TWI487339B - 用於正交分頻多工系統之載波間干擾消除之方法與系統 - Google Patents

Description

用於正交分頻多工系統之載波間干擾消除之方法與系統

本發明為一個可適應性地調整近似帶狀載波間干擾(Inter-carrier interference，ICI)通道矩陣的子載波的帶寬並依該載波間干擾的嚴重程度選擇適當的策略處理該載波間干擾之每個子載波的方法，可解決在高速行動中的無線移動通信系統的傳輸性能限制的問題。

先進的正交分頻多工多重存取移動通信系統，如LTE和WiMAX，必須滿足實現更高的頻譜效率以及具有能力在惡劣的環境中運作的挑戰。一般來說，在這樣的系統中的高頻譜效率是通過緊緊地壓縮子載波到一個有限的帶寬而實現，這又意味著，當運作在具有高速流動性的情況下，例如，在一個每小時時速350公里的高速列車車廂中使用LTE手機，信道表現出快衰落和信號會經歷在一個OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)符號內的信道變異。因此，傳輸模式的信道頻率回應(Channel Frequency Response，CFR)矩陣不再是對角的，而非在對角線上的子載波項會造成嚴重的載波間干擾。如果不及時處理，ICI會有嚴重的性能退化。因此，ICI是一個嚴重的問題，限制了在高速行動中的無線移動通信系統的傳輸性能。

大部分現有的消除載波間干擾的技術方法是基於建立一個系統模型以獲得一個非對角線ICI信道矩陣，獲得ICI的信道矩陣後，這些方法用不同的代數方程式嘗試解決該非對角線ICI信道矩陣，這些方法可分為兩個類別。第一類別為基於線性濾波器的方法，而第二類別為具有非線性程序的方法。一般來說，第二類別的方法有更好的性能及更高的計算複 雜性與成本。這兩個類別的出發點皆是通過非對角線ICI信道矩陣建立一個系統模型再做逆矩陣計算以處理ICI，無論是用線性或非線性的算法，皆為建議替換載波間干擾的信道矩陣為一個具有固定帶寬的帶狀近似矩陣，以減少計算的複雜性。

但這些基於固定帶寬的帶狀近似矩陣的方法在性能和複雜度之間的折衷無法達到令人滿意的效果。如果所替換的載波間干擾的信道矩陣帶寬的寬度過小，計算成本降低卻可能遭受性能損失，但如果帶寬寬度過大，計算成本無法節省或是沒有獲得有意義的減少計算複雜性。因真實情況中，由多普勒效果引起的載波間干擾(ICI)，很難獲得於每個子載波上準確估計的信道頻率回應(CFR)的單一帶寬，因其各個子載波之帶寬不一，尤其是在高速情況下，子載波的帶寬變大，有可能高於設定的固定帶寬，因此性能遭到損失。如低於設定的帶寬，則有龐大且浪費的計算成本。另一方面，在訊號快速衰弱的環境下，即使有完美的CFR估計，ICI可能會導致系統性能的嚴重退化因其計算的成本太高。這些因素導致不正確的判定接收的符號，從而提供給用戶劣化的信號品質。

然而，到目前為止還沒有現有技術提出可自適應性調節近似ICI信道矩陣的子載波帶寬。其結果是，所有基於帶狀近似的載波間干擾的信道矩陣的方法遭受嚴重的性能損失或是無意義的減少複雜性。

為了解決上述問題，本發明提出了一種自適應性地處理ICI的框架，使得測得各個子載波上的載波間干擾的程度後，可以自適應性的調整各個子載波的帶寬，大多數現有的ICI消除方法可納入於此框架，使得計算成本可以顯著地降低。

本框架選用一合理且適用於現有通訊系統的OFDM系統模型，假設OFDMA符號內信道變化為直線形，該OFDM模型係為：r=Hs+z

其中r為一接收訊號矩陣、H為一信道頻率回應(CFR)矩陣、s為一時域的發射信號矩陣以及z為一白噪音矩陣，且該CFR矩陣具 有複數子載波矩陣，每一子載波矩陣具有一帶寬寬度。

