KR100808895B1 - 무선 코드 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 데이터검출시에 사용하기 위한 이득 계수를 사용하는 스케일링 - Google Patents

무선 코드 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 데이터검출시에 사용하기 위한 이득 계수를 사용하는 스케일링 Download PDF

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Abstract

복수의 통신으로부터의 데이터는 코드 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 송신된다. 송신된 통신은 수신된다. 이득 계수는 수신된 통신신호들 중의 적어도 하나의 통신을 위해 결정된다. 수신된 통신신호들로부터의 데이터는 결정된 이득 값으로부터 얻은 스케일링 계수를 사용하여 검출된다.
Figure R1020057000936
CDMA, 이득 계수, 스케일링 계수, 채널 응답, 잡음 분산

Description

무선 코드 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 데이터 검출시에 사용하기 위한 이득 계수를 사용하는 스케일링{SCALING USING GAIN FACTORS FOR USE IN DATA DETECTION FOR WIRELESS CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEMS}
본 발명은 일반적으로 무선 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 시스템에 관한 것이다. 더욱 구체적으로, 본 발명은 그러한 시스템에서 데이터 검출동안 이득 계수를 사용하는 스케일링에 관한 것이다.
무선 CDMA 통신 시스템에서, 다중 통신 신호는 공유된 스펙트럼을 통해 전송된다. 개별 통신 신호는 각 통신 신호를 전송하기 위해 사용된 코드에 의해 구별된다. 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex: FDD) CDMA 시스템에서, 업링크 및 다운링크 통신은 주파수 스펙트럼에 의해 분리된다. 시분할 듀플렉스(TDD) CDMA 또는 시분할 동기 코드 분할 다중 액세스(TD-SCDMA) 시스템에서, 업링크 및 다운링크 통신은 시간에 의해 분리된다.
그러한 시스템에서 통신 신호를 수신하는 한가지 방식은 단일 사용자 검출(single user detection: SUD)이라 칭해진다. 일반적으로, SUD는 전형적으로 두 부분의 프로세스로 실행된다. 첫째, 수신된 신호는 무선 채널의 응답을 보상하기 위해 등화된다. 둘째, 등화된 신호는 사용자 또는 사용자들의 코드를 사용하여 역확산된다. SUD는 전형적으로 모든 통신 신호가 동일한 채널 응답을 경험할 때 이용된다. SUD의 바람직한 사용은 단일 사용자가 주파수 스펙트럼(FDD의 경우) 또는 시간 슬롯(TDD 또는 TD-SCDMA의 경우)을 독차지할 때의 다운링크 및 업링크에서 사용된다. 그러한 시스템에서 통신 신호를 수신하는 다른 방식은 멀티유저 검출(MUD)이라 칭해진다. MUD에서, 모든 사용자들 데이터로부터의 데이터는 동시에 추정된다.
그러한 시스템에서, 동시에 송신된 개별 통신 신호는 가변 송신 전력 레벨을 가질 수 있다. 설명을 위해, 업링크에서는, 단일 사용자 장비(user equipment: UE)가 다중 코드화 복합 트랜스포트 채널(coded composite transport channels: CCTrCH)을 송신할 수 있다. 각각의 CCTrCH는 서로 다른 서비스 품질(quality of service: QOS)을 가질 수 있어서, 요구된 QOS에 도달하기 위해 상이한 송신 전력 레벨을 필요로 할 수 있다. 다운링크에서는, 각각의 개별 UE의 CCTrCH 이외에 각각의 UE가 상이한 송신 전력 레벨을 필요로 할 수 있다.
통신 신호들 간의 가변 전력 레벨로 인해, 수신된 코드들 간의 직교성이 저하되어, 데이터 검출 성능을 떨어뜨린다. 따라서, 데이터 검출을 위한 대안적인 방식을 갖는 것이 바람직하다.
복수의 통신 신호들로부터의 데이터는 코드 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 송신된다. 송신된 통신 신호는 수신된다. 이득 계수는 수신된 통신 신호들 중의 적어도 하나의 통신 신호를 위해 결정된다. 수신된 통신 신호의 데이터는 결정된 이득 값으로부터 얻은 스케일링 계수를 사용하여 검출된다.
