KR20050021511A

KR20050021511A - 수신 다이버시티를 갖는 블록 전송을 위한 그룹형 직렬간섭 제거

Info

Publication number: KR20050021511A
Application number: KR10-2005-7000940A
Authority: KR
Inventors: 곽재영; 판중린; 제이라아리엘라
Original assignee: 인터디지탈 테크날러지 코포레이션
Priority date: 2002-07-19
Filing date: 2003-07-18
Publication date: 2005-03-07
Also published as: CA2493195A1; TW201029358A; AU2003261194A1; EP1537650A4; TWI239723B; TW201404062A; US20040141565A1; KR20050103315A; TW200501638A; TWI335735B; JP4316500B2; MXPA05000828A; TWI433483B; US7266168B2; US20080019431A1; CN100559700C; KR100765873B1; TW200402949A; US20090080495A1; TW200723737A

Abstract

복수의 데이터 신호들이 복수의 안테나 요소들을 갖는 안테나 어레이를 통하여 수신된다. 데이터 신호들은 무선 통신 시스템에서의 공유 스펙트럼을 통하여 송신된다. 데이터 신호들 각각을 갖는 신호는 각 안테나 요소를 통하여 수신된다. 복수의 데이터 신호들은 복수의 그룹들로 그룹핑된다. 안테나 요소들의 수신된 신호들은 복수의 그룹들 중 제 1 그룹에 대하여 정합 필터링되어, 정합 필터링된 결과를 생성한다. 제 1 그룹의 데이터는 정합 필터링된 결과를 사용하여 공동 검출된다. 간섭 보정 신호는 각 안테나 요소에 대하여 검출된 데이터를 사용하여 구성된다. 간섭 제거 결과는 각 안테나 요소의 수신된 신호로부터 감산하여, 각 안테나 요소에 대한 간섭 제거 결과를 생성한다. 데이터는 각 안테나 요소에 대한 간섭 제거 결과를 사용하여 남아있는 그룹들에 대하여 계속하여 검출된다.

Description

수신 다이버시티를 갖는 블록 전송을 위한 그룹형 직렬 간섭 제거{GROUPWISE SUCCESSIVE INTERFERENCE CANCELLATION FOR BLOCK TRANSMISSION WITH RECEPTION DIVERSITY}

본 발명은 통상 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명은 무선 통신 시스템에서의 다중 사용자 신호들의 공동 검출(joint detection)에 관한 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템(10)의 도면이다. 통신 시스템(10)은 무선 송수신 유닛들(WTRU; 14₁ 내지 14₃)과 통신하는 기지국들(12₁ 내지 12₅)을 갖는다. 각 기지국(12₁)은 그 동작 지역에서 WTRU(14₁ 내지 14₃)와 통신하는 관련 동작 지역을 갖는다.

코드분할 다중접속(CDMA) 및 코드분할 다중접속을 사용하는 시분할 듀플렉스(TDD/CDMA)와 같은 일부 통신 시스템에서, 다중 통신이 동일한 주파수 스펙트럼을 통하여 보내진다. 이 통신들은 통상적으로 칩 코드 시퀀스에 의하여 구별된다. 주파수 스펙트럼을 보다 효율적으로 사용하기 위하여, TDD/CDMA 통신 시스템은 통신용 시간 슬롯으로 나누어진 반복 프레임을 사용한다. 이러한 시스템에서 보내진 통신은 그 통신 대역폭에 기초하여 할당된 하나 이상의 연관된 코드 및 시간 슬롯을 가질 것이다.

다중 통신이 동일한 주파수 스펙트럼에서 동시에 보내질 수 있기 때문에, 이러한 시스템에서 수신기는 다중 통신들 사이를 구별해야 한다. 이러한 신호들을 검출하는 하나의 접근법은 정합 필터링이다. 정합 필터링에서는, 단일 코드로 보내진 통신이 검출된다. 다른 통신들은 간섭으로 취급된다. 다중 코드들을 검출하기 위하여, 개별적인 수의 정합 필터들이 사용된다. 또 다른 접근법은 직렬 간섭 제거(SIC)이다. SIC에서, 하나의 통신이 검출되고, 그 통신의 기여분을 그 다음 통신을 검출하는데 사용되는 수신되는 신호로부터 감산한다.

일부 상황에서는, 성능을 향상시키기 위하여 동시에 다중 통신을 검출할 수 있는 것이 바람직하다. 동시에 다중 통신을 검출하는 것은 공동 검출(joint detection)이라고 불리운다. 일부 공동 검출기는 Cholesky 분해를 사용하여 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 검출 또는 영 강제(zero forcing) 블록 이퀄라이저(ZF-BLE)를 수행한다. 다른 공동 검출 수신기는 고속 퓨리어 변환 기반의 구현을 사용하여, 추가적으로 복잡성을 감소시킨다.

따라서, 다중 사용자 검출에 대한 대체적인 접근법을 갖는 것이 바람직하다.

도 1은 무선 통신 시스템의 개략적인 도면이다.

도 2는 송신기 및 다중 안테나 요소들을 갖는 공동 검출 그룹 직렬 간섭 제거기 수신기의 개략적인 블록도이다.

도 3은 통신 버스트의 도면이다.

도 4는 다중 안테나 요소들을 갖는 수신기에 대하여 공동 검출 그룹 직렬 간섭 제거를 위한 흐름도이다.

도 5는 공동 검출 그룹 직렬 간섭 제거기의 개략적인 블록도이다.

