CN101267415A - 灵巧的基于滤波器组的上行多址传输装置及其方法 - Google Patents

Abstract

一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端、接收端及发送方法、接收方法，对于上行链路，各用户发送端采用较小子带数的逆滤波器组变换(IFBT)和较低的采样速率，调制形成离散窄带多子带信号，然后进行数模转换、用户特定的频谱搬移及上变频后形成射频信号，而在基站接收端则采用较高的采样频率和较大子带数目的滤波器组变换(FBT)，解调来自所有用户具有不同带宽(子带数目)和载波频偏的合成宽带信号，如此可使系统对多址干扰具有很强的鲁棒性，同时使系统很好的适配多用户的不同业务需求和终端处理能力，减小发送端的实现复杂度和功耗。

Description

灵巧的基于滤波器组的上行多址传输装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端、接收端及发送方法、接收方法。

背景技术

近年来，无线通信系统向着宽带方向迅速发展；伴随着这种发展趋势，无线通信系统单信道占有的带宽越来越高，无线接收机的复杂度也持续增长，实现复杂度越来越高。同时，根据近几年的研究发现，为了有效提升系统的吞吐量，频分多址技术(FDMA)和时分多址技术(TDMA)的组合多址技术将成为未来移动通信技术的主要多址技术。基于这样的技术需求，多载波调制技术受到学术界和工业界越来越多的关注，一方面，基于多载波调制技术，接收机的复杂度可以大大简化；另一方面，基于多载波技术，可以很容易地实现FDMA和TDMA的混合多址技术，非常便于系统容量的优化和增强。

在目前条件下，实现多载波调制技术的手段主要有两种：一种以正交频分复用技术(OFDM)为基础进行相应的拓展，以形成多址方案；另外一种以多带滤波器组(MBFB)为基础进行相应的拓展，从而形成多址方案。

OFDM调制将整个宽带信道分割为许多相互正交的子信道，每个子信道以独占方式分配给各个用户，形成OFDMA。由于在无线通信系统的下行连路中，对各个用户而言，各子信道之间的正交性比较容易获得，因此采用OFDMA，可以较好的解决多用户之间的多址干扰(MAI)。然而在无线通信系统的上行链路中，若采用OFDMA，接收端(比如基站)必须对同时接入的多用户信号联合解调。由于各用户的发射信号是相对独立的，因此OFDMA较难保证联合解调所必需的用户信号之间的同步。当各用户信号之间存在较大的载波和定时偏移时，势必导致多用户之间的干扰。多带滤波器组可将整个宽带信道分割为许多相互拟正交的子带，各子带频谱边沿具有陡峭的滚降，并且子信道之间可设置一定的频域保护间隔。采用基于多载波滤波器组构成的FDMA，接收端(比如基站)可以对同时接入的多用户信号分别独立解调，因此对各用户信号的载波频偏具有很强的鲁棒性。

现有的基于滤波器组的传输系统如FMT，GMC，DFT-S-GMC等，上行链路移动终端发射机和基站接收机采用对称结构，即采用相同子带数目的滤波器组，完成信号的调制和解调。在未来宽带移动通信系统中，随着系统运行带宽越来越宽和多速率、多媒体业务的发展，上行链路单用户占用的带宽将会与系统带宽越来越不对称。此时，若采用现有的系统传输方案，对于只支持低速率业务的终端，为传输低速率业务，也必须支持和进行较大子带数的滤波器组变换。这样，其实现复杂度和成本难以控制。

因此如何解决现有技术存在的诸多问题实已成为本领域技术人员亟待解决的技术课题。

发明内容

本发明针对现有系统的上述缺点，提出一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端、接收端及发送方法、接收方法，其可以利用接收端强大的处理能力，以适配具有不同传输能力和实现复杂度的发送端。

本发明针对现有系统的上述缺点，提出一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端、接收端及发送方法、接收方法，其可以利用接收端强大的处理能力，以适配具有不同传输能力和实现复杂度的发送端。

本发明提出的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端，其包括信道编码模块、数字调制模块和发射天线模块，还包括：用于对用户的D个并行符号数据块分别进行所述用户的特定预设点数为M_k的正交变换的正交变换模块、用于将经过正交变换的D个数据块中每个元素分别映射到相应的各子带上以进行传输，其中，所述D个数据块中每个数据块所包含的元素数目不大于所述用户特定预设的子带数目N_k的子带映射模块、用于将所述经过子带映射输出的D个数据块分别进行所述用户的特定预设的N_k子带逆滤波器组变换以得到对应的D个并行符号数据块，并将所述D个并行符号数据块按所述用户特定的移位间隔N_I，k进行循环移位累加以得到所述用户特定长度为Q_k的并行数据序列，且其中所述用户特定的移位间隔N_I，k对应的持续时间T_I，k为第一移位时间间隔，对于不同用户，各自对应的第一移位时间间隔为同一值的子带滤波器组调制模块、用于将所述并行数据序列进行并串转换以形成串行数据序列的并串转换模块、用于根据预设规则添加一个所述用户的特定长度为N_C，k的保护间隔于所述串行数据以形成离散多子带符号的保护间隔添加模块、以及用于将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行包括数模转换及频率变换的各项处理以形成射频信号的射频信号形成模块。

其中，对于不同用户，各自对应的子带滤波器组调制模块分别采用子带带宽相同且子带频率间隔也相同的子带滤波器组，且各自对应的子带滤波器组调制模块所采用的子带数目由对应用户的需求所确定，所述射频信号形成模块可包括：用于将添加了保护间隔的所述离散多子带符号根据用户预设的处理带宽以预设的且与所述用户对应的第一转换频率f_k ¹进行数模转换以得到第一模拟多子带符号，且所述第一模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间T_k为第一定值，其中，对于不同用户，各自对应的第一定值都为同一值，同时，所述模拟多子带符号循环前缀持续时间T_C，k为第二定值，其中，对于不同用户，各自对应的第二定值也为同一值的第一数模转换单元、以及用于根据预设的所述用户的载波频偏和预设的载波频率将所述第一模拟多子带符号通过频谱搬移以形成射频信号，并且预设的所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍的上变频单元，所述射频信号形成模块还可包括：用于根据预设的所述用户的载波频偏将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行离散频谱搬移，且所述用户的载波频偏为所述特定用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍的基带频移单元、用于将经过频谱搬移的所述离散多子带符号按所述用户预设的第二转换频率f_k ²进行数模转换以获得第二模拟多子带符号，其中，所述第二模拟多子带符号具有频偏，且所述用户的第二模拟多子带符号中除循环前缀之外的有效部分所持续时间T′_k为第三定值，其中，对于不同用户各自对应的第三定值都为同一值，同时所述特定用户的第二模拟多子带符号中的循环前缀所持续时间T′_C，k为第四定值，其中，对于不同特定用户各自对应的所述第四定值都为同一值的第二数模转换单元、以及用于根据预设的载波频率将所述第二模拟基带信号通过频谱搬移以形成射频信号的上变频单元，再有，所述正交变换模块为沃尔什-哈达玛变换模块、傅立叶变换模块及输入与输出相同的恒等变换模块中的一种。

