CN102281216A - 正交频分复用系统中下行信道估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种正交频分复用系统中下行信道估计的方法和装置。该方法涉及对信道估计中的插值滤波的改进，以很小的性能损失为代价获得计算量的显著下降。在一个实施例中，该方法估计接收信号中的参考信号处的信道响应。在频域方向进行插值滤波时，首先进行MMSE插值滤波，得到非参考信号处的所有数据子载波中的一部分数据子载波的信道响应，然后利用已获得的一部分数据子载波的信道响应，在频域方向进行复杂度低于MMSE插值滤波的另一插值，得到非参考信号处的所有数据子载波中的另一部分数据子载波的信道响应。在时域方向也可采取MMSE插值和复杂度更低的插值组合的方式。

Description

正交频分复用系统中下行信道估计的方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信系统的信道估计，尤其是涉及正交频分复用(OFDM)系统中的下行信道估计的方法和装置。

背景技术

OFDM技术作为具有传输高速率数据业务能力的频分复用技术，一方面，相对于传统的单载波技术而言，OFDM技术能够利用简单的均衡算法提供较高的频谱效率；另一方面，在采用OFDM的系统中，不需要像传统的频分多路复用(FDM)那样在相邻的载波之间分配较宽的保护带宽，就可以避免子载波之间的相互干扰，从而节省了带宽。

目前，OFDM技术已被广泛应用在现有的通信系统中，且该技术已经体现在无线局域网标准802.11a中，以及固定无线接入标准802.16a中。另外，在移动无线通信接入系统中，第三代合作伙伴计划(3GPP)的长期演进规划(LTE)系统也已经引入OFDM技术作为下行标准，以构建具有更高频率效率的移动无线通信接入系统。

在OFDM系统中，为了便于终端进行信道估计，在每个子帧中均插入一定数量的参考信号(RS)。每个RS在时间方向上对应一个OFDM符号，在频率方向上对应一个子载波。对每个小区来说，参考信号为终端(UE)已知的确定信号，UE可以根据接收到的RS处的数据，估计出RS处对应的信道响应。普通数据子载波(即非RS处)的频域信道响应，需要通过对RS处的频域信道估计值的插值滤波来获得，下面对现有的插值滤波算法进行简单说明：

图1是使用OFDM技术的LTE系统中CRS(Common Reference Signal，或称为Cell-specific Reference Signal)分布的一个示意图，为简化起见，图中时间t方向只画出了一个子帧的长度(普通循环前缀(CP)时)，频域f方向只画出了12个子载波，且只表示了一个发送天线端口上的CRS分布情况。图1中阴影部分表示参考信号(RS)所在的位置，尽管实际情况中不同的小区参考信号在频域上会有不同的偏移量，对不同的发射天线端口会有不同的分布，但各参考信号之间的相对位置基本与图1中相似，都采用的是这种离散的参考信号分布方法。

另外，LTE系统中还有一种DRS(Dedicated Reference Signal，或称为UE-specific Reference Signal)，DRS的信道估计与CRS类似，为了描述简单起见，以下的描述中只以CRS为例。

设g_k，l为第l个OFDM符号上第k个子载波处的接收信号，其中0≤k＜N_sc，0≤l＜N_symb，N_sc为下行子载波总数，N_symb表示一个子帧内包含的OFDM符号数，普通CP时N_symb＝14，扩展型CP时N_symb＝12。假设当前子帧中RS所在的位置(k′，l′)的集合为Γ_RS。

参照图2所示，已知技术的LTE中信道估计主要分为以下两个步骤：

S11：采用最小二乘(LS)算法估计RS处的信道响应；

S12-S13：使用最小均方误差(MMSE)插值滤波得到数据子载波(非RS处)的信道响应。其中步骤S12为频率方向的插值滤波，步骤S13为时间方向的插值滤波。

LS估计只针对RS位置进行，即针对(k′，l′)∈Γ_RS进行。LS估计利用RS处的接收信号g_k′，l′及本地生成相应位置的参考信号r_k′，l′，得到RS处的信道频响

