CN101986634B - 基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰方法、装置与系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰方法、装置与系统。该方法包括：扩频码片获取步骤、频域扩频步骤、利用逆重叠变换调制步骤以及重叠变换解调步骤。本发明采用重叠变换调制的EFT-OFDM系统，通过认知无线电技术进行频率调度，有效避免由传统IDFT(离散傅里叶逆变换)/DFT(离散傅里叶变换)引起窄带干扰在子载波上扩散的情况，从而提高了系统的抗干扰能力。

Description

基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰方法、装置与系统

技术领域

本发明涉及卫星通信领域现有的ETF-OFDM(Expanded Timeand Frequency-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，时频扩展正交频分复用)技术，尤其涉及一种时频扩展抗干扰方法与系统、调制装置、解调装置。

背景技术

多载波CDMA(MC-CDMA)将CDMA和OFDM技术结合在一起，其同一个数据符号所对应的不同码片在一个OFDM符号的不同子载波上并行传输，可以利用OFDM系统的抗多径干扰和高频谱效率特性，提高CDMA性能。

ETF-OFDM(Expanded Time and Frequency OFDM)系统是一种基于OFDM的时域和频域扩展的二维正交扩频系统，其在时域和频域通过不同的扩频码进行直接序列扩频，使得每个用户每个原始信息符号在频域和时域都实现延展。该系统比MC-CDMA系统具有更好的抵抗短时突发脉冲干扰以及窄带/单音干扰的能力，可以作为一种新的卫星宽带抗干扰通信传输体制。但是现有的ETF-OFDM存在其局限性，即传统的OFDM调制通常都是由一个离散傅立叶逆变换(IDFT)/离散傅立叶变换(DFT)变换对实现的。在发送端通过IDFT变换将频域信号调制到子载波上，在接收端通过DFT变换解调各个子载波上的调制数据。OFDM系统的一个重要优点就是可以利用快速傅立叶变换(IFFT/FFT)实现数字调制和解调，因而大大降低系统的实现复杂度。但是，基于DFT的ETF-OFDM系统抑制窄带干扰(NBI)的性能对干扰功率、频率等参数非常敏感。原因在于，DFT相当于N个幅度特性为sin(Nw/2)/sin(w/2)，中心频率间隔为2π/N的滤波器组对输入信号进行滤波。该滤波器组的特点是旁瓣峰值幅度较大(只比主瓣低13dB)，有相当一部分干扰的能量会泄漏到其他子频带上。频谱泄漏使得干扰在变换域中扩散，污染所有的子频带，不利于分离干扰和有用信号，进而影响干扰抑制的效果。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰方法、装置与系统，基于本发明可以很好的增强系统的抗干扰能力。

本发明提出了一种基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰方法，包括如下步骤：扩频码片获取步骤，将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码Wm相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，…，Q-1，p＝0，1，…，P-1；m为大于1的整数；频域扩频步骤，将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片

与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k个子载波上传输的频域数据

k＝0，1，...，N-1；其中k＝0，1，…，N-1；调制步骤，利用逆重叠变换调制，基于基函数将所述频域数据调制到子载波；解调步骤，经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，…，N-1；将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号

p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

上述时频扩展抗干扰方法，优选所述调制步骤中，所述基函数为：

$p_{n,k}=h\left(n\right)\sqrt{\frac{2}{N}}\cos \left[(n+\frac{N+1}{2})(k+\frac{1}{2})\frac{\mathrm{\π}}{N}\right];$

其中，0≤k≤N-1，0≤n≤2N-1，

为归一化系数，是半正弦窗函数。

上述时频扩展抗干扰方法，优选所述解调步骤中，若单音干扰的中心频点是整数k，但不满足

其中k，l＝0，1，...，N-1，则通过设置阈值和门限检测干扰位置，控制开关将相应的系数置零后，利用逆映射恢复出所需要的信号。

上述时频扩展抗干扰方法，优选所述解调步骤中，若单音干扰的中心频点不是整数k，基于认知无线电的频率调度的方式来躲避干扰。

另一方面，本发明还提供了一种调制装置，包括：扩频码片获取模块、频域扩频模块和调制模块。扩频码片获取模块，用于将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码W_m相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片

其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，…，Q-1，p＝0，1，…，P-1；m为大于1的整数；频域扩频模块，用于将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片