本发明还提供一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收端，其包括同步模块、信道估计模块，数字解调模块和信道解码模块，还包括：用于根据预设的载波频率将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号的下变频模块、用于根据预设的处理带宽对所述宽带模拟基带信号以预设采样频率f进行采样以得到相应的宽带离散基带信号的模数转换模块、用于按照预设规则去除经过所述同步模块同步后从所述宽带离散基带信号中提取的各长度为N_C+Q的离散多子带符号中长度为N_C的保护间隔以获得长度为Q的离散多子带符号的有效部分，且其中Q/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间相等，N_C/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号循环前缀所持续时间相等的保护间隔去除模块、用于按各用户对应的载波偏移量、子带数目及估计的信道频率响应对所述去除保护间隔后获得的离散多子带符号的有效部分采用Q点单载波频域均衡技术在频域分别对各用户的接收信号进行相应频域均衡以获得均衡后的多子带符号的信道均衡模块、用于根据预设的取块规则及对应的接收端的移位间隔N_I对所述均衡后的多子带符号进行循环移位提取对应的各D个并行符号数据块，并且N_I/f与对应各用户发送端的第一移位时间间隔为同一值，然后对提取出的D个并行符号数据块分别进行相应子带滤波器组解调的子带滤波器组解调模块、用于根据预先约定的各用户载波偏移量及预设的映射规则对经过解调的D个并行符号数据块分别提取各用户在各子带上对应的信号矢量的子带解映射模块、用于根据对应发送端的正交变换规则对所述各用户的信号矢量以预设点数M_k进行正交逆变换以得到相应各用户的通信信息的正交逆变换模块。

本发明还提供一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送方法，其包括步骤：1)对用户的D个的并行符号数据块分别进行所述用户的特定预设点数为M_k的正交变换；2)将经过正交变换的D个数据块中每个元素分别映射到相应的各子带上以进行传输，其中，所述D个数据块中每个数据块所包含的元素数目不大于所述用户特定预设的子带数目N_k将；3)将所述经过子带映射输出的D个数据块分别进行N_k子带逆滤波器组变换以得到对应的D个并行符号数据块，并将所述D个并行符号数据块按所述用户的特定的移位间隔N_I，k进行循环移位累加以得到用户特定长度为Q_k的并行数据序列，其中，所述用户特定的移位间隔N_I，k对应的持续时间T_I，k为第一移位时间间隔，对于不同用户，各自对应的第一移位时间间隔为同一值；4)将所述并行数据序列进行并串转换以形成串行数据序列；5)根据预设规则添加一个所述用户的特定长度N_C，k的保护间隔于所述串行数据序列以形成离散多子带符号；6)将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行包括数模转换及频率变换的各项处理以形成射频信号。

其中，对于不同用户的数据块分别进行N_k子带逆滤波器组变换时，各自所采用的子带带宽都相同且子带频率间隔也都相同，且所采用的子带数目由对应用户的需求所确定，所述步骤6)还包括步骤：(1)将添加了保护间隔的所述离散多子带符号根据用户预设的处理带宽以预设的且与所述用户对应的第一转换频率f_k ¹进行数模转换以得到第一模拟多子带符号，且所述第一模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间T_k为第一定值，其中，对于不同用户各自对应的所述第一定值都为同一值，同时，所述第一模拟多子带符号循环前缀持续时间T_C，k为第二定值，其中，对于不同用户，各自对应的第二定值也为同一值；以及(2)根据预设的所述用户的载波频偏和预设的载波频率将所述第一模拟多子带符号通过频谱搬移以形成射频信号，并且预设的所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍，此外，所述步骤6)还可包括步骤：(1)根据预设的所述用户的载波频偏将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行离散频谱搬移，且所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍；(2)将经过频谱搬移的所述离散多子带符号按用户预设的第二转换频率f_k ²进行数模转换以获得第二模拟多子带符号，其中，所述第二模拟多子带符号具有频偏，且所述特定用户的第二模拟多子带符号中除循环前缀之外的有效部分所持续时间T′_k为第三定值，其中，对于不同用户各自对应的第三定值都为同一值，同时所述用户的第二模拟多子带符号中的循环前缀所持续时间T′_C，k为第四定值，其中，对于不同用户各自对应的所述第四定值都为同一值；(3)根据预设的载波频率将所述第二模拟基带信号通过频谱搬移以形成射频信号，再有，所述正交变换为沃尔什-哈达玛变换、傅立叶变换及输入与输出相同的恒等变换中的一种。

本发明还提供一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收方法，其包括步骤：1)根据预设的载波频率将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号；2)根据预设的处理带宽对所述宽带模拟基带信号以预设采样频率f进行采样以得到相应的宽带离散基带信号；3)按照预设规则去除经过同步后从所述宽带离散基带信号中提取的各长度为N_C+Q的离散多子带符号中长度为N_C的保护间隔以获得长度为Q的离散多子带符号的有效部分，其中，Q/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间相等，N_C/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号循环前缀所持续时间相等；4)按各用户对应的载波偏移量、子带数目及估计的信道频率响应对所述去除保护间隔后获得的离散多子带符号的有效部分采用单载波频域均衡技术在频域分别对各用户的频域信号进行相应频域均衡以获得均衡后的多子带符号；5)根据预设的取块规则及对应的接收端的移位间隔N_I对所述均衡后的多子带符号进行循环移位提取对应的各D个并行符号数据块，并且N_I/f与各用户所对应的发送端的第一移位时间间隔为同一值，然后对提取出的D个并行符号数据块分别进行相应子带滤波器组解调；6)根据预先约定的各用户载波偏移量及预设的映射规则对经过解调的D个并行符号数据块分别提取各用户在各子带上对应的信号矢量；以及7)根据对应发送端的正交变换规则对所述各用户的信号矢量以预设点数M_k进行正交逆变换以得到相应各用户的通信信息。

综上所述，本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端、接收端及发送方法、接收方法可将整个宽带信道分割为许多相互拟正交的子带，各子带频谱边沿具有陡峭的滚降，并且子信道之间可设置一定的频域保护间隔。采用基于多载波滤波器组构成的FDMA，接收端(比如基站)可以对同时接入的多用户信号分别独立解调，因此对各用户信号的载波频偏具有很强的鲁棒性，同时可以很好的适配多用户的不同业务需求和终端处理能力，从而减小移动终端的实现复杂度和功耗。

附图说明

图1为本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端及接收端的具体实施方式的原理框图。

图2为本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端的基本架构示意图。

图3为本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端的子带滤波器组调制实现方式框图。

图4为本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收端的基本架构示意图。

图5为本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收端的子带滤波器组解调实现方式框图。

具体实施方式

请参见图1，其为本发明一个灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端及接收端的具体实施方式的原理框图。对于上行链路，各移动发送端采用较小子带数的逆滤波器组变换(IFBT)调制生成多子带信号，并且采用较低的采样速率，形成各自的离散窄带多子带信号，然后，经过D/A转换后，形成模拟基带信号，最后通过时域相移，完成用户特定的频谱搬移，形成发射信号。在基站接收端采用较高的采样频率和较大子带数目的滤波器组变换(FBT)，解调来自所有用户具有不同带宽(子带数目)和载波频偏的合成宽带信号。由于上行各用户传输的多子带信号的子带数目(IFBT中子带数目)可以不同，但为保证上行各用户传输信号之间的正交性，各用户传输的多子带信号的子带带宽和子带频率间隔应保持相同，同时各用户传输的多子带信号的子带带宽和子带频率间隔必须分别与接收端滤波器组解调对应的子带带宽和子带频率间隔相同；此外，各用户传输的多子带信号的每个数据块中复用的IFBT符号个数应保持相同，同时各用户传输的多子带信号的每个数据块中复用的IFBT符号个数必须与接收端滤波器组解调的每个数据块中复用的IFBT符号个数应保持相同；另外各用户传输的多子带信号的每个数据块所持续时间都相同，即为第一定值，其循环前缀的持续时间也应保持相同，即为第二定值，同时各用户传输的多子带信号的每个数据块持续时间、及其数据块循环前缀的持续时间必须分别与接收端滤波器组解调的每个数据块持续时间、及其数据块循环前缀的持续时间相同；还有，各用户传输信号的载波频偏f_k必须为子带频率间隔Δf的整数倍。

