CN101127532A - 正交频分复用通信载频间干扰的抑制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种正交频分复用通信载频间干扰的抑制方法及系统。所述方法在发送端对第一发端信号进行预编码，形成第二发端信号，对第二发端信号进行OFDM调制，形成传输信号，该传输信号经信道传输至接收端，接收端将对第一发端信号的预编码等价为对载频间干扰矩阵的变换，从而得到等价载频间干扰矩阵；接收端将接收到的传输信号进行OFDM解调，根据等价载频间干扰矩阵进行解码。本发明的方法将干扰项集中分布在极少的子载波上，通过对所述少数子载波进行均衡即可实现ICI抑制，降低了计算复杂度，提高了抑制效果；不引入额外的冗余，信息率与频谱效率不会降低；可以应用于多径时变信道，适用范围广。

Description

正交频分复用通信载频间干扰的抑制方法及系统

技术领域

本发明涉及多载波移动通信领域，更确切地说，涉及一种正交频分复用通信载频间干扰的抑制方法及系统。

背景技术

高速率多业务通信是通信技术发展的目标之一，OFDM(OrthogonalFrequency-Division Multiplexing，正交频分复用)技术是适用于高速率业务传输的最有效的技术之一。它将整个信道带宽划分为若干个子信道，每一子信道用子载波调制时，允许相邻子载波之间有很大程度的重叠，从而可以有效地提高频谱利用率。OFDM技术通过串/并转换过程将高速传输的数据变为较低速率的传输，从而使传输信道具有平衰落特性，可有效地克服信道频率选择性的影响，减少ISI(Inter-Symbol Interference，符号间干扰)对系统性能的影响。

基于OFDM技术的蜂窝移动无线系统在瑞利衰落环境中表现出了很好的误码性能，并于90年代初在数字广播中得到了广泛的成功应用。由于其优异的性能，OFDM技术已被多个无线局域网协议采用，如IEEE 802.11a与IEEE802.15等，并且在下一代网络所提议的方案中，OFDM技术被作为一种标准的调制方案。目前将OFDM技术作为一种标准的调制方案与第三代移动通信中的关键技术CDMA相结合，已成为MIMO系统中的传输体制。

但是，OFDM技术对子载波之间的正交性要求很高，无论是由于发射端与接收端之间相对高速运动所引入的多普勒(Doppler)频移还是收发信机中的载频不同步所引入的载频偏移，都会破坏子载波之间的正交性，从而造成ICI(Inter-Carrier Interference，载频间干扰)，这将严重影响系统的性能。研究表明当系统的归一化频偏系数为0.2时，系统的载干比会下降12dB，因此如何抑制ICI已成为研究OFDM系统的关键技术之一。

归纳起来，目前对ICI抑制的方法大致可以分为以下几种类型：一是对由收发信机中的载频不同步所引入的ICI，采用首先进行频偏估计，然后通过在接收端校正频偏来抑制ICI；二是频域均衡，均衡器的加权系数需要根据信道的估计来设定；三是时域加窗，目前已有许多类型的窗函数，但这一方法会增加系统的线性失真，降低了系统的信噪比；四是ICI的自消除方案，通过在相邻子信道上发送符号相反的信号消除ICI，但这一方案降低了数据率，使频谱的利用率降低，并且也不适用于快时变衰落信道。

在OFDM系统中，ICI是由系统中高速移动所引起的多普勒频移和收发信机中的载频不同步造成的，下面从系统的角度来分析ICI的分布特征。

首先考虑收发信机中的载频不同步造成的ICI。

在OFDM系统中，设输入OFDM调制器的信源为a＝[a₁，…，a_N-1]，其中N为系统的子载波数，则调制后的时间域信号为：

$b_n=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{W}_N^{-\mathrm{kn}},$ n＝0，1，…，N-1

其中 $W_N=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}}$ ，W_N ^-k为第k个子载波的调制频率；将上式表示为向量形式则：b＝W^-1a，其中，w^-1为DFT(离散傅立叶变换)矩阵w的逆矩阵。