与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k  个子载波上传输的频域数据

k＝0，1，...，N-1；其中k＝0，1，…，N-1；调制模块，用于利用逆重叠变换调制，基于基函数将所述频域数据调制到子载波。

上述调制装置，优选所述调制模块中，所述基函数为：

$p_{n,k}=h\left(n\right)\sqrt{\frac{2}{N}}\cos \left[(n+\frac{N+1}{2})(k+\frac{1}{2})\frac{\mathrm{\π}}{N}\right];$

其中，0≤k≤N-1，0≤n≤2N-1，

为归一化系数，是半正弦窗函数。

另一方面，本发明还提供了一种与上述调制装置配合使用的解调装置，包括解调模块，该模块用于：经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，…，N-1；将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号

p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

另一方面，本发明还提供一种基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰系统，包括：扩频码片获取模块、频域扩频模块、调制模块和解调模块。扩频码片获取模块用于将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码Wm相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，…，Q-1，p＝0，1，…，P-1；m为大于1的整数；频域扩频模块，将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片

与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k个子载波上传输的频域数据

k＝0，1，...，N-1；其中k＝0，1，…，N-1；调制模块，用于利用逆重叠变换调制，基于基函数将所述频域数据调制到子载波；解调模块，经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，…，N-1；所述解调模块用于将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号

p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

相对于现有技术而言，本发明采用阻带衰减性能好的IMLT/MLT变换实现OFDM调制和解调，并采用基于认知无线电的频率调度的方式来躲避干扰，从而避免了由DFT变换引起窄带干扰在子载波上扩散的情况，提高了系统的抗干扰能力。

附图说明

图1为本发明一种时频扩展抗干扰方法实施例的步骤流程图；

图2a为本发明时频扩展抗干扰系统实施例中，调制器的结构示意图；

图2b为本发明时频扩展抗干扰系统实施例中，解调器的结构示意图；

图3为本发明时频扩展抗干扰系统实施例调制/解调模块示意图；

图4为在单音干扰中心频点是整数时，与无干扰抑制方案以及高斯白噪声信道的信噪比/误码率曲线比较图；

图5为采用频率调度时的重叠变换调制系统框图；

图6为在单音干扰中心频点不是整数时，采用频率调度方案时与传统基于DFT的ETF-OFDM以及高斯白噪声信道的干信比/误码率曲线比较图；

图7为本发明一种时频扩展抗干扰系统实施例的结构框图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

本发明将MLT(Modulated Lapped Transform，重叠变换调制)应用于OFDM的调制和解调中，即利用IMLT在发送端将数据调制到子载波上，而在接收端利用MLT解调数据。由于MLT变换的基函数组成的滤波器组具有比DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅立叶变换)变换更好的抑制旁瓣的能力，且本发明同时使用认知无线电进行频率调度，因此，可以很好的解决窄带干扰能量在整个频带泄漏的问题。

参照图1，图1为本发明一种时频扩展抗干扰方法实施例的步骤流程图；

扩频码片获取步骤110，将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码W^m相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片

其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，...，Q-1，p＝0，1，...，P-1；m为大于1的整数。

频域扩频步骤120，将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片

与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k个子载波上传输的频域数据k＝0，1，...，N-1；其中k＝＝0，1，…，N-1。

调制步骤130，利用逆重叠变换调制将所述频域数据调制到子载波。

解调步骤140，经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，...，N-1；将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

在一个实施例中，所述调制步骤130中，MLT变换的第k个基函数可以表示为：

$p_{n,k}=h\left(n\right)\sqrt{\frac{2}{N}}\cos \left[(n+\frac{N+1}{2})(k+\frac{1}{2})\frac{\mathrm{\π}}{N}\right];$

其中，0≤k≤N-1，0≤n≤2N-1，

的引入是为了归一化基函系数，

是半正弦窗函数。

进一步，所述步骤4)中，若单音干扰的中心频点是整数k，即刚好位于第k个子载波的中心频率上，并且ETF调制时第m个用户的时域扩频码和频域扩频码满足：

那么在第k个子载波上的单音干扰在ETF解调时会被完全抵消掉。

进一步，所述解调步骤140中，若单音干扰的中心频点是整数k，即刚好位于第k个子载波的中心频率上，但是不满足基函数其中k，l＝0，1，...，N-1。需要引用窄带干扰抑制来抵抗干扰，即通过设置阈值和门限检测出干扰的位置，控制开关将相应的系数置零，从而达到减轻或抑制窄带干扰的目的。之后再利用逆映射恢复出所需要的信号。

