CN101496324A - 接收装置、集成电路及接收方法 - Google Patents

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Abstract

信道特性计算部(23)根据接收信号中包含的SP信号来估计信道特性，码元插值滤波器(24)能够对频率传递特性进行频移，对信道特性计算部(23)的输出信号进行滤波。滤波控制部(27)根据接收信号中包含的CP信号来估计信道特性，观测估计出的信道特性来决定使码元插值滤波器(24)的频率传递特性进行频移的移动量。码元插值滤波器(24)根据滤波控制部(27)决定的移动量对频率传递特性进行频移。

Description

接收装置、集成电路及接收方法
技术领域
本发明涉及对地面数字电视广播等的移动接收中的传播失真进行补偿的均衡技术。
背景技术
在地面数字电视广播方式中，例如有日本的ISDB-T(Integrated ServicesDigital Broadcasting-Terrestrial，综合业务数字广播-地面)方式和欧洲的DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，数字视频广播-地面)方式等，它们采用多播传输方式之一的OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)传输方式。
在ISDB-T方式及DVB-T方式中，发送装置周期性地发送被称为分散导频信号(以下称为SP信号。)的、按接收端已知的振幅及相位进行过BPSK(Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控)调制的导频信号。接收装置通过监视接收信号中包含的SP信号的振幅及相位来逐次估计信道特性，利用估计出的信道特性来均衡接收信号。
按ISDB-T方式及DVB-T方式传输的SP信号的信号配置的示意图示于图16。其中，在图16中，纵轴表示以码元为单位的时间，横轴表示以载波为单位的频率。其中，圆点是SP信号，圆圈是用传输数据调制过的数据已调信号。
SP信号是如下配置来发送的：在1个码元内每12个载波配置1个SP信号，每个码元将SP信号移动3个载波，4个码元完成循环。
接着，接收采用OFDM传输方式的地面数字电视广播的现有的接收装置的结构示于图17。
在接收装置100中，从广播电台发出的广播电波经信道由天线101接收。然后，调谐器102从天线101接收到的多个广播电波中选择期望的广播电波，将选择出的广播电波变换到规定的频带。
AFC(Automatic Frequency Control，自动频率控制)部103从由调谐器102输入的接收信号中除去选择广播电波时产生的频率误差，将除去了频率误差的接收信号输出到后级的电路部。其中，AFC部103的结构例如公开于专利文献1。
码元同步部104根据从AFC部103输入的接收信号来估计码元定时。傅里叶变换部105根据码元同步部104估计出的码元定时对从AFC部103输入的接收信号进行傅里叶变换。
均衡部106根据从傅里叶变换部105输入的接收信号来估计信道特性，根据估计出的信道特性来均衡接收信号。
接着，图17的均衡部106的结构示于图18。其中，图17的均衡部106的结构是专利文献2中公开的结构。
在均衡部106中，傅里叶变换部105进行傅里叶变换后的接收信号分别被提供给SP信号提取部151及除法部153。
SP信号提取部151从接收信号中提取SP信号，利用提取出的SP信号来估计配置有SP信号的位置(以下称为SP信号位置。)上的信道特性。信道估计部152根据SP信号位置上的信道特性，来估计配置有数据已调信号的位置(以下称为数据已调信号位置。)上的信道特性。除法部153通过将数据已调信号除以信道估计部152估计出的信道特性，来均衡数据已调信号。
其中，信道估计部152的详细情况在专利文献2中未公开，但是信道估计部152一般具有进行码元方向的插值处理的码元插值滤波器152a和进行载波方向的插值处理的载波插值滤波器152b。
多普勒频率估计部154观测SP信号提取部151估计出的信道特性的时间变动，估计信道特性的变动的速度、即多普勒频率。插值滤波器选择部156按照多普勒频率估计部154估计出的多普勒频率，来选择滤波器系数ROM(Read Only Memory，即只读存储器)155中存储着的滤波器系数。
码元插值滤波器152a用插值滤波器选择部152选择出的滤波器系数来变更滤波器的频率传递特性的通带宽度，进行码元方向的插值处理。
其中，通带宽度越窄，则码元插值滤波器152a就能够更有效地除去SP信号提取部151估计出的信道特性中包含的噪声。此外，接收装置的移动速度越低，则多普勒变动所产生的信道特性的变动所占有的频带宽度越窄，所以接收装置的移动速度越低，则可以使码元插值滤波器152a的通带宽度越窄。均衡部106是通过按照接收装置的移动速度，调整频率传递特性的通带宽度，来有效地除去信道特性中包含的噪声的。
其中，在图16所示的SP信号的配置的情况下，SP信号提取部151估计的信道特性在码元方向上只能以4个码元为间隔来得到。因此，假设码元的周期为T秒，则根据复数信号的采样定理，码元插值滤波器152a的通带宽度不能宽于1/(4T)赫兹以上。
专利文献1：(日本)特许第3074103号公报
专利文献2：(日本)特开2005-286636号公报
以下，用图19来说明现有的接收装置100的工作。其中，图19是在同时接收镜面波(也称为直达波或驻波。)和散射波的莱斯衰落环境下、镜面波从行进方向的前方到达、镜面波带有多普勒频移的情况。其中，假定散射波从各个方向均匀到达。