考虑系统中收发信机的载频不同步所引入的归一化频偏ε＝Δf×T，其中T为OFDM符号块的时间间隔，Δf为收发信机间的频率差，则频域的频移对时域信号的影响可表示为：

${\tilde{b}}_k=\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πk\ϵ}}{N}\right)b_k,$ k＝0，1，…，N-1

其中为受频偏影响的时域信号。

令 ${\mathrm{\ρ}}_i=\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πi\ϵ}}{N}\right),$ i＝0，1，…，N-1，则上式可写为向量形式：

$\tilde{b}=\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\ρ}}_0& 0\·\·\·& 0\\ 0& {\mathrm{\ρ}}_1\·\·\·& 0\\ & \·& \\ & \·& \\ & \·& \\ 0& \·\·\·& {\mathrm{\ρ}}_{\text{N-1}}\end{array}\right]b=\mathrm{\ρb},$ ρ＝diag[ρ₀，ρ₁，…，ρ_N-1].

则经OFDM解调后的第k个输出判决量为：

$z_k=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_l{c}_{l-k}{a}_l+n_k.---\left(1\right)$

其中H为信道矩阵，c_l-k为其它的载波对当前第k个载波的干扰项，

$c_{l-k}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_i{W}_N^{-(l-k)i}.$

接下来，考虑时变信道的影响造成的ICI。

时刻n的输入信号x(n)通过多径信道后的输出为y(n)＝x(n)*h(n)，其中，信道输入信号 $x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}},$ $h\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,l}\mathrm{\δ}(n-l)$ 为多径信道的单位脉冲响应，L_p为信道径数，h_n，l为信道第l径的单位脉冲响应，则输出y(n)的FFT变换Y(m)为：

$Y\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{mn}}{N}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}x(n-l)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{mn}}{N}}$

$=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}X\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{k(n-l)}{N}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{mn}}{N}}$

$=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{(k-m)n}{N}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kl}}{N}}$ (2)

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{N}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kl}}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{(k-m)n}{N}}$

$=c_{0}X\left(m\right)+\underset{k=0,k\≠m}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k-m}X\left(k\right)$

其中， $c_0=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{ml}}{N}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}H(m,n),$ $c_{k-m}=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{(k-m)n}{N}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kl}}{N}}$ 为其它子载波对当前第m个载波的干扰项。

结合以上分析，通过计算机仿真得到ICI系数的分布特征如图1、图2和图3所示。其中，图1是收发信机不同步时ICI干扰系数的分布示意图，其中“ep”表示归一化频偏。当归一化频偏分别为0.2和0.4时，对应不同子载波位置的ICI干扰系数分别如图中圆圈和星号图案所示。图2是多径时变信道下ICI干扰系数的分布示意图一。图3是多径时变信道下ICI干扰系数的分布示意图二。从图中可见，当最大多普勒频移不同时，多径时变信道的ICI系数分布规律在一定条件下会发生变化。

Y.zhao和Haggman在参考文献a(Y.Zhao and S.G.Haggman，Intercarrierinterference self-cancellation scheme for OFDM mobile communication systems[J].IEEE Trans.Commun，2001，49(7)：1185-1191.)中提出了一种ICI抑制方法——干扰自消除方法。该方法因实现简单，无需信道估计而被广泛接受。下面结合附图4对该方法进行具体地阐述。

干扰自消除方法的系统模块示意图如图4所示，在该传输方案中，首先对输入信号进行载波调制，如MPSK(多进制项移键控)调制，然后进行差分编码和ICI消除编码：为消除ICI，该方法将传输数据映射到两个相邻的子载波而不是单个子载波上，令X(i)表示第i个子载波的传输数据，则得到：

X(0)＝-X(1)，X(2)＝-X(3)，…，X(N-2)＝-X(N-1)