이하, 무선 송수신 유닛(WTRU)는 사용자 장치, 이동국, 고정 또는 이동 가입자 유닛, 페이저, 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 유형의 장치를 포함하지만, 이에 한정되지는 않는다. 이하에서 언급할 때, 기지국은 기지국, 노드 B, 사이트 제어기, 엑세스 포인트 또는 무선 환경에서의 다른 인터페이싱 장치를 포함하지만, 이에 한정되지는 않는다.

도 2는 공동 검출(JD) 및 그룹형 직렬 간섭 제거(GSIC)의 적응형 조합인 "GSIC-JD"를 사용하는 개략적인 송신기(26) 및 수신기(28)를 도시하며, 여기서는 수신 다이버시티가 사용된다. 전형적인 시스템에서, 송신기(26)는 각 WTRU(14₁ 내지 14₃)에 있고, 다중 통신을 보내는 다중 송신 회로(26)는 각 기지국(12₁ 내지 12₅)에 있다. 기지국(12₁)은 통상적으로 각각의 활성으로 통신하는 WTRU(14₁ 내지 14₃)에 대하여 적어도 하나의 송신 회로(26)를 요할 것이다. 다중 안테나 요소들의 사용이 가장 보편적인 구현은 기지국에서지만, GSIC-JD 수신기(28)는 기지국(12₁), WTRU(14₁ 내지 14₃) 또는 양자 모두에 있을 수 있다. GSIC-JD 수신기(28)는 다중 송신기(26) 또는 송신 회로(26)로부터 통신을 수신한다.

TDD/CDMA 또는 시분할 동기 CDMA(TD-SCDMA)와 같은 슬롯된 CDMA 시스템에 대한 바람직한 응용과 관련하여 GSIC-JD가 설명되지만, 이는, 주파수 분할 듀플렉스(FDD)/CDMA 및 CDMA2000과 같은 다중 통신이 동일 주파수 대역을 공유하는 임의의 무선 시스템에도 적용될 수 있다.

각 송신기(26)는 무선 채널(30)을 통하여 데이터를 전송한다. 송신기(26)에서의 데이터 생성기(32)는 수신기(28)에 대한 기준 채널을 통하여 통신될 데이터를 생성한다. 기준 데이터는 통신 대역폭 요구사항에 기초하여 하나 또는 다중 코드들 및/또는 시간 슬롯들에 할당된다. 슬롯 시스템에 대하여, 변조 및 확산 장치(34)는 기준 데이터를 확산시키고, 확산 기준 데이터가 적당한 할당된 시간 슬롯 및 코드들에서 트레이닝 시퀀스와 시간 다중화되게 한다. 비슬롯 시스템에서, 기준 신호는 거의 연속적인 글로벌 파일롯과 같이 시간 다중화되지 않을 수도 있다. 그 결과의 시퀀스를 통신 버스트라고 한다. 통신 버스트는 변조기(36)에 의하여 무선 주파수로 변조된다. 안테나(38)는 RF 신호를 무선 채널(30)을 통하여 수신기(28)의 안테나 어레이(40)로 방사한다. 송신된 통신에 사용되는 변조의 종류는 직접 위상 쉬프트 키잉(DPSK), 직교 위상 쉬프트 키잉(QPSK), 또는 M진 직교 진폭 키잉(QAM)과 같은 당업자에게 공지된 것일 수 있다.

슬롯 시스템에서는, 도 3에 도시한 바와 같이, 전형적인 통신 버스트(16)는 미드앰블(20), 가드 기간(18), 및 2개의 데이터 필드(22, 24)를 갖는다. 미드앰블(20)은 2개의 데이터 필드(22, 24)를 분리시키고, 가드 기간(18)은 통신 버스트를 분리시켜서, 서로 상이한 송신기로부터 송신되는 버스트의 도착 시간차를 가능케한다. 2개의 데이터 필드(22, 24)는 통신 버스트의 데이터를 보유하며, 통상적으로 동일한 심볼 길이를 갖는다. 미드앰블(20)은 트레이닝 시퀀스(training sequence)를 보유한다.

수신기(28)의 안테나 어레이(40)는 다양한 무선 주파수 신호를 수신한다. 안테나 어레이(40)는 P개의 안테나 요소(41₁ 내지 41_P)를 갖는다. 수신된 신호는 복조기(42₁ 내지 42_P)에 의하여 복조되어 기저대역 신호를 생성한다. 기저대역 신호는 예컨대 채널 추정 장치(44) 및 GSIC-JD(46)에 의하여 시간 슬롯에서 그리고 대응하는 송신기(26)의 통신 버스트에 할당되는 적당한 코드들로 처리된다. 채널 추정 장치(44)는 기저대역 신호에서 트레이닝 시퀀스 성분을 사용하여 채널 임펄스 응답과 같은 채널 정보를 생성한다. 채널 정보는 GSIC-JD 장치(46)에 의하여 사용되어, 하드 또는 소프트 심볼들 중 어느 하나와 같은 수신된 통신 버스트의 송신된 데이터를 추정한다.

도 4는 GSIC-JD 장치(46)의 개략도이다. 다음에 의하면, 시퀀스, 벡터 및 행렬은 굵은 활자이고, (ㆍ)^H는 복소 켤레 전치 연산을 나타내고, (ㆍ)^T는 실수 전치를 나타낸다.

K개의 신호 버스트는 폭 B의 동일 주파수 대역에서 동시에 활성화된다. K 개의 버스트는 서로 상이한 코드에 의하여 분리된다. UMTS TDD/CDMA 시스템에서, 코드들은 셀 특정 스크램블링 코드 및 단일 또는 다중 채널화 코드들로 구성될 수 있다. 길이 N의 유한 송신 데이터 심볼들 시퀀스 d ^(k)는 수학식 1에 의한다.