在图19的各图中，横轴表示用码元频率fs归一化了的频率。在图19(a)～(c)、(e)～(g)中，纵轴表示频谱密度(dB)，在图19(d)中，纵轴表示增益(dB)。其中，假设码元的周期为T秒，则码元频率fs为fs＝1/T赫兹。
图19(a)是用等价低频带的频谱密度表示的、镜面波从行进方向前方到达的情况下的莱斯衰落环境下的信道特性的时间变动。在图19(a)中，S表示镜面波分量，D(椭圆内)表示散射波分量。假设最大多普勒频率为fDmax，则散射波分量D从-fDmax到+fDmax分布。从行进方向前方到达的镜面波分量S频移到+fDmax。
图19(b)是用频谱密度表示的、用AFC部103输出的接收信号观测的信道特性的时间变动。在与散射波分量D相比、镜面波分量S的接收功率大的情况下，AFC部103将镜面波分量S的多普勒频移看作接收信号的频率误差来进行用于除去接收信号的频率误差的频率控制。由此，用AFC部103输出的接收信号观测的信道特性的频谱密度被频移得使得镜面波分量S到达直流(频率为0)附近。AFC部103对接收信号的信道特性虚拟地进行频移。
图19(c)是用频谱密度表示的、AFC部103的输出经傅里叶变换部105输入到均衡部106、并用接收信号中包含的SP信号观测的信道特性的时间变动。在ISDB-T方式及DVB-T方式下，如图16所示，在码元方向上每4个码元配置1次SP信号，所以在SP信号位置上观测的信道特性中，产生以码元频率fs的1/4(＝fs/4)为间隔的混叠。
图19(d)表示码元插值滤波器152a的频率传递特性。码元插值滤波器152a通过对图19(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性进行滤波，来估计图19(b)所示的AFC部103输出的接收信号的信道特性。
图19(e)是用频谱密度表示的、通过用码元插值滤波器152a对图19(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性中的期望的信道特性的分量(图19(b)所示的AFC部103输出的接收信号的信道特性)进行滤波而得到的信道特性。
图19(f)是用频谱密度表示的、通过用码元插值滤波器152a对图19(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性中的期望的信道特性的分量进行滤波而阻止了的分量。
从图19(e)、(f)可知，从码元插值滤波器152a输出的信道特性是从期望的信道特性缺漏了低的频率分量所得的信道特性。
图19(g)是用频谱密度表示的、通过用码元插值滤波器152a对图19(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性中的由混叠造成的信道特性的分量(从图19(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性中除去图19(b)所示的期望的信道特性所得的信道特性的分量)进行滤波而得到的信道特性。
图19(f)及图19(g)的分量是码元插值滤波器152a进行插值的误差，成为产生信道估计部152估计信道特性的误差、产生均衡部106解调的误差的原因。
然而，即使按照多普勒频率来变更码元插值滤波器152a的频率传递特性的通带宽度，也不能同时减小图19(f)及图19(g)的分量这两者，在现有的接收装置中难以减小均衡部106解调的误差。
其中，在上述说明中以莱斯衰落环境为例进行了说明，但是由于在反射波中包含镜面波的多径传播环境、或利用OFDM传输方式的抗多径性的SFN(Single Frequency Network，单频网)环境等那样同时接收多个镜面波的传播环境下，也在接收的多个镜面波受到因到达方向的不同而异的多普勒频移的情况下，使自动频率控制部103将功率比较大的到达波的多普勒频移看作接收信号的频率误差来进行频率控制，从而产生与莱斯衰落环境同样的课题。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种接收装置、集成电路及接收方法，更精确地估计信道特性的时间变动来提高接收质量。
为了实现上述目的，本发明的接收装置包括：信道特性计算部，根据接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理，能够对该滤波处理的频率传递特性进行频移；均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及滤波控制部，决定上述滤波部对频率传递特性进行频移的移动量，控制上述滤波部的频率传递特性；上述滤波控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量；上述滤波部根据上述滤波控制部决定的移动量，对滤波处理的频率传递特性进行频移。
本发明的集成电路包括：信道特性计算部，根据接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理，能够对该滤波处理的频率传递特性进行频移；均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及滤波控制部，决定上述滤波部对频率传递特性进行频移的移动量，控制上述滤波部的频率传递特性，上述滤波控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量，上述滤波部根据上述滤波控制部决定的移动量，对滤波处理的频率传递特性进行频移。