其中該載波間干擾之干擾輕重程度由測量其各個子載波而測定。根據該載波間干擾的嚴重程度選擇適當的策略處理該載波間干擾之每個子載波，而其中所述的載波間干擾的輕重程度由一載波間干擾指標所指示。該載波間干擾指標為每個子載波上的信道變化與信道幅度之間的比率，該信道變化是按照相鄰之OFDM符號的信道幅度估計而來，一典型方法為計算所需要的信道與其鄰接的OFDM碼元的幅度的差異。而處理該ICI可選擇是否事先做ICI消除或ICI抑制，亦不限於此二項ICI事先處理方式。其中可適應性的處理ICI於特定某個子載波，一典型方式為，選擇適當數量的相鄰的子載波上的信號和載波間干擾，而未被選擇的子載波信號將被忽略。其中可針對所述不同的ICI子載波選擇不同的處理策略。而該子載波處理可以選擇不同數量的相鄰子載波。以實現可在更好的性能和複雜度之間的折衷。

本發明可適用於任何基於OFDM的技術例如正交分頻多工存取技術(OFDMA)或是多輸入多輸出正交分頻多工技術(MIMO-OFDMA)。提供一基於正交多頻多工(OFDM)模型，該基於OFDM模型包含一信道平率回應(CFR)矩陣，該CFR矩陣具有複數子載波行矩陣，每一子載波行矩陣具有一個帶寬，計算該子載波之ICI指示符用以適應性地調整之個別帶寬，以針對所述不同的ICI子載波選擇不同的處理策略。

本發明可適用於一無線傳輸/接收單元(WTRU)，其訊號處理模組因應一子載波間之每一子載波間干擾指示符，適應性地調整一信道頻率回應矩陣所包含之每一子載波行矩陣的個別帶寬寬度，可針對所述不同的ICI子載波選擇不同的處理策略。

本發明可適用於一種無線傳輸/接收單元，包含：一訊號處理模組可調整一信道頻率回應矩陣所包含之每一子載波行矩陣的一寬度，俾使各該子載波行矩陣皆有一屬己適應性寬度。

11‧‧‧信道估算

12‧‧‧H _k 與前一個H _k 的差異計算

13‧‧‧計算一ICI指標

14‧‧‧FIR濾波器(α)

15‧‧‧FIR濾波器(β)

16‧‧‧FIR濾波器(γ)

17‧‧‧PB ICI等化器

Y _k ‧‧‧訊號的第k個子載波

CE‧‧‧信道估計

H _k ‧‧‧CFR的第k個子載波

△ _k ‧‧‧OFDM碼元的第k個子載波與前一個OFDM碼元的第k個子載波的差異

Q‧‧‧帶寬寬度

第1圖係揭示一接收器使用本發明PSA(Per-Subcarrier Adaptive)系統之方塊流程圖。

第2圖係揭示本發明之每個子載波皆有其不同帶寬之CFR示意圖。

第3圖係揭示已知技術利用單一帶寬Q的CFR以處理ICI之示意圖。

本文中用語“‘較佳”是非排他性的，應理解成“較佳為但不限於”，任何說明書或請求項中所描述或者記載的任何步驟可按任何順序執行，而不限於請求項中所述的順序，本發明的範圍應僅由所附請求項及其均等方案確定，不應由實施方式示例的實施例確定。

用語“包括”及其變化出現在說明書和請求項中時，是一個開放式的用語，不具有限制性含義，並不排除其他特徵或步驟。

本框架選用一合理且適用於現有通訊系統的OFDM系統模型，可適用於基於OFDM的技術例如正交分頻多工存取技術(OFDMA)或是多輸入多輸出正交分頻多工技術(MIMO-OFDMA)。假設OFDMA符號內信道變化為直線形，假設一等效基帶(baseband equivalent)的OFDM系統模型具有N個子載波，在t ^th 時刻於時域傳送的訊號s _t 為：

S _m 為在第m ^th 子載波上調變之信息。假設信道的循環前綴(CP)之長度N _CP 長於最大延遲擴展(L)，該傳送的OFDM碼元的總長度即為N _S =N +N _CP ，在t ^th 時刻於時域接收的訊號γ _l 為：