计算方法如下：

${\hat{h}}_{\mathrm{LS},k^{\′},l^{\′}}=g_{k^{\′},l^{\′}}/r_{k^{\′},l^{\′}}=g_{k^{\′},l^{\′}}\·r_{k^{\′},l^{\′}}^{*}---\left(1\right)$

由式(1)得到RS所在位置的LS估计值后，可以对各RE(Resource Element)进行频域和时域方向的MMSE插值滤波。从仿真结果看，CRS情况下，频域使用其附近

个RS处的LS估计值，时域使用

个RS处频域插值滤波得到的信道响应，可使信道估计的性能满足规范要求。这里介绍频域方向的MMSE插值滤波，时域方向与频域方向原理类似，不再赘述。

频域方向MMSE插值滤波在具有RS信号的OFDM符号上进行，针对每个天线端口上的RS信号基本步骤如图3所示，包括自相关矩阵生成步骤S21，自相关矩阵求逆步骤S22，互相关矩阵生成步骤S23，滤波系数生成步骤S24，以及频域插值滤波步骤S25。

在此，在步骤S25，需要插值滤波的RE使用与其频率上距离最近的

个RS的LS估计值进行插值滤波。图4示出RS信号间需要进行插值滤波的RE。图中，R₀表示RS所在位置，R₀之间的阴影框表示需要插值滤波的RE。假定需要插值滤波的RE频域时域索引为(k，l)，其附近的

个RS的频域时域索引(k′，l)所在的集合为Γ_FD，频域方向MMSE插值滤波计算公式如下：

${\tilde{h}}_{\mathrm{FD},k,l}={\mathrm{\Λ}}_{(k,l),(k^{\′},l)\∈{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{FD}}}^T\·{\hat{h}}_{\mathrm{LS},(k^{\′},l)\∈{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{FD}}}---\left(2\right)$

其中，

为滤波系数生成模块得到的滤波系数向量，为编号为(k，l)的RE频域方向上临近的

个RS的信道响应的LS估计值。

对于频域插值滤波模块，由于频域插值滤波系数较多，导致滤波系数生成时、插值滤波时计算复杂，计算量较大。计算频域插值滤波系数一共需要做的实数乘法次数为：

$S_{\mathrm{FCoef}}=S_{\mathrm{multi}1}+S_{\mathrm{multi}2}$

$=3{\left(N_{\mathrm{RS}}^f\right)}^3+6{\left(N_{\mathrm{RS}}^f\right)}^2---\left(3\right)$

对于频域插值滤波利用公式(2)，由于

为复数，其实部虚部均要与插值滤波系数做乘法，所以在一个RS所在的OFDM符号上插值需要的实数乘法次数为：

$S_{\mathrm{Filter}\_F\_\mathrm{symb}}=N_{\mathrm{RS}}^f\×2\×N_{\mathrm{symb}}$

$=24N_{\mathrm{RS}}^f---\left(4\right)$

以20MHZ即100个RB计算，若系统包含4个发送天线、2个接收天线计算，天线端口0和天线端口1中每个子帧包含4个含有RS的OFDM符号，天线端口2和天线端口3中，每个子帧包含2个含有RS的OFDM符号，所以一个子帧内共需要频域插值滤波的实数乘法的运算次数为：

$S_{\mathrm{Filter}\_F\_\mathrm{subfrm}}=S_{\mathrm{Filter}\_F\_\mathrm{symb}}\×(4+4+2+2)\×2\×100$

$=57600N_{\mathrm{RS}}^f---\left(5\right)$

假设

所以整个频域插值需要的实数乘法次数约为700MIPS，这样的算法运算复杂度较高。

因此，期望有一种能够降低算法复杂度的信道估计方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种正交频分复用系统中下行信道估计的方法和装置，以降低信道估计的复杂度。

本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种正交频分复用系统中下行信道估计的方法，该方法包括：估计接收信号中的参考信号处的信道响应。在频域方向进行MMSE插值滤波，得到非参考信号处的所有数据子载波中的一部分数据子载波的信道响应，然后利用已获得的一部分数据子载波的信道响应，在频域方向进行复杂度低于MMSE插值滤波的另一插值滤波，得到非参考信号处的所有数据子载波中的另一部分数据子载波的信道响应。最后在时域方向进行插值滤波。

