CN101815043B - 正交频分多址系统中的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种正交频分多址系统中的信道估计方法及装置。该方法主要包括：根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中的各个子载波的频域传输函数的时变信息，所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化；根据预定的换算关系，对所述子信道中的各个子载波的频域传输函数的时变信息进行变换，得到所述子信道的频域传输矩阵中所有元素的估计值。利用本发明，可以根据线性模型在频域内跟踪信道的时变频域响应函数在一个符号内的时变，有效估计了子载波间干扰，从而获得了比较精确的信道频域传输矩阵。

Description

正交频分多址系统中的信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种OFDMA(OrthogonalFrequency Division Multiple Access，正交频分多址)系统中的信道估计方法。

背景技术

近年来，宽带无线技术发展迅猛，以IEEE(Institute of Electrical andElectronics Engineers，电子电气工程师协会)802.16系列标准为基础的宽带无线接入技术WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access)，逐渐成为无线通信业界关注的焦点。

IEEE802.16d和802.16e的物理层都采用了OFDMA技术。对于OFDM传输系统，CSI(Channel State Information，信道状态信息)的获取对于数据的检测和均衡起着关键作用。

在终端高速移动条件下，多径衰落信道的信道响应函数呈现时变特性，信道由频率选择性衰落信道变为时间频率双衰落信道。而OFDM(orthogonalfrequency division multiplexing，正交频分复用)技术对信道的时变更加敏感。OFDM将高速数据流转换成并行的低速数据流，通过增加符号时间增强了其抗频率选择性衰落的性能，但同时由于符号时间增加，也增加了其对信道时变的敏感。OFDM系统各子载波之间相互正交，频谱相互覆盖，由于移动环境下信道时变，接收端频谱发生多普勒偏移，使得OFDM系统子载波正交性遭到破坏，导致子信道相互干扰。

OFDMA系统的上行链路与下行链路的工作原理有很大区别，下行链路是一个广播信道，其实现方案如同广播信道中的OFDM(orthogonal frequencydivision multiplexing，正交频分复用)发射与接收原理。而对于上行链路，由于各用户与基站的通信是随机的，每个用户分别对应自己的多径衰落信道，每个用户的信道估计需分别进行。

现有技术中的一种对通用OFDM系统在快时变多径信道下的信道估计方案为：假设导频在整个频带内是理想的等间隔均匀分布，并且时域响应函数h(n，m)的能量集中在前L径。在这样的前提下，根据频域采样定理，并利用傅立叶变换的特性，由均匀分布的Np个导频获得h(n，m)的前Np径(Np＞L，0≤m≤L，L为最大多径数)中的每径在一个符号内时变的平均值。然后，再利用线性模型，根据相邻符号线性插值获得当前符号内的h(n，m)。

在实现本发明过程中，发明人发现上述现有技术中的信道估计方案至少存在如下问题：

在实际应用中，导频往往不能在整个频带内理想的等间隔均匀分布，比如，一种802.16e OFDM系统的导频分布示意图如图1所示，在图1中，在导频之间存在Guard Band(保护边带)和直流零子载波，用来防止带外干扰，及消除直流分量对ADC(Analogue to Digital Converter，模数转换器)、DAC(Digital Analog Converter，数模转换器)的影响。

而OFDMA系统中各用户分占频域内子载波，只占用分配给自己的子信道，对某用户接收端而言，难以通过自己占有的整个频带内的部分子信道内的个别导频来得到完整的信道时域响应值。因此，上述现有技术中的信道估计方案的应用范围受到限制。

发明内容

本发明的实施例提供了一种OFDMA系统中的信道估计方法及装置，以解决现有技术的信道估计方案的应用范围受到限制的问题。

一种正交频分多址系统中的信道估计方法，包括：

根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中的各个子载波的频域传输函数的时变信息，所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化；

根据预定的换算关系，对所述子信道中的各个子载波的频域传输函数的时变信息进行变换，得到所述子信道的频域传输矩阵中所有元素的估计值。

一种正交频分多址系统中的信道估计装置，包括：

频域传输函数时变信息获取模块，用于根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息，所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化；

频域传输矩阵获取模块，用于根据预定的换算关系，对所述子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息进行变换，得到所述子信道的频域传输矩阵中所有元素的估计值。