其中h _t,l 是隨時間變化的信道脈衝響應的第l ^th 延遲路徑而z_t 是累加的高斯白噪聲(Additive White Gaussian Noise,AWGN)，去除CP之後，經過離散傅立葉轉換(DFT)，在頻域接收的訊號的第i ^th 子載波為：

其中H _i,m 為

以及H (m ,t )為

H (m ,t )可詮釋為在t ^th 時刻於通道頻率響應(CFR)上的第i ^th 子載波。而第i 個的子載波之ICI為第m 個傳輸訊號子載波通過ICI信道H _i,m 所引起的。

假設Channel impulse response CIR的差異為一時域內的線型函數，便為：

與為在(n -1) ^th 與n ^th OFDM碼元的第l ^th 通道，為(n -1) ^th 與n ^th OFDM碼元的CIR差異。

將計算式(6)代入計算式(5)，我們可以得到：

其中H _m 為在第n個OFDM碼元的中心時間的信道脈衝響應(CIR)之DFT。

以及△ _m 為DFT後的CIR差異項。

觀察計算式(7)可得知，在第m個子載波之CFR呈線性變化。H _m 也可視為線性變化的頻率響應之平均。

將計算式(7)代入計算式(4)，H _{i ,m} 可分解為：

當i =m 時，ξ _{i ,m} =1；當i ≠m 時，ξ _{i ,m} =0；G _i 即為ICI：

可概算為：

當|i |/N 值小，此概算效果很好，而現實生活中的通訊系統，例如WiMAX及LTE,N(子載波的數量)的最小值為128，所以此概算的效果很正確。

設r=[R ₀ ,...,R _{N -1} ] ^T ，s=[S ₀ ,...,S _{N -1} ] ^T ，以及z=[Z ₀ ,...,Z _{N -1} ] ^T ，計算式(3)和計算式(10)便可以用以下矩陣形式簡潔的表示：r=Hs+z (13)

其中，CFR矩陣H可以分解為平均CFR矩陣H _avg 及ICI矩陣G△：

將計算式(14)代入計算式(13)可得到：r=H _aug s+G△s+z. (15)

由計算式(14)與計算式(15)可觀察到對角線矩陣△與右方G矩陣相乘，這表示子載波間干擾矩陣的列向量由不同的△ _i 權重。每個列向量記錄了一訊號如何分佈在相應的子載波上，並影響到其他子載波的反應。因此，不同的權重的意思是，子載波與子載波間不同的分佈效果。重整計算式(15)可得：

其中，I _N 為N ×N 單位矩陣以及G由一對角矩陣()由左相乘。這次，ICI矩陣第k行的向量由相應的(△ _k /H _k )所權衡，其記錄了第k個子載波受到了其鄰近子載波多少的影響，也就是說(△ _k /H _k )可指示第k個子載波受到的ICI程度。提供|△ _k /H _k |的值，訊號干擾比(SIR)便可輕易的由第(15)計算式計算出。

當|△ _k /H _k |的值小(|△ _k /H _k |<-5 dB,SIR>22 dB)，表示第k個子載波所受到的ICI程度微不足道，該子載波可做些許的或者是完全不用作ICI消除，而當|△ _k /H _k |值漸增，代表第k個子載波受到中度的ICI，而當(|△ _k /H _k |>0 dB,SIR<12 dB)，表示嚴重的ICI存在，該子載波需要做ICI消除以維持位元錯誤率(Bit Error Rate,BER)效能。|△ _k /H _k |能夠指示的載波間干擾的情況繼而根據不同的需要，在各個子載波上進行不同的ICI消除處理策略。|△ _k /H _k |的臨界值(threshold)可經由事先模擬而獲得最佳值。