在本发明的一实施例中，在频域方向进行MMSE插值滤波的步骤包括，从参考信号起，每隔N个子载波进行一次MMSE插值滤波处理，N为正整数，且N小于两个相邻参考信号间的数据子载波数量。

在本发明的一实施例中，在频域方向进行MMSE插值滤波的步骤还包括：生成参考信号的自相关矩阵；对所述自相关矩阵求逆；生成参考信号的的互相关矩阵；以及利用自相关矩阵的逆矩阵和互相关矩阵生成MMSE插值滤波所需的滤波系数。

在本发明的一实施例中，使用所述MMSE插值滤波和所述另一插值滤波的组合在时域方向进行插值滤波。

在本发明的一实施例中，所述另一插值滤波为线性插值或拉格朗日插值。

在本发明的一实施例中，所述正交频分复用系统为LTE系统。所述参考信号为CRS信号或DRS信号。

本发明所提出的一种正交频分复用系统中下行信道估计的装置，包括：

用于估计接收信号中的参考信号处的信道响应的第一模块；

用于在频域方向进行MMSE插值滤波的第二模块，该第二模块产生非参考信号处的所有数据子载波中的一部分数据子载波的信道响应；

用于利用已获得的一部分数据子载波的信道响应，在频域方向进行复杂度低于MMSE插值滤波的另一插值滤波的第三模块，该第三模块产生非参考信号处的所有数据子载波中的另一部分数据子载波的信道响应；以及

用于在时域方向进行插值滤波的第四模块。

本发明采用以上技术方案，只需要对频域上部分子载波作频域MMSE插值滤波，其他RE所对应的频域子载波利用频域上邻近的RE的信道估计结果作复杂度较低插值滤波的方法得到信道估计。因此与现有技术相比，本发明可在性能损失很小的同时，显著降低计算量。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1示出使用OFDM技术的LTE系统中CRS分布的示意图。

图2示出OFDM系统的信道估计框图。

图3示出频域方向MMSE滤波步骤示意图。

图4示出频域方向MMSE滤波示意图。

图5示出本发明一实施例的信道估计方法中频域方向滤波步骤示意图。

图6示出本发明一个实施例的频域方向MMSE插值滤波示意图。

图7示出用以实施图5所示频域方向滤波的装置框图。

图8-10示出本发明的信道估计方法与已知信道估计方法的性能比较。

具体实施方式

鉴于现有技术对于所有的非参考信号(RS)处的频域子载波均进行MMSE频域插值滤波，所需要的计算量太大，本发明的下述实施例仅进行部分频域子载波进行MMSE插值滤波，得到部分子载波的信道估计结果，对其他频域方向的子载波使用复杂度低的其它插值方式，从而得到时域上含有RS的OFDM符号的整个频域上的RE的信道估计。

本发明的实施例所描述的信道估计方法框图仍然参照图2所示。首先在步骤S11采用最小二乘(LS)算法估计RS处的信道响应。其次，在步骤S12，在频域方向进行插值滤波得到数据子载波(非RS处)的信道响应。然后在步骤S13，在时域方向进行插值滤波。本发明的一实施例主要是改进步骤12的流程，描述如下。

图5示出本发明一实施例的信道估计方法中频域方向滤波步骤示意图。参照图5并比较图3所示，本实施例的步骤S31-S34与图3的步骤S21-24相似，在此不再展开描述。本实施例不同之处在于，在步骤S35中，在频域方向进行部分的MMSE插值滤波，得到非RS的所有数据子载波中的一部分数据子载波的信道响应。然后在步骤S36，利用已获得的一部分数据子载波的信道响应，在频域方向进行复杂度低于MMSE插值滤波的另一插值滤波，得到非RS处的所有数据子载波中的另一部分数据子载波的信道响应，从而得到整个频域上的所有数据子载波的信道估计。

图7示出用以实施图5所示频域方向滤波的装置示例性框图。在图7中，模块40中的自相关矩阵生成单元41用以执行步骤S31，生成参考信号的自相关矩阵。自相关矩阵求逆单元42用以执行步骤S32，对自相关矩阵求逆。互相关矩阵生成单元43用以执行步骤S33，生成参考信号的互相关矩阵。滤波系数生成单元44用以执行步骤S34，利用频域自相关矩阵的逆矩阵和频域互相关矩阵求得插值滤波系数矩阵。MMSE插值滤波单元45则用以执行步骤S35。此外，低复杂度插值模块50用以执行步骤S36。

