト数である。受信機はＧ個の段階から構成される。初めに、グループｉ＝１からジョイント検出が開始される。

グループごとに、ＺＦ−ＢＬＥの場合は式２６により一つのグループ単位のＢＬＥ行列を得る。

ＭＭＳＥ−ＢＬＥの場合のもう一つのグループ単位のＢＬＥ行列は、式２７による。

ｉ番目のグループのウィーナ推定（wiener estimator）

、ｉ＝１．．．Ｇ、は、式２８による。

Ｉ_Ｎは、大きさがＮ×Ｎの識別行列であり、Ｎは、各バーストの各データフィールドにあるシンボルの数である。

最初の段階で、１番目のグループの転送システム行列

を求める。

は、１番目のグループのバーストに対応するシンボル応答だけを含む点を除いて、全転送システム行列Ａと同様である。最初の段階で、グループ１の入力シーケンスが、式２９により、全受信シーケンスから得られる。

１番目のグループのバーストのＩＳＩ、ＭＡＩ、およびｎｅａｒ−ｆａｒ効果を除去するために、

でのマルチユーザＢＬＥ（ＺＦ−ＢＬＥまたはＭＭＳＥ−ＢＬＥ）が行われる。グループ１の軟判定シンボル（soft decision symbols）

が、式３０により得られる（ステップ５４）。

ただし、

、ｉ＝１、２、．．．、Ｇは、

であっても

であってもよい。

は、１番目のグループのすべてのバーストによって搬送される情報伝達シンボルのシーケンスを表す、評価された

の連続的な推定値である。

に基づいて、硬判定（hard decision）を行って

を形成する（ステップ５６）。硬判定変数

を使用して、式３１により、ｒに対する１番目のグループの寄与分

を推定する（ステップ５８）。

Ｐ＝１、２、．．．、ｐは、アンテナｐで受信されたシーケンスに対する１番目のグループの寄与である。第２の段階では、式３２により、全受信シーケンスからこのＭＡＩを相殺することにより、干渉が補正された入力シーケンスを得る。

ＺＦ−ＢＬＥの場合、

は式３３による。

ＭＭＳＥ−ＢＬＥの場合、

は、式３４による。

Ｉ_ｇは、大きさが（ＮＱ＋Ｗ−１）×（ＮＱ＋Ｗ−１）の識別行列である。

は、アンテナｐについての第１段階の入力シーケンス（アンテナｐで受信されたシーケンス）の干渉が補正されたベクトル

から

を引くことによる、干渉が補正されたアンテナｐの新しい入力シーケンスである。

ｉ番目の段階などの後の段階で、式３５により、１つ前の段階の干渉が補正された入力シーケンス

から、１つ前のグループのＭＡＩを減算することにより、干渉が補正された新しい入力シーケンスを求める。

積行列は式３６による。

第１段階と同様に、

は、アンテナごとに

からなり、ｐ＝１、２、．．．、Ｐである。単一ユーザＢＬＥまたはマルチユーザＢＬＥを行って、ｉ番目のグループ自体からＭＡＩ、ＩＳＩ、およびｎｅａｒ−ｆａｒ問題を取り除く。軟判定シンボルは、式３７として表される（ステップ６０）。

軟判定シンボルを使用して、硬判定を行うことにより、硬判定シンボル

を生成する（ステップ６２）。硬判定シンボルを使用して、式３８により、ｉ番目のグループのｒへの寄与分

を生成する（ステップ６４）。

第１の段階と同様に、

は、各アンテナについて

からなり、ｐ＝１、２、．．．、Ｐである。次の段階で、式３９により、ｉ番目の入力シーケンスからこのＭＡＩを減算することにより、干渉が補正されたシーケンスを得る（ステップ６６）。