<수학식 1>

여기서, k = 1, 2, …, K 이고, n = 1, 2, …, N

각 데이터 심볼 d_n ^(k)는 구간 T_b를 가지며, 각 데이터 심볼 d_n ^(k)은 수학식 2에 따라 M개의 잠재값들을 갖는 복소 M진 세트의 V로부터 취해진다.

<수학식 2>

V = {v₁, v₂ …v_M}

각 데이터 심볼 시퀀스 d ^(k)는 코드 c ^(k)에 의하여 확산된다. c ^(k)는 수학식 3에 의한다.

<수학식 3>

여기서, k = 1, 2, …, K 이고, q = 1, 2, …, Q

각 코드 c ^(k)는 구간 T_c(T_b=T_c/Q)의 Q개의 복소 칩 c _q ^(k)로 구성된다. 각 버스트의 각 데이터 필드는 길이 N ×Q의 칩 시퀀스로 채워진다. Q는 확산 인자이다. 이하의 설명에서는 모든 K개의 버스트에 대하여 균일한 확산 인자를 사용하지만, 이는 가변 확산 인자에도 쉽게 확장가능하다. 데이터를 개개의 코드로 변조한 후에, 버스트는 통상 펄스 쉐이핑(shaping)을 위하여 송신기(TX) 필터를 통과한다. 수신 안테나 어레이는 P개의 안테나 요소를 갖는다.

K개의 신호 버스트는 시변 복소 임펄스 응답 을 갖는 K ×P개의 선형 독립 무선 채널을 통과한다. (여기서, k = 1, 2, …K 그리고 p = 1, 2, …P) 는 안테나 요소 p와 송신기 k의 연결을 나타낸다. K개의 버스트의 채널 출력 시퀀스는 각 안테나 요소에서 P개의 수신된 시퀀스로 중첩된다. 각 중첩된 시퀀스는 대역 제한 및 잡음 억제를 위하여 수신기(RX) 필터에 의하여 필터링되고, 칩 레이트 1/T_c로 샘플링된다. 각 송신기 및 각 안테나 요소에 대한 이산 채널 임펄스 응답 h ^(k,p)는 수학식 4에서 벡터로 표시된다.

<수학식 4>

여기서, k = 1, 2, …, K 그리고 p = 1, 2, …P 그리고 w = 1, 2, …W

W는 임펄스 응답의 길이이다. W개의 복소 샘플들 각각 h_w ^(k,p)은 칩 레이트 1/T_c로 선택되고, 여기서 W > T_b 이다. 그러나, 이 접근법은 다중 칩 레이트 샘플링으로 쉽게 확장될 수 있다. W이 T_b보다 클 수 있기 때문에, 심볼간 간섭(ISI)이 존재할 수도 있다. 통상적으로 채널 임펄스 응답 h ^(k,p)는 미드앰블 시퀀스와 같은 기준 시퀀스를 사용하여 추정된다. 각 버스트 및 각 안테나에 대한 심볼 응답 b ^(k,p)는 수학식 5에 의한다.

<수학식 5>

여기서, k = 1, 2, …, K 그리고 p = 1, 2, …P 그리고 l = 1, 2, …, Q + W - 1

심볼 응답 b ^(k,p)는 Q + W - 1의 길이이고, 단위 심볼에 의하여 남겨진 칩의 테일을 나타낸다.

각 데이터 필드를 처리하기에 앞서, 데이터 필드에 대한 미드앰블의 영향이 미드앰블 제거 알고리즘에 의하여 제거된다. 각 안테나 요소에서, 수신 시퀀스 r ^(p)는 길이 (NQ + W - 1)를 갖는다 (여기서 p =1, 2, …P). 각 r ^(p)는 K개의 버스트와 수학식 6에 의한 잡음 시퀀스의 합이다.

<수학식 6>

p = 1, 2, …, P 그리고 i = 1, 2, …, (NQ + W - 1)

영 평균 및 공분산 행렬은 수학식 7에 의한다.

<수학식 7>

여기서, p = 1, 2, …, P

각 안테나 요소를 통하여 수신되는 각 버스트에 대한 전송 시스템 행렬은 A ^(k,p)이고, (N Q + W - 1) ×N의 크기를 갖는다. 전송 시스템 행렬 A ^(k,p)는 채널 응답 h ^(k,p)와 송신 버스트의 컨볼루션이다. 송신 시스템 행렬 의 각 요소는 수학식 8에 의한다.

<수학식 8>

여기서, k = 1, 2, …, K 그리고 p = 1, 2, …, P 그리고 i = 1, 2, …, (NQ + W - 1) 그리고 j = 1, 2, …, N

여기서, = ┌b_l ^(k,p) ( k = 1,2,…,K

│ p = 1,2,…,P

│ l = 1,2,…,Q + W - 1

│ n = 1,2,…,N)

└0 그렇지 않은 경우

안테나 p에 대한 (NQ + W - 1) ×KN 개의 전송 시스템 행렬 A ^(p)는 수학식 9에 의한다.

<수학식 9>

여기서 k = 1,2,…,K 그리고 p = 1,2,…,P

버스트 k에 대한 P(NQ + W - 1) ×N 전송 시스템 행렬 A ^(k)는 수학식 10에 의한다.

<수학식 10>

여기서 k = 1,2,…,K 그리고 p = 1,2,…,P

안테나 p에서 수신된 시퀀스 r ^(p)는 수학식 11에 의한다.

<수학식 11>

전체 데이터 심볼 벡터는 수학식 12에 의한다.

<수학식 12>

d의 성분은 수학식 13에 의한다.

<수학식 13>

d_N(K-1)+N = d_n ^(k)

여기서 k = 1,2,…,K 그리고 n = 1,2,…,N

P(NQ + W - 1) ×KN의 전체 전송 시스템 행렬 A는 수학식 14에 의한다.