도 1a는 업링크용의 이득 계수 스케일링을 사용하는 송신기 및 수신기의 간략화된 도면.
도 1b는 다운링크용의 이득 계수 스케일링을 사용하는 송신기 및 수신기의 간략화된 도면.
도 1c는 채널 응답 행렬 스케일링의 간략화된 도면.
도 2는 선택적 코드 전력 스케일링을 적용하는 플로우차트.
도 3은 총 전력 스케일링을 적용하는 플로우차트.
도 4는 반복식 선택적 코드 전력 스케일링의 플로우차트.
도 5a는 스케일링된 잡음 분산을 사용하는 멀티유저 검출 수신기의 간략화된 블록도.
도 5b는 스케일링된 채널 응답 행렬을 사용하는 멀티유저 검출 수신기의 간략화된 블록도.
도 1a(업링크의 경우) 및 도 1b(다운링크의 경우)는 UE 및 기지국 내에서의 이득 계수 스케일링을 사용하는 송신기 및 수신기를 간략하게 도시한 도면이다. 도 1a의 UE(20)에서, 데이터는, 적절한 코드를 사용하여, 변조 및 확산 장치(24)에 의해 확산되고, 이를테면 직교 위상 편이 변조(QPSK), M진(M-ary) 직교 진폭 변조(QAM) 또는 그외 다른 변조 방식을 사용하여 변조된다. 확산 신호는 변조 장치(26)에 의해 무선 주파수로 변조되고, 안테나(28) 또는 안테나 어레이에 의해 방사된다.
무선 인터페이스(30)를 통과한 후, 안테나(32) 또는 안테나 어레이는 기지국(22)에서 통신 신호를 수신한다. 수신된 통신 신호는 이를테면 복조 장치(34)에 의해 기저대역 신호로 변환된다. 샘플링 장치(36)는 이를테면 칩 속도 또는 복수의 칩 속도로 기저대역 신호를 샘플링하여, 수신된 벡터 r을 생성한다. 채널 추정 장치(38)는 수신된 통신 신호에 대한 채널 응답을 채널 응답 행렬 H로서 추정한다. 다음에 오는 수학식에서의 모든 H 행렬은 정규화된 것으로 가정된다. 채널 추정은 전형적으로, 통신 버스트의 미드앰블(midamble) 또는 파일럿 코드와 같은 참조 신호를 사용하여 실행된다. 채널 추정 장치(38)는 또한 잡음의 분산(variance) σ2을 바람직하게 추정하는데, 추정된 잡음 분산은 다른 소스로부터 유도될 수도 있다. 잡음 분산 σ2은 이를테면 1/P의 계수로 스케일링 장치에 의해 스케일링된다. 바람직한 P값의 유도는 나중에 상세하게 설명된다. 바람직한 실시예에서는 잡음 분산σ2을 스케일링하지만, 채널 응답 행렬 H가 잡음 분산 대신에 스케일링 장치(61)에 의해 스케일링되어, 도 1c에 도시된 바와 같이 H'를 생성할 수 있다. H'를 구하는 한가지 방식은 H를 P의 제곱근으로 곱하는 것이다. 즉, H'=H·√P. 그러한 H'의 경우, H'HH'는 PHHH와 같다.
채널 등화기(42)는 채널 응답 행렬 H 및 스케일링된 잡음분산 σ2/P를 사용하여, 확산 데이터 벡터 s를 생성한다. 바람직하게, 확산 데이터 벡터 s는 이를테면 계수 1/PΛH로 스케일링 장치(64)에 의해 스케일링되는데, 이 스케일링 장치(64)는 사용되지 않을 수도 있다. (·)H는 공액 전치 연산이다. 스케일링 장치(64)가 사용되지 않을 때, 확산 데이터 벡터 s는 역확산기(despreader)(46)로 바로 보내진다. ΛH는 대각 행렬로서, 바람직한 유도는 나중에 상세하게 설명된다. 역확산기(46)는 통신 코드 C를 사용하여 스케일링된 확산 데이터 또는 확산 데이터를 역확산하여, 데이터 d를 복구시킨다.