本发明的接收方法具有：信道特性计算步骤，根据接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；滤波步骤，滤波处理的频率传递特性能够进行频移的滤波部通过滤波处理，对在上述信道特性计算步骤中算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；均衡步骤，根据上述滤波步骤处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及滤波控制步骤，决定上述滤波部对频率传递特性进行频移的移动量，控制上述滤波部的频率传递特性，上述滤波控制步骤观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量，上述滤波部根据上述滤波控制步骤决定的移动量，对滤波处理的频率传递特性进行频移。
其中，假设频率传递特性为f(f)，对频率传递特性f(f)进行频移的移动量为Δf，将频率传递特性f(f)频移了移动量Δf后的频率传递特性为g(f)，则满足f(f)＝g(f+Δf)的关系。
发明效果
根据上述各个接收装置、集成电路、及接收方法，滤波控制部观测第1信号的信道特性，根据观测结果对滤波部的频率传递特性进行频移。由此，能够提高信道特性计算部算出的信道特性中的期望的信道特性的分量通过滤波部的比率，并且降低该期望的信道特性的分量以外的分量通过滤波部的比率，能够更精确地估计信道特性的时间变动。
在上述接收装置中，也可以使得向上述接收信号中每M个码元插入上述导频信号来进行传输，M是2以上的整数；每N个码元插入上述第1信号来进行传输，N是比M小的1以上的整数；上述滤波控制部包括：第1信道特性计算部，根据上述第1信号来计算该第1信号的信道特性；第1滤波部，在对滤波处理的频率传递特性依次进行频移的同时对上述第1信道特性计算部算出的信道特性进行滤波处理；以及移动量决定部，观测上述第1滤波部的输出信号，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量。
在上述接收装置中，也可以使得上述移动量决定部包括：功率值计算部，计算上述第1滤波部的输出信号的功率值，输出计算结果作为输出信号；和最大值检测部，观测上述功率值计算部的输出信号来检测该输出信号的最大值，根据该功率值计算部的输出信号达到最大值时的上述第1滤波部的频率传递特性的移动量，决定上述滤波部的频率传递特性的移动量。
在上述接收装置中，也可以使得上述移动量决定部包括：差分计算部，计算上述第1信道特性计算部的输出信号和该输出信号被上述第1滤波部进行滤波处理而得到的信号之间的差分，输出差分结果作为输出信号；功率值计算部，计算上述差分计算部的输出信号的功率值，输出计算结果作为输出信号；以及最小值检测部，观测上述功率值计算部的输出信号来检测该输出信号的最小值，根据该功率值计算部的输出信号达到最小值时的上述第1滤波部的频率传递特性的移动量，决定上述滤波部的频率传递特性的移动量。
根据这些，用以比信道特性计算部算出的信道特性的出现混叠分量的间隔大的间隔出现混叠分量的信道特性，来决定使滤波部的频率传递特性进行频移的移动量。因此，能够不包含混叠分量来决定使滤波部的频率传递特性进行频移的移动量，能够更适当地决定移动量。
在上述接收装置中，也可以是每个码元插入上述第1信号。
在上述接收装置中，上述第1信号也可以是DVB-T方式下的连续导频信号。
在上述接收装置中，上述第1信号也可以是ISDB-T方式下的TMCC信号或DVB-T方式下的TPS信号。
根据这些，能够用以最大的间隔出现混叠分量的信道特性，来决定使滤波部的频率传递特性进行频移的移动量。
在上述接收装置中，也可以使得上述第1信道特性计算部包括：解码部，对上述TMCC信号或上述TPS信号进行解码；再调制部，根据上述解码部的解码结果，对用上述TMCC信号或上述TPS信号传输的控制信息进行DBPSK调制；以及计算部，根据插入到上述接收信号中来传输的TMCC信号或TPS信号，以及上述再调制部通过DBPSK调制而得到的TMCC信号或TPS信号，计算该TMCC信号或该TPS信号的信道特性。
由此，能够提供用TMCC信号或TPS信号来计算信道特性的一种形态。
在上述接收装置中，也可以使得上述滤波部能够变更上述频率传递特性的通带宽度；上述滤波控制部观测上述第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的通带宽度；上述滤波部根据上述滤波控制部决定的通带宽度来变更滤波处理的频率传递特性的上述通带宽度。
根据上述结构，能够更适当地控制上述滤波部的通带宽度，使得在维持信道特性计算部算出的信道特性中的期望的信道特性的分量通过滤波部的比率很高的同时，进一步降低该期望的信道特性的分量以外的分量通过滤波部的比率。
本发明的接收装置包括：自动频率控制部，为了除去接收信号中产生的频率误差，对该接收信号进行频移；信道特性计算部，根据上述自动频率控制部频移过的接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及控制部，决定上述自动频率控制部对接收信号进行频移的移动量，控制上述自动频率控制部的接收信号的频移，上述控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述自动频率控制部的接收信号的移动量，上述自动频率控制部根据上述控制部决定的移动量，对上述接收信号进行频移。