再请参见图2，本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端至少包括：一个正交变换模块11，一个子带映射模块12，一个N_k子带滤波器组调制模块13，一个循环前缀添加模块14，一个D/A转换模块15，一个上变频模块16。需要说明的是，作为数字通信系统发送端必要组成部分的信道编码模块，数字调制模块和发射天线模块都为现有技术，且为本领域技术人员所知悉，在此不再进行详细描述。此外，为简化图示，图2仅示例了一个用户发送端的情况。在多个用户的数据传输时，多用户的数据符号将通过子带映射模块和各用户特定的载波频偏，采用频分复用的方式，独占接收端滤波器组解调的每个数据块中的子带。假定{x_k(n)，n＝0，1，...，M_k-1}为输入到第k个移动终端发送端的并行已调制符号序列，并且M_k≤N_k，N_k为其后滤波器组调制模块13中子带数目。不失一般性，假设共有K个用户同时向基站传输信号，并且k∈{0，，...，，K-1}；

正交变换模块11，用于对用户的D个并行符号数据块进行所述用户的特定预设点数为M_k的正交变换。此处正交变换可以是沃尔什-哈达玛(WH)变换，或傅立叶变换(DFT)等。作为特例，此处正交变换亦包括输出的并行符号数据块与输入的并行符号数据块恒等的恒等变换。优选地，所述正交变换模块11采用M_k点DFT变换。经过DFT变换，输入的并行数据块序列{x_k(n)，n＝0，1，...，M_k-1}变换成相应的数据块序列 $\{{\tilde{a}}_k\left(m\right),m=\mathrm{0,1},...,M_k-1\},$ 相互之间的关系 服从 ${\tilde{a}}_k\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{M_k}}\underset{n=0}{\overset{M_k-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\πmn}/M_k),$ 这里，

也表示一个元素数量和DFT变换大小一样的列向量。DFT变换大小可根据通信系统所需传输速率和数据处理能力进行自适应调整。

子带映射模块12，用于将所述并行符号数据块 $\{{\tilde{a}}_k\left(m\right),m=\mathrm{0,1},...,M_k-1\}$ 中每个元素映射到相应的子带上传输，其中，所述并行符号数据块 $\{{\tilde{a}}_k\left(m\right),m=\mathrm{0,1},...,M_k-1\}$ 中的每个数据块所包含的元素数目不大于所述用户特定预设的子带数目N_k，对于没有映射信号的子带通常传输零，如此，经过所述子带映射模块，输出变为并行符号数据块{a_k(m)，m＝0，1，...，N_k-1}，并且M_k≤N_k，N_k为其后滤波器组调制模块13中的子带数目。

滤波器组调制模块13，用于将所述经过子带映射输出的D个数据块分别进行所述用户的特定预设的N_k子带逆滤波器组变换以得到对应的D个并行符号数据块，并将所述D个并行符号数据块按所述用户特定的移位间隔N_I，k进行循环移位累加以得到所述用户特定长度为Q_k的并行数据序列，其中，所述用户特定的移位间隔N_I，k对应的持续时间T_I，k为第一移位时间间隔，对于不同用户，各自对应的第一移位时间间隔为同一值，N_k子带滤波器组调制实现方式框图如图3所示，滤波器组调制模块13由一个N_k子带逆滤波器组变换(IFBT)单元130和一个循环累加单元131构成。

N_k子带逆滤波器组变换(IFBT)单元130，用于对输入的并行符号数据块{a_k(m)，m＝0，1，...，N_k-1}进行N_k子带逆滤波器组变换。经N_k子带IFBT装置，输入的并行符号数据块{a_k(m)}变换为相应的数据块(亦即IFBT符号) $\{{\tilde{b}}_k\left(n\right),n=\mathrm{0,1},...,L_k-1\},$ 相互之间的关系服从 ${\tilde{b}}_k\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N_k-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(m\right)f_k\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/N_k),n=\mathrm{0,1},...,L_k-1.$ 其中f_k(n)为第k个用户采用的滤波器组原型滤波器的冲击响应，该原型滤波器满足移位正交条件

$\underset{n=0}{\overset{L_k-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_k\left(n\right)f_k^{*}(n-k{I}_k)=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ 0,& k\≠0\end{array}\right.$

其中，I_k是原型滤波器的移位正交间隔，上标“*”表示共轭。并且，移位正交间隔I_k必须大于或等于子带数目N_k。若为保证生成的多子带信号各相邻子带之间具有一定的保护间隔，移位正交间隔I_k则必须大于子带数目N_k。L_k为原型滤波器离散冲击响应f_k(n)的长度。这里，也表示一个元素数量和原型滤波器长度一样的列向量。为保证所有用户传输的多子带信号具有相同的频谱特性，如带内平坦度和频谱滚降特性等，此处，假设所有用户的发送端的IFBT变换采用相同类型的原型滤波器，优选地，采用根升余弦(SRRC)滤波器。

循环累加单元131，用于对输入的D_k个IFBT变换输出的并行符号数据块进行循环累加。具体地，假设IFBT变换输出的第d个并行符号数据块(亦即IFBT符号)为 $\{{\tilde{b}}_k^d\left(n\right),n=\mathrm{0,1},...,L_k-1,d=\mathrm{0,1},...,D_k-1\},$ 则循环累加输出的数据块序列为{b_k(n)，n＝0，1，...，Q_k-1}，相互之间的关系服从 $b_k\left(n\right)=\underset{d=0}{\overset{D_k-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{b}}_k^d\left({\left((n-{\mathrm{dI}}_k)\right)}_{Q_k}\right),$ 0≤n≤Q_k-1。这里，{b_k(n)}也表示一个长度为Q_k，并且首尾循环的列向量。其中((·))Q_k表示模Q_k运算。Q_k＝D_k×I_k，Q_k＞L_k。D_k为第k个用户传输的多子带信号的每个数据块中复用的IFBT符号个数。为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的数据块持续时间，并且与接收端滤波器组解调的每个数据块的持续时间相同，对于所有的用户，传输的每个数据块中复用的IFBT符号个数都必须相同。同时预先说明的是，各用户传输的每个数据块中复用的IFBT符号个数D_k，须与对应接收端的滤波器组解调模块25中每个数据块内循环提取的数据块个数D相同。并串转换模块132，用于对输入的并行数据序列进行并串转换操作。经过并串转换模块，输入的并行数据序列{b_k(n)}变为串行数据序列