도 1b의 기지국(22)에서, 데이터는 하나 또는 복수의 UE(20)로 송신하기 위해 변조 및 확산 장치(481 내지 48N)에 의해 확산되고 변조된다. 확산 신호는 결합기(50)에 의해 결합되고, 변조기(52)에 의해 무선 주파수로 변조된다. 변조된 신호는 안테나(32) 또는 안테나 어레이에 의해 방사된다.
UE(20)에서, 안테나(28) 또는 안테나 어레이는 무선 인터페이스(30)를 통해 보내진 통신 신호를 수신한다. 수신된 통신 신호는 복조기(54)에 의해 기저대역으로 복조된다. 샘플링 장치(56)는 기저대역 신호를 샘플링하여, 수신된 벡터 r을 생성한다. 채널 추정 장치(58)는 채널 응답 행렬 H 및 잡음 분산 σ2을 추정한다. 잡음 분산은 이를테면 1/P의 계수로 스케일링 장치(60)에 의해 스케일링된다. 대안적으로, 도 1c에 도시된 바와 같이, 채널 응답 행렬 H가 스케일링될 수 있다. 채널 등화기(62)는 채널 응답 행렬 H 및 스케일링된 잡음 분산을 사용하여 샘플을 프로세스해서, 확산 데이터 벡터 s를 생성한다. 확산 데이터 벡터 s는 이를테면 계수 1/PΛH로 스케일링 장치(64)에 의해 스케일링되는데, 이 스케일링 장치(64)는 사용되지 않을 수도 있다. 스케일링 장치(64)가 사용되지 않을 때, 확산 데이터 벡터 s는 역확산기(66)로 바로 보내진다. 역확산기(66)는 UE의 통신 코드 C를 사용하여 스케일링되거나 스케일링되지않은 확산 데이터를 역확산하여, UE의 통신 데이터를 복구시킨다. 전형적으로, 수신된 통신 신호들 중의 일부가 다른 UE(20)에 대한 것이면, 이들 통신 코드는 다른 UE의 데이터를 역확산하기 위해 사용되지 않는다.
데이터 검출시에 스케일링하기 위한 바람직한 알고리즘의 상세는 바람직한 광대역 CDMA(WCDMA) TDD 시스템과 관련하여 설명되지만, 본 발명은 FDD/WCDMA, TD-SCDMA, CDMA2000 등과 같은 다른 시스템에 응용가능하다.
수신된 벡터 r은 수학식 1에 따라 모델링될 수 있다.
Figure 112005002740710-pct00001
A는 정규화 심볼 응답 행렬이다. Λ는 신호 진폭 이득 행렬로서, 대각 행렬이다. n은 잡음 벡터이다.
K개의 코드가 (동일한 시간 슬롯 내에서) 동시에 전송될 때, A=[A1,...,AK]는 K개 코드의 정규화 심볼 응답 행렬이다. Λ의 크기는 바람직하게 K·NS이다. NS는 데이터 필드 내의 데이터 심볼의 수이다. d=[d1,...,dK]는 K개 코드에 의해 전달된 데이터 시퀀스이다. Λ는 수학식 2를 따른다.
Figure 112005002740710-pct00002
K개 코드들 중의 k번째 코드에 대한 각각의 진폭 이득 서브-행렬 Λk는 NS 크기의 대각 행렬로서, 수학식 3에 따라, 모든 대각선이 k번째 코드의 신호 진폭 gk와 동일하다.
Figure 112005002740710-pct00003
결합(joint) 검출시 데이터
Figure 112006085607703-pct00004
를 추정하기 위해, 수학식 4 및 5에 의한 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 방식이 사용될 수 있다.
Figure 112005002740710-pct00005
Figure 112005002740710-pct00006
Figure 112007051108219-pct00051
는 추정된 데이터 벡터이다. 수학식 4 및 5는 행렬 반전 예비정리에 의해 교환가능하다.
모든 통신 신호가 동일한 전달 채널 H를 통과할 때, 심볼 응답 행렬 A는 수학식 6을 따른다.