最後の段階で、入力シーケンスは式４０になる。

単一ユーザＢＬＥまたはマルチユーザＢＬＥを行うことにより、式４１により軟判定シンボルを得る。

最終段階の硬判定シンボル

は、硬判定を使用して、この軟判定シンボルから得る。各段階を受信シーケンスの線形フィルタリングと考えることにより、各段階の線形フィルタ

、ｉ＝１．．．Ｇは、式４２による。

各段階の軟判定シンボルは、式４３による。

ｄｉａｇ（Ｘ）は、行列Ｘの対角要素のみを含む対角行列を表す。

は、Ｘの対角要素以外のすべての要素を含む、対角要素がゼロの行列を表す。

式４３で、最初の項は、ｉ番目のグループの求めようとするシンボルを表し、２番目の項は、ｉ番目のグループのＩＳＩとＭＡＩの項を表し、最後の項は、ｉ番目の段階の出力におけるバックグラウンドノイズの項である。最初の項は、そのｊ番目の成分が、スカラーで乗算された、ｉ番目のグループの送信データシンボルベクトル

のｊ番目の成分であるベクトルである。ＭＡＩおよびＩＳＩによる２番目の項は、そのｊ番目の成分が、全送信データシンボルベクトルｄのすべての他の送信シンボルの重み付けされた和であるベクトルである。バックグラウンドノイズの項の相関は、その共分散行列

によって与えられ、Ｒ_ｎは全受信シーケンス中の付加雑音の共分散である。各段階の出力におけるデータシンボルごとのＳＩＮＲ（信号対干渉および雑音比）は、式４４による。

Ｒｅ｛ ｝は、実数部を表す。［Ｘ］_ｊ，ｊは、行列Ｘのｊ番目の行のｊ番目の列の要素を表す。Ｒ_ｄ＝Ｅ｛ｄｄ^Ｈ｝は、ｄの共分散行列である。

シミュレーションでは、完全なＢＬＥ ＦＢＬＥ（ＢＬＥは１段階しかない）が、ＧＳＩＣ−ＢＬＥよりも優れた性能を示す。１％から１０％の符号化されていないビットエラー率（ＢＥＲ）についての符号化利得を考慮に入れると、ＧＳＩＣ−ＢＬＥの性能は、ＦＢＬＥに近づく。

ＧＳＩＣ−ＢＬＥは、一部またはすべてのユーザが複数の符号を送信するマルチコードのシナリオにも適する。同一ユーザからの複数の符号はまとめることができ、各グループにマルチユーザＢＬＥが行われる。グループ間のＭＡＩは、ＳＩＣによって相殺される。ＧＳＩＣ−ＢＬＥは、２つの点で従来のＳＩＣより優れた性能を達成する。第１に、従来のＳＩＣと異なり、ＧＳＩＣ−ＢＬＥは、同じような電力で受信されるバーストのマルチユーザＢＬＥを行うことにより、ｎｅａｒ−ｆａｒ効果のない場合に性能を維持する。第２に、従来のＲＡＫＥ方式のＳＩＣ受信機と異なり、各グループのマルチユーザＢＬＥを介して、各バーストのＩＳＩを補償する。ＩＳＩの最適の緩和により、特に拡散の遅延が大きいチャネルで、グループ間のＭＡＩのより効果的な相殺につながる。

ＧＳＩＣ−ＢＬＥは、通例、ＦＢＬＥに比べてかなり少ないバーストの数Ｋに従って線形に変化する複雑性を達成する。この事例では、各バーストのＩＳＩが補償されるので、ＲＡＫＥに基づくＳＩＣ受信機よりも優れた性能が得られる可能性がある。この性能面の利点は、拡散の遅延が大きいチャネルで、すなわち、ＩＳＩが顕著である場合に増大する。拡散の遅延が大きいチャネルの場合でも、バースト間のおよそ０〜２ｄＢのｎｅａｒ−ｆａｒ効果は、ＦＢＬＥに匹敵する性能を達成するのに十分と思われる。