由上述本发明的实施例提供的技术方案可以看出，本发明实施例获取信道在一个导频的时域间隔时间内的线性变化特征，利用系统子信道域内导频，根据线性模型在频域内跟踪信道的时变频域响应函数在一个符号内的时变，有效估计了子载波间干扰，从而获得了比较精确的信道频域传输矩阵。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的一种802.16e OFDM系统的导频分布示意图；

图2为本发明实施例提供的对OFDMA系统进行信道估计的方法的处理流程图；

图3为本发明实施例提供的一种OFDMA系统中的信道估计装置的具体实现结构图。

具体实施方式

在本发明实施例中，根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息，所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化。

然后，根据预定的换算关系，对所述子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息进行变换，得到所述子信道的频域传输矩阵中所有元素的估计值。

为便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以几个具体实施例为例做进一步的解释说明，且各个实施例并不构成对本发明实施例的限定。

实施例一

以IEEE802.16e OFDMA系统下的上行链路的PUSC(Partially UsedSub-channel，部分使用子信道)子信道为例，本发明实施例提供的对OFDMA系统进行信道估计的方法的处理流程如图2所示，包括如下处理步骤：

步骤21、获取信道在一个导频的时域间隔时间内的线性变化特征，计算出频域传输矩阵的主对角线上导频点p处的估计值。

OFDMA系统将信道分成许多正交子信道，在每个子信道上进行窄带调制和传输，这样减少了子信道之间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

IEEE802.16e OFDMA系统的子信道是时频块状结构，一个块域内频域上有4子载波，时域上有3个符号。本发明实施例用归一化多普勒频移fD来衡量信道在观察时间内的变化程度，上述观察时间为一个OFDM符号的时间间隔(Ts)。当fD＝fd＊Ts＜0.01时，则认为子信道在一个Ts内不变；当0.01＜fD＜0.1时，则认为子信道在一个Ts内线性变化。

上述归一化多普勒频移fD的计算方法为：假定IEEE802.16eOFDMA系统的载频fc为3.5GHz，支持最大车速v为120Km/h，则fd＝fc＊v/c＝0.38KHz。由于OFDMA上行(以PUSC为例)子信道的导频的时域间隔时间为2个Ts，Ts＝N/B＝102us(N为子载波数2048，B为带宽20MHz)，所以fD调整为：fD＝fd＊2＊Ts＝0.38＊0.2＝0.076。

由于0.01＜fD＜0.1，因此，可认为在一个OFDMA子信道的导频的时域间隔时间(2个Ts)内子信道是线性变化的。

本发明实施例利用系统子信道的域内导频，采用线性模型在频域内跟踪子信道的时变频域响应函数在一个符号内的时变。在频域上，OFDMA接收机接收到的一个子信道上的信号Y(m)可以表示为：

Y(m)＝G(m，k)X(k)+W(m)，m，k∈[0，3]

上述G(m，k)为信道频域传输矩阵，X(k)为OFDMA发送机发射在第k个子载波上的信号，也就是OFDMA接收机需要恢复出的信号，W(m)为噪声信号，这里Y，X，W为1乘4的列向量，G(m，k)为4乘4的矩阵。

由于子信道在导频的时域间隔时间内是线性变化的，使得G(m，k)不再是只有对角元素的矩阵，G(m，k)还具有副对角元素，比如，G(3，3)表示子载波3的信道响应，G(3，2)表示相邻子载波2对主对角线上子载波3的子载波间干扰。

首先利用子信道的导频特性，当m＝k时，按照最小二乘准则可以获得G(m，k)主对角上导频点子载波p处的估计值：

步骤22、根据频域传输矩阵在导频点子载波p处的估计值，进而得到频域时变传输函数H(n，k)在导频点子载波p处时变的平均值，进而计算出子信道中的所有导频点子载波和数据子载波的频域时变传输函数的时变信息。

本发明实施例从G(m，k)中提取一个中间变量：子信道的频域时变传输函数H(n，k)，H(n，k)表征了子信道中的各子载波(包括导频点子载波和数据子载波)的频域传输函数的时变信息。通过对H(n，k)进行估计来得到最终的G(m，k)。G(m，k)和H(n，k)之间的换算关系为：

$G(m,k)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}H(n,k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}(k-m)n}{N}\right)$

上述N为子信道中的子载波数。

上述计算出的是当k＝m时的G(k，k)的估值，根据上述G(m，k)和H(n，k)之间的换算关系，当k＝m时

$G(k,k)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}H(n,k)=H_{\mathrm{ave}}\left(k\right)$