进一步，所述解调步骤140中，若单音干扰的中心频点不是整数k，因为有限长的变换域变换会引起频谱泄漏的问题，导致干扰扩散到k附近的变换域系数X(k)上。采用基于认知无线电的频率调度的方式来躲避干扰。认知无线电是一种用于提高无线电通信频谱利用率的智能新技术。认知无线电系统通过对所处的无线电环境的观察，将检测到的环境情况作为频谱感知检测部分的输入信息，通过频谱感知检测功能获得频谱空洞信息，它是空域、时域和频域中出现的可以被利用的频谱资源，同时也将频谱空洞信息提供给频谱分析和频谱决定部分。通过对工作的频谱区域进行感知和分析，按照频谱池的思想将干扰信号所在的频点或频段划分进黑色频率区域，将没有干扰或者低干扰的频段分别划进白色区域和灰色区域，然后将频谱占用信息提供给通信双方，就可以在通信时只在白色或者灰色区域内选择工作频率，避免使用被干扰占用的黑色频率区，从而有效地抵抗人为干扰。

参照图2，图2为本发明时频扩展抗干扰系统实施例结构示意图：调制模块将信号调制到N个子载波上，通过IMLT(逆重叠变换调制)模块，将长度为N的输入数据块映射成长度为L＝2N的输出数据块。由于希望保持输入输出数据的符号率不变，也就是N个输入数据应该得到N个输出数据，因此，输出数据块会有长度为N的重叠，这部分位于重叠区域的数据是通过相加输出的。之后N路信号进行并串变换，数模转换，并通过载波调制后发送到无线信道。接收端则经过载波解调，模数转换，串并变换，MLT(重叠变换调制)，ETF解调并最后判决出输出符号。采用IMLT/MLT变换对实现OFDM调制也可以在接收端无失真的解调数据，而且并不改变抽样速率。

参照图3a和图3b，图3为本发明时频扩展抗干扰系统实施例调制/解调模块示意图：

扩频码片获取模块，图中b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，它与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码Wm相乘，完成M倍时域直接序列扩频。不同的用户可以通过不同的长度为M的时域正交扩频码进行区分。第m个用户的Q个连续发送的QPSK调制信息符号b^m(q)经过长度为M的Wm的直接序列扩频，可以得到Q×M个扩频码片：

其中p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，...，Q-1，p＝0，1，...，P-1，P＝Q×M；Q是不小于1的整数，P不大于N，其中N为系统子载波总数。

频域扩频模块，这P个时域扩频码片被串并转换到P个不同的子信道上，因此Q个原始发送符号经过时域扩频后的P个扩频码片被分别传输到了P个不同的子信道上。每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频。假设第p个子信道上的时域扩频码片

被复制了N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

(其中k＝0，1，...，N-1)对应相乘得到N个频域扩频码片(其中k＝0，1，...，N-1)，实现频域扩频。P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k个子载波上传输的频域数据：

k＝0，1，...，N-1

调制模块，用于利用逆重叠变换调制将频域数据调制到子载波。

解调模块，经过MLT变换后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，...，N-1。每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，得到P个子信道的信号：

p＝0，1，...，P-1。由于P＝Q×M，发送时Q个原始符号经过M倍时域扩频得到P个时域扩频码片，此时需要将接收到的P个信号

重新排列为Q×M个接收码片，以便M倍时域解扩。这一操作通过接收端串并转换和并串转换实现，最终第m个用户解调信号： ${\hat{b}}^m\left(q\right)=\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_i^m{W}_i^m.$

参照图4，图4为本发明所设计方案在单音干扰中心频点是整数时，与无干扰抑制方案以及高斯白噪声信道的信噪比/误码率曲线比较图。其中曲线4b表示本发明所设计的方案，曲线4c表示在高斯白噪声信道，即不存在干扰的系统，曲线4a表示不采用本发明所设计的干扰抑制方案的系统。这里假设干信比JSR＝20dB时，干扰所在频点k＝201，基带调制方式为QPSK，ETF调制方式为时域扩频比M＝8，频域扩频比N＝1024，OFDM调制参数为子载波数目N，无循环前缀。从图中可以看出，采用变换域干扰抑制的方法可以取得很好的误码率性能，基本接近于没有干扰的AWGN信道。