这里，

也表示一个长度为Q_k，并且首尾循环的行向量。

保护间隔添加模块14，用于根据预设规则添加一个所述用户的特定长度为N_C，k的保护间隔于所述串行数据以形成离散多子带符号，所述保护间隔主要用于减少信道间干扰(优选地，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度)。具体地，将所述循环累加输出的数据块尾部的一部分复制到其的前端，形成最终的带循环前缀的数据块符号。经过循环前缀添加后，输入的数据序列{b_k(n)，n＝0，1，...，Q_k-1}变换成数据序列{c_k(n)，n＝-C_k，...，-1，0，1，...，Q_k-1}，其中，C_k为第k个用户传输的数据块符号的循环前缀长度。

第一数模(D/A)转换单元15，用于将添加了保护间隔的所述离散多子带符号根据用户预设的处理带宽以预设的且与所述用户对应的第一转换频率f_k ¹进行数模转换以得到第一模拟多子带符号，且所述第一模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间T_k为第一定值，其中，对于不同用户，各自对应的第一定值都为同一值，同时，所述模拟多子带符号循环前缀持续时间T_C，k为第二定值，其中，对于不同用户，各自对应的第二定值也为同一值，经过第一D/A转换单元15后，数据序列{c_k(n)}变换为连续的多子带信号s_k(t)。事实上，第k个用户发送的多子带信号的子带带宽为ΔF_k＝1/(I_kT_k)，其中T_k＝1/f_k，为D/A转换周期。为简化分析，此处假设第k个用户D/A转换频率与其基带采样频率相同。第k个用户发送的多子带信号的子带频率间隔为Δf_k＝1/(N_kT_k)，N_k为子带逆滤波器组变换(IFBT)单元130中子带数目。由于I_k≥N_k，所以Δf_k≥ΔF_k。

为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的子带频率间隔，并且与对应接收端的滤波器组解调对应的子带频率间隔Δf相同，即对于所有的用户，Δf_k＝Δf，则对于所有的用户必须使得N_kT_k＝T_N，其中T_N＝1/Δf。

同时，为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的子带带宽，并且与对应接收端的滤波器组解调对应的子带带宽ΔF相同，即对于所有的用户，ΔF_k＝ΔF，则对于所有的用户必须使得I_kT_k＝T_I，其中T_I＝1/ΔF，为接收端滤波器组解调对应的原型滤波器移位正交时间。

此外，为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的数据块循环前缀持续时间，并且与对应接收端的滤波器组解调的每个数据块循环前缀的持续时间相同，则对于所有的用户必须使得C_kT_k＝T_C，其中T_C为接收端滤波器组解调的每个数据块循环前缀的持续时间，C_k为循环前缀添加模块14中描述的第k个用户传输的数据块符号的循环前缀长度。

上变频单元16，用于根据预设的所述用户的载波频偏和预设的载波频率将所述第一模拟多子带符号通过频谱搬移以形成射频信号，并且预设的所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍。经过所述上变频单元，模拟基带信号s_k(t)变换成射频信号 ${\tilde{s}}_k\left(t\right)=R_e\left[s_k\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}(f_k+f_c)t\right)\right].$ 其中R_e[·]表示取实部，f_k为第k个移动终端特定的载波偏移量，并且该值为子带频率间隔Δf的整数倍，f_c为基站接收端载波频率。

需注意的是，所述第一D/A转换单元15和上变频单元16组合即成为射频信号形成模块，此外，所述射频信号形成模块也可采用其他结构，例如其可由用于根据预设的所述用户的载波频偏将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行离散频谱搬移，且所述用户的载波频偏为所述特定用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍的基带频移单元、用于将经过频谱搬移的所述离散多子带符号按所述用户预设的第二转换频率f_k ²进行数模转换以获得第二模拟多子带符号，其中，所述第二模拟多子带符号具有频偏，且所述用户的第二模拟多子带符号中除循环前缀之外的有效部分所持续时间<为第三定值，其中，对于不同用户各自对应的第三定值都为同一值，同时所述特定用户的第二模拟多子带符号中的循环前缀所持续时间T′_C，k为第四定值，其中，对于不同特定用户各自对应的所述第四定值都为同一值的第二数模转换单元、以及用于根据预设的载波频率将所述第二模拟基带信号通过频谱搬移以形成射频信号用的上变频单元所组成。

需注意的是，在同一通信系统中，当有部分用户发送端采用的射频信号形成模块由所述第一D/A转换单元15和上变频单元16组合形成，而部分用户发送端采用的射频信号形成模块由基带频移单元、第二数模转换单元及上变频单元所组成时，则所述第一定值和所述第三定值为同一值，所述第二定值和所述第四定值为同一值。

请参见图4，本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收端包括一个下变频模块21，一个A/D转换模块22，一个保护间隔去除模块23，一个信道均衡模块24，一个N子带滤波器组解调模块25，一个子带解映射模块26和一个正交逆变换模块27。

需要说明的是，作为数字通信系统接收端必要组成部分的同步模块，信道估计模块，数字解调模块和信道解码模块都为现有技术，且为本领域技术人员所知悉，在此不再进行详细描述。此外，对于通信系统上行链路，图4仅示例的接收端仅针对一个用户的接收信号。对于多用户接收，只需在信道均衡模块24中，根据各用户经历的信道和占用的子带频率位置，分别进行频域均衡，然后通过IFFT变换，获得时域多用户合成的多子带信号。最后经滤波器组解调模块和子带解映射模块，提取各用户传输的信息符号。

假设基站端接收的第k个用户的射频信号为

下变频模块21，用于根据预设的载波频率将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号，设定载波频率为f_c，经过所述下变频模块后，接收的射频信号

变换为模拟基带信号r_k(t)，须注意的是，所有用户发送端发送的射频信号在空中传输时自然形成时分复用的合成宽带射频信号，而非采用人为合成技术实现多个射频信号的合并，在此予以说明。

例如，假定第k个用户的发射信号经过准静态多径信道，即在信号传输的时间范围内，其冲击响应可以表示为 $h_k\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&delta;}(t-{\mathrm{\&tau;}}_l){\mathrm{\&alpha;}}_l,n=0,...,{\mathrm{\&tau;}}_{\max }-1.$ 其中L为信道路径总数，α_l为第l条路径的复衰减因子，τ_l为第l条路径的时延扩展，τ_max为所有路径的最大时延扩展。为分析简便，进一步假设接收机理想同步，并且省略噪声项，则宽带模拟基带信号r_k(t)可以表示为

$r_k\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{s}_k(t-{\mathrm{\&tau;}}_l){\mathrm{\&alpha;}}_l\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}{f}_{k}t\right).$

A/D转换模块22，用于根据预设的处理带宽对所述宽带模拟基带信号r_k(t)以采样率f进行采样以得到相应的宽带离散基带信号。为简化分析，此处假设采样率f与基带采样频率相同。经过A/D转换模块，输入的模拟基带信号r_k(t)变换为离散的基带信号{d_k(n)}。为保证基站接收端滤波器组解调的每个数据块的持续时间与各用户上行传输的多子带信号的数据块持续时间相同，即QT＝Q_kT_k，k∈{0，，...，，K-1}，则必须T＝Q_kT_k/Q。其中Q为后述信道均衡模块24中频域均衡的点数，T＝1/f为接收端A/D转换的采样间隔，Q_k为发送端循环累加单元131中所述第k个用户的传输的数据块的长度，T_k为发送端第一D/A转换单元15中所述第k个用户的D/A转换周期。