之后信号经过IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，逆快速傅立叶变换)，插入CP(循环前缀)，再经过低通滤波辐射到信道。在接收端，首先进行低通滤波，然后去掉CP，再进行FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)，则根据上面的式(2)，待判决信号可表示为：

$Y\left(k\right)\text{=}(c_0-c_1)X\left(k\right)+\underset{\underset{l=\mathrm{Even}}{l=0,l\≠}k,}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(c_{l-k}-c_{l+1-k})X\left(l\right)---\left(3\right)$

可以证明此方法能消除接收端待判决信号中的大部分ICI。因为此时ICI不再依赖于干扰项系数自身，而是依赖于相邻两个干扰项系数之差，由于相邻子载波上的干扰项系数值比较接近，因此相邻干扰项系数的差值就很小，从而可以有效地消除ICI，并且当相邻系数值相等时可以更加有效的消除ICI的影响。使用此方法时，还可以将待判决信号再作相邻相减，则可得到：

Y(k)-Y(k-1)＝(-c_-1+2c₀-c₁)a_0，i

+(-c₁+2c₂-c₃)a_2，i+…    (4)

+(-c_N-3+2c_N-2-c_N-1)a_N-2，i

这样可进一步地提高系统的性能，同理，还可依次推广到更高阶的算法。例如在相邻三个子载波加权系数的线性变化基础上进行推广，得到高阶的ICI自消除法。一阶方法把相同的数据映射到一组相邻的两个子载波上，而高阶方法中可以把同一数据映射到一组k(＞2)个子载波上，关于干扰自消除方法的详细内容，请参见参考文献a。该方案虽然可有效地提高ICI抑制能力，但将只需一个子载波传输的数据变为两个子载波传输，系统的频谱效率只有1/2，若将只需一个子载波传输的数据变为由更多的子载波来传输，则频谱效率降低得更多，所以这一方案的频谱效率不高。

另一种ICI抑制的方法是一种均衡方法。ICI抑制的均衡方法的系统模块示意图如图5所示。在发送端，输入数据首先经过编码、串/并转换得到发送符号X，发送符号再经OFDM调制、并/串转换、数/模转换进入信道进行传输。在接收端，首先经过模/数转换、串/并转换和OFDM解调得到接收端信号Y，Y再经均衡模块进行均衡得到发送符号的估计值

经并/串转换和译码得到恢复的输入信息。

根据上面的公式(2)，接收端的信号为：

$Y=\mathrm{CX}+\tilde{n}---\left(5\right)$

这里矩阵C为：

$C=\left[\begin{array}{cccc}{c}_{\mathrm{0,0}}& c_{\mathrm{0,1}}& \·\·\·& c_{0,N-1}\\ c_{\mathrm{1,0}}& c_{\mathrm{1,1}}& \·\·\·& c_{1,N-2}\\ & \·& & \\ & \·& & \\ & \·& & \\ c_{N-\mathrm{1,0}}& c_{N-\mathrm{1,1}}& \·\·\·& c_{N-1,N-1}\end{array}\right]$

其中 $c_{m,k}=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{(m-k)n}{N}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kl}}{N}},$

为信道中的加性高斯噪声的频域分布。

为了估计发送符号X，需要对信道矩阵进行估计并计算矩阵的逆，由于C的维数很高，其计算量是很大的，不便于实时处理。

在该方法中假设信道是慢时变的，即系统归一化频偏ΔfT＜0.1，则多径信道的单位脉冲响应在一个OFDM符号块周期内可看作为线性变化，从而矩阵C中的一些元素就可设置为零，使矩阵转变为稀疏矩阵，这样可以简化矩阵的求逆运算。对于简化后得到的与稀疏矩阵，通过导入一部分导频序列，得到接收信号中的载频间干扰系数，采用迫零抑制算法来实现均衡，完成信号的检测与恢复。