参照图5，图5为采用频率调度时的重叠变换调制系统框图。其中，N为ETF调制频域扩频比，Nc为子载波个数。当单音干扰的中心频点不是整数k，因为有限长的变换域变换会引起频谱泄漏的问题，导致干扰扩散到k附近的变换域系数上。因此需采用基于认知无线电的频率调度的方式来躲避干扰。首先利用接收端的MLT解调模块对信道进行监测，感知当前的频谱使用情况，并将信道信息反馈给发送端进行频率调度。因为人为的窄带干扰要想破坏通信，其干扰功率相对有用信号通常来说都很大，而扩频宽带通信的功率谱密度则很低，因此在映射到频域后，人为窄带干扰的存在会导致某些频带出现异常尖峰，系统在OFDM解调模块通过设置阈值的方式对干扰进行监测，一旦超过阈值，则认为当前存在大功率干扰，需要采取干扰躲避措施。

一个不在子载波中心频点上的单音干扰的存在会造成其影响在整个频带上的扩散，而且这种扩散是有规律可循的：对其相邻的两个子载波影响最大，对其它子载波的影响则随着频率间隔的增加逐渐衰减。因此，在接收端进行频谱监测时所设置的阈值可以相对较大，只需要能够探测出干扰所在频点相邻的两个子载波存在异常尖峰即可，对其他受影响较小的子载波，系统可以根据这一特性来进行预测，认为异常尖峰附近的若干个子载波也受到一定污染，需要躲避。干扰躲避方案的详细步骤为：

步骤1，利用OFDM解调模块(MLT)将接收到的时域信号映射到变换域，将干扰功率超过门限阈值的子频带划分入黑色频率区，将黑色频率区相邻的若干个子频带划分入灰色频率区，其余子频带划分入白色频率区；

步骤2，将黑色频率区和灰色频率区信息反馈到发送端；

步骤3，发送端在进行OFDM调制时仅在白色频率区的子频带上发送有用信号，在黑色频率区上不发送信号，在灰色频率区可以根据具体情况选择是否发送信号。

参照图6，图6为在单音干扰中心频点不是整数时，采用频率调度方案时与传统基于DFT的ETF-OFDM以及高斯白噪声信道的干信比/误码率曲线比较图。其中曲线6b表示本发明所设计的方案，单音干扰中心频率在第200.5个子载波上。曲线6a表示在传统基于DFT的ETF-OFDM系统，单音干扰中心频率在第200.5个子载波上。曲线6c表示在高斯白噪声信道，即不存在干扰的系统。仿真参数为：基带调制方式为QPSK，ETF调制方式为时域扩频比M＝8，频域扩频比N＝512，OFDM调制参数为子载波数目Nc＝1024，无循环前缀，信道为加性高斯白噪声(AWGN)，信噪比SNR＝4dB，干扰为人为的单音干扰。频率调度方案为将20个子载波所在频点归入到黑+灰色频率区，并只在白色频率区发送有用信号。从图中可以看出，因为MLT变换具有比DFT变换更好的阻带衰减特性，因此很好的解决了因为干扰频率不在子载波中心频点上造成的频谱泄漏问题。并且只需要将数目很小的子载波划分入黑/灰色频率区即可实现近似AWGN信道的抗干扰效果，而且系统在干信比很大的情况下仍然具有很好的误码率性能，鲁棒性很强。

另一方面，本发明还提供了一种调制装置实施例，参照图7，包括：扩频码片获取模块70、频域扩频模块72和调制模块74。

扩频码片获取模块70，用于将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码Wm相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片

其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，...，Q-1，p＝0，1，...，P-1；m为大于1的整数。

频域扩频模块72，将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k个子载波上传输的频域数据

k＝0，1，...，N-1；其中k＝0，1，...，N-1；

调制模块74，用于利用逆重叠变换调制将所述频域数据调制到子载波。

上述各个模块的工作原理在上面的方法实施例以及系统实施例都已经做了详细的说明。在此不再赘述，相关之处互相参照即可。

另一方面，本发明还提供了一种解调装置实施例，包括解调模块，该模块用于：经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，...，N-1；将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号

p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

以上对本发明所提供的一种基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰方法、装置与系统进行详细介绍，本文中应用了具体实施例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰方法，其特征在于，包括如下步骤：

