CN1996973A - 基于离散傅立叶变换的ofdm信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种基于导频的正交频分复用信道估计方法，包括步骤：计算导频位置的信道频率响应；利用插值估计数据子载波处的信道频率响应，并对时域信道冲激响应的噪声进行去除；以及对接收数据进行均衡。利用本发明的方法，对传统的基于DFT的插值方法进行了改进，利用本发明的方法，能够进行噪声和干扰的去除，实验证明具有较好的性能。

Description

基于离散傅立叶变换的OFDM信道估计方法

技术领域

本发明涉及OFDM(正交频分复用)信道估计。

背景技术

DRM(Digital Radio Mondiale)是短波、中波以及长波调幅广播频段的唯一的通用型非专利数字无线电广播系统。在同样的覆盖范围条件下，DRM发射机功率比传统的模拟发射机功率低6-9dB，数字广播比模拟广播的同邻频保护率低，抗多径干扰能力强，便于移动接收；音质可以达到CD或调频立体声的质量；能够提供附加数据和多媒体信息；与DAB相比，它的接收机价格更容易被广大听众所接受。它的出现是30MHz以下频段广播复兴的标志，而且目前已经成为国际标准。

在相干解调OFDM系统中，为了对接收到的信号进行均衡，接收机必须通过信道估计来获得信道的幅度和相位信息。但是，广播信道不仅遭受由于多径传播造成的频率选择性衰落，而且遭受多普勒频移或多普勒扩展带来的时间选择性衰落，为了保证接收机的接收质量和接收的实时性，要求接收机对广播信道进行及时准确的信道估计。根据DRM规范的要求，发射机在发送有用数据的同时，还同时发送导频数据，这样就可以采用基于导频的信道估计方案。根据传统的信道估计方案，首先，提取出导频位置的接收信号，利用接收机存储的本地导频，用最小二乘算法计算导频位置的信道频率响应，然后，用插值滤波器估计出数据子载波处的信道频率响应，最后，用单抽头的频域均衡器对接收收据进行均衡。当发送信号采用高阶调制时，比如16QAM或者64QAM，为了获得更好接收机性能，需要更准确的信道估计。

因为在双衰落信道条件下，也就是既有由多径传播造成的频率选择性衰落，又有由于多普勒频移或者多普勒扩展引起的时间选择性衰落的信道条件下，菱形的导频图案比块状导频图案或者梳妆导频图案具有更好的抗衰落特性，在DRM规范中便采用了这种时频二维的菱形导频图案，这种方案能够减少了在某些导频受到信道引起的严重影响的情况下接受机性能下降的程度。菱形导频图案分布图如图1所示。

针对不同的信道条件，DRM标准中包含了四种不同的鲁棒模式，具体的描述见表1：

表1：鲁棒模式和相应的信道条件

鲁棒模式	信道条件
		模式A	高斯信道，轻微率落信道，适用于白天的中波和长波信道。
模式B	时间和频率选择性信道，较长时延扩展的夜间的短波和中波信道。
		模式C	时间和频率选择性信道，信道条件较差，较大的多普勒扩展的短波信道。
模式D	非常健壮的模式，但是由于过于紧密的导频间隔，影响了数据传输速率。

不同的鲁棒模式在时间方向和频率方向上都具有不同的导频间隔，具体间隔的大小如表2所示：

表2：导频间隔大小

鲁棒模式	NT	NF
			A	5	20
B	3	6
			C	2	4
D	3	3

在表2中，N_T和N_F分别表示时间方向上的导频间隔以及频率方向上的导频间隔。

前三种鲁棒模式可以满足大多数DRM广播的应用，对于模式A，由于较短的保护间隔和较窄的在子载波间隔使它不适用于短波广播。只有模式D适用于规范中的信道模型6，这个信道模型不仅具有很长的时延扩展，还具有很大的多普勒扩展，它是对赤道地区的天波传播的一种近似的模拟。

众所周知，最小均方误差准则下的最佳信道估计器是二维维纳滤波器，但是二维维纳滤波器在实际工程应用中很不容易实现，但是当信道是广义平稳非相关散射信道时，两个级联的一维滤波器是一种不错的选择方案，可以先时间方向插值后频率方向插值，也可以先频率方向插值后时间方向插值。在图2中给出了两个级联的一维插值滤波器的框图(先时间方向后频率方向)。

在DRM仿真器中，首先用LS算法得到导频位置的信道频率响应，然后采用两个级连一维滤波器对数据位置的信道频率响应进行估计，首先在时间方向进行简单的线性插值，然后在频率方向上进行基于离散傅立叶变换的插值方法。