図５は、受信ダイバーシティに使用するＧＳＩＣ−ＢＬＥの簡略ブロック図である。Ｐ個のアンテナ素子それぞれからの受信ベクトル

から

が、ＧＳＩＣ−ＢＬＥに入力される。グループ１のマッチドフィルタ７０は、フィルタ

、すなわちグループ１の受信ベクトルに一致する。マッチドフィルタリングの結果

は、ＢＬＥで処理され、ＺＦ−ＢＬＥの場合は

となり、または、ＭＭＳＥ−ＢＬＥの場合は

となる。ＢＬＥ７２の結果

は、軟判定／硬判定デバイス７４により、ハードシンボル

に変換される。干渉補正デバイス７６は、ハードシンボル

を使用して、アンテナごとに、そのアンテナの受信ベクトルに対するグループ１の寄与を表すベクトル

から

を生成する。アンテナごとに、減算器９２_１から９２_Ｐが、受信ベクトル

〜

から、グループ１の寄与

〜

を減算して、各アンテナの干渉が補正されたベクトル

〜

を生成する。

グループ２のマッチドフィルタ７８は、フィルタ

、すなわち干渉が補正されたベクトルに一致する。このマッチドフィルタリングの結果

がＢＬＥ８０で処理され、ＺＦ−ＢＬＥの場合は

となり、または、ＭＭＳＥ−ＢＬＥの場合は

となる。このＢＬＥの結果

が、軟判定／硬判定デバイス８２によりハードシンボル

に変換される。干渉補正デバイス８４は、ハードシンボル

を使用して、アンテナごとに、そのアンテナの受信ベクトルに対するグループ２の寄与を表すベクトル

〜

を生成する。アンテナごとに、減算器９４_１〜９４_Ｐが、受信ベクトル

〜

から、グループ２の寄与分

〜

を減算して、各アンテナの干渉が相殺されたベクトル

〜

を生成する。

残りのグループ、すなわちグループ３からＧ−１のデータの推定と、干渉の相殺が最後のグループＧまで続いて行われる。グループＧについては、グループＧのマッチドフィルタ８６は、干渉が補正されたベクトルであるフィルタ

と一致する。このマッチドフィルタリングの結果

がＢＬＥ８８で処理され、ＺＦ−ＢＬＥの場合は

となり、またはＭＭＳＥ−ＢＬＥの場合は

となる。このＢＬＥの結果

は、軟判定／硬判定デバイス９０によりハードシンボル

に変換される。

無線通信システムの簡略図である。 送信機と、複数のアンテナ素子を有するジョイント検出グループ連続干渉キャンセラ受信機の簡略ブロック図である。 通信バーストの図である。 複数のアンテナ素子を有する受信機の場合のジョイント検出グループ連続干渉キャンセルのフローチャートである。 ジョイント検出グループ連続干渉キャンセラの簡略ブロック図である。

Claims (25)