在频域方向选取部分数据字载波进行MMSE插值滤波的方式，可以是在两个相邻RS信号之间，每隔N个数据子载波进行一次MMSE插值滤波处理，N为正整数，且N小于两个相邻参考信号间的数据子载波数量。为简化目的，等间隔选择数据子载波来进行MMSE插值滤波处理。例如每隔一个或者两个字载波进行一次MMSE频率插值滤波处理。间隔的数目主要取决于对计算量和性能的要求。间隔数目越大，计算量越低，而性能下降越大。另外，可根据RS信号的不同分布来调整间隔的数目，例如CRS和DRS在帧结构的分布不同，因此在MMSE插值滤波时所间隔的子载波数目也可适应性的不同。

上述的复杂度低于MMSE插值滤波的另一插值滤波有多种选择，典型的是线性插值和拉格朗日(Lagrange)插值滤波。

在本发明一个较佳实施例中，在频域方向每隔一个子载波进行一次MMSE频率插值滤波处理，其余子载波使用线性插值方式利用相邻RE的MMSE频率插值滤波的信道估计的结果得到。图6示出本实施例的频域方向MMSE插值滤波示意图。其中，R₀表示RS所在位置，两个RS之间有5个RE，方格框表示需要MMSE插值滤波的RE。5个RE中只需进行2个RE的MMSE插值滤波，其余3个RE可使用线性插值的方式利用相邻RE的MMSE频率插值滤波的信道估计的结果得到。

在步骤S12的频域方向插值滤波之后进行步骤S13的时域方向插值滤波。在一实施例中，步骤S13仍可以全部使用MMSE插值滤波的方式，但较佳地，可以参照步骤S12，使用MMSE插值滤波进行部分插值滤波，再使用复杂度更低的方式进行其余部分插值滤波的组合方式，来进行时域方向的插值滤波。由于时域和频域过程类似，在此不再展开描述。

以下比较本实施例的方法与现有方法的计算量。

在本发明的较佳实施例中，下行系统频域自相关矩阵无变化，其矩阵维数仍为其所需实数乘法仍为式(2)所示；频域互相关矩阵只需得出将要进行插值的RE对应的互相关即可，Θ1_FD矩阵维数为

Θ2_FD矩阵维数为

(CP类型为Normal CP时，N₀＝6)，频域互相关矩阵的计算量节省了一半。计算频域插值滤波系数向量时，计算公式可分解为：

${\widetilde{\mathrm{\Λ}}1}_{\mathrm{FD}}={\mathrm{\Θ}1}_{\mathrm{FD}}\·{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{FD}}^{-1}$ 和 ${\widetilde{\mathrm{\Λ}}2}_{\mathrm{FD}}={\mathrm{\Θ}2}_{\mathrm{FD}}\·{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{FD}}^{-1}---\left(6\right)$

计算频域插值滤波系数一共需要做的实数乘法次数为：

${S_{\mathrm{FCoef}}}^{\′}={S_{\mathrm{multi}1}}^{\′}+{S_{\mathrm{multi}2}}^{\′}$

$=1.5{\left(N_{\mathrm{RS}}^f\right)}^3+3{\left(N_{\mathrm{RS}}^f\right)}^2---\left(7\right)$

所以在一个RS所在的OFDM符号上插值需要的实数乘法次数为：

${S_{\mathrm{Filter}\_F\_\mathrm{symb}}}^{\′}=N_{\mathrm{RS}}^f\×2\×N_{\mathrm{symb}}/2$

$=12N_{\mathrm{RS}}^f---\left(8\right)$

仍以20MHZ带宽、包含4个发送天线、2个接收天线的系统为例计算，一个子帧内共需要频域插值滤波的实数乘法的运算次数为：

${S_{\mathrm{Filter}\_F\_\mathrm{subfrm}}}^{\′}={S_{\mathrm{Filter}\_F\_\mathrm{symb}}}^{\′}\×(4+4+2+2)\×2\×100$