保护间隔去除模块23，用于按照预设规则去除经过所述同步模块理想同步后从所述宽带离散基带信号中提取的各长度为N_C+Q的离散多子带符号中长度为N_C的保护间隔以获得长度为Q的离散多子带符号的有效部分，其中，Q/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间相等，N_C/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号循环前缀所持续时间相等，显然，所述预设规则与对应发送端循环前缀添加规则相同，即将A/D转换输出的宽带离散基带信号序列{d_k(n)}中的前N_C个采样值舍去，取其后的Q个采样值，形成长度为Q的串行数据序列{e_k(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}，并且{e_k(n)＝d_k(n+C)，n＝0，1，2，...，Q-1}。须注意的是，由所述同步模块完成理想同步作业，在此不再赘述。

同时，为保证接收端滤波器组解调的每个数据块循环前缀的持续时间T_C与各用户上行传输的多子带信号的数据块循环前缀持续时间相同，即 $T_C\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\mathrm{CT}=C_k{T}_k,$ k∈{0，，...，，K-1}，则必须C＝C_kT_k/T。其中，T为接收机A/D转换模块22中A/D转换采样间隔，C_k为保护间隔添加模块14中描述的第k个用户传输的数据块符号的循环前缀长度，T_k为发送端第一D/A转换单元15中所述第k个用户的D/A转换周期。

信道均衡模块24，用于按各用户对应的载波偏移量、子带数目及估计的信道频率响应对所述去除保护间隔后获得的离散多子带符号的有效部分采用单载波频域均衡技术在频域分别对接收的各用户信号进行相应频域均衡以获得均衡后的多子带符号。经过信道均衡，输入的串行数据序列{e_k(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}，变换为并行数据序列{g_k(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}。这里，{g_k(n)}也表示一个长度为Q的列向量。

N子带滤波器组解调模块25，用于根据预设的取块规则及对应的接收端的移位间隔N_I对所述均衡后的多子带符号进行循环移位提取对应的各D个并行符号数据块，并且N_I/f与各用户所对应的发送端的第一移位时间间隔为为同一值，然后对提取出的D个并行符号数据块分别进行相应子带滤波器组解调。N子带滤波器组解调实现方式框图如图5所示。

循环取块单元250，用于从输入的长度为Q的并行数据序列{g_k(n)}中循环取出D个长度为L的并行数据块。经过循环取块单元，输入的串行数据序列{g_k(n)}变为包含D个长度为L的并行数据块序列{o_k ^d(n)，n＝0，1，...，L-1，d＝0，1，...，D-1}。相互之间的关系服从 $o_k^d\left(n\right)=g_k{\left((n+d\&times;N)\right)}_Q,$ 0≤n≤L-1，0≤d ≤D-1。这里，{o_k ^d(n)}也表示一个长度为L的列向量。此处，每个数据块中提取的数据块(接收的IFBT符号)个数D与各用户传输的多子带信号的每个数据块中复用的IFBT符号个数应保持相同。

N子带滤波器组变换(FBT)单元251，用于对输入的并行符号数据块{o_k ^d(n)}进行N子带滤波器组变换。经N子带FBT单元后，输入的并行符号数据块{o_k ^d(n)}变换为相应的数据块{P_k ^d(m)，m＝0，1，...，N-1}，相互之间的关系服从

$p_k^d\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{o}_k^d\left(n\right)f^{*}\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\&pi;mn}/N),m=\mathrm{0,1},...,N-1.$ 这里，{p_k ^d(m)}也表示一个长度为N的列向量。上表“*”表示共轭。其中f(n)为接收端解调滤波器组原型滤波器的离散冲击响应，该原型滤波器满足移位正交条件

$\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}f\left(n\right)f^{*}(n-kI)=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ 0,& k\&NotEqual;0\end{array}\right.$

其中，I是接收端解调滤波器组原型滤波器的移位正交间隔。并且，移位正交间隔I必须大于或等于子带数目N。若为保证生成的多子带信号各相邻子带之间具有一定的保护间隔，移位正交间隔I则必须大于子带数目N。L为原型滤波器离散冲击响应f(n)的长度。

为保证接收端解调滤波器组与所有用户传输的多子带信号较好的匹配，此处，假设接收端FBT变换与各用户发送端端IFBT变换采用相同类型的原型滤波器，优选地，采用根升余弦(SRRC)滤波器。

为保证接收端滤波器组解调对应的子带带宽ΔF与各用户传输的多子带信号的子带带宽ΔF_k相同，必须接收端解调滤波器组原型滤波器的移位正交间隔I满足I＝I_kT_k/T，k∈{0，，...，，K-1}。其中，I_k是第k个用户射端端IFBT变换采用的原型滤波器的移位正交间隔，T_k为发送端第一D/A转换单元15中所述第k个用户的D/A转换周期，T为接收端A/D转换模块22中所述的A/D转换周期。

为保证接收端滤波器组解调对应的子带频率间隔Δf与各用户传输的多子带信号的子带频率间隔Δf_k相同，必须接收端FBT变换的子带数目N满足N＝N_kT_k/T，k∈{0，，...，，K-1}。

其中，N_k是第k个用户射端IFBT变换的子带数目。

子带解映射模块26，用于根据预先约定的各用户载波偏移量(亦即子带偏移量)及预设的映射规则对经过解调的D个并行符号数据块分别提取各用户在各子带上对应的信号矢量，即经过子带解映射，输出的用于第k个用户正交逆变换的信号矢量为v_k(m)。这里，v_k(m)也表示一个元素数量和其后正交逆变换大小M_k一样的列向量。

正交逆变换模块28，用于根据对应发送端的正交变换规则对所述各用户的信号矢量以预设点数M_k进行正交逆变换以得到相应各用户的通信信息，由于对应发送端采用DFT变换的系统，此处相应采用M_k点IDFT变换。经过IDFT变换，输入的并行数据块序列{v_k(m)，m＝0，1，...，M_k-1}变换成相应的数据块序列{y_k(n)，n＝0，1，...，M_k-1}，相互之间的关系服从 $y_k\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{M_k}}\underset{m=0}{\overset{M_k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{v}_k\left(m\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;mn}/M_k),$ 这里，{y_k}也表示一个元素数量和IDFT变换大小一样的列向量。

经正交逆变换，接收端即可获得发送端传输的数据符号的估计矢量，用于后续的符号解调和信道解码，从而恢复出传输的信息比特。

本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送方法主要包括以下步骤：

第一步：对用户的D个的并行符号数据块分别进行所述用户的特定预设点数M_k的正交变换，此处正交变换可以是沃尔什-哈达玛(WH)变换，或傅立叶变换(DFT)等。作为特例，此处正交变换亦包括恒等变换，即变换输出的并行符号数据块与输入的并行符号数据块恒等。优选地，采用M_k点DFT变换。

第二步：将经过正交变换的D个数据块中每个元素分别映射到相应的各子带上以进行传输，其中，所述D个数据块中每个数据块所包含的元素数目不大于所述用户特定预设的子带数目N_k，对于没有映射信号的子带传输零。