<수학식 14>

전체 잡음 벡터 n는 수학식 15에 의한다.

<수학식 15>

n의 성분은 수학식 16에 의한다.

<수학식 16>

여기서 p = 1, 2,…, P 그리고 i = 1, 2,…,(NQ + W - 1)

총 잡음 벡터 n의 공분산 행렬은 수학식 17에 의한다.

<수학식 17>

여기서, 이고, i = 1, 2, …, P 그리고 j = 1, 2,…, P

전체 수신 시퀀스는 수학식 18에 의하여 표시된다.

<수학식 18>

r의 성분은 수학식 19에 의한다.

<수학식 19>

여기서 p = 1,2,…,P 그리고 i = 1, 2, …, (NQ + W - 1)

전체 수신 시퀀스 r은 수학식 20에 의한다.

<수학식 20>

r ^(k)=A ^(k) d ^(k)는 수신된 시퀀스에서 사용자 k의 신호의 기여도를 나타낸다. 전체 수신 벡터 r은 바람직하게는, 수학식 21에 따라 연속적인 값의 추정치 를 판단하기 위하여 블록 선형 이퀄라이저를 사용하여 GSIC에 의하여 처리된다.

<수학식 21>

GSIC를 사용하는 2개의 접근법들은 다른 방법들이 사용될 수도 있지만, 수신 다이버시티를 갖는 블록 선형 이퀄라이져를 사용한다. 하나의 접근법은 영 강제(ZF) 기준을 사용하고, 다른 접근법은 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준을 사용한다.

다음에 대하여, 부가 잡음은 공간적으로 그리고 일시적으로 화이트로 간주되고, 전체 잡음 백터의 공분산 행렬은 R _n = σ² I이다. σ²은 부가 잡음의 분산이고, I는 크기 KN ×KN을 갖는 고유 행렬이다. 수신 다이버시티를 가지고, ZF-BLE는 수학식 22에 의하여 이차 비용 함수 을 최소함으로써 도출될 수 있다.

<수학식 22>

는 d의 연속적 값인 추정치이고, "-1"은 역행렬을 나타낸다. 수학식 23에 의하면, 의 최소값은 연속적인 값이며 바이어스되지 않은 추정치인 을 유도한다.

<수학식 23>

수학식 24에 의하면, MMSE-BLE는 이차 비용 함수 을 최소화한다.

<수학식 24>

는 의 연속적인 값인 추정치이다. 데이터 심볼들의 공분산 행렬 과 전체 배경 잡음 벡터의 공분산 행렬 을 가지고, 수학식 25에 의하면, 의 최소값은 연속적인 값인 추정치 를 유도한다.

<수학식 25>

I는 KN ×KN 고유 행렬을 나타낸다. A ^H A가 결합된(banded) 블록 Toeplitz 행렬이기 때문에, 데이터 벡터를 풀기 위한 하나의 접근법은 근사 Cholesky 공식을 사용한다. Cholesky 공식은 정확한 해법에 비하여 수행시에 무시가능한 손실에 의한 복잡성을 감소시킨다.

바람직하게는, 복잡성을 감소시키고, ISI 및 다중 엑세스 간섭 (MAI)를 동시에 제거하기 위하여, BLE 및 GSIC가 결합된다(GSIC-BLE). GSIC-BLE에서, K개의 버스트는 소그룹으로, 바람직하게는 수신 전력에 따라서 세분화된다. 전형적으로, 거의 동일한 수신 전력을 갖는 버스트가 서로 그룹핑된다. 거의 동일한 전력의 버스트들은 동등한 전력의 P개의 안테나 요소를 통하여 수신되는 결합 전력(combined power)을 갖는 버스트들이다.

각 간섭 제거 스테이지에서, GSIC-BLE는 K개의 버스트들의 단지 서브셋(그룹)의 ISI 및 MAI를 고려한다. 이 그룹의 검출된 심볼은 후속하는 스테이지를 위한 다른 그룹들에 대하여 이 그룹이 부가하는 MAI를 생성하는데 사용된다. 이 MAI는 간섭 제거를 사용하여 제거된다. 그룹 크기가 K로 되도록 선택되는 경우, GSIC-BLE는 단일 사용자 BLE가 된다. 모든 데이터는 한 단계에서 판단된다.

그 결과, 그룹핑된 임계치는 복잡성과 성능 사이의 트레이드 오프를 제공한다. 극단적으로, 각 K 개의 버스트는 그 자신의 스테이지로 할당될 수 있다. 이 접근법은 가장 낮은 복잡성을 제공한다. 역으로, 모든 K개의 버스트들은 단일의 스테이지에 할당될 수 있는데, 이는 가장 높은 복잡성을 제공한다.

도 4는 수신 다이버시티를 갖는 GSIC-BLE의 흐름도이다. 수신 다이버시티를 갖는 GSIC-BLE에서, 바람직하게는, 모든 버스트들은 그 수신된 전력의 세기 또는 크기에 의하여 정렬되며, 버스트 1은 가장 센 것이 된다 (단계 50). 이러한 정렬은 수신기에서의 사전 지식 또는 버스트 특정의 트레이닝 시퀀스로부터의 버스트 특정의 채널 추정, 정합 필터의 뱅크 등과 같은 SIC 또는 MUD 수신기의 환경에서 통상 사용되는 다른 추정 방식에 의한 지식에 기초할 수 있다. 하나의 구현에서, 기지의 채널을 사용하여, 내림차순은 수학식 25에 따라 결정될 수 있다.