本发明的集成电路包括：自动频率控制部，为了除去接收信号中产生的频率误差，对该接收信号进行频移；信道特性计算部，根据上述自动频率控制部频移了的接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及控制部，决定上述自动频率控制部对接收信号进行频移的移动量，控制上述自动频率控制部的接收信号的频移，上述控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述自动频率控制部的接收信号的移动量，上述自动频率控制部根据上述控制部决定的移动量，对上述接收信号进行频移。
本发明的接收方法具有：自动频率控制步骤，自动频率控制部为了除去接收信号中产生的频率误差，对该接收信号进行频移；信道特性计算步骤，根据上述自动频率控制步骤中频移了的接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；滤波步骤，通过滤波处理，对上述信道特性计算步骤算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；均衡步骤，根据上述滤波步骤处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及控制步骤，决定上述自动频率控制部对接收信号进行频移的移动量，控制上述自动频率控制部的接收信号的频移，上述控制步骤观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述自动频率控制部的接收信号的移动量，上述自动频率控制部根据上述控制步骤中决定的移动量，对上述接收信号进行频移。
根据上述各个接收装置、集成电路、及接收方法，观测第1信号的信道特性，根据观测结果来控制自动频率控制部对接收信号进行频移的移动量。由此，能够提高根据导频信号算出的信道特性中的期望的信道特性的分量通过滤波部的比率，并且降低该期望的信道特性的分量以外的分量通过滤波部的比率，能够更精确地估计信道特性的时间变动。
附图说明
图1是第1实施方式的接收装置的结构图。
图2是图1的AFC部的结构图。
图3是DVB-T方式下的分散导频信号及连续导频信号的信号配置的示意图。
图4是图1的均衡部的结构的结构图。
图5是图4的码元插值滤波器的结构图。
图6是图4的滤波控制部的结构图。
图7是用于说明图6的滤波控制部的工作的图。
图8是用于说明第1实施方式的接收装置的工作的图。
图9是第2实施方式的滤波控制部的结构图。
图10是用于说明图9的滤波控制部的工作的图。
图11是ISDB-T方式下的分散导频信号及TMCC信号的信号配置的示意图。
图12是第3实施方式的滤波控制部的结构图。
图13是第4实施方式的滤波控制部的结构图。
图14是第5实施方式的接收装置的结构图。
图15是用于说明进行码元插值滤波器的频率传递特性的频移及通带宽度的控制的优点的图。
图16是ISDB-T方式及DBV-T方式下的分散导频信号的信号配置的示意图。
图17是现有的接收装置的结构图。
图18是图17的均衡部的结构图。
图19是用于说明现有的接收装置的工作的图。
附图标记说明
1接收装置
2天线
3调谐器
4AFC部
5码元同步部
6傅里叶变换部
7均衡部
8纠错部
9视频音频解码部
10显示部
11扬声器
12AFC控制部
15频率振荡部
16乘法部
17延迟部
18相关部
19频率误差检测部
21SP信号提取部
22SP信号发生部
23、43、64信道特性计算部
24码元插值滤波器
25载波插值滤波器
26除法部
27、27a、27b、27c滤波控制部
41CP信号提取部
42CP信号发生部
44滤波设置部
45码元滤波器
46、46a功率值计算部
47最大值检测部
51延迟部
52差分计算部
53最小值检测部
61TMCC信号提取部
62TMCC解码部
63TMCC再调制部
具体实施方式
<第1实施方式>
以下，参照附图来说明本发明的第1实施方式。
<接收装置的结构>
参照图1来说明本实施方式的接收装置1的结构。图1是本实施方式的接收装置1的结构图，是接收采用OFDM传输方式的地面数字电视广播的接收装置的一结构例。
接收装置1包括天线2、调谐器3、AFC部4、码元同步部5、傅里叶变换部6、均衡部7、纠错部8、视频音频解码部9、显示部10、以及扬声器11。
天线2经信道来接收从未图示的广播电台发出的广播电波，将接收到的广播电波输出到调谐器3。
调谐器3从天线2接收到的多个广播电波中选择期望的广播电波，将选择出的广播电波变换到规定的频带，将通过变换而得到的规定的频带的接收信号输出到AFC部4。
AFC部4从由调谐器3输入的接收信号中除去选择广播电波时产生的频率误差，将除去了频率误差的接收信号分别输出到码元同步部5及傅里叶变换部6。其中，AFC部4的详细情况将在后面用图2来描述。
码元同步部5根据从AFC部4输入的接收信号来估计码元定时，将估计出的码元定时通知给傅里叶变换部6。
傅里叶变换部6通过按照码元同步部5通知的码元定时对从AFC部4输入的接收信号进行傅里叶变换，而将时域的接收信号变换为频域的接收信号。然后，傅里叶变换部6将通过傅里叶变换而得到的频域的接收信号输出到均衡部7。
均衡部7根据从傅里叶变换部6输入的频域的接收信号来估计信道特性，根据估计出的信道特性来均衡接收信号并进行解调。然后，均衡部7将解调出的接收信号输出到纠错部8。其中，均衡部7的详细情况将在后面用图4来描述。
纠错部8对从均衡部7输入的解调出的接收信号实施纠错处理，将实施了纠错处理的接收信号输出到视频音频解码部9。