扩频码片获取步骤，将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码W^m相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片

其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，...，Q-1，p＝0，1，...，P-1；m为大于1的整数；

频域扩频步骤，将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片

与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k个子载波上传输的频域数据

k＝0，1，...，N-1；其中k＝0，1，…，N-1；

调制步骤，利用逆重叠变换调制，基于基函数将所述频域数据调制到子载波；

解调步骤，经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，...，N-1；将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

2.根据权利要求1所述的时频扩展抗干扰方法，其特征在于，所述调制步骤中，所述基函数为：

$p_{n,k}=h\left(n\right)\sqrt{\frac{2}{N}}\cos \left[(n+\frac{N+1}{2})(k+\frac{1}{2})\frac{\mathrm{\π}}{N}\right];$

其中，0≤k≤N-1，0≤n≤2N-1，

为归一化系数，

是半正弦窗函数。

3.根据权利要求2所述的时频扩展抗干扰方法，其特征在于，所述解调步骤中，

若单音干扰的中心频点是整数k，但不满足

其中k，l＝0，1，...，N-1，则通过设置阈值和门限检测干扰位置，控制开关将相应的系数置零后，利用逆映射恢复出所需要的信号。

4.根据权利要求2所述的时频扩展抗干扰方法，其特征在于，所述解调步骤中，

若单音干扰的中心频点不是整数k，基于认知无线电的频率调度的方式来躲避干扰。

5.一种调制装置，其特征在于，包括：

扩频码片获取模块，用于将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码W^m相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片 $B_p^m=b^m\left(q\right)\·W_i^m;$

其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，...，Q-1，p＝0，1，...，P-1；m为大于1的整数；

频域扩频模块，用于将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片

与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k个子载波上传输的频域数据

k＝0，1，...，N-1；其中k＝0，1，…，N-1；

调制模块，用于利用逆重叠变换调制，基于基函数将所述频域数据调制到子载波。

6.根据权利要求5所述的调制装置，其特征在于，所述调制模块中，所述基函数为：

$p_{n,k}=h\left(n\right)\sqrt{\frac{2}{N}}\cos \left[(n+\frac{N+1}{2})(k+\frac{1}{2})\frac{\mathrm{\π}}{N}\right];$

其中，0≤k≤N-1，0≤n≤2N-1，

为归一化系数，

是半正弦窗函数。

7.一种与权利要求5所述的调制装置配合使用的解调装置，其特征在于，包括解调模块，该模块用于：

经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，...，N-1；将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号

p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

8.一种基于重叠变换算法的时频扩展抗干扰系统，包括：

扩频码片获取模块，用于将Q个连续发送QPSK调制信息符号b^m(q)与长度为M的第m个用户对应的时域正交扩频码W^m相乘，完成M倍时域直接序列扩频，得到P个扩频码片 $B_p^m=b^m\left(q\right)\·W_i^m;$

其中，b^m(q)表示第m个用户的第q个调制信息符号，M≥1且M为整数，P＝Q×M，P≤N，N为系统子载波总数，Q为不小于1的整数，p＝qM+i，i＝0，1，...，Q-1，q＝0，1，...，Q-1，p＝0，1，...，P-1；m为大于1的整数；

频域扩频模块，将所述P个扩频码片串并转换到P个不同的子信道上，每个子信道上的一个时域扩频码片被复制N份，与第p个子信道上对应的长度为N的频域正交扩频码

对应相乘得到N个频域扩频码片

与长度为N频域正交扩频码对应相乘，完成频域扩频；P个子信道上的时域扩频码片经过N倍频域扩频后，每个子信道上的频域扩频码片对应相加，得到第k  个子载波上传输的频域数据k＝0，1，...，N-1；其中k＝0，1，…，N-1；

调制模块，用于利用逆重叠变换调制，基于基函数将所述频域数据调制到子载波；

解调模块，经过重叠变换调制后得到第m个用户在第k个子载波上的数据为R^m(k)，k＝0，1，...，N-1；所述解调模块用于将每个子载波上的信号复制P份，分别与频域扩频码解扩，获取P个子信道的信号

p＝0，1，...，P-1，并重新排列为Q×M个接收码片，以获取用户解调信号

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