1. 複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイを通じて複数のデータ信号を受信する方法であって、前記データ信号が無線通信システム内で共有スペクトルを通じて送信されるものにおいて、
   前記データ信号のそれぞれを有する信号を、各アンテナ素子を通じて受信するステップと、
   前記複数のデータ信号を複数のグループに分けるステップと、
   前記複数のグループの第１のグループについての前記アンテナ素子の受信信号にマッチドフィルタリングを行って、マッチドフィルタリングされた結果を生成するステップと、
   前記マッチドフィルタリングされた結果を用いて、前記第１のグループのデータをジョイント検出するステップと、
   各アンテナ素子の前記検出されたデータを使用して、干渉補正信号を生成するステップと、
   各アンテナ素子の前記受信信号から、その素子の前記干渉補正信号を減算して、各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を生成するステップと、
   各アンテナ素子の前記干渉が相殺された結果を使用して、残りのグループのデータを続いて検出するステップと
   を有することを特徴とする方法。
2. 前記グループに分けるステップは、各アンテナ素子によって受信された各データ信号の組み合わせた電力を測定し、組み合わせた電力がほぼ同じであるデータ信号をともにまとめることを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記ジョイント検出するステップは、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇのブロック線形等化器を使用して行われることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記ジョイント検出するステップは、最小二乗平均誤差のブロック線形等化器を使用して行われることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記ジョイント検出するステップにおいてソフトシンボルを生成し、
   さらに、干渉補正信号を生成する前に前記ソフトシンボルをハードシンボルに変換することを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイを通じて複数のデータ信号を受信する基地局であって、前記データ信号が無線通信システム内で共有スペクトルを通じて受信されるものにおいて、
   前記データ信号それぞれを有する信号を受信する各アンテナ素子と、
   前記複数のデータ信号を複数のグループに分ける手段と、
   前記複数のグループの第１のグループについて前記アンテナ素子の受信信号をマッチドフィルタリングして、マッチドフィルタリングされた結果を生成する手段と、
   前記マッチドフィルタリングされた結果を使用して、前記第１のグループのデータをジョイント検出する手段と、
   各アンテナ素子の前記検出されたデータを使用して、干渉補正信号を生成する手段と、
   各アンテナ素子の前記受信信号から、その素子の前記干渉補正信号を減算して、各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を生成する手段と、
   各アンテナ素子の前記干渉が相殺された結果を使用して、残りのグループのデータを続いて検出する手段と
   を備えることを特徴とする基地局。
7. 前記グループに分ける手段は、各アンテナ素子によって受信された各データ信号の組み合わせた電力を測定する手段と、組み合わせた電力がほぼ同じであるデータ信号をともにまとめる手段を備えることを特徴とする請求項６に記載の基地局。
8. 前記ジョイント検出する手段は、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇのブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項６に記載の基地局。
9. 前記ジョイント検出する手段は、最小二乗平均誤差のブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項６に記載の基地局。
10. 前記ジョイント検出する手段はソフトシンボルを生成し、
    さらに、前記干渉補正信号を生成する手段に入力する前に前記ソフトシンボルをハードシンボルに変換する軟判定／硬判定デバイスを備えることを特徴とする請求項６に記載の基地局。
11. 複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイを通じて複数のデータ信号を受信する基地局であって、前記データ信号が無線通信システム内で共有スペクトルを通じて受信されるものにおいて、
    前記データ信号それぞれを有する信号を受信する各アンテナ素子と、
    複数のグループの第１のグループについて前記アンテナ素子の受信信号をマッチドフィルタリングして、マッチドフィルタリングされた結果を生成するマッチドフィルタであって、前記複数のデータ信号を前記複数のグループに分けるものと、
    前記マッチドフィルタリングされた結果を使用して、前記第１のグループのデータをジョイント検出する第１のジョイント検出器と、
    各アンテナ素子の前記検出されたデータを使用して、干渉補正信号を生成する干渉補正生成デバイスと、
    各アンテナ素子の前記受信信号から、その素子の前記干渉補正信号を減算して、各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を生成する複数の減算器と、
    前記複数のグループの第２のグループについて前記アンテナ素子の受信信号をマッチドフィルタリングして、マッチドフィルタリングされた結果を生成するマッチドフィルタであって、前記複数のデータ信号を前記複数のグループに分けるものと、
    前記第２のマッチドフィルタリングされた結果を使用して、前記第２のグループのデータをジョイント検出する第２のジョイント検出器と
    を備えることを特徴とする基地局。