视频音频解码部9对从纠错部8输入的实施了纠错处理的接收信号实施解码处理，将通过解码处理而得到的解码数据作为视频数据输出到显示部10，或者作为音频数据输出到扬声器11。
显示部10根据从视频音频解码部9输入的解码数据来显示视频，而扬声器11根据从视频音频解码部9输入的解码数据来输出音频。
<AFC部的结构>
参照图2来说明图1的AFC部4的结构。图2是图1的AFC部4的结构图。
AFC部4包括频率振荡部15、乘法部6、延迟部17、相关部18、以及频率误差检测部19。
频率振荡部15由频率误差检测部19来控制振荡频率并振荡复数正弦波，将振荡的复数正弦波输出到乘法部16。
乘法部16将从调谐器3输入的接收信号和从频率振荡部15输入的复数正弦波相乘，将通过相乘而得到的接收信号分别输出到码元同步部5及傅里叶变换部6，并且分别输出到延迟部17及相关部18。
延迟部17使从乘法部16输入的接收信号延迟与有效码元的码元长度相当的时间，并输出到相关部18。
相关部18进行从乘法部16输入的接收信号和从延迟部17输入的接收信号之间的相关运算，将运算结果输出到频率误差检测部19。其中，从延迟部17输入的接收信号是从乘法部16输入的接收信号延迟了与有效码元的码元长度相当的时间所得的信号。
其中，相关部18进行有效码元的一部分(用保护间隔传输的信号所源自的部分)和用保护间隔传输的信号之间的相关运算。
频率误差检测部19将从相关部18输入的相关的相位角除以与有效码元的码元长度相当的时间，来求频率误差。频率误差检测部19根据求出的频率误差，来控制频率振荡部15的振荡频率，使得频率误差减小。
<分散导频信号及连续导频信号的信号配置>
参照图3来说明分散导频信号(SP信号)及连续导频信号(CP信号)的信号配置。图3是表示DVB-T方式下的SP信号及CP信号的信号配置的示意图。其中，在图3中，纵轴表示以码元为单位的时间，横轴表示以载波为单位的频率。其中，圆点是SP信号，双层圆圈是CP信号，圆圈是用传输数据调制过的数据已调信号。
SP信号及CP信号分别是在发送端用规定的振幅及规定的相位进行过BPSK(Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控)调制的信号，规定的振幅及规定的相位在接收端是已知的。
SP信号是如下配置来发送的：在1个码元内每12个载波配置1个SP信号，每个码元将SP信号移动3个载波，4个码元完成循环。
在规定的载波中每个码元配置CP信号来发送。由于CP信号被配置在配置了SP信号的载波中，所以一部分CP信号(每4个码元1个CP信号)兼作SP信号。
<均衡部的结构>
参照图4来说明图1的均衡部7的结构。图4是图1的均衡部7的结构图。
均衡部7具有SP信号提取部21、SP信号发生部22、信道特性计算部23、码元插值滤波器24、载波插值滤波器25、除法部26、以及滤波控制部27。
傅里叶变换部6进行傅里叶变换后的接收信号分别被提供给除法部26、SP信号提取部21、及滤波控制部27。
SP信号提取部21从由傅里叶变换部6输入的傅里叶变换后的接收信号中提取SP信号(包含兼作SP信号的CP信号)，将提取出的SP信号输出到信道特性计算部23。
SP信号发生部22用逻辑电路等来生成与在发送端进行调制而得到的SP信号相同振幅及相同相位的信号，将生成的信号输出到信道特性计算部23。
信道特性计算部23将从SP信号提取部21输入的SP信号除以从SP信号发生部22输入的信号，将除法结果输出到码元插值滤波器24。其中，除法结果是配置了由SP信号提取部21提取出的SP信号的位置(SP信号位置)上的信道特性。
码元插值滤波器24是具有表示频率和传递特性之间的关系的频率传递特性能够进行频移的构造的滤波器，由滤波控制部27来控制使频率传递特性进行频移的移动量。
码元插值滤波器24为了估计配置有SP信号的载波的数据已调信号被配置的位置(数据已调信号位置)上的信道特性，而对配置有SP信号的每个载波，用SP信号位置上的信道特性来进行码元方向的插值处理。其中，码元插值滤波器24的一结构例将在后面用图5来描述。
载波插值滤波器25为了估计配置了SP信号的载波以外的载波的数据已调信号位置上的信道特性，而对每个码元，用取得的信道特性来进行载波方向的插值处理。
除法部26通过将从傅里叶变换部6输入的接收信号内的数据已调信号除以配置了该数据已调信号的位置上的信道特性，来均衡数据已调信号并进行解调，将解调出的数据已调信号输出到纠错部8。
滤波控制部27从由傅里叶变换部6输入的傅里叶变换后的接收信号中提取CP信号，观测配置了CP信号的载波上的信道特性的时间变动。然后，滤波控制部27根据观测结果来决定使码元插值滤波器24的频率传递特性进行频移的移动量，将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，该频率控制信号用于将决定的移动量通知给码元插值滤波器24。码元插值滤波器24从滤波控制部27接受频率控制信号的输入，并根据频率控制信号表示的移动量对频率传递特性进行频移。这样，滤波控制部27控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移。其中，滤波控制部27的详细情况将在后面用图6来描述。
<码元插值滤波器的结构>
参照图5来说明图4的码元插值滤波器24的结构。图5是图4的码元插值滤波器24的结构图，是用(2k+1)个抽头的FIR(Finite Impulse Response，有限冲击响应)型滤波器构成码元插值滤波器24的例子。其中，k是正整数。