第三步：将所述经过子带映射输出的D个数据块分别进行N_k子带逆滤波器组变换以得到对应的D个并行符号数据块，并将所述D个并行符号数据块按所述用户的特定的移位间隔N_I，k进行循环移位累加以得到用户特定长度为Q_k的并行数据序列，其中，所述用户特定的移位间隔N_I，k对应的持续时间T_I，k为第一移位时间间隔，对于不同用户，各自对应的第一移位时间间隔为同一值，即将输入的并行符号数据块{a_k(m)，m＝0，1，...，N_k-1}进行N_k子带逆滤波器组变换为相应的数据块(亦即IFBT符号) $\{{\tilde{b}}_k\left(n\right),n=\mathrm{0,1},...,L_k-1\},$ 相互之间的关系服从 ${\tilde{b}}_k\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N_k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_k\left(m\right)f_k\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;mn}/N_k),n=\mathrm{0,1},...,L_k-1.$ 其中f_k(n)为第k个用户采用的滤波器组原型滤波器的冲击响应，该原型滤波器满足移位正交条件

$\underset{n=0}{\overset{L_k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_k\left(n\right)f_k^{*}(n-k{I}_k)=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ 0,& k\&NotEqual;0\end{array}\right.$

其中，I_k是原型滤波器的移位正交间隔，上标“*”表示共轭，再将 $\{{\tilde{b}}_k\left(n\right),n=\mathrm{0,1},...,L_k-1\}$ 循环累加，具体地，假设IFBT变换输出的第d个并行符号数据块(亦即IFBT符号)为 $\{{\tilde{b}}_k^d\left(n\right),n=\mathrm{0,1},...,L_k-1,d=\mathrm{0,1},...,D_k-1\},$ 则循环累加输出的数据块序列为{b_k(n)，n＝0，1，...，Q_k-1}，相互之间的关系服从 $b_k\left(n\right)=\underset{d=0}{\overset{D_k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{b}}_k^d\left({\left((n-{\mathrm{dI}}_k)\right)}_{Q_k}\right),$ 0≤n≤Q_k-1。这里，{b_k(n)}也表示一个长度为Q_k，并且首尾循环的列向量。其中((·))_Q表示模Q_k运算。Q_k＝D_k×I_k，Q_k＞L_k。D_k为第k个用户传输的多子带信号的每个数据块中复用的IFBT符号个数。为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的数据块持续时间，并且与接收端滤波器组解调的每个数据块的持续时间相同，对于所有的用户，传输的每个数据块中复用的IFBT符号个数都必须相同。同时，各用户传输的每个数据块中复用的IFBT符号个数D_k，必须与接收端滤波器组解调模块25中每个数据块内循环提取的数据块个数D相同。

第四步：将所述并行数据序列进行并串转换以形成串行数据序列，即将输入的并行数据序列{b_k(n)}变为串行数据序列

第五步：根据预设规则添加一个所述用户的特定长度N_C，k的保护间隔于所述串行数据序列以形成离散多子带符号，优选地，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度，具体地，将所述循环累加输出的数据块尾部的一部分复制到其的前端，形成最终的带循环前缀的数据块符号。经过循环前缀添加后，输入的数据序列{b_k(n)，n＝0，1，...，Q_k-1}变换成数据序列{c_k(n)，n＝-C_k，...，-1，0，1，...，Q_k-1}，其中，C_k为第k个用户传输的数据块符号的循环前缀长度。

第六步：将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行包括数模转换及频率变换的各项处理以形成射频信号，其中，该步骤可还可进一步包括步骤：

(1)将添加了保护间隔的所述离散多子带符号根据用户预设的处理带宽以预设的且与所述用户对应的第一转换频率f_k ¹进行数模转换以得到第一模拟多子带符号，且所述第一模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间T_k为第一定值，其中，对于不同用户各自对应的所述第一定值都为同一值，同时，所述第一模拟多子带符号循环前缀持续时间T_C，k为第二定值，其中，对于不同用户，各自对应的第二定值也为同一值，例如，将离散的数据序列{c_k(n)，n＝-C_k，...，-1，0，1，...，Q_k-1}以转换频率f_k进行数模转换为连续的多子带信号s_k(t)。事实上，第k个用户发送的多子带信号的子带带宽为ΔF_k＝1/(I_kT_k)，其中T_k＝1/f_k，为D/A转换周期。为简化分析，此处假设第k个用户D/A转换频率与其基带采样频率相同。第k个用户发送的多子带信号的子带频率间隔为Δf_k＝1/(N_kT_k)，N_k为子带逆滤波器组变换(IFBT)单元130中子带数目。由于I_k≥N_k，所以Δf_k≥ΔF_k。为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的子带频率间隔，并且与接收端滤波器组解调对应的子带频率间隔Δf相同，即对于所有的用户，Δf_k＝Δf，则对于所有的用户必须使得N_kT_k＝T_N，其中T_N＝1/Δf。同时，为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的子带带宽，并且与接收端滤波器组解调对应的子带带宽ΔF相同，即对于所有的用户，ΔF_k＝ΔF，则对于所有的用户必须使得I_kT_k＝T_I，其中T_I＝1/ΔF，为接收端滤波器组解调对应的原型滤波器移位正交时间。此外，为保证各用户上行传输的多子带信号具有相同的数据块循环前缀持续时间，并且与接收端滤波器组解调的每个数据块循环前缀的持续时间相同，则对于所有的用户必须使得C_kT_k＝T_C，其中T_C为接收端滤波器组解调的每个数据块循环前缀的持续时间，C_k为循环前缀添加模块14中描述的第k个用户传输的数据块符号的循环前缀长度。

(2)根据预设的所述用户的载波频偏和预设的载波频率将所述第一模拟多子带符号通过频谱搬移以形成射频信号，并且预设的所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍，即将模拟基带信号s_k(t)变换成射频信号 ${\tilde{s}}_k\left(t\right)=R_e\left[s_k\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}(f_k+f_c)t\right)\right].$ 其中R_e[·]表示取实部，f_k为第k个移动终端特定的载波偏移量，并且该值为子带频率间隔Δf的整数倍，f_c为基站接收端载波频率。

此外，还可采用其他方式形成射频信号，即先完成离散域的频谱搬移，然后再进行数模转换以形成射频信号，其包括以下步骤：

(a)根据预设的所述用户的载波频偏将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行离散频谱搬移，且所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍。

(b)将经过频谱搬移的所述离散多子带符号按用户预设的第二转换频率f_k ²进行数模转换以获得第二模拟多子带符号，其中，所述第二模拟多子带符号具有频偏，且所述特定用户的第二模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分所持续时间T′_k为第三定值，其中，对于不同用户各自对应的第三定值都为同一值，同时所述用户的第二模拟多子带符号中的循环前缀所持续时间T′_C，k为第四定值，其中，对于不同用户各自对应的所述第四定值都为同一值。

(c)根据预设的载波频率将所述第二模拟基带信号通过频谱搬移以形成射频信号。由于详细实施方式已为本领域技术人员所熟悉，在此不再予以赘述。

本发明还提供一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收方法，其主要包括以下步骤：

第一步：根据预设的载波频率将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号，即将接收的射频信号

变换为模拟基带信号r_k(t)，假定第k个用户的发射信号经过准静态多径信道，即在信号传输的时间范围内，其冲击响应可以表示为 $h_k\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&delta;}(t-{\mathrm{\&tau;}}_l){\mathrm{\&alpha;}}_l,n=0,...,{\mathrm{\&tau;}}_{\max }-1.$ 其中L为信道路径总数，α_l为第l条路径的复衰减因子，τ_l为第l条路径的时延扩展，τ_max为所有路径的最大时延扩展。为分析简便，进一步假设接收机理想同步，并且省略噪声项，则模拟基带信号r_k(t)可以表示为 $r_k\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{s}_k(t-{\mathrm{\&tau;}}_l){\mathrm{\&alpha;}}_l\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}{f}_{k}t\right).$