Figure 112007051108219-pct00008
H의 크기는 바람직하게 (Q·NS+W-1)×(Q·NS)이다. NS는 데이터 검출이 실행되는 데이터 블록 당 데이터 심볼의 수이다. Q는 통신 신호의 확산 계수이고, W는 지연 확산의 길이이다. C의 크기는 바람직하게 (Q·NS)×(K·NS)이다.
공통 채널로 수신된 신호는 수학식 7에 따라 모델링될 수 있다.
Figure 112005002740710-pct00009
d를 결정하기 위한 MMSE 해의 적용은 수학식 8을 따른다.
Figure 112005002740710-pct00010
행렬 M은 수학식 9에 따른 코드 상관 행렬이다.
Figure 112005002740710-pct00011
M의 크기는 바람직하게 Q·NS이다. 행렬 G는 수학식10에 따른 코드 전력 행렬이다.
Figure 112005002740710-pct00012
코드 상관 행렬 M은 모든 대각선이 P와 같은 동일한 값을 갖는 대각 우선 행렬이다. 하나의 P 값은 수학식 11에 따른 모든 버스트의 총 전력이다.
Figure 112005002740710-pct00013
일반적으로, P는 코드 전력 스케일 계수로 칭해진다. 행렬의 비대각선 부분의 에지 효과를 무시함으로써, M에 대한 근사
Figure 112005002740710-pct00014
은 수학식 12를 따른다.
Figure 112005002740710-pct00015
수학식 12를 수학식 8에 대입함으로써, 수학식 13 또는 수학식 14가 얻어진 다.
Figure 112005002740710-pct00016
Figure 112005002740710-pct00017
수학식 13 및 14는 행렬 반전 예비정리에 의해 교환가능하다.
수학식 14는 수학식 15 및 16에 따라 2단계로 나누어진다.
Figure 112005002740710-pct00018
Figure 112005002740710-pct00019
수학식 15에서, 채널 등화가 실행된다. 바람직하게, 수학식 15의 스케일링은 스케일링 장치(40, 60)에 의해 실행된다. 바람직하게, 채널 등화기(42, 62)에 의해 수학식(15)를 풀 때의 복잡도를 줄이기 위해, 근사 콜레스키(Cholesky) 또는 고속 푸리에 변환에 기초한 해가 사용되는데, 다른 기술들이 사용될 수도 있다.
수학식 16에서, 역확산이 실행된다. 확산중 또는 확산전의 스케일링
Figure 112005002740710-pct00020
은 실행될 수 있거나 또는 실행되지 않을 수 있다. 그러한 스케일링은 터보-인코드화(turbo-encoded) 신호의 디코딩 성능을 개선시키는 경향이 있다.
코드 전력 스케일링 계수의 신중한 선택에 의해, 수신기의 전체 성능은 개선될 수 있다. 수신기의 성능은 수학식 17에 의해 모델링될 수 있다.
Figure 112005002740710-pct00021
If는 심볼간 간섭(ISI) 및 다중 액세스 간섭(MAI)을 초래하는 채널 왜곡의 불완전한 등화로 인한 등화 후의 잔류 간섭을 나타낸다. 수학식 18의
Figure 112007051108219-pct00022
는 추정된 확산 데이터에 대한 If의 영향을 나타낸다.
Figure 112005002740710-pct00023
w는 등화 후의 잡음을 나타내고, 수학식 19를 따른다.
Figure 112005002740710-pct00024
간섭 If 및 잡음 w는 동시에 감소될 수 없다. 하나를 감소시키면 다른 것이 증가하는 경향이 있다. 큰 P의 경우, 잔류 간섭은 감소되지만, 잡음은 증가된다. 작은 P의 경우, 잡음은 감소되지만, 잔류 간섭은 증가된다.
전력 스케일링을 위한, 즉 P를 결정하기 위한 2가지 바람직한 실시예는 총 전력 스케일링 및 선택적 스케일링이다. 총 전력 스케일링에서, P는 수학식 20에 따라 결정된다.