码元插值滤波器24具有2k个延迟部31-k+1、…、31-1、310、311、…、31k，(2k+1)个乘法部32-k、32-k+1、…、32-1、320、321、…、32k，(2k+1)个相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k，以及加法部34。
从信道特性计算部23每4个码元1次地向码元插值滤波器24中输入表示信道特性的数据，每4个码元3次地输入值为“0”的数据。
延迟部31-k+1、…、31-1、310、311、…、31k分别使输入的数据延迟1个码元。
从延迟部31-k+1、…、31-1、310、311、…、31k输出的数据分别是将输入到码元插值滤波器24中的数据延迟了1个码元、…、(k-1)个码元、k个码元、(k+1)个码元、…、2k个码元所得的数据。
乘法部32-k、32-k+1、…、32-1、320、321、…、32k分别将输入的数据乘以系数b-k、b-k+1、…、b-1、b0、b1、…、bk，将乘法结果输出到相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k。
相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k分别通过将输入的数据乘以ej(-k)θ、ej(-k+1)θ、…、ej(-1)θ、e0、ejθ、…、ejkθ而使输入的数据的相位旋转-kθ弧度、(-k+1)θ弧度、…、-θ弧度、0弧度、θ弧度、…、kθ弧度。然后，相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k分别将相位旋转后的数据输出到加法部34。从滤波控制部27向码元插值滤波器24中输入表示θ的值的频率控制信号，对相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k分别设置频率控制信号所表示的θ的值。
加法部34将从相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k输入的数据相加，将相加结果作为信道特性而输出到载波插值滤波器25。
上述码元插值滤波器24是在一般的数字滤波器上附加了相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k而构成的。
在码元插值滤波器24中，系数b-k、b-k+1、…、b-1、b0、b1、…、bk决定了θ的值为0时的码元插值滤波器24的频率传递特性。
其中，在设码元的周期为T秒的情况下，在码元方向上每4个码元配置1次SP信号，所以码元插值滤波器24的频率传递特性中的通带宽度最大到1/(4T)赫兹。设置系数b-k、b-k+1、…、b-1、b0、b1、…、bk，使得码元插值滤波器24的频率传递特性中的通带宽度达到1/(4T)赫兹以下。
此外，θ及码元的周期决定了码元插值滤波器24的频率传递特性被频移的移动量。例如，在从滤波控制部27输入的频率控制信号表示θ0弧度的情况下，假设码元的周期为T秒，则码元插值滤波器24的频率传递特性被频移的移动量为θ0/(2πT)赫兹。
其中，在相位旋转部330中不产生相位旋转，所以也可以构成码元插值滤波器24，使得将乘法部320的输出直接输入到加法部34中。
<滤波控制部的结构>
参照图6来说明图4的滤波控制部27的结构。图6是图4的滤波控制部27的结构图。
滤波控制部27具有CP信号提取部41、CP信号发生部42、信道特性计算部43、滤波设置部44、码元滤波器45、功率值计算部46、以及最大值检测部47。
傅里叶变换部6进行傅里叶变换后的接收信号被提供给CP信号提取部41。
CP信号提取部41从由傅里叶变换部6输入的傅里叶变换后的接收信号中提取CP信号，将提取出的CP信号输出到信道特性计算部43。
CP信号发生部42用逻辑电路等来生成与在发送端进行调制而得到的CP信号相同振幅及相同相位的信号，将生成的信号输出到信道特性计算部43。
信道特性计算部43将从CP信号提取部41输入的CP信号除以从CP信号发生部42输入的信号，将除法结果输出到码元滤波器45。其中，除法结果是配置了由CP信号提取部41提取出的CP信号的位置(以下称为CP信号位置。)上的信道特性。
滤波设置部44将滤波设置信息输出到码元滤波器45及最大值检测部47，该滤波设置信息表示与使码元滤波器45的频率传递特性进行频移的移动量对应的θ的值。其中，滤波设置部44依次变更滤波设置信息表示的θ的值，来向码元滤波器45及最大值检测部47输出滤波设置信息。
码元滤波器45是能够实现与码元插值滤波器24的频率传递特性相同的频率传递特性的滤波器，具有能够对频率传递特性进行频移的构造，由滤波设置部44来设置使频率传递特性进行频移的移动量。
本实施方式的码元滤波器45是与码元插值滤波器24相同构造的滤波器。对码元滤波器45的系数b-k、b-k+1、…、b-1、b0、b1、…、bk，设置了对码元插值滤波器24的系数b-k、b-k+1、…、b-1、b0、b1、…、bk设置的值。
此外，对码元滤波器45的相位旋转部33-k、33-k+1、…、33-1、330、331、…、33k的θ，设置了从滤波设置部44输入的滤波设置信息所表示的值。
码元滤波器45对从信道特性计算部43输入的信道特性进行滤波并输出到功率值计算部46。
其中，由于信道特性计算部43计算每个码元中出现的CP信号的信道特性，所以向码元滤波器45中输入表示每个码元的信道特性的数据。
功率值计算部46计算码元滤波器45的输出信号(码元滤波器45的滤波结果)的功率值，将计算结果输出到最大值检测部47。