所述均衡方法仅适用于慢时变信道，如归一化频偏ΔfT＜0.1的信道，并不适用于快时变信道，若归一化频偏较大，则该方案不能应用；并且该方法需要一组导频序列来完成信道的估计，这也降低了系统的频谱效率。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种频谱利用率高，且能适用于多种信道条件的OFDM通信载频间干扰的抑制方法和使用载频间干扰抑制的正交频分复用通信方法。

本发明提供了一种正交频分复用OFDM通信系统载频间干扰的抑制方法，OFDM系统先对发送端编码信号进行预编码，再对预编码后的信号进行OFDM调制，将对传输数据的变换等价为对载频间干扰矩阵的变换得到等价载频间干扰矩阵；在接收端OFDM解调之后，根据等价载频间干扰矩阵进行解码。

优选地，所述预编码过程包括将发送端编码信号左乘预编码矩阵T，使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对原载频间干扰矩阵的系数的差分变换。

优选地，对于子载波数为N的系统，所述预编码矩阵T的系数满足使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对原载频间干扰矩阵的系数的二阶差分，即预编码矩阵T为N阶方阵，且所述矩阵T的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中矩阵T的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

优选地，接收端解码的方法包括对等价载频间干扰矩阵P进行估计和求矩阵P的逆矩阵与接收信号的乘积。

根据本发明的ICI抑制方法，提出了一种使用载频间干扰预编码抑制的正交频分复用通信方法，其包括以下步骤：

在发送端，首先对输入数据进行编码然后进行串/并转换，生成第一发端信号；对第一发端信号进行预编码，得到第二发端信号；将第二发端信号进行OFDM调制，再经过并/串转换得到发送数据；对发送数据进行数/模转换，然后进入通信信道进行传播；

在接收端，首先对接收信号进行模/数转换，得到接收数字信息；然后对接收数字信息进行串/并转换，再进OFDM解调，得到接收端信号；对接收端信号进行均衡解码，得到编码信号的估计值；最后对编码信号的估计值进行并/串转换，再对其转换结果进行译码生成恢复的输入数据。

优选地，使用载频间干扰预编码抑制的正交频分复用通信方法中，所述预编码包括将第一发端信号左乘预编码矩阵，使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对载频间干扰矩阵的系数的差分变换。

优选地，所述差分变换是二阶差分，对于子载波数为N的系统，预编码矩阵为N阶方阵，且所述预编码矩阵的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中预编码矩阵的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

根据本发明的ICI抑制方法，提出了一种使用载频间干扰抑制的正交频分复用通信系统，该系统的发送端包括：编码装置、串/并转换装置、OFDM调制装置、并/串转换装置和数/模转换装置；该系统的接收端包括模/数转换装置、串/并转换装置、OFDM解调装置、并/串转换装置和译码装置；并且，所述系统还包括：位于发送端的预编码装置和位于接收端的均衡装置；

在发送端，输入数据经编码装置、串/并转换装置生成第一发端信号；第一发端信号经预编码装置，生成第二发端信号；再经OFDM调制装置、并/串转换装置，生成发送数据；发送数据经数/模转换装置后进入通信信道进行传播；

在接收端，接收信号经模/数转换装置，生成接收数字信息；接收数字信息经串/并转换，再经OFDM解调，生成接收端信号；接收端信号经均衡装置进行均衡解码，生成第一发端信号的估计值；该估计值经行并/串转换装置和译码装置生成恢复的输入数据。

优选地，所述正交频分复用通信系统中，预编码装置对第一发端信号的预编码包括将第一发端信号左乘预编码矩阵，使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对载频间干扰矩阵的系数的差分变换。

优选地，预编码装置的预编码过程所述的差分变换是二阶差分，对于子载波数为N的系统，预编码矩阵为N阶方阵，且所述预编码矩阵的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中预编码矩阵的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