第二步：根据预设的处理带宽对所述宽带模拟基带信号以预设采样频率f进行采样以得到相应的宽带离散基带信号。为简化分析，此处假设采样率f与基带采样频率相同。经过A/D转换模块，输入的模拟基带信号r_k(t)变换为离散的基带信号{d_k(n)}。

为保证基站接收端滤波器组解调的每个数据块的持续时间与各用户上行传输的多子带信号的数据块持续时间相同，即QT＝Q_kT_k，k∈{0，，...，，K-1}，则必须T＝Q_kT_k/Q。

第三步：所述宽带离散基带信号经过理想同步被提取出各长度为N_C+Q的离散多子带符号，再按照预设规则去除所述长度为N_C+Q的离散多子带符号中长度为N_C的保护间隔以获得长度为Q的离散多子带符号的有效部分，其中，Q/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间相等，N_C/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号循环前缀所持续时间相等，即将A/D转换输出的离散基带信号序列{d_k(n)}中的前N_C个采样值舍去，取其后的Q个采样值，形成长度为Q的串行数据序列{e_k(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}，并且{e_k(n)＝d_k(n+C)，n＝0，1，2，...，Q-1}。

第四步：按各用户对应的载波偏移量、子带数目及估计的信道频率响应对所述去除保护间隔后获得的离散多子带符号的有效部分采用单载波频域均衡技术在频域分别对各用户的频域信号进行相应频域均衡以获得均衡后的多子带符号，即将输入的串行数据序列{e_k(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}，变换为并行数据序列{g_k(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}。

第五步：根据预设的取块规则及对应的接收端的移位间隔N_I对所述均衡后的多子带符号进行循环移位提取对应的各D个并行符号数据块，并且N_I/f与各用户所对应的发送端的各用户发送端的第一移位时间间隔为同一值，然后对提取出的D个并行符号数据块分别进行相应子带滤波器组解调，即从输入的长度为Q的并行数据序列{g_k(n)}中循环取出D个长度为L的并行数据块，并对并行符号数据块{o_k ^d(n)}进行N子带滤波器组变换。经N子带FBT单元后，输入的并行符号数据块{o_k ^d(n)}变换为相应的数据块{P_k ^d(m)，m＝0，1，...，N-1}，相互之间的关系服从 $p_k^d\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{o}_k^d\left(n\right)f^{*}\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\&pi;mn}/N),m=\mathrm{0,1},...,N-1.$ 这里，{P_k ^d(m)}也表示一个长度为N的列向量。上表“*”表示共轭。其中f(n)为接收端解调滤波器组原型滤波器的离散冲击响应，该原型滤波器满足移位正交条件

$\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}f\left(n\right)f^{*}(n-kI)=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ 0,& k\&NotEqual;0\end{array}\right.$

其中，I是接收端解调滤波器组原型滤波器的移位正交间隔。

第六步：根据预先约定的各用户载波偏移量及预设的映射规则对经过解调的D个并行符号数据块分别提取各用户在各子带上对应的信号矢量，即从子带滤波器组变换输出的并行数据序列{P_k ^d(n)}中提取各子带上接收的信号矢量，经过子带解映射，输出的用于第k个用户正交逆变换的信号矢量为v_k(m)，这里，v_k(m)也表示一个元素数量和其后正交逆变换大小M_k一样的列向量。

第七步：根据对应发送端的正交变换规则对所述各用户的信号矢量以预设点数M_k进行正交逆变换以得到相应各用户的通信信息，即将输入的并行数据块序列{v_k(m)，m＝0，1，...，M_k-1}经过IDFT变换成相应的数据块序列{y_k(n)，n＝0，1，...，M_k-1}，相互之间的关系服从 $y_k\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{M_k}}\underset{m=0}{\overset{M_k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{v}_k\left(m\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;mn}/M_k),$ 这里，{y_k}也表示一个元素数量和IDFT变换大小一样的列向量。经正交逆变换，接收端即可获得发送端传输的数据符号的估计矢量，用于后续的符号解调和信道解码，从而恢复出传输的信息比特。

综上所述，本发明的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端、接收端及发送方法、接收方法可将整个宽带信道分割为许多相互拟正交的子带，各子带频谱边沿具有陡峭的滚降，并且子信道之间可设置一定的频域保护间隔。采用基于多载波滤波器组构成的FDMA，接收端(比如基站)可以对同时接入的多用户信号分别独立解调，因此对各用户信号的载波频偏具有很强的鲁棒性，同时可以很好的适配多用户的不同业务需求和终端处理能力，从而减小移动终端的实现复杂度和功耗。

Claims (12)

1. 一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端，其包括信道编码模块、数字调制模块和发射天线模块，其特征在于还包括：

正交变换模块，用于对用户的D个并行符号数据块分别进行所述用户的特定预设点数为M_k的正交变换；

子带映射模块，用于将经过正交变换的D个数据块中每个元素分别映射到相应的各子带上以进行传输，其中，所述D个数据块中每个数据块所包含的元素数目不大于所述用户特定预设的子带数目N_k；

子带滤波器组调制模块，用于将所述经过子带映射输出的D个数据块分别进行所述用户的特定预设的N_k子带逆滤波器组变换以得到对应的D个并行符号数据块，并将所述D个并行符号数据块按所述用户特定的移位间隔N_I，k进行循环移位累加以得到所述用户特定长度为Q_k的并行数据序列，其中，所述用户特定的移位间隔N_I，k对应的持续时间T_I，k为第一移位时间间隔，对于不同用户，各自对应的第一移位时间间隔为同一值；并串转换模块，用于将所述并行数据序列进行并串转换以形成串行数据序列；

保护间隔添加模块，用于根据预设规则添加一个所述用户的特定长度为N_C，k的保护间隔于所述串行数据以形成离散多子带符号；

射频信号形成模块，用于将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行包括数模转换及频率变换的各项处理以形成射频信号。

2. 如权利要求1所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端，其特征在于：对于不同用户，各自对应的子带滤波器组调制模块分别采用子带带宽相同且子带频率间隔也相同的子带滤波器组，且各自对应的子带滤波器组调制模块所采用的子带数目由对应用户的需求所确定。

3. 如权利要求1所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端，其特征在于所述射频信号形成模块包括：

第一数模转换单元，用于将添加了保护间隔的所述离散多子带符号根据用户预设的处理带宽以预设的且与所述用户对应的第一转换频率f_k ¹进行数模转换以得到第一模拟多子带符号，且所述第一模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间T_k为第一定值，其中，对于不同用户，各自对应的第一定值都为同一值，同时，所述模拟多子带符号循环前缀持续时间T_C，k为第二定值，其中，对于不同用户，各自对应的第二定值也为同一值；

上变频单元，用于根据预设的所述用户的载波频偏和预设的载波频率将所述第一模拟多子带符号通过频谱搬移以形成射频信号，并且预设的所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍。

4. 如权利要求1所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端，其特征在于所述射频信号形成模块包括：

基带频移单元，用于根据预设的所述用户的载波频偏将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行离散频谱搬移，且所述用户的载波频偏为所述特定用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍；