Figure 112005002740710-pct00025
M은 UE의 수이고, N은 UE 당 CCTrCH의 수이다. Km,n은 m번째 UE의 n번째 CCTrCH 내의 총 코드 수이고, gm,n은 m번째 UE의 n번째 CCTrCH에 대한 이득 계수이다.
총 전력 스케일링은 모든 접속을 통해 동일하게 성능을 최적화시키고, 그외 다른 것을 통한 임의의 접속을 최적화시키지 않는 경향이 있다. 설명을 위해, 코드 전력 행렬 G는 수학식 21을 따른다.
Figure 112005002740710-pct00026
Figure 112005002740710-pct00027
은 m번째 UE의 n번째 CCTrCH에 대응하는 코드 전력 서브-행렬이다. 행 렬 G 및 G'의 서브-행렬 내의 코드 전력
Figure 112005002740710-pct00028
은 수학식 22를 최소화함으로써 최소 제곱 에러 방식으로 하나의 단일 공통 전력에 의해 근사된다.
Figure 112005002740710-pct00029
최소 제곱 에러 전력의 해는 수학식 23에 따른 모든 코드의 평균 전력이다.
Figure 112005002740710-pct00030
K는 시스템에서 관심있는 기간 내에 전송된 총 코드 수이고, 수학식 24를 따른다.
Figure 112005002740710-pct00031
코드 전력 스케일 계수는 수학식 25에 의해 결정된다.
Figure 112005002740710-pct00032
Figure 112005002740710-pct00033
는 평균 코드 전력이다. 코드 전력 Δm,n 사이의 불일치 측정은 수학식 26을 따른다.
Figure 112007051108219-pct00034
설명된 바와 같이, 총 전력 스케일링은 모든 접속을 통한 코드 전력 불일치를 최소화함으로써 모든 접속을 통해 최적화된다.
선택적 코드 전력 스케일링에서, P는 특정 UE 접속을 최적화하도록 결정된다. j번째 UE의 접속을 최적화하기 위해, 수학식 27이 사용된다.
Figure 112005002740710-pct00035
αj는 간섭 및 잡음 레벨에 기초한 j번째 UE에 대한 계수이다. αj는 데이터 검출의 최적 성능을 위해 간섭 및 잡음 레벨에 기초하여 적응가능하게 조정되어야 한다. αj를 구하는 2개의 바람직한 수학식은 수학식 28 및 29를 따른다.
Figure 112005002740710-pct00036
Figure 112005002740710-pct00037
Kj는 j번째 UE에 의해 전달된 총 코드 수이다. Kij는 j번째 UE의 i번째 CCTrCH에 대한 코드의 수이다. gi,j 는 j번째 UE의 i번째 CCTrCH에 대한 이득 계수이다. I는 UE의 CCTrCH의 수이다.
선택적 코드 전력 스케일링은 또한 UE의 특정 CCTrCH를 최적화하기 위해 사용될 수 있다. j번째 UE의 i번째 CCTrCH를 최적화하기 위해, 수학식 30이 사용된다.
Figure 112005002740710-pct00038
αi,j는 j번째 UE의 i번째 CCTrCH에 대한 계수이다.
선택적 코드 전력 스케일링은 또한 UE의 특정 CCTrCH의 특정 코드를 최적화하기 위해 사용될 수 있다. j번째 UE의 i번째 CCTrCH의 n번째 코드를 최적화하기 위해, 수학식 31이 사용된다.
Figure 112005002740710-pct00039
αn,i,j는 j번째 UE의 i번째 CCTrCH의 n번째 코드에 대한 계수이다. αn,i,j를 결정하기 위한 바람직한 2개의 수학식은 수학식 32 및 33이다.
Figure 112005002740710-pct00040
Figure 112005002740710-pct00041
선택적 코드 전력 스케일링의 2가지 특별한 경우는 최대 코드 전력 및 최소 코드 전력 스케일링이다. 최대 코드 전력 스케일링에서는, 최대 코드 전력이 스케일링에 사용된다. 최대 코드 전력 스케일링은 코드 전력의 오버(over)-스케일링이 코드 전력의 언더(under)-스케일링 미만으로 떨어질 때 가장 적절하다. 최소 코드 전력 스케일링에서는, 최소 코드 전력이 스케일링에 사용된다. 최소 코드 전력 스케일링은 코드 전력의 언더-스케일링이 코드 전력의 오버-스케일링 미만으로 떨어질 때 가장 적절하다.