因此，利用上述得到的

得到H(n，k)在导频点子载波p处时变的平均值估值： ${\hat{H}}_{\mathrm{ave}}\left(p\right)=\hat{H}(\frac{N}{2}-1,p)=\hat{G}(p,p)$

由于信道在n∈[0，N-1]内随n线性变化，上述平均值点就是中间点值。

然后，根据上述H(n，k)在导频点子载波处的时变平均值，通过线性插值处理获得所述导频点子载波的H(n，k)的时变信息，上述线性插值处理的具体过程如下：根据线性模型，利用各导频子载波时间轴上的相邻导频获得线性变化斜率，得到一个导频的时域间隔时间(2个Ts)内的所述导频点子载波的H(n，k)的估值，即包括所有点(n点)的

以OFDMA UL PUSC为例，已知 ${\hat{H}}_{\mathrm{ave}}\left(p\right)=H(N/2-1,p),$ 求

p为导频子载波，

代表tile(层)i内符号1导频子载波频域传输函数在一个符号内的时变函数，具体计算过程如下：

${\hat{H}}^{(i,1)}(n,p)=\left\{\begin{array}{c}{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,1)}\left(p\right)+{\widehat{\mathrm{\α}}}_p^1(n+1-N/2).0\≤n\≤N/2-1\\ {\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,1)}\left(p\right)+{\widehat{\mathrm{\α}}}_p^2(n+1-N/2).N/2\≤n\≤N-1\end{array}\right.$

${\hat{H}}^{(i,2)}(n,p)={\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,1)}\left(p\right)+{\widehat{\mathrm{\α}}}_p^2(n-1+N/2).0\≤n\≤N-1$

${\hat{H}}^{(i,3)}(n,p)=\left\{\begin{array}{c}{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,3)}\left(p\right)+{\widehat{\mathrm{\α}}}_p^2(n+1-N/2).0\≤n\≤N/2-1\\ {\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,3)}\left(p\right)+{\widehat{\mathrm{\α}}}_p^3(n+1-N/2).N/2\≤n\≤N-1\end{array}\right.$

其中斜率为： ${\widehat{\mathrm{\α}}}_p^1=\frac{{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,1)}\left(p\right)-{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i-1,3)}\left(p\right)}{N+\mathrm{CP}};$ ${\widehat{\mathrm{\α}}}_p^2=\frac{{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,3)}-{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,1)}}{2(N+\mathrm{CP})};$ ${\widehat{\mathrm{\α}}}_p^3=\frac{{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i+\mathrm{1,1})}\left(p\right)-{\hat{H}}_{\mathrm{ave}}^{(i,3)}\left(p\right)}{N+\mathrm{CP}}$

在得到各个导频点子载波的

后，再通过频域插值处理，比如spline(样条)插值处理或线性差值处理，得到一个子信道内各个导频点子载波之间的所有数据子载波的频域传输函数的时变信息H(n，k)的估值。

步骤23、根据子信道内所有导频点子载波和数据子载波的频域时变传输函数的时变信息H(n，k)，计算出频域传输矩阵的估计值。

根据上述G(m，k)和H(n，k)之间的换算关系，即 $G(m,k)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}H(n,k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}(k-m)n}{N}\right)$

对上述一个子信道中的所有导频点子载波的H(n，k)的估值和各个导频点子载波之间的所有数据子载波的H(n，k)的估值进行变换，得到当前符号的G(m，k)的估计值在进行换算的过程中，当遇到导频点子载波时，则使用上述导频点子载波的H(n，k)的估值；当遇到数据子载波时，则使用上述数据子载波的H(n，k)的估值。

然后，利用

对当前符号(符号i)接收的数据子载波进行均衡，得到传输的数据 ${\hat{X}}^{\left(i\right)}\left(k\right)={\hat{G}}^{\left(i\right)}{(m,k)}^{-1}{Y}^{\left(i\right)}\left(k\right).$

本发明实施例还提供了一种OFDMA系统中的信道估计装置，其具体实现结构如图3所示，具体可以包括：

频域传输函数时变信息获取模块31，用于根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息，所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化；

频域传输矩阵获取模块32，用于根据预定的换算关系，对所述子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息进行变换，得到所述子信道的频域传输矩阵中所有元素的估计值。