$=28800N_{\mathrm{RS}}^f---\left(9\right)$

值此，仅完成频域上基于MMSE准则的插值滤波，然后再利用相邻的RE的信道估计做线性插值，每个RB包含3个需要做线性插值的RE，需要做3次实数加法、3次实数乘法，线性插值一共需要

次实数加法，次实数乘法。综上所述，使用插值滤波简便算法，整个频域滤波插值过程所需所需要的运算量约为350MIPS，较已知算法节省了一半的运算量。

以下比较本实施例的方法与现有方法的性能。

以LTE规范36.101中的TDD 7.1链路为例，使用浮点算法，作MMSE滤波时频域方向使用12个RS、时域方向使用5个RS，已有信道估计方法为频域上全部RE对应的子载波进行MMSE插值滤波，本发明较佳实施例的信道估计方法为全部RS和2个RS之间有2个RE用MMSE插值滤波，其他RE处的信道估计用线性插值滤波的方式得到，其性能比较如图8-10所示。可见，相比现有的信道估计方法中频域插值滤波方法，本发明在降低计算量的同时，性能损失很小。

虽然本发明主要是以LTE系统为例描述实施例，但本领域技术人员可以理解，本发明所提出的方法同样适用于其他OFDM系统或MIMO-OFDM系统。

Claims (14)

1.一种正交频分复用系统中下行信道估计的方法，包括：

估计接收信号中的参考信号处的信道响应；

在频域方向进行MMSE插值滤波，得到非参考信号处的所有数据子载波中的一部分数据子载波的信道响应；

利用已获得的一部分数据子载波的信道响应，在频域方向进行复杂度低于MMSE插值滤波的另一插值滤波，得到非参考信号处的所有数据子载波中的另一部分数据子载波的信道响应；以及

在时域方向进行插值滤波。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在频域方向进行MMSE插值滤波的步骤包括，从参考信号起，每隔N个子载波进行一次MMSE插值滤波处理，N为正整数，且N小于两个相邻参考信号间的数据子载波数量。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在频域方向进行MMSE插值滤波的步骤还包括：

生成参考信号的自相关矩阵；

对所述自相关矩阵求逆；

生成参考信号的的互相关矩阵；以及

利用自相关矩阵的逆矩阵和互相关矩阵生成MMSE插值滤波所需的滤波系数。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用所述MMSE插值滤波和所述另一插值滤波的组合在时域方向进行插值滤波。

5.如权利要求1或4所述的方法，其特征在于，所述另一插值滤波为线性插值或拉格朗日插值。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述正交频分复用系统为LTE系统。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述参考信号为CRS信号。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述参考信号为DRS信号。

9.一种正交频分复用系统中下行信道估计的装置，包括：

用于估计接收信号中的参考信号处的信道响应的第一模块；

用于在频域方向进行MMSE插值滤波的第二模块，该第二模块产生非参考信号处的所有数据子载波中的一部分数据子载波的信道响应；

用于利用已获得的一部分数据子载波的信道响应，在频域方向进行复杂度低于MMSE插值滤波的另一插值滤波的第三模块，该第三模块产生非参考信号处的所有数据子载波中的另一部分数据子载波的信道响应；以及

用于在时域方向进行插值滤波的第四模块。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述第二模块是从参考信号起，每隔N个子载波进行一次MMSE插值滤波处理，其中N为正整数，且N小于两个相邻参考信号间的数据子载波数量。

11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述的第二模块包括：

用以生成参考信号的自相关矩阵的自相关矩阵生成单元；

自相关矩阵求逆单元，其输入端连接该自相关矩阵生成单元的输出端；

用以生成参考信号的互相关矩阵的互相关矩阵生成单元；

滤波系数生成单元，其输入端连接该自相关矩阵求逆单元以及该互相关矩阵生成单元；以及

插值滤波单元，其输入端连接该滤波系数生成单元。

12.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述正交频分复用系统为LTE系统。

13.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述第四模块使用所述MMSE插值滤波和所述另一插值滤波的组合在时域方向进行插值滤波。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，其特征在于，所述另一插值滤波为线性插值或拉格朗日插值。

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