도 2는 코드 전력 스케일링을 적용하는 하나의 플로우차트이다. 하나의 UE 또는 UE의 CCTrCH는 최적 성능을 위해 선택된다(단계 70). SUD가 UE에서 실행되면, 선택된 CCTrCH는 전형적으로 QOS가 가장 높게 요구된다. SUD가 기지국에서 실행되면, 관심있는 UE는 그 UE의 송신 전력 레벨을 감소시키기 위한, 가장 멀리 있는 UE이다. 대안적으로, 관심있는 UE 또는 UE CCTrCH는 가장 높은 서비스 품질을 요구하는 UE 또는 UE CCTrCH일 수 있다. 관심있는 UE/UE CCTrCH에 대해, 그 UE/CCTrCH의 이득 계수(들)이 결정된다(단계 72). 코드 스케일링 계수 P는 이들 계수(들)로부터 결정된다. SUD는 결정된 P를 사용하여 실행된다(단계 74). 코드 스케일링 계수 P는 이를테면 스케일링 장치(40, 44, 60, 64)에 의해 데이터 검출시에 사용된다(단계 76). 결과적으로, 그 UE/UE CCTrCH의 성능은 최적화된다.
도 3은 총 전력 스케일링의 플로우차트이다. 총 전력 스케일링은 UE 또는 기지국에서의 모든 CCTrCH가 동일한 QOS를 요구하는 경우에 바람직하게 실행된다. 부수적으로, 총 전력 스케일링은 특정 UE를 위한 SUD를 최적화할 필요성을 없앰으로써 복잡도를 줄이기 위해 적용될 수 있다. 모든 UE 코드의 이득 계수가 결정되고(단계 78), 그 결과 얻어진 코드 스케일링 계수 P가 결정된다(단계 80). SUD는 결정된 P를 사용하여 실행된다(단계 82). 이 방식은 모든 코드를 동일하게 최적화한다.
어떤 경우에, P는 반드시 이득 계수로부터 결정되지는 않는다. 예를 들어, 공통 미드앰블이 다운링크 할당시에 사용될 때, 추정된 채널 응답 H'는 총 전력 정보를 갖는다. 따라서, 총 전력은 채널 추정기의 출력에서 추정된 채널 응답 내에 삽입된다. 즉 H'=H·√P이다. 이러한 대안에서, 이득 스케일링은 요구되지 않고, 이러한 상황에서 도 3의 단계 78 및 80은 취소될 수 있다.
도 4는 반복식 선택적 코드 전력 스케일링의 플로우차트이다. 성능을 최적화하기 위해, 각각의 UE 또는 UE CCTrCH는 최적화될 수 있다. 순차적으로 각 UE/UE CCTrCH에 대해, 이득 계수(들)이 결정되고, 그 결과 얻어진 스케일링 계수 P가 결정된다(단계 86). P를 사용하여, SUD가 실행되고, 그 UE/UE CCTrCH에 대한 데이터가 추정된다(단계 88). 프로세스는 각각의 UE/UE CCTrCH가 프로세스되었거나 관심있는 모든 UE/UE CCTrCH가 프로세스되었을 때까지 반복된다(단계 90). 이 방식은 추가된 복잡도 및 지연의 희생으로 각 UE/UE CCTrCH의 전체 성능을 최적화시킨다.
도 5a 및 5b는 멀티유저 검출 수신기에서 사용된 이득 계수 스케일링의 간략화된 블록도이다. 멀티유저 검출시에, 모든 코드로부터의 데이터는 동시에 검출된다. 데이터 검출에 대한 이러한 방식은 또한 이득 계수 스케일링을 사용함으로써 개선된 성능을 경험할 수 있다.