所述的频域传输函数时变信息获取模块31具体可以包括：

导频点子载波的频域传输函数时变信息获取模块311，用于利用子信道的导频特性，按照最小二乘准则获得所述频域传输矩阵的主对角元素上导频点子载波处的估计值，将该估计值作为所述频域传输函数在导频点子载波处的时变平均值，根据所述时变平均值，通过线性插值处理获得所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息；

数据子载波的频域传输函数时变信息获取模块312，用于根据所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息，通过频域插值处理，获得导频点子载波之间的数据子载波的频域传输函数的时变信息。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)等。

综上所述，本发明实施例不再需要假定信道在一个符号内恒定，而是获取信道在一个导频的时域间隔时间内的线性变化特征，有效估计了子载波间干扰，从而获得了比较精确的信道频域传输矩阵。以便在做信号均衡时直接利用信道频域矩阵去除频率、时间选择性衰落对信号造成的影响。

本发明实施例利用系统子信道域内导频，根据线性模型在频域内跟踪信道的时变频域响应函数在一个符号内的时变，本发明实施例的处理过程完全在频域进行，不必进行时域处理，避免了变换到时域的过程，更加适用于移动WIMAX系统中存在保护边带的OFDM模式及只占用部分频域子载波的OFDMA模式。

本发明实施例实现复杂度低，无需迭代直接完成对时变信道的精确估计。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.一种正交频分多址系统中的信道估计方法，其特征在于，包括：

根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中的各个子载波的频域传输函数的时变信息，所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化；

根据预定的换算关系，对所述子信道中的各个子载波的频域传输函数的时变信息进行变换，得到所述子信道的频域传输矩阵中所有元素的估计值；

其中，所述的预定的换算关系包括：

其中，G(m,k)为所述子信道的频域传输矩阵，H(n,k)为子信道中各个子载波的频域时变传输函数的时变信息，N为子信道中的子载波数，m,k∈[1,N]。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

当所述子信道的归一化多普勒频移小于或等于预定数值并大于等于另一预定数值时，则确定所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息，具体包括：

利用子信道的导频特性，按照最小二乘准则获得所述频域传输矩阵的主对角线元素上导频点子载波处的估计值，将该估计值作为所述频域传输函数在导频点子载波处的时变平均值；

根据所述频域传输函数在导频点子载波处的时变平均值，通过线性插值处理获得所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息； 

根据所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息，通过频域插值处理，获得导频点子载波之间的数据子载波的频域传输函数的时变信息。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述的根据所述频域传输函数在导频点子载波处的时变平均值，通过线性插值处理获得所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息，具体包括：

根据所述子信道的线性变化特征，将所述频域传输函数在导频点子载波处的时变平均值作为所述频域传输函数在一个导频的时域间隔时间内的中间点的值；

利用各导频子载波时间轴上的相邻导频获得线性变化斜率，根据该线性变化斜率和所述中间点的值，通过线性插值处理得到一个导频的时域间隔时间内的所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息的估值。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述的频域插值处理包括：样条插值处理或线性插值处理。

6.一种正交频分多址系统中的信道估计装置，其特征在于，包括：

频域传输函数时变信息获取模块，用于根据子信道的频域传输矩阵的主对角线元素的估计值，通过线性插值处理获取子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息，所述子信道在导频的时域间隔时间内线性变化；

频域传输矩阵获取模块，用于根据预定的换算关系，对所述子信道中各个子载波的频域传输函数的时变信息进行变换，得到所述子信道的频域传输矩阵中所有元素的估计值；

其中，所述的预定的换算关系包括：

其中，G(m,k)为所述子信道的频域传输矩阵，H(n,k)为子信道中各个子载波的频域时变传输函数的时变信息，N 为子信道中的子载波数，m,k∈[1,N]。

7.根据权利要求6所述的正交频分多址系统中的信道估计装置，其特征在于，所述的频域传输函数时变信息获取模块具体包括：

导频点子载波的频域传输函数时变信息获取模块，用于利用子信道的导频特性，按照最小二乘准则获得所述频域传输矩阵的主对角元素上导频点子载波处的估计值，将该估计值作为所述频域传输函数在导频点子载波处的时变平均值，根据所述时变平均值，通过线性插值处理获得所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息；

数据子载波的频域传输函数时变信息获取模块，用于根据所述导频点子载波的频域传输函数的时变信息，通过频域插值处理，获得导频点子载波之间的数据子载波的频域传输函数的时变信息。 

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