最大值检测部47观测功率值计算部46的输出信号(功率值计算部46算出的功率值)来检测该输出信号的最大值。然后，最大值检测部47将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，该频率控制信号表示在功率值计算部46的输出信号为最大值时从滤波设置部44输入的滤波设置信息表示的θ的值。码元插值滤波器24从滤波控制部27内的最大值检测部47接受频率控制信号的输入，并将码元插值滤波器24内的各相位旋转部的θ的值设置为频率控制信号表示的值来对频率传递特性进行频移。然后，码元插值滤波器24用频移后的频率传递特性，对从信道特性计算部23输入的信道特性进行滤波并输出到载波插值滤波器25。
<滤波控制部的工作>
参照图7来说明图6的滤波控制部27的工作。图7是用于说明图6的滤波控制部27的工作的图。其中，在图7的各图中，横轴表示用码元频率fs归一化了的频率。在图7(a)、(c-1)、(c-2)、(c-3)中，纵轴表示频谱密度(dB)，在图7(b-1)、(b-2)、(b-3)中，纵轴表示增益(dB)。其中，假设码元的周期为T秒，则码元频率fs为fs＝1/T赫兹。
图7(a)是用频谱密度表示的、用CP信号观测的信道特性的时间变动，即，表示从信道特性计算部43输入到码元滤波器45中的信道特性的频谱密度。其中，由于CP信号是随着每个码元传输的，所以混叠分量以码元频率fs为间隔来出现，在只图示了与码元频率fs相当的量的图7(a)中未出现混叠分量。
使通带宽度例如是复数信号的采样定理容许的最大的1/(4T)赫兹的频率传递特性进行频移来进行的码元滤波器45的输出信号的功率值的最大值的检测，能够不包含混叠分量来进行。
首先，滤波设置部44将2πf0/fs(弧度)为θ的值的滤波设置信息分别输出到码元滤波器45及最大值检测部47，以便将使码元滤波器45的频率传递特性进行频移的移动量(以下称为频率传递特性的频移量。)设置为f0。
码元滤波器45根据从滤波设置部44输入的滤波设置信息，将码元滤波器45内的各相位旋转部的θ的值设置为滤波设置信息表示的2πf0/fs(弧度)，将频率传递特性频移频率f0。图7(b-1)表示将频率传递特性频移了频率f0所得的码元滤波器45的频率传递特性。
在图7(b-1)示出了频率传递特性的码元滤波器45对在图7(a)示出频谱密度的传递特性进行滤波。由码元滤波器45滤波了的信道特性的频谱密度如图7(c-1)所示。
功率值计算部46计算码元滤波器45的输出信号的功率值、即在图7(c-1)示出了频谱密度的传递特性的功率值，将算出的功率值输出到最大值检测部47。然后，最大值检测部47将从滤波设置部44输入的滤波设置信息表示的θ的值(2πf0/fs)作为θmax来进行内部保持，并且将从功率值计算部46输入的功率值作为Pmax来进行内部保持。
接着，滤波设置部44将以2πf1/fs(弧度)为θ的值的滤波设置信息分别输出到码元滤波器45及最大值检测部47，以便将码元滤波器45的频率传递特性的频移量设置为f1。
码元滤波器45根据从滤波设置部44输入的滤波设置信息，将码元滤波器45内的各相位旋转部的θ的值设置为滤波设置信息表示的2πf1/fs(弧度)，将频率传递特性频移频率f1。图7(b-2)表示将频率传递特性频移了频率f1所得的码元滤波器45的频率传递特性。
由在图7(b-2)示出了频率传递特性的码元滤波器45对在图7(a)示出了频谱密度的传递特性进行滤波。由码元滤波器45滤波了的信道特性的频谱密度如图7(c-2)所示。
功率值计算部46计算码元滤波器45的输出信号的功率值、即图7(c-2)示出了频谱密度的传递特性的功率值，将算出的功率值输出到最大值检测部47。然后，最大值检测部47比较从功率值计算部46输入的功率值和内部保持着的Pmax的值，这里，判断出从功率值计算部46输入的功率值比Pmax的值大。最大值检测部47将从滤波设置部44输入的滤波设置信息所表示的θ的值(2πf1/fs)作为θmax来进行内部保持，并且将从功率值计算部46输入的功率值作为Pmax来进行内部保持。
接着，滤波设置部44将以2πf2/fs(弧度)为θ的值的滤波设置信息分别输出到码元滤波器45及最大值检测部47，以便将码元滤波器45的频率传递特性的频移量设置为f2。
码元滤波器45根据从滤波设置部44输入的滤波设置信息，将码元滤波器45内的各相位旋转部的θ的值设置为滤波设置信息表示的2πf2/fs(弧度)，将频率传递特性频移频率f2。图7(b-3)表示将频率传递特性频移了频率f2所得的码元滤波器45的频率传递特性。
由在图7(b-3)示出了频率传递特性的码元滤波器45对在图7(a)示出了频谱密度的传递特性进行滤波。由码元滤波器45滤波了的信道特性的频谱密度如图7(c-3)所示。
功率值计算部46计算码元滤波器45的输出信号的功率值、即在图7(c-3)示出了频谱密度的传递特性的功率值，将算出的功率值输出到最大值检测部47。然后，最大值检测部47比较从功率值计算部46输入的功率值和内部保持着的Pmax的值，这里，判断出从功率值计算部46输入的功率值比Pmax的值小。最大值检测部47将θmax的值维持在2πf1/fs，并且仍旧维持Pmax的值。
其后，最大值检测部47将以θmax表示的2πf1/fs为θ的值而表示的频率控制信号，输出到码元插值滤波器24。
码元插值滤波器24将码元插值滤波器24内的各相位旋转部的θ的值设置为频率控制信号表示的2πf1/fs。码元插值滤波器24的频率传递特性与图7(b-2)所示的同等。