12. 前記複数のデータ信号を前記複数のグループに分けることは、各アンテナ素子によって受信された各データ信号の組み合わせた電力を測定し、組み合わせた電力がほぼ同じであるデータ信号をともにまとめることを含むことを特徴とする請求項１１に記載の基地局。
13. 前記第１および第２のジョイント検出器は、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇのブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項１１に記載の基地局。
14. 前記第１および第２のジョイント検出器は、最小二乗平均誤差のブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項１１に記載の基地局。
15. 前記第１および第２のジョイント検出器はソフトシンボルを生成し、
    さらに、前記ソフトシンボルをハードシンボルに変換する第１および第２の軟判定／硬判定デバイスを備えることを特徴とする請求項１１に記載の基地局。
16. 複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイを通じて複数のデータ信号を受信する無線送受信装置であって、前記データ信号が無線通信システム内で共有スペクトルを通じて受信されるものにおいて、
    前記データ信号それぞれを有する信号を受信する各アンテナ素子と、
    前記複数のデータ信号を複数のグループに分ける手段と、
    前記複数のグループの第１のグループについて前記アンテナ素子の受信信号をマッチドフィルタリングして、マッチドフィルタリングされた結果を生成する手段と、
    前記マッチドフィルタリングされた結果を使用して、前記第１のグループのデータをジョイント検出する手段と、
    各アンテナ素子の前記検出されたデータを使用して、干渉補正信号を生成する手段と、
    各アンテナ素子の前記受信信号から、その素子の前記干渉補正信号を減算して、各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を生成する手段と、
    各アンテナ素子の前記干渉が相殺された結果を使用して、残りのグループのデータを続いて検出する手段と
    を備えることを特徴とする無線送受信装置。
17. 前記グループに分ける手段は、各アンテナ素子によって受信された各データ信号の組み合わせた電力を測定する手段と、組み合わせた電力がほぼ同じであるデータ信号をともにまとめる手段を含むことを特徴とする請求項１６に記載の無線送受信装置。
18. 前記ジョイント検出する手段は、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇのブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項１６に記載の無線送受信装置。
19. 前記ジョイント検出する手段は、最小二乗平均誤差のブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項１６に記載の無線送受信装置。
20. 前記ジョイント検出する手段はソフトシンボルを生成し、
    さらに、前記干渉補正信号を生成する手段に入力する前に前記ソフトシンボルをハードシンボルに変換する軟判定／硬判定デバイスを備えることを特徴とする請求項１６に記載の無線送受信装置。
21. 複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイを通じて複数のデータ信号を受信する無線送受信装置であって、前記データ信号が無線通信システム内で共有スペクトルを通じて受信されるものにおいて、
    前記データ信号それぞれを有する信号を受信する各アンテナ素子と、
    複数のグループの第１のグループについて前記アンテナ素子の受信信号をマッチドフィルタリングして、マッチドフィルタリングされた結果を生成するマッチドフィルタであって、前記複数のデータ信号を前記複数のグループに分けるものと、
    前記マッチドフィルタリングされた結果を使用して、前記第１のグループのデータをジョイント検出する第１のジョイント検出器と、
    各アンテナ素子の前記検出されたデータを使用して、干渉補正信号を生成する干渉補正生成デバイスと、
    各アンテナ素子の前記受信信号から、その素子の前記干渉補正信号を減算して、各アンテナ素子の干渉が相殺された結果を生成する複数の減算器と、
    前記複数のグループの第２のグループについて前記アンテナ素子の受信信号をマッチドフィルタリングして、第２のマッチドフィルタリングされた結果を生成するマッチドフィルタであって、前記複数のデータ信号を前記複数のグループに分けるものと、
    前記第２のマッチドフィルタリングされた結果を使用して、前記第２のグループのデータをジョイント検出する第２のジョイント検出器と
    を備えることを特徴とする無線送受信装置。
22. 前記複数のデータ信号を前記複数のグループに分けることは、各アンテナ素子によって受信された各データ信号の組み合わせた電力を測定し、組み合わせた電力がほぼ同じであるデータ信号をともにまとめることを含むことを特徴とする請求項２１に記載の無線送受信装置。
23. 前記第１および第２のジョイント検出器は、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇのブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項２１に記載の無線送受信装置。
24. 前記第１および第２のジョイント検出器は、最小二乗平均誤差のブロック線形等化器を使用することを特徴とする請求項２１に記載の無線送受信装置。
25. 前記第１および第２のジョイント検出器はソフトシンボルを生成し、
    さらに、前記ソフトシンボルをハードシンボルに変換する第１および第２の軟判定／硬判定デバイスを備えることを特徴とする請求項２１に記載の無線送受信装置。
    

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