在这里，主要讨论频率方向上基于离散傅立叶变换的插值方法，传统的基于离散傅立叶变换的频域插值方法的示意图如图3所示。

图3是传统基于离散傅立叶变换的插值方法框图。如图3所示，传统的基于离散傅立叶变换的插值方法可以分为三个主要步骤：

1)首先，将通过LS(Least Square)算法计算出的导频子载波位置上的信道频率响应通过逆傅立叶变换转换到时域：

$h\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_p\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πkn}/N_p}$ n＝0，1，…，M-1    (1)

上式中，{H_p(k)，k＝0，1，…，M-1}是导频子载波上的信道频率响应，M是一个OFDM符号中用于插值的导频子载波的数量。

2)根据多速率数字信号处理的基本理论，逆傅立叶变换后的信道冲击响应的采样序列通过时域上的插零由M点扩展到N点：

$\tilde{h}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}h\left(n\right)& 0\≤n\≤K-2\\ 0& N_p/2\≤n-K\\ h(n-N+2K-1)& -K\≤n-N\≤-1\end{array}\right.---\left(2\right)$

上式中， $K=\frac{M}{2}+1$ ，它是对原信道冲击响应采样序列进行插零操作的起始位置。

3)对插零后的信道冲激响应样值序列进行傅立叶变换，得到一个OFDM符号所有子载波上的信道频率响应，从而完成频率方向上的插值操作，然后对接收到的数据序列进行频域均衡：

$\hat{H}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{h}\left(n\right)e^{-j(2\mathrm{\π}/N)\mathrm{nk}}$ 0≤k≤N-1    (3)

上式中，N是一个OFDM符号中子载波数(包括导频子载波和数据子载波)。

在这里，主要讨论频率方向上基于离散傅立叶变换的插值方法，因为在时间方向上插值完毕以后，要用这些插出的值再进行频率方向上的插值，这样才会得到整个符号内所有子载波上的信道频率响应。但是，由于时间插值后的估计值，往往存在噪声和子载波之间的干扰，以及由于时间方向上的插值带来的误差，如果用这些数据直接进行频率方向上的插值，必然会影响插值后数据的准确性。

发明内容

本发明的目的是减少噪声、干扰和插值误差带来的影响，提高接收机的性能。因此，本发明提出了一种基于导频的正交频分复用信道估计方法，包括步骤：计算导频位置的信道频率响应；利用插值估计数据子载波处的信道频率响应，并对时域信道冲激响应的噪声进行去除；以及对接收数据进行均衡。

利用本发明的方法，对传统的基于DFT的插值方法进行了改进，在进行逆傅立叶变换之后，增加了一个去除噪声和干扰的步骤，而且提出了实现这个步骤的两种不同方法，第一方案通过将能量较低的信道冲激响应样值置为零来进行噪声和干扰的去除，该方法在任何信噪比条件下都比传统方法具有更好的性能。第二方案利用估计出的每个样值上的平均噪声能量对所有信道冲激响应样值进行纠正来进行噪声和干扰的去除，该方法在信噪比较低的情况下具有比传统方法和第一种噪声去除方法更好的性能。在噪声和干扰去除之后，可以对去除噪声之后的信道冲激响应序列进行插零操作，然后对插零后的信道冲激响应序列再进行傅立叶变换，用变换得到的信道频率响应序列对接收信号序列进行频域均衡。

本发明的提出虽然基于DRM规范ETSI ES201980.V2.1.1，但是同样适用于其它基于导频的、相干解调正交频分复用通信系统的信道估计。

附图说明

图1示出了根据传统方法的菱形导频图案分布图；

图2示出了两个级联一维插值滤波器框图；

图3示出了传统的基于离散傅立叶变换的插值方法框图；

图4示出了根据本发明具有噪声去除的基于离散傅立叶变换的插值方法流程图；

图5示出了根据本发明方法得到的信道3下的误比特率特性；以及

图6示出了根据本发明方法得到的信道4下的误比特率特性。

具体实施方式

对于实际的无线多径传输信道，信道的多径数量往往比进行逆傅立叶变换(傅立叶变换)的尺寸要少得多。因此，在估计出来的信道冲激响应采样序列当中，有许多样值点上的能量很小，这部分的主要成分是噪声和干扰。如果对这部分干扰和噪声进行有效的去除，然后再进行频率方向上的插值，那么势必会提高插值的准确性，从而提高接收机的性能。