通过实施本发明的载频间干扰预编码抑制方法以及使用ICI抑制的OFDM通信方法和通信系统，可以得到如下有益效果：一是将系统中的干扰项集中分布在极少的子载波上，通过所述少数子载波进行均衡即可实现ICI抑制，与现有技术相比降低了计算复杂度，且抑制效果得以提高；二是本发明的预编码方案没有引入额外的冗余，因而信息率与频谱效率不会降低，即在不降低传输率的前提下提高了系统抗ICI的能力；三是本发明的方法可以应用于多径时变信道，适用范围广。

本发明的上述以及其它特征和优点将结合实施例与附图在下文详细说明。

附图说明

图1是收发信机不同步时ICI干扰系数的分布示意图。

图2是多径时变信道下ICI干扰系数的分布示意图一。

图3是多径时变信道下ICI干扰系数的分布示意图二。

图4是使用ICI干扰自消除方法的通信过程模块示意图。

图5是使用ICI抑制的均衡方法的通信过程模块示意图。

图6是使用本发明OFDM通信系统ICI抑制方法的通信过程模块示意图。

图7是本发明OFDM通信系统ICI抑制方法应用前后的干扰系数分布比较示意图。

图8是使用不同ICI抑制方法时的信干比比较示意图。

图9是高斯信道下本发明和其它ICI抑制方法的性能比较示意图。

图10是多径时变信道下本发明和其它ICI抑制方法的性能比较示意图。

图11是本发明使用ICI抑制的OFDM通信系统的结构模块示意图。

具体实施方式

本发明在不降低传输效率的前提下，提出了一种“主动”的干扰抑制方法。下面结合附图对本发明进行详细描述。

请参见图6，本发明的载频间干扰抑制方法的一种实施方式，即一种使用ICI抑制的OFDM通信方法为：数字比特流首先经过编码模块和串/并转换模块，得到第一发端频域信号X，再通过预编码模块进行预编码，从而得到第二发端频域信号a，第二发端频域信号a经过OFDM调制，在本实施例和大部分通信系统中，OFDM调制通过IFFT实现。经过OFDM调制的信号，重新通过并/串转换模块，生成时域信号，再经过D/A(数/模)转换模块，生成连续的信号，并通过通信信道进行传输。

在信号接收端，首先通过A/D(模/数)转换模块对接收到的连续信号进行采样，之后采样得到的离散信号经过串/并转换模块被还原成多路并行信号，并经过OFDM解调，与调制相对应，这里OFDM解调是通过对信号进行FFT实现的。经OFDM解调之后的信号被送到均衡模块，在均衡模块对系统中的ICI进行补偿，之后，均衡后的数据再经过并/串转换模块和译码模块恢复出原始数据。

要说明的是，预编码模块的作用是通过对信号的变换实现ICI矩阵的等效变换。所述预编码以线性变换最为实现简单且解码方便，与预编码矩阵T相乘只是作为一个优选的线性变换方案列举于此，但并不能以此作为对本发明范围的限定。

OFDM系统中的第一发端频域信号为x，T为所设计的预编码矩阵，则对于均衡器前所收到的信号Y，根据公式(5) $Y=\mathrm{CX}+\tilde{n}$ 可知，在进行预编码后，

$Y=\mathrm{Ca}+\tilde{n}=\mathrm{CTX}+\tilde{n}=\mathrm{PX}+\tilde{n}---\left(6\right)$

这里矩阵C为由系统频偏所引入的ICI矩阵，其中矩阵元素C_i，j表示第j个子载波对第i个子载波的干扰，其矩阵元素定义与前文背景技术部分公式(5)中ICI矩阵类似；T是本发明中设计的预编码矩阵，用来抑制系统中的ICI；

为噪声，P＝CT为预编码处理后等价ICI矩阵。

根据上面ICI矩阵系数分布特征的分析，在不降低数据传输率的条件下，预编码矩阵T的一种具体构造方式为：使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对原ICI矩阵的系数的二阶差分，即：

对于子载波数为N的系统，预编码矩阵T为N阶方阵(即N×N的矩阵)，且所述矩阵T的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中矩阵T的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