<수학식 25>

여기서, k = 1, 2, …, K

정렬 리스트를 사용하여, GSIC-BLE는 거의 동일한 전력, 즉 서로 특정한 임계치 이내에 있는 버스트들을 G개의 그룹으로 세분화한다 (단계 52). 그룹들은 그 수신 전력의 내림차순으로 배열된다. 순서는 i=1…G로 나타낼 수 있다. n_i는 와 같은 i번째 그룹에서의 버스트의 수이다. 수신기는 G개의 스테이지로 구성된다. 초기에, 공동 검출은 그룹 i=1로 시작된다.

각 그룹에 대하여, 하나의 그룹형 BLE 행렬은 ZF-BLE에 대하여 수학식 26에 의한다.

<수학식 26>

여기서, i=1, 2, …, G

제 2 그룹형 BLE 행렬은 MMSE-BLE에 대하여 수학식 27에 의한다.

<수학식 27>

여기서, i=1, 2, …, G

i번째 그룹의 위이너(wiener) 추정치 (i=1…G)는 수학식 28에 의한다.

<수학식 28>

I _N은 크기 N ×N의 고유 행렬이고, N은 각 버스트의 각 데이터 필드의 심볼들의 수이다.

제 1 스테이지에서, 제 1 그룹의 전송 시스템 행렬 A _g ⁽¹⁾이 결정된다. A _g ⁽¹⁾은 제 1 그룹에서의 버스트에 대응하는 심볼 응답만을 포함한다는 점을 제외하고는, 전체 전송 시스템 행렬 A와 유사하다. 제 1 스테이지에서, 그룹 1에 대한 입력 시퀀스는 수학식 29에 따른 전체 수신 시퀀스에 의하여 주어진다.

<수학식 29>

ISI, MAI 및 제 1 그룹에서의 버스트의 다소의 효과를 제거하기 위하여, A _g ⁽¹⁾를 갖는 다중 사용자 BLE(ZF-BLE 또는 MMSE-BLE)가 수행된다. 그룹 1에 대한 소프트 결정 심볼들 는 수학식 30에 의하여 획득된다 (단계 54).

<수학식 30>

여기서, (i=1,2,…G)는 또는 중 어느 하나일 수 있다.

은 제 1 그룹에서의 모든 버스트에 의하여 운반되는 심볼들을 갖는 정보의 시퀀스를 나타내는 d _g ⁽ⁱ⁾의 연속적인 값의 추정치이다. 에 기초하여, 하드 결정이 를 형성하기 위하여 수행된다 (단계 56). 하드 결정 변수 를 사용하여, r에 대한 제 1 그룹의 기여도 가 수학식 31에 따라서 추정된다 (단계 58).

<수학식 31>

(p = 1, 2, …P)는 안테나 p에서의 수신 시퀀스에 대한 제 1 그룹의 기여도이다. 제 2 스테이지에 대하여, 간섭 보정된 입력 시퀀스는 수학식 32에 따라서 전체 수신 시퀀스로부터 이 MAI를 제거함으로써 획득된다.

<수학식 32>

는 ZF-BLE에 대하여 수학식 33에 의한다.

<수학식 33>

는 MMSE-BLE에 대하여 수학식 34에 의한다.

<수학식 34>

I _g는 크기 (NQ + W - 1) ×(NQ + W - 1)의 고유 행렬이다. 는 안테나 p에 대한 제 1 스테이지 입력 시퀀스(안테나 p에서의 수신 시퀀스)의 간섭 보정된 벡터 로부터 을 감산함으로써 안테나 p에 대한 신규의 간섭 보정된 입력 시퀀스이다.

i번째 스테이지와 같은 후속하는 스테이지에 대하여, 수학식 35에 의하면, 신규의 간섭 보정된 입력 시퀀스는 이전 스테이지의 간섭 보정된 입력 시퀀스 로부터 이전의 그룹의 MAI를 감산함으로써 판단된다.

<수학식 35>

프로덕트 행렬은 수학식 36에 의한다.

<수학식 36>

(a ≤b의 경우 위의 것, a>b의 경우 아래의 것)

제 1 스테이지와 유사하게, 는 각 안테나에 대하여 (p = 1, 2, …P)로 구성된다. 단일 사용자 또는 다중 사용자 BLE는 MAI, ISI 및 i번째 그룹의 다소의 문제를 제거하도록 수행된다. 소프트 결정 심볼들은 수학식 37에 따라 나타낼 수 있다 (단계 60).

<수학식 37>

소프트 결정 심볼을 사용하여, 하드 결정 심볼 은 하드 결정에 의하여 생성된다 (단계 62). 하드 심볼들은 수학식 38에 따라서 r에서의 i번째 그룹의 기여도 를 생성하는데 사용된다 (단계 64).

<수학식 38>

제 1 스테이지와 유사하게, 는 각 안테나에 대하여 (p = 1, 2, …P)로 구성된다. 그 다음 스테이지에 대하여, 간섭 보정된 입력 시퀀스는, 수학식 39에 따라서 i번째 입력 시퀀스로부터 이 MAI를 감산함으로써 획득된다 (단계 66).

<수학식 39>

가장 나중의 스테이지에서, 입력 시퀀스는 수학식 40이 된다.

<수학식 40>

단일 또는 다중 사용자 BLE를 수행함으로써, 소프트 결정 심볼은 수학식 41에 따라서 획득된다.

<수학식 41>

최종 스테이지의 하드 심볼 결정 은 하드 결정을 사용하여 이 소프트 결정 심볼들로부터 획득된다. 수신 시퀀스의 선형 필터링으로 각 스테이지를 고려함으로써, 각 스테이지에 대한 선형 필터 (i = 1 …G)가 수학식 42에 의한다.

<수학식 42>

각 스테이지에서 소프트 결정 심볼은 수학식 43에 의한다.