第二数模转换单元，用于将经过频谱搬移的所述离散多子带符号按所述用户预设的第二转换频率f_k ²进行数模转换以获得第二模拟多子带符号，其中，所述第二模拟多子带符号具有频偏，且所述用户的第二模拟多子带符号中除循环前缀之外的有效部分持续时间T′_k为第三定值，其中，对于不同用户各自对应的第三定值都为同一值，同时所述特定用户的第二模拟多子带符号中的循环前缀持续时间T′_C，k为第四定值，其中，对于不同特定用户各自对应的所述第四定值都为同一值；

上变频单元，用于根据预设的载波频率将所述第二模拟基带信号通过频谱搬移以形成射频信号。

5. 如权利要求1所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端，其特征在于所述正交变换模块为沃尔什-哈达玛变换模块、傅立叶变换模块及输入与输出相同的恒等变换模块中的一种。

6. 一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收端，其包括同步模块、信道估计模块，数字解调模块和信道解码模块，其特征在于还包括：

下变频模块，用于根据预设的载波频率将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号；

模数转换模块，用于根据预设的处理带宽对所述宽带模拟基带信号以预设采样频率f进行采样以得到相应的宽带离散基带信号；

保护间隔去除模块，用于按照预设规则去除经过所述同步模块同步后从所述宽带离散基带信号中提取的各长度为N_C+Q的离散多子带符号中长度为N_C的保护间隔以获得长度为Q的离散多子带符号的有效部分，其中，Q/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间相等，N_C/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号循环前缀所持续时间相等；

信道均衡模块，用于按各用户对应的载波偏移量、子带数目及估计的信道频率响应对所述去除保护间隔后获得的离散多子带符号的有效部分采用单载波频域均衡技术在频域分别对各用户的接收信号进行相应的频域均衡以获得均衡后的多子带符号；子带滤波器组解调模块，用于根据预设的取块规则及对应的接收端的移位间隔N_I对所述均衡后的多子带符号进行循环移位提取对应的D个并行符号数据块，并且N_I/f与对应各用户发送端的第一移位时间间隔为同一值，然后对提取出的D个并行符号数据块分别进行相应子带滤波器组解调；

子带解映射模块，用于根据预先约定的各用户载波偏移量及预设的映射规则对经过解调的D个并行符号数据块分别提取各用户在各子带上对应的信号矢量；

正交逆变换模块，用于根据对应发送端的正交变换规则对所述各用户的信号矢量以预设点数M_k进行正交逆变换以得到相应各用户的通信信息。

7. 一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送方法，其特征在于包括以下步骤：

1)对用户的D个的并行符号数据块分别进行所述用户的特定预设点数为M_k的正交变换；

2)将经过正交变换的D个数据块中每个元素分别映射到相应的各子带上以进行传输，其中，所述D个数据块中每个数据块所包含的元素数目不大于所述用户特定预设的子带数目N_k；

3)将所述经过子带映射输出的D个数据块分别进行N_k子带逆滤波器组变换以得到对应的D个并行符号数据块，并将所述D个并行符号数据块按所述用户的特定的移位间隔N_I，k进行循环移位累加以得到用户特定长度为Q_k的并行数据序列，其中，所述用户特定的移位间隔N_I，k对应的持续时间T_I，k为第一移位时间间隔，对于不同用户，各自对应的第一移位时间间隔为同一值；

4)将所述并行数据序列进行并串转换以形成串行数据序列；

5)根据预设规则添加一个所述用户的特定长度N_C，k的保护间隔于所述串行数据序列以形成离散多子带符号；

6)将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行包括数模转换及频率变换的各项处理以形成射频信号。

8. 如权利要求1所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送端，其特征在于：对于不同用户的数据块分别进行N_k子带逆滤波器组变换时，各自所采用的子带带宽都相同且子带频率间隔也都相同，且所采用的子带数目由对应用户的需求所确定。

9. 如权利要求7所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送方法，其特征在于所述步骤6)还包括步骤：

(1)将添加了保护间隔的所述离散多子带符号根据用户预设的处理带宽以预设的且与所述用户对应的第一转换频率f_k ¹进行数模转换以得到第一模拟多子带符号，且所述第一模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间T_k为第一定值，其中，对于不同用户各自对应的所述第一定值都为同一值，同时，所述第一模拟多子带符号循环前缀持续时间T_C，k为第二定值，其中，对于不同用户，各自对应的第二定值也为同一值；

(2)根据预设的所述用户的载波频偏和预设的载波频率将所述第一模拟多子带符号通过频谱搬移以形成射频信号，并且预设的所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍。

10. 如权利要求7所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址上行发送方法，其特征在于所述步骤6)还包括步骤：

(1)根据预设的所述用户的载波频偏将添加了保护间隔的所述离散多子带符号进行离散频谱搬移，且所述用户的载波频偏为所述用户对应的子带滤波器组的子带频率间隔的整数倍；

(2)将经过频谱搬移的所述离散多子带符号按用户预设的第二转换频率f_k ²进行数模转换以获得第二模拟多子带符号，其中，所述第二模拟多子带符号具有频偏，且所述特定用户的第二模拟多子带符号中除循环前缀之外的有效部分持续时间T′_k为第三定值，其中，对于不同用户各自对应的第三定值都为同一值，同时所述用户的第二模拟多子带符号中的循环前缀持续时间T′_C，k为第四定值，其中，对于不同用户各自对应的所述第四定值都为同一值；

(3)根据预设的载波频率将所述第二模拟基带信号通过频谱搬移以形成射频信号。

11. 如权利要求7所述的灵巧的基于滤波器组的频分多址发送方法，其特征在于所述正交变换为沃尔什-哈达玛变换、傅立叶变换及输入与输出相同的恒等变换中的一种。

12. 一种灵巧的基于滤波器组的频分多址上行接收方法，其特征在于包括以下步骤：

1)根据预设的载波频率将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号；

2)根据预设的处理带宽对所述宽带模拟基带信号以预设采样频率f进行采样以得到相应的宽带离散基带信号；

3)按照预设规则去除经过所述同步模块同步后从所述宽带离散基带信号中提取的各长度为N_C+Q的离散多子带符号中长度为N_C的保护间隔以获得长度为Q的离散多子带符号的有效部分，其中，Q/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号中除循环前缀之外的其余部分持续时间相等，N_C/f与各用户所对应的发送端的模拟多子带符号循环前缀所持续时间相等；

4)按各用户对应的载波偏移量、子带数目及估计的信道频率响应对所述去除保护间隔后获得的离散多子带符号的有效部分采用单载波频域均衡技术在频域分别对各用户的接收信号进行相应的频域均衡以获得均衡后的多子带符号；

5)根据预设的取块规则及对应的接收端的移位间隔N_I对所述均衡后的多子带符号进行循环移位提取对应的各D个并行符号数据块，并且N_I/f与对应各用户发送端的第一移位时间间隔为同一值，然后对提取出的D个并行符号数据块分别进行相应子带滤波器组解调；

6)根据预先约定的各用户载波偏移量及预设的映射规则对经过解调的D个并行符号数据块分别提取各用户在各子带上对应的信号矢量；

7)根据对应发送端的正交变换规则对所述各用户的信号矢量以预设点数M_k进行正交逆变换以得到相应各用户的通信信息。

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