基於ICI指標，可得到一個各個子載波自適應性(Per-subcarrier Adaptively,PSA)的處理ICI接收器架構100，ICI接收器架構100(請參閱第1圖)。一訊號Y _k 經由信道估算器(channel Estimator)11之估算後得到一CFR H _k ，再經由減法器12使H _k 與前一個H _k 相減得到△ _k ，便可饋入指示符計算器13中以計算一ICI指標|△ _k /H _k |再經由FIR濾波器14~16得出3個參數，αβ及γ，較佳地，進入PB ICI等化器17，根據|△ _k /H _k |值，可適應性的在各個子載波上做設定，適應性的選擇適當策略消除或抑制子載波間的ICI。但各種現有的載波間干擾的均衡器均可合併到此架構內，並不限於本發明中所提出的PB ICI等化器；以此方式，一個更好的計算複雜度和性能之間的折衷便可實現。

PSA利用在各個子載波有不同的帶寬Q的想法來估計一個根據各個子載波而設定帶寬Q之帶寬不一致的CFR矩陣H(請參閱第2圖)，有別於傳統固定帶寬Q之帶狀CFR矩陣(請參閱第3圖)。為一估計的平均CFR矩陣，需要用於信號的解調，因CFR跨時域呈現線性變化，△ _k 估計值可由所需要的信道k與其鄰接的OFDM碼元的幅度的差異得 到。

上標的(n )為OFDM碼元的序號。

於PSA架構下，各個子載波根據其ICI指標可採用不同的策略。當ICI指標顯示該子載波有輕微的ICI時，一簡單的基於擾動(perturbation-based)的等化器17便可處理。

一串行(serial)的零抑制等化器(Zero Forcing)於第k個子載波做運算如下：

其中1×(2Q+1)行的向量w為一等化器而e_c 為一1×(2Q+1)行的向量其中心值為1，其餘皆為0。

對角矩陣()用幾個參數簡化為(approximated)一模型，其用意為可用簡單的濾波器將w替換以處理受到輕微ICI影響的子載波，而(I _{2Q +1} +(())G)-1可處理嚴重的ICI，其相應逆矩陣可離線計算並儲存於一查表(Lookup table)，查表索引為計算式(18)中的α，β及γ且須基於本發明提出之轉信號模型計算式(16)上。因本架構使用串行的ICI等化器，每個相應逆矩陣只需儲存其中心行值(central row)。

使用多項式曲線擬合()估計的本地信道頻率響應波動可表示為：

L及P皆為對角線矩陣具有直線及拋物線的形狀，換言之，L=diag (Q,Q-1,...,-Q)及P=diag (Q² ,(Q-1)² ,....,(-Q)² )。將計算式(18)代入計算式(17)及施用(I+A)^-1 I-A+A² +o(ε)可得到一低計算成本的ICI等化器。A為擾動項，o(ε)為高階項(Higher Order)。

忽略高階項便可得一一階(First Order)PB-ZF等化器：

一二階(Second Order)PB-ZF等化器為：

大部分情況下，使用低階的PB-ZF等化器便可得到令人滿意的結果。而基於多項式曲線擬合()後，計算式(20)可視為有二固定的有限脈衝響應濾波器(FIR)。

當信道快速衰退的情況下，PB-ZF等化器並不適用。最小均方誤差(Minimum Mean Square Error,MMSE)等化器較有效防止白噪聲增強，假設有多個串行的等化器，各個子載波的對應信道矩陣為一截平的(2Q+1)×(2Q+1)矩陣，其噪聲訊號當作是白噪聲以局部化(localized)信號噪音比(SNR)處理，基於此假設，可得出一PB-MMSE ICI等化器。

典型的MMSE ICI等化器為：

其中*表示複數(complex)共軛的轉置和ρ_k 為從(2Q+1)個鄰近的子載波估計而來的局部化信號噪音比(SNR)。

使用多項式概化(approximation)()以及擾動概化(I+A)^-1 ，A為擾動項，可得到一PB-MMSE ICI等化器。當子載波的局部信號噪音比值高，高階項目的A可以忽略。便可得到一個一階PB-MMSE ICI等化器。