<수학식 43>

diag(X)는 행렬 X의 대각 요소만을 갖는 대각 행렬을 나타낸다. 는 X의 대각 요소를 제어한 모두를 포함하고, 대각 요소가 영인 행렬을 나타낸다.

수학식 43에서, 제 1 항은 i번째 그룹의 원하는 심볼들을 나타내고, 제 2 항은 i번째 그룹의 ISI 및 MAI를 나타내고, 마지막 항은 i번째 스테이지의 출력에서의 배경 잡음 항이다. 제 1 항은, 그 j번째 성분이 i번째 그룹 d _g ⁽ⁱ⁾의 송신된 데이터 심볼 벡터의 j번째 성분에 스칼라를 곱한 것인 벡터이다. MAI 및 ISI로 인한 제 2 항은 그 j번째 성분이 전체 송신 데이터 심볼 벡터 d에서의 모든 다른 송신 심볼들의 가중된 합인 벡터이다. 배경 잡음 항의 상관은 그 공분산 행렬 에 의하여 주어지는데, 여기서 R _n은 전체 수신 시퀀스에서의 부가 잡음의 공분산이다. 각 스테이지의 출력에서의 데이터 심볼당 SINR(신호 대 간섭 및 잡음비)은 수학식 44에 의한다.

<수학식 44>

여기서

j = n + N(k-1), i = 1, 2, …G

k = 1, 2, …n_i, n = 1, 2, …N

Re{} 는 실수부를 나타낸다. 은 행렬 X의 j번째 행과 j번째 열의 성분을 나타낸다. 는 d의 공분산 행렬이다.

시뮬레이션에서, 풀(full) BLE 즉 FBLE(오직 하나의 스테이지를 갖는 BLE)는 GSIC-BLE보다 양호한 성능을 나타낸다. 1% 내지 10%의 코딩되지 않은 비트 에러율(BER)에 대한 코딩 이득을 고려할 때, GSIC-BLE는 FBLE에 근접하다.

GSIC-BLE는 일부 또는 모든 사용자들이 다중 코드들을 송신하는 다중 코드 시나리오에 또한 적합하다. 동일한 사용자로부터의 다중 코드들이 함께 그룹핑되고, 다중 사용자 BLE는 각 그룹에 대하여 수행된다. 그룹들 사이의 MAI는 SIC에 의하여 제거된다. GSIC-BLE는 2개의 방법으로 기존의 SIC보다 양호한 성능을 달성한다. 첫번째로, 기존의 SIC와 달리, 유사한 전력으로 수신되는 버스트들의 다중 사용자 BLE를 수행함으로써, 다소의 효과가 없는 경우에서의 성능을 유지한다. 두번째로, 기존의 RAKE 기반의 SIC 수신기와 달리, 각 그룹의 다중 사용자 BLE를 통한 각 버스트의 ISI를 보다 양호하게 책임진다. ISI의 최적의 완화는 그룹들 사이에서 특히 큰 지연 확산을 갖는 채널들에서, MAI를 보다 효율적으로 제거한다.

GSIC-BLE는 전형적으로 버스트의 수 K에 선형적으로 변하는 복잡성을 달성하며, 이는 FBLE의 수보다 실질적으로 작다. 이 경우 각 버스트에서 ISI를 책임지기 때문에, 잠재적으로 RAKE에 기초하는 SIC 수신기보다 더 양호한 성능을 갖게 된다. 이 성능 이점은 큰 지연 확산을 갖는 채널들에서, 즉 ISI가 심각한 경우에 증가한다. 큰 지연 확산 채널이 있는 경우에도, 버스트들 사이의 0 내지 2 dB의 정도의 다소의 효과는 FBLE에 비교할만한 성능을 달성하는데 충분한 것으로 보인다.

도 5는 수신 다이버시티를 사용하는 GSIC-BLE의 개략적인 블록도이다. P개의 안테나 요소들 각각으로부터의 수신 벡터 내지 이 GSIC-BLE로 입력된다. 그룹 1 정합 필터(70)는 그룹 1에 대하여 수신된 벡터들인 을 정합 필터링한다. 그 정합 필터링의 결과인 은 ZF, 또는 MMSE, 와 같은 BLE(72)에 의하여 처리된다. BLE(72)의 결과인 는 소프트-하드 결정 장치(74)에 의하여 하드 심볼 로 변환된다. 간섭 보정 장치(76)는 하드 심볼들 을 사용하여 그 안테나의 수신 벡터에 대한 그룹 1의 기여도를 나타내는 각 안테나에 대한 내지 의 벡터를 생성한다. 각 안테나에 대하여, 감산기(92₁ 내지 92_P)는 그 수신된 벡터들 내지 로부터 그룹 1로부터의 기여도 내지 를 감산하여, 각 안테나에 대하여 간섭 제거된 벡터 내지 을 생성한다.

그룹 2 정합 필터(78)는 간섭 제거 벡터들 를 정합 필터링한다. 정합 필터링의 결과인 는 ZF, 또는 MMSE, 와 같은 BLE(80)에 의하여 처리된다. BLE의 결과인 는 소프트-하드 결정 장치(82)에 의하여 하드 심볼들 로 변환된다. 간섭 보정 장치(84)는 하드 심볼들 을 사용하여 그 안테나의 수신된 벡터에 대한 그룹 2의 기여도를 나타내는 각 안테나에 대한 벡터 내지 를 생성한다. 각 안테나에 대하여, 감산기(94₁ 내지 94_P)는 그 수신된 벡터들 내지 로부터 그룹 2로부터의 기여도 내지 를 감산하여, 각 안테나에 대한 간섭 제거된 벡터 내지 을 생성한다.