도 5a에서, 수신된 통신 신호는 안테나(100) 또는 안테나 어레이에 의해 수신된다. 수신된 통신 신호는 복조기(102)에 의해 기저대역으로 복조된다. 기저대역 신호는 샘플링 장치(104)에 의해 샘플링되어, 수신된 벡터 r을 생성한다. 채널 추정 장치(106)는 채널 응답을 채널 응답 행렬 H로서 추정한다. 잡음 분산 σ2은 또한, 이를테면 채널 추정 장치(106) 또는 다른 장치에 의해 결정된다. 잡음 분산 σ2은 이를테면 값 1/P로 스케일링 장치(110)에 의해 스케일링된다. 수신된 벡터 및 확산 코드 C뿐만 아니라 채널 응답 행렬 H 및 잡음 분산 σ2은 멀티유저 검출 장치(108) 내로 입력된다. 멀티유저 검출 장치(108)는 데이터 벡터 d를 생성한다.
도 5b에 도시된 대안적인 방식에서, 채널 응답 행렬 H가 스케일링된다. 수신된 통신 신호는 안테나(12) 또는 안테나 어레이에 의해 수신된다. 수신된 통신 신호는 복조기(114)에 의해 기저대역으로 복조된다. 기저대역 신호는 샘플링 장치(116)에 의해 샘플링되어, 수신된 벡터 r을 생성한다. 채널 추정 장치(118)는 채널 응답을 채널 응답 행렬 H로서 추정한다. 잡음 분산 σ2은 또한, 이를테면 채널 추정 장치(118) 또는 다른 장치에 의해 결정된다. 소정의 멀티유저 검출 알고리즘의 경우에, 잡음 분산 σ2은 사용되지 않는다. 이들 알고리즘의 경우에, 잡음 분산 σ2은 검출되지 않는다. 채널 응답 행렬 H는 이를테면 값 √P로 스케일링 장치(122)에 의해 스케일링된다. 수신된 벡터 r 및 확산 코드 C뿐만 아니라 채널 응답 행렬 H 및 잡음 분산 σ2은 멀티유저 검출 장치(108) 내로 입력된다. 멀티유저 검출 장치(120)는 데이터 벡터 d를 생성한다. 바람직하게, 멀티유저 검출기와 함께 사용하기 위해, P는 총 전력 스케일링을 사용하여 구해진다.
대안적으로, 이득 계수 스케일링은 멀티유저 검출과 관련하여 실행될 수 있다. 그러한 이득 스케일링을 위해, 멀티유저 검출 장치(108, 120)는 이득 계수 스케일링을 실행한다.

Claims (29)

  1. 코드 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 송신된 복수의 통신 신호들로부터 데이터를 복구하는 방법에 있어서,
    통신 신호들을 수신하는 단계;
    상기 수신된 통신 신호들 중 적어도 하나의 통신 신호에 대한 진폭 이득 계수들(gain factors)을 결정하는 단계;
    상기 통신 신호들의 채널 응답 및 잡음 분산(variance)을 추정하는 단계;
    상기 수신된 통신 신호들의 적어도 하나의 진폭 이득 계수로부터 유도된 스케일링 계수를 사용하여, 상기 잡음 분산 또는 상기 채널 응답을 스케일링하는 단계;
    상기 스케일링 계수에 의해 스케일링된 상기 추정된 채널 응답 및 상기 잡음 분산을 사용하여, 상기 수신된 통신 신호들을 채널 등화시키는 단계; 및
    상기 수신된 통신 신호들의 데이터를 복구하기 위해 상기 채널 등화된 수신된 통신 신호들을 역확산하는(despreading) 단계를 포함하는, 데이터 복구 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 진폭 이득 계수는 관심대상 통신 신호의 진폭 이득 계수인 것인, 데이터 복구 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 스케일링 계수는 상기 수신된 통신 신호들 모두로부터의 진폭 이득 계수들로부터 유도되는 것인, 데이터 복구 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 스케일링 계수는 관심대상의 코드화된 복합 트랜스포트 채널(coded composite transport channel)로부터의 진폭 이득 계수들로부터 유도되는 것인, 데이터 복구 방법.