如()接近極弱，可加入較高的項目α² ，便得到一二階PB-MMSE ICI等化器。

行向量(row vector)e_c LG及e_c PG為零向量因此可在此推導中丟棄。

在實踐中，PB-ZF和PB-MMSE ICI等化器用以處理各個有輕微ICI的子載波而逆矩陣查表(LUT)用以處理各個嚴重ICI的子載波。用逆矩陣查表(LUT)可將逆矩陣運算的計算成本由O(N3)簡化為O(N)。如無使用本發明所提出之計算式(16)之置轉後的訊號模型，單用計算式(15)便無法達成此效果，因將產生2組參數，這樣，LUT便無法節省太多的計算成本。

11‧‧‧信道估算

12‧‧‧H _k 與前一個H _k 的差異計算

13‧‧‧計算一ICI指標

14‧‧‧FIR濾波器(α)

15‧‧‧FIR濾波器(β)

16‧‧‧FIR濾波器(γ)

17‧‧‧PB ICI等化器

Y _k ‧‧‧訊號的第k個子載波

CE‧‧‧信道估計

H _k ‧‧‧CFR的第k個子載波

△ _k ‧‧‧OFDM碼元的第k個子載波與前一個OFDM碼元的第k個子載波的差異

Claims (10)

1. 一種用於正交分頻多工技術之訊號處理方法，包含：提供一正交分頻多工(OFDM)模型，該OFDM模型係為：r=Hs+z其中r為一接收訊號矩陣、H為一信道頻率回應(CFR)矩陣、s為一時域的發射信號矩陣以及z為一白噪音矩陣，且該CFR矩陣具有複數子載波行矩陣，每一子載波行矩陣具有一欲處理的ICI信道數量；計算一載波間干擾(ICI)信道指示符；以及依據該ICI信道指示符而適應性地調整每一欲處理的ICI信道數量。
2. 如申請專利範圍第1項所述之處理方法，其中該OFDM技術係為一正交分頻多工存取(OFDMA)技術以及一多輸入多輸出正交分頻多工(MIMO-OFDM)技術。
3. 如申請專利範圍第1項所述之處理方法，其中該載波間干擾之干擾輕重程度由測量其各個子載波而測定；根據該載波間干擾的嚴重程度選擇適當的策略處理該載波間干擾之每個子載波，可於ICI選擇適當的策略選擇是否事先做ICI消除或ICI抑制。
4. 如申請專利範圍第1項所述之處理方法，其中所述的載波間干擾的嚴重程度由一載波間干擾指標所指示，該載波間干擾指標為每個子載波上的信道變化與信道幅度之間的比率。
5. 如申請專利範圍第4項所述之處理方法，其中所述之信道變化是按照相鄰之OFDM符號的信道幅度估計而來；一典型方法為計算所需要的信道與其鄰接的OFDM碼元的幅度的差異。
6. 如申請專利範圍第1項所述之處理方法，其中可適應性的處理ICI於特定某個子載波，一典型方式為，選擇適當數量的相鄰的子載波上的信號和載波間干擾，而未被選擇的子載波信號將被忽略。
7. 如申請專利範圍第1項所述之處理方法，其中可針對具有不同的該ICI信道指示符的子載波選擇不同的策略處理該子載波；而該子載波處理可以選擇不同數量的相鄰子載波。
8. 一種用於正交分頻多工技術之訊號處理方法，包含：提供一基於正交分頻多工(OFDM)模型，該基於OFDM模型包含一信道頻率回應(CFR)矩陣，該CFR矩陣具有複數子載波行矩陣，每一子載波行矩陣具有一欲處理的ICI信道數量；計算一載波間干擾(ICI)信道指示符；以及依據該ICI信道指示符而調整每一欲處理的ICI信道數量。
9. 一種無線傳輸/接收單元(WTRU)，包含：一訊號處理模組，因應一子載波間之每一干擾信道指示符，以適應性地調整一信道頻率回應矩陣所包含之每一子載波行矩陣的一欲處理的ICI信道數量。
10. 一種無線傳輸/接收單元(WTRU)，包含： 一訊號處理模組，調整一信道頻率回應矩陣所包含之每一子載波行矩陣的一欲處理的ICI信道數量，俾使各該子載波行矩陣皆有一屬己適應性欲處理的ICI信道數量。