남아 있는 그룹들인 그룹 3 내지 G-1에 대한 데이터의 추정 및 간섭 제거는 최종 그룹인 G까지 순차적으로 수행된다. 그룹 G에 대하여, 그룹 G 정합 필터(86)는 간섭 제거된 벡터들 을 정합 필터링한다. 정합 필터링의 결과 는 ZF, 또는 MMSE, 와 같은 BLE(88)에 의하여 처리된다. BLE의 결과인 는 소프트-하드 결정 장치(90)에 의하여 하드 심볼들 로 변환된다.

Claims

복수의 안테나 요소들을 갖는 안테나 어레이를 통하여 복수의 데이터 신호들-상기 데이터 신호는 무선 통신 시스템에서 공유 스펙트럼을 통하여 송신됨-을 수신하는 방법에 있어서,

상기 데이터 신호들 각각을 갖는 각 안테나 요소를 통하여 신호를 수신하는 단계;

상기 복수의 데이터 신호들을 복수의 그룹들로 그룹핑하는 단계;

상기 안테나 요소들의 상기 수신된 신호들을, 상기 복수의 그룹들중 제 1 그룹에 대하여 정합 필터링하여, 정합 필터링된 결과를 생성하는 단계;

상기 정합 필터링된 결과를 사용하여 상기 제 1 그룹의 데이터를 공동 검출하는 단계;

각 안테나 요소에 대한 상기 검출된 데이터를 사용하여 간섭 보정 신호를 구성하는 단계;

각 안테나 요소의 상기 수신된 신호로부터 상기 소자에 대한 상기 간섭 보정 신호를 감산하여 각 안테나 요소에 대한 간섭 제거된 결과를 생성하는 단계; 및

각 안테나 요소에 대한 상기 간섭 제거된 결과를 사용하여 남아있는 그룹들의 데이터를 연속하여 검출하는 단계; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 데이터 신호들을 그룹핑하는 단계는, 각 안테나 요소에 의하여 수신되는 각 데이터 신호의 결합 전력을 측정하고, 실질적으로 유사한 결합 전력을 갖는 데이터 신호들을 그룹핑하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 단계는, 영 강제 블록 선형 이퀄라이저를 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 단계는 최소 평균 제곱 에러 블록 선형 이퀄라이저를 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 단계는 소프트 심볼들을 생성하고,

상기 방법은, 간섭 보정 신호 구성에 앞서 상기 소프트 심볼을 하드 심볼로 변환하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
복수의 안테나 요소들을 갖는 안테나 어레이를 통하여 복수의 데이터 신호들-상기 데이터 신호는 무선 통신 시스템에서 공유 스펙트럼을 통하여 송신됨-을 수신하는 기지국에 있어서,

상기 데이터 신호들 각각을 갖는 각 안테나 요소를 통하여 신호를 수신하는 각 안테나 요소;

상기 복수의 데이터 신호들을 복수의 그룹들로 그룹핑하는 수단;

상기 안테나 요소들의 상기 수신된 신호들을, 상기 복수의 그룹들중 제 1 그룹에 대하여 정합 필터링하여, 정합 필터링된 결과를 생성하는 수단;

상기 정합 필터링된 결과를 사용하여 상기 제 1 그룹의 데이터를 공동 검출하는 수단;

각 안테나 요소에 대한 상기 검출된 데이터를 사용하여 간섭 보정 신호를 구성하는 수단;

각 안테나 요소의 상기 수신된 신호로부터 상기 소자에 대한 상기 간섭 보정 신호를 감산하여 각 안테나 요소에 대한 간섭 제거된 결과를 생성하는 수단; 및

각 안테나 요소에 대한 상기 간섭 제거된 결과를 사용하여 남아있는 그룹들의 데이터를 연속하여 검출하는 수단; 을 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 6 항에 있어서,

상기 복수의 데이터 신호들을 그룹핑하는 것은, 각 안테나 요소에 의하여 수신되는 각 데이터 신호의 결합 전력을 측정하고, 실질적으로 유사한 결합 전력을 갖는 데이터 신호들을 그룹핑하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 6 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 수단은, 영 강제 블록 선형 이퀄라이저를 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 6 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 수단은, 최소 평균 제곱 에러 블록 선형 이퀄라이저를 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 6 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 수단은 소프트 심볼들을 생성하고,

상기 방법은, 간섭 보정 신호 구성에 앞서 상기 소프트 심볼을 하드 심볼로 변환하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
복수의 안테나 요소들을 갖는 안테나 어레이를 통하여 복수의 데이터 신호들-상기 데이터 신호는 무선 통신 시스템에서 공유 스펙트럼을 통하여 송신됨-을 수신하는 기지국에 있어서,

상기 데이터 신호들 각각을 갖는 각 안테나 요소를 통하여 신호를 수신하는 각 안테나 요소;

복수의 그룹들중 제 1 그룹에 대한 상기 안테나 요소들의 상기 수신된 신호들을 정합 필터링하여, 제 1 정합 필터링된 결과를 생성하는 수단-상기 복수의 그룹들에는 상기 복수의 데이터 신호들이 그룹핑됨-;

상기 정합 필터링된 결과를 사용하여 상기 제 1 그룹의 데이터를 공동 검출하는 제 1 공동 검출기;

각 안테나 요소에 대한 상기 검출된 데이터를 사용하여 간섭 보정 신호를 구성하는 간섭 보정 구성 장치;

각 안테나 요소의 상기 수신된 신호로부터 상기 소자에 대한 상기 간섭 보정 신호를 감산하여 각 안테나 요소에 대한 간섭 제거된 결과를 생성하는 복수의 감산기;