在传统的基于离散傅立叶变换的插值方法的基础上，在将由时间方向上的插值得到的信道频率响应变换到时域之后，进行了时域内去除噪声的操作，然后进行时域内的插零处理，再变换到频域，从而完成频率方向上的插值操作。而且考虑到非整数倍采样信道情况，为了降低这种情况下由于能量泄露带来的错误底板(error floor)效应，采用归一化的保护间隔的长度值作为插零操作的起始位置。这里可以通过以下表3所示的T_g/T_u与子载波个数的乘积并取整得到所述保护间隔。

根据本发明，具有噪声去除的基于离散傅立叶变换的插值方法的示意图如4所示。

修改后算法的具体插值过程可以分为如下4个主要步骤：

1)IFFT

将时间方向上线性插值得到的信道冲激响应变换到时域：

$h_{n,l}=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{\mathrm{ls}}^{k,l}{e}^{j2\mathrm{\πkn}/M}$ 0≤n≤M-1    (4)

上式中，M是一个OFDM符号中导频的数量。

2)噪声去除

在这里，采用了两种不同的方法在时域上进行噪声和干扰的去除。

方法1：

在估计出的信道冲激响应序列当中，很多样值都具有很小的能量，这些样值中主要是噪声和干扰成分。如果忽略这些样点的值，可能会造成信道能量的损失，从而导致接收机性能的下降，但是这样同时也降低了噪声和干扰。由于通常情况下，这些样点的噪声能量远远高于信道多径的能量，所以这么做带来的接收机性能的提高远远大于由于多径能量损失引起的负面影响。因此，可以通过将能量较低的信道冲激响应置为零的方式来消除噪声和干扰：

上式中，Φ表示由{n|P_m(n)＞ηP_sum}构成的集合，其中 $\mathrm{\η}={10}^{-\frac{\mathrm{\α}}{10}}$ ，α表示总的信道冲激响应的能量和期望的最小信道冲激响应样值能量的比值，单位是dB。还可以根据不同的信道条件和估计的样值最小噪声能量来动态地调整这个阈值的大小。P_m(n)表示第n个信道冲激响应样值在L个符号上的平均能量，P_sum是保留下来的用于插值操作的K个样值的平均能量的和，定义如下：

$P_m\left(n\right)=\frac{1}{L}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{h}}_{n,l}\right|}^2---\left(6\right)$

$P_{\mathrm{sum}}=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_m\left(n\right)---\left(7\right)$

用于计算平均能量的OFDM符号的个数因信道条件的不同而不同，对于非时间选择性信道，用于计算的OFDM符号数可以取得多一些，以获取更准确得估计值，而对于具有很强的时间选择性的信道，用于计算平均能量的OFDM符号数要取得小一些。

方法2：

可以先估计出每个样值上的平均噪声能量，由于符号周期很短，可以假定噪声在一个符号周期内是保持不变的，这样就可以对每个样值上的信道冲激响应进行校正，校正后的样值可以表示为：

其中，P_n表示第n个信道冲激响应样值的能量，σ表示一个符号内每个样值点上的平均噪声能量。

通常情况下，信道冲激响应的长度要小于保护间隔的长度，信道冲激响应的能量主要集中在保护间隔的长度之内，所以保护间隔之外的信道冲激响应样值的能量来源主要是噪声和干扰成分。于是可以通过这些样值来计算每个样值点上的平均噪声能量：

$\mathrm{\σ}=\frac{1}{M-G+1}\underset{n=G}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{n,l}\right|}^2---\left(9\right)$

上式中，M表示一个符号内的导频数量，G表示归一化的保护间隔的大小。

3)插零

上式中，N表示子载波数，包括导频部分和数据部分。考虑到信道的最大时延扩展小于保护间隔的长度，可以用归一化的保护间隔的长度来作为插值的起始位置。在DRM中，由于有4中不同的鲁棒模式，而且每一种模式下又分为不同的带宽，所以不同模式不同带宽下的归一化保护间隔的大小是不同的，如表3所示：

表3：保护间隔信息

鲁棒模式	Tg/Tu	带宽	子载波数
				A	1/9	4.5K	101
5K	113
		9K	205
10K	229
		18K	413
20K	461
		B	1/4			4.5K	91
5K	103
				9K	183
10K	207
				18K	367
20K	411
				C	1/11	10K	139

		20K	281
				D	11/14	10K	89
20K	179

在表3中，T_g表示OFDM符号保护间隔的周期，T_u表示OFDM符号有用部分的周期。

4)FFT

${\hat{H}}_{k,l}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{h}}_{n,l}{e}^{-j2\mathrm{\πnk}/N}$ 0≤k≤N-1    (12)