  6. 삭제
  7. 무선 확산 스펙트럼 사용자 장비에 있어서,
    공유된 스펙트럼에서 전송되는 복수의 통신 신호들을 수신하는 안테나;
    상기 수신된 통신 신호들의 채널 응답을 추정하는 채널 추정 장치; 및
    상기 수신된 통신 신호들의 적어도 하나의 진폭 이득 계수로부터 유도된 계수에 의해 스케일링된 입력을 수신하기 위한 데이터 추정 장치로서, 상기 수신된 통신 신호들의 데이터를 검출하기 위해 상기 채널 응답 및 상기 수신된 통신 신호들을 사용하는 데이터 추정 장치를 포함하고,
    상기 스케일링된 입력은 잡음 분산의 스케일링된 값인 것인, 사용자 장비.
  8. 제7항에 있어서, 상기 데이터 추정 장치는 멀티유저 검출 장치를 포함하는 것인, 사용자 장비.
  9. 제7항에 있어서, 상기 데이터 추정 장치는 상기 수신된 통신 신호들을 등화시키기 위한 채널 등화기, 및 상기 수신된 통신 신호들의 데이터를 복구하기 위해 상기 등화된 수신 통신 신호들을 역확산하는 역확산기(despreader)를 포함하는 것인, 사용자 장비.
  10. 제9항에 있어서, 상기 등화된 수신 통신 신호들은 적어도 하나의 진폭 이득 계수로부터 유도된 스케일링 계수에 의해 스케일링되는 것인, 사용자 장비.
  11. 제7항에 있어서, 상기 적어도 하나의 진폭 이득 계수는 관심대상 통신 신호의 진폭 이득 계수인 것인, 사용자 장비.
  12. 제7항에 있어서, 상기 스케일링 계수는 상기 수신된 통신 신호들 모두로부터의 진폭 이득 계수들로부터 유도되는 것인, 사용자 장비.
  13. 제7항에 있어서, 상기 스케일링 계수는 관심대상의 코드화된 복합 트랜스포트 채널로부터의 진폭 이득 계수들로부터 유도되는 것인, 사용자 장비.
  14. 무선 확산 스펙트럼 기지국에 있어서,
    공유된 스펙트럼에서 전송되는 복수의 통신 신호들을 수신하는 안테나;
    상기 수신된 통신 신호들의 채널 응답을 추정하는 채널 추정 장치; 및
    상기 수신된 통신 신호들의 적어도 하나의 진폭 이득 계수로부터 유도된 계수에 의해 스케일링된 입력을 수신하기 위한 장치로서, 상기 수신된 통신 신호들의 데이터를 검출하기 위해 상기 채널 응답 및 상기 수신된 통신 신호들을 사용하는 데이터 추정 장치를 포함하고,
    상기 스케일링된 입력은 잡음 분산의 스케일링된 값인 것인, 기지국.
  15. 제14항에 있어서, 상기 데이터 추정 장치는 멀티유저 검출 장치를 포함하는 것인, 기지국.
  16. 제14항에 있어서, 상기 데이터 추정 장치는 상기 수신된 통신 신호들을 등화시키기 위한 채널 등화기, 및 상기 수신된 통신 신호들의 데이터를 복구하기 위해 상기 등화된 수신 통신 신호들을 역확산하는 역확산기를 포함하는 것인, 기지국.
  17. 제16항에 있어서, 상기 등화된 수신 통신 신호들은 적어도 하나의 진폭 이득 계수로부터 유도된 스케일링 계수에 의해 스케일링되는 것인, 기지국.
  18. 제14항에 있어서, 상기 적어도 하나의 진폭 이득 계수는 관심대상 통신 신호의 진폭 이득 계수인 것인, 기지국.
  19. 제14항에 있어서, 상기 스케일링 계수는 상기 수신된 통신 신호들 모두로부터의 진폭 이득 계수들로부터 유도되는 것인, 기지국.
  20. 제14항에 있어서, 상기 스케일링 계수는 관심대상의 코드화된 복합 트랜스포트 채널로부터의 진폭 이득 계수들로부터 유도되는 것인, 기지국.
  21. 삭제
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