상기 복수의 그룹들중 제 2 그룹에 대한 상기 안테나 요소들의 상기 생성된 간섭 제거된 결과를 정합 필터링하여 제 2 정합 필터링된 결과를 생성하는 정합 필터-상기 복수의 그룹들에는 상기 복수의 데이터 신호들이 그룹핑됨-;

상기 제 2 정합 필터링 결과를 사용하여 상기 제 2 그룹의 데이터를 공동 검출하는 제 2 공동 검출기; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 11 항에 있어서,

상기 복수의 데이터 신호들을 그룹핑하는 것은, 각 안테나 요소에 의하여 수신되는 각 데이터 신호의 결합 전력을 측정하고, 실질적으로 유사한 결합 전력을 갖는 데이터 신호들을 그룹핑하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 공동 검출기는 영강제 블록 선형 이퀄라이저를 사용하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 공동 검출기는 최소 평균 제곱 에러 블록 선형 이퀄라이저를 사용하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 공동 검출기는 소프트 심볼들을 생성하고,

상기 기지국은, 상기 소프트 심볼들을 하드 심볼들로 변환하기 위한 제 1 및 2 소프트-하드 결정 장치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
복수의 안테나 요소들을 갖는 안테나 어레이를 통하여 복수의 데이터 신호들-상기 데이터 신호는 무선 통신 시스템에서 공유 스펙트럼을 통하여 송신됨-을 수신하는 무선 송수신 유닛에 있어서,

상기 데이터 신호들 각각을 갖는 각 안테나 요소를 통하여 신호를 수신하는 각 안테나 요소;

상기 복수의 데이터 신호들을 복수의 그룹들로 그룹핑하는 수단;

상기 안테나 요소들의 상기 수신된 신호들을, 상기 복수의 그룹들중 제 1 그룹에 대하여 정합 필터링하여, 정합 필터링된 결과를 생성하는 수단;

상기 정합 필터링된 결과를 사용하여 상기 제 1 그룹의 데이터를 공동 검출하는 수단;

각 안테나 요소에 대한 상기 검출된 데이터를 사용하여 간섭 보정 신호를 구성하는 수단;

각 안테나 요소의 상기 수신된 신호로부터 상기 소자에 대한 상기 간섭 보정 신호를 감산하여 각 안테나 요소에 대한 간섭 제거된 결과를 생성하는 수단; 및

각 안테나 요소에 대한 상기 간섭 제거된 결과를 사용하여 남아있는 그룹들의 데이터를 연속하여 검출하는 수단; 을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 16 항에 있어서,

상기 복수의 데이터 신호들을 그룹핑하는 것은, 각 안테나 요소에 의하여 수신되는 각 데이터 신호의 결합 전력을 측정하고, 실질적으로 유사한 결합 전력을 갖는 데이터 신호들을 그룹핑하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 16 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 수단은, 영 강제 블록 선형 이퀄라이저를 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 16 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 수단은, 최소 평균 제곱 에러 블록 선형 이퀄라이저를 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 16 항에 있어서,

상기 데이터를 공동 검출하는 수단은 소프트 심볼들을 생성하고,

상기 무선 송수신 유닛은, 간섭 보정 신호 구성 수단 이전에 상기 소프트 심볼을 하드 심볼로 변환하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
복수의 안테나 요소들을 갖는 안테나 어레이를 통하여 복수의 데이터 신호들-상기 데이터 신호는 무선 통신 시스템에서 공유 스펙트럼을 통하여 송신됨-을 수신하는 무선 송수신 유닛에 있어서,

상기 데이터 신호들 각각을 갖는 각 안테나 요소를 통하여 신호를 수신하는 각 안테나 요소;

복수의 그룹들중 제 1 그룹에 대한 상기 안테나 요소들의 상기 수신된 신호들을 정합 필터링하여, 제 1 정합 필터링된 결과를 생성하는 수단-상기 복수의 그룹들에는 상기 복수의 데이터 신호들이 그룹핑됨-;

상기 정합 필터링된 결과를 사용하여 상기 제 1 그룹의 데이터를 공동 검출하는 제 1 공동 검출기;

각 안테나 요소에 대한 상기 검출된 데이터를 사용하여 간섭 보정 신호를 구성하는 간섭 보정 구성 장치;

각 안테나 요소의 상기 수신된 신호로부터 상기 소자에 대한 상기 간섭 보정 신호를 감산하여 각 안테나 요소에 대한 간섭 제거된 결과를 생성하는 복수의 감산기;

상기 복수의 그룹들중 제 2 그룹에 대한 상기 안테나 요소들의 상기 생성된 간섭 제거된 결과를 정합 필터링하여 제 2 정합 필터링된 결과를 생성하는 정합 필터-상기 복수의 그룹들에는 상기 복수의 데이터 신호들이 그룹핑됨-; 및

상기 제 2 정합 필터링 결과를 사용하여 상기 제 2 그룹의 데이터를 공동 검출하는 제 2 공동 검출기; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 21 항에 있어서,

상기 복수의 데이터 신호들을 그룹핑하는 것은, 각 안테나 요소에 의하여 수신되는 각 데이터 신호의 결합 전력을 측정하고, 실질적으로 유사한 결합 전력을 갖는 데이터 신호들을 그룹핑하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 21 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 공동 검출기는 영 강제 블록 선형 이퀄라이저를 사용하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 21 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 공동 검출기는 최소 평균 제곱 에러 블록 선형 이퀄라이저를 사용하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.
제 21 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 공동 검출기는 소프트 심볼들을 생성하고,

상기 기지국은, 상기 소프트 심볼들을 하드 심볼들로 변환하기 위한 제 1 및 2 소프트-하드 결정 장치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송수신 유닛.