P为预编码处理后等价ICI矩阵。则对应的干扰项系数为：

p_m，n＝2c_m，n-c_m，n+1-c_m，n-1(8)

即相当于将相邻的子载波上的干扰系数进行差分处理，从而实现子载波上的干扰抑制。同理，可以改变矩阵T的系数分布，对ICI矩阵的系数进行高阶差分。

对ICI抑制效果的评价，通常采用“信干比”CIR，对于ICI矩阵C其信干比定义为：

${\mathrm{CIR}}_C=\frac{{\left|c_{i,i}\right|}^2}{\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{i,j}\right|}^2}---\left(9\right)$

对于子载波数为N的系统，c_i，i为当前子载波上的加权量，i＝0，…，N-1，c_i，j，j＝0，…，N-1且j≠i为其他子载波对当前子载波的干扰量。对于经预编码抑制处理后的等价ICI矩阵P，信干比为：

${\mathrm{CIR}}_P=\frac{{\left|p_{i,i}\right|}^2}{\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{\left|p_{i,j}\right|}^2}---\left(10\right)$

对于子载波数为N的系统，p_i，i为当前子载波上的加权量，i＝0，…，N-1，p_i，j，j＝0，…，N-1且j≠i为其他子载波对当前子载波的干扰量。采用这一抑制技术后，系统中ICI分布结构如图7和图8所示。

图7是本发明OFDM通信系统ICI抑制方法应用前后的干扰系数分布比较示意图。图中横坐标为OFDM子载波的相对位置，纵坐标为ICI矩阵干扰系数的模值。图7A，图7B和图7C分别对应系统归一化频偏为0.4，OFDM子载波数N为16，32和64的仿真结果。其中星形符号代表未进行干扰抑制处理时的干扰系数，而圆圈符号表示使用本发明后的干扰系数。

图8是使用不同ICI抑制方法时的信干比比较示意图。图中横坐标为归一化的载频偏移，即归一化频偏，纵坐标为信干比(单位为的dB)。星形、三角形和正方形符号分别代表原始标准系统、使用ICI自消除方法和使用本发明的ICI抑制方法时的信干比。从图中可见，随着归一化频偏的增大，系统的信干比减小；在相同的归一化频偏条件下，本发明的方法能够获得更高的信干比。

通过上述仿真结果可以看出，采用预编码矩阵处理后，系统的ICI得到了明显的抑制，干扰项主要分布在与当前子载波相隔一个子载波位置的子载波上和相隔(N-1)个子载波位置的子载波上。此时，ICI干扰矩阵变为一个稀疏矩阵，在接收端采用稀疏矩阵的求逆，就可方便地解调出所发送的信号。根据公式(8)，将接近于0的项近似为0，则预编码处理后的干扰矩阵P的系数分布为：

考虑到系统收发信机在时间上的不同步，此时矩阵P可变型为一个循环矩阵。在所发送的信号中分别在第1，2，3，4，5及第N个子载波的位置上设置导频信号，则可直接将干扰项系数及所发送的其他信号估计出来。下面以N＝8为例来说明这一问题。设接收信号Y满足：

Y＝PX

则将公式(10)代入上式可得：

Y₀＝P₀X₀+P₂X₂+P₇X₇

Y₁＝P₇X₀+P₀X₁+P₂X₃

Y₂＝P₀X₂+P₂X₄+P₇X₁

其中，P_i表示矩阵P的第i行，写为矩阵形式即为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_0\\ Y_2\\ Y_7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{X}_0& X_2& X_7\\ X_1& X_3& X_0\\ X_2& X_4& X_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{P}_0\\ P_2\\ P_7\end{array}\right]$

根据导频信息，通过计算三维矩阵的逆，即可求得干扰系数矩阵的估计值

。之后按照下式对接收信号进行估计：

对接收信号的估计可以利用现有技术循环矩阵的镶嵌算法完成，该算法的所有计算都可以通过DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅立叶变换)得到，从而省去了矩阵求逆的过程，降低了计算的复杂度(使计算量从O(N³)变为O(Nlog₂N))。