对插零后的信道冲激响应样值序列进行傅立叶变换，从而得到所有子载波上的信道频率响应的估计值。

实际的DRM广播信道是既有多径引起的频率选择性，又有多普勒扩展或者频移引起的时间选择性的双衰落信道。其中多径传播主要是由于不同高度电离层的反射引起的，信道的最大时延扩展可以达到几个毫秒，多普勒扩展和频移主要由于电离层反射的频谱特性和接收机的移动引起的。以中纬度地区为例，时延扩展的最大值可以达到6ms，多普勒扩展则可以高达5Hz。通常情况下，时延扩展和多普勒扩展的典型值是2ms和1Hz，这也就是用到的信道模型4的参数值。

根据实际情况，考察了DRM规范中信道模型3和信道模型4的情况，其中信道模型3是针对于中频和高频的US Consortium模型，信道模型4是针对于高频的标准CCIR模型。信道模型3和信道模型4的具体参数分别在表4和表5中给出，

表4：信道模型3的参数设置

	Path 1	Path 2	Path 3	Path 4
					Delay	0	0.7ms	1.5ms	2.2ms
Path Gain	1	0.7	0.5	0.25
					DopplerShift	0.1Hz	0.2Hz	0.5Hz	1.0Hz
DopplerSpread	0.1Hz	0.5Hz	1.0Hz	2.0Hz

表5：信道模型4的参数设置

	Path 1	Path 2
			Delay	0	2ms
Path Gain	1	1
			Doppler Shift	0	0
Doppler Spread	1	1

在DRM仿真器中，在时间方向采用同样的线性插值的基础上，考察了频率方向上传统的基于离散傅立叶变换的插值方法，以及分别采用两种不同的噪声去除方法的插值方法的性能。具体的仿真参数如表6所示：

表6：仿真参数设置

Robustness Mode	B
		Band Width	10K
Coding Scheme	64QAM
		Code Rate	0.6
Channel Model	3 and 4
		α	20dB

对信道模型3和信道模型4的仿真结果分别如图5和图6所示。

从仿真结果可以看出，在信噪比较低的情况下，两种带噪声去除的插值方法都比传统插值方法具有更好的性能，而且第二种噪声去除方法在低信噪比情况下的性能最好。而在高信噪比的情况下，对于信道4的情况下，采用第二种噪声去除方法的插值方法的性能不如传统方法，而采用第一种噪声去除方法的插值方法的性能仍优于传统方法。

Claims (11)

1、一种基于导频的正交频分复用信道估计方法，包括步骤：

计算导频位置的信道频率响应；

利用插值估计数据子载波处的信道频率响应，并对时域信道冲激响应的噪声进行去除；以及

对接收数据进行均衡。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用插值估计信道频率响应步骤包括步骤：

将时间方向上线性插值得到的信道冲激响应变换到时域；

对时域的信道冲激响应的噪声进行去除；

对噪声去除后的信道冲激响应序列进行插零处理；以及

将插零后的信道冲激响应序列变换回频域。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述对时域信道冲激响应的噪声进行去除步骤包括通过将能量较低的信道冲激响应样值置为零来进行噪声和干扰的去除。

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，

在将能量较低的信道冲激响应样值置为零的处理中，对多个OFDM符号的信道冲激响应样值序列中各个样值的能量进行平均；

通过求和得到信道冲激响应的总能量，并根据估计出的信道总能量确定一个样值能量阈值；以及

将低于这个能量阈值的那些样值点置为零，仅保留高于这个能量阈值的样值点。

5、如权利要求4所述的方法，其特征在于，根据不同的信道条件和估计的样值最小噪声能量，动态地调整所述能量阈值。

6、如权利要求4所述的方法，其特征在于，用于计算平均能量的OFDM符号的个数取决于信道条件。

7、如权利要求6所述的方法，其特征在于，对于非时间选择性信道，用于计算的OFDM符号的个数较多，以获取更准确得估计值，而对于具有很强的时间选择性的信道，用于计算平均能量的OFDM符号的个数较少。

8、如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述对时域信道冲激响应的噪声进行去除步骤包括，通过利用估计出的每个样值上的平均噪声能量对所有信道冲激响应样值进行纠正来进行噪声和干扰的去除。

9、如权利要求8所述的方法，其特征在于，利用平均噪声能量进行纠正的步骤包括：

估计每个OFDM符号内信道冲激响应样值的平均噪声能量；以及

计算每个样值的能量，根据样值能量和估计出的每个样值上的平均噪声能量对信道冲激响应样值序列进行噪声和干扰去除。

10、如权利要求8或9所述的方法，其特征在于，利用保护间隔之外的信道冲激响应样值来计算每个样值点上的平均噪声能量。

11、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述步骤b3)中，将归一化的保护间隔的长度作为插值的起始位置。

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