本发明通过引入一种线性编码的预编码矩阵，将载频间的干扰项集中分布在极少的子载波上(通常情况下存在干扰的子载波仅有两项，具体分布在与当前子载波相隔一个子载波位置的子载波上和相隔(N-1)个子载波位置的子载波上)，通过对这几个子载波上的均衡，即可实现ICI的完全抑制，与背景技术部分所提到的均衡方法相比，计算复杂度得以降低，且抑制效果可得以提高；而且与干扰自消除算法相比，因为预编码方案并没有引入额外的冗余，所以信息率与频谱效率并没有降低，即在不降低传输率的条件下提高了系统抗ICI的抑制能力。此外，本发明所提出的方案还可应用于多径时变的信道下。

作为对比，上述几种方案的仿真结果如图9和图10所示。图9是高斯信道下本发明和其它ICI抑制方法的性能比较示意图，该图为仿真结果，图中对应归一化频偏为0.2。横坐标为系统的信噪比，纵坐标为传输的误码率。圆形、星形和正方形符号分别代表本发明所建议的预编码抑制方案、无ICI抑制的方案和ICI自消除方案下的误码率随信噪比变化关系。当系统归一化频偏为0.2时，本发明所建议方案的系统性能已完全逼近系统中无ICI影响的情况(图中二者重合，所以无ICI影响的情况不可见)，并且优于干扰自消除方案。在误码率P_e＝10^-4时，本发明的方案比干扰自消除方案的信噪比约提高2～3dB；且该方案已基本上消除了OFDM中的地板效应(即误码率下降到一定程度后，无论信噪比如何提高误码率均很难再下降的现象)。

图10是多径时变信道下本发明和其它ICI抑制方法的性能比较示意图。该图为仿真结果，图中对应归一化频偏为0.3。横坐标为系统的信噪比，纵坐标为传输的误码率。圆形、星形和正方形节点分别代表本发明所建议的预编码抑制方案、无ICI作用的情况和ICI自消除方案下的误码率随信噪比变化关系。可见，与ICI自消除方案相比本发明的预编码抑制方案取得了更佳的效果，在相同信噪比条件下，误码率更小。

根据上述结合图6所阐述的使用ICI抑制的OFDM通信方法，本发明提出了一种使用载频间干扰抑制的正交频分复用通信系统。所述系统的结构模块示意图如图11所示，该系统的发送端包括：编码装置、串/并转换装置、预编码装置、OFDM调制装置、并/串转换装置和数/模转换装置；该系统的接收端包括模/数转换装置、串/并转换装置、OFDM解调装置、均衡装置、并/串转换装置和译码装置；

在发送端，输入数据经编码装置、串/并转换装置生成第一发端信号；第一发端信号经预编码装置，生成第二发端信号；第二发端信号经OFDM调制装置，再经过并/串转换装置，生成发送数据；发送数据经数/模转换装置后进入通信信道进行传播；

在接收端，接收信号经模/数转换装置，生成接收数字信息；接收数字信息经串/并转换，再经OFDM解调，生成接收端信号；接收端信号经均衡装置进行均衡解码，生成第一发端信号的估计值；该估计值经行并/串转换装置和译码装置生成恢复的输入数据。

根据本发明的使用ICI抑制的OFDM通信方法，所述预编码装置对第一发端信号的预编码将包括把第一发端信号左乘预编码矩阵T，从而使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对载频间干扰矩阵的系数的差分变换。一种优选地实施方式是预编码装置的预编码过程所用的差分变换是二阶差分，此时T的形式如公式(7)所示。对于子载波数为N的系统，预编码矩阵为N阶方阵，且所述预编码矩阵的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中预编码矩阵的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

Claims (10)

1.一种正交频分复用OFDM通信载频间干扰的抑制方法，其特征在于，发送端对第一发端信号进行预编码，形成第二发端信号，对第二发端信号进行OFDM调制，形成传输信号，该传输信号经信道传输至接收端，接收端将对第一发端信号的预编码等价为对载频间干扰矩阵的变换，从而得到等价载频间干扰矩阵；接收端将接收到的传输信号进行OFDM解调，根据等价载频间干扰矩阵进行解码。

2.根据权利要求1所述的OFDM通信载频间干扰的抑制方法，其特征在于，所述预编码过程包括将第一发端信号左乘预编码矩阵，使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对载频间干扰矩阵的系数的差分变换。

3.根据权利要求2所述的OFDM通信载频间干扰的抑制方法，其特征在于，所述差分变换是二阶差分，对于子载波数为N的系统，预编码矩阵为N阶方阵，且所述预编码矩阵的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中预编码矩阵的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

4.根据权利要求2所述的OFDM通信载频间干扰的抑制方法，其特征在于，接收端解码的方法包括对等价载频间干扰矩阵进行估计和求其逆矩阵与接收信号的乘积。

5.一种使用载频间干扰抑制的正交频分复用通信方法，其特征在于，包括以下步骤：

发送端对输入数据进行编码和串/并转换，生成第一发端信号；将对第一发端信号进行预编码，得到第二发端信号；将第二发端信号进行OFDM调制，再经过并/串转换得到发送数据；对发送数据进行数/模转换，进入通信信道进行传播；

接收端对接收信号进行模/数转换，得到接收数字信息；对接收数字信息进行串/并转换，再进行OFDM解调，得到接收端信号；对接收端信号进行均衡解码，得到编码信号的估计值；最后对编码信号的估计值进行并/串转换，再对其转换结果进行译码生成恢复的输入数据。

6.根据权利要求5所述的使用载频间干扰抑制的正交频分复用通信方法，其特征在于，所述预编码包括将第一发端信号左乘预编码矩阵，使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对载频间干扰矩阵的系数的差分变换。

7.根据权利要求6所述的使用载频间干扰抑制的正交频分复用通信方法，其特征在于，所述差分变换是二阶差分，对于子载波数为N的系统，预编码矩阵为N阶方阵，且所述预编码矩阵的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中预编码矩阵的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

8.一种使用载频间干扰抑制的正交频分复用通信系统，该系统的发送端包括：编码装置、串/并转换装置、OFDM调制装置、并/串转换装置和数/模转换装置；该系统的接收端包括模/数转换装置、串/并转换装置、OFDM解调装置、并/串转换装置和译码装置；其特征在于，所述系统还包括：位于发送端的预编码装置和位于接收端的均衡装置；

在发送端，输入数据经编码装置、串/并转换装置生成第一发端信号；第一发端信号经预编码装置，生成第二发端信号；再经OFDM调制装置、并/串转换装置，生成发送数据；发送数据经数/模转换装置后进入通信信道进行传播；在接收端，接收信号经模/数转换装置，生成接收数字信息；接收数字信息经串/并转换，再经OFDM解调，生成接收端信号；接收端信号经均衡装置进行均衡解码，生成第一发端信号的估计值；该估计值经行并/串转换装置和译码装置生成恢复的输入数据。

9.根据权利要求8所述的正交频分复用通信系统，其特征在于，所述预编码装置对第一发端信号的预编码包括将第一发端信号左乘预编码矩阵，使等价载频间干扰矩阵的系数相当于对载频间干扰矩阵的系数的差分变换。

10.根据权利要求9所述的正交频分复用通信系统，其特征在于，预编码装置的预编码过程所述的差分变换是二阶差分，对于子载波数为N的系统，预编码矩阵为N阶方阵，且所述预编码矩阵的对角元素为2，与对角元素相邻的元素为-1，其余元素为0，其中预编码矩阵的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相应元素均设定为相邻。

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