其中，在上述中，码元滤波器45的频率传递特性的频移量是f0、f1、f2这3种，但是频移量的数目并不限于上述。
<接收装置的工作>
参照图8来说明参照图1至图7说明过的接收装置1的工作。图8是用于说明接收装置1的工作的图。
其中，图8是在同时接收镜面波和散射波的莱斯衰落环境下、镜面波从行进方向的前方到达、镜面波带有多普勒频移的情况。其中，假定散射波从各个方向均匀到达。
在图8的各图中，横轴表示用码元频率fs归一化了的频率。在图8(a)～(c)、(e)～(g)中，纵轴表示频谱密度(dB)，在图8(d)中，纵轴表示增益(dB)。其中，假设码元的周期为T秒，则码元频率fs为fs＝1/T赫兹。
图8(a)是用等价低频带的频谱密度表示的、镜而波从行进方向前方到达的情况下的莱斯衰落环境下的信道特性的时间变动。在图8(a)中，S表示镜面波分量，D(椭圆内)表示散射波分量。假设最大多普勒频率为fDmax，则散射波分量D从-fDmax到+fDmax分布。从行进方向前方到达的镜而波分量S频移到+fDmax。而从行进方向后方到达的镜而波分量S频移到-fDmax。
图8(b)是用频谱密度表示的、用AFC部4输出的接收信号观测的信道特性的时间变动。在与散射波分量D相比、镜面波分量S的接收功率大的情况下，AFC部4将镜面波分量S的多普勒频移看作接收信号的频率误差来进行用于除去接收信号的频率误差的频率控制。由此，用AFC部4输出的接收信号观测的信道特性的频谱密度被频移成使得镜面波分量S到达直流(频率为0)附近。AFC部4对接收信号的信道特性虚拟地进行频移。
图8(c)是用频谱密度表示的、用从AFC部4经傅里叶变换部6输入到均衡部7的接收信号中包含的SP信号观测的信道特性的时间变动。在DVB-T方式下，如图3所示，在码元方向上每4个码元配置1次SP信号，所以在SP信号位置上观测的信道特性中，产生以码元频率fs的1/4(＝fs/4)为间隔的混叠。
图8(d)表示通过用图7说明过的滤波控制部27的处理来控制了频率传递特性的偏移量的、码元插值滤波器24的频率传递特性。码元插值滤波器24通过对图8(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性进行滤波，来估计图8(b)所示的AFC部4输出的接收信号的信道特性。
图8(e)是用频谱密度表示的、通过用码元插值滤波器24对图8(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性中的期望的信道特性的分量(图8(b)所示的AFC部4输出的接收信号的信道特性)进行滤波而得到的信道特性。
图8(f)是用频谱密度表示的、通过用码元插值滤波器24对图8(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性中的期望的信道特性的分量进行滤波而阻止的分量。从图8(e)、(f)和现有例的图19(e)、(f)可知，与现有例相比，从期望的信道特性缺漏的分量小。
图8(g)是用频谱密度表示的、通过用码元插值滤波器24对图8(c)所示的SP信号位置上观测的信道特性中的由混叠造成的信道特性的分量(从图8(c)所示的SP信号位置上观测到的信道特性中除去图8(b)所示的期望的信道特性所得的信道特性的分量)进行滤波而得到的信道特性。从图8(g)和现有例的图19(g)可知，与现有例相比，从码元插值滤波器24输出的混叠的分量小。
如上所述，图8(f)及图8(g)的分量比现有例小，所以数据已调信号位置上的信道特性的估计的误差小，能够减小均衡部7中的解调的误差。
其中，在反射波中包含镜面波的多径传播环境、或利用OFDM传输方式的抗多径性的SFN(Single Frequency Network，单频网)环境等那样同时接收多个镜面波的传播环境下，也能得到与莱斯衰落环境同样的效果。
<第2实施方式>
以下，参照附图来说明本发明的第2实施方式。
其中，本实施方式的控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移的滤波控制部27a与第1实施方式的滤波控制部27不同，其余与第1实施方式实质上相同。
<滤波控制部的结构>
参照图9来说明本实施方式的滤波控制部27a的结构。图9是本实施方式的滤波控制部27a的结构图。其中，在本实施方式中，对具有与第1实施方式实质相同功能的构件附以与第1实施方式相同的标记，可以适用第1实施方式的说明，所以省略其说明。
滤波控制部27a具有CP信号提取部41、CP信号发生部42、信道特性计算部43、滤波设置部44、码元滤波器45、延迟部51、差分计算部52、功率值计算部46a、以及最小值检测部53。
延迟部51使从信道特性计算部43输入的信号延迟，并输出到差分计算部52，以使信道特性计算部43的输出信号经码元滤波器45而输入到差分计算部52的时间和经延迟部51而输入到差分计算部52的时间相同。
差分计算部52计算从码元滤波器45输入的输入信号(码元滤波器45的滤波结果)和从延迟部51输入的输入信号之间的差分，将算出的差分值输出到功率值计算部46a。
功率值计算部46a计算差分计算部52的输出信号(差分计算部52算出的差分值)的功率值，将计算结果输出到最小值检测部53。
最小值检测部53观测功率值计算部46a的输出信号(功率值计算部46a算出的功率值)来检测该输出信号的最小值。然后，最小值检测部53将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，该频率控制信号表示在功率值计算部46a的输出信号为最小值时从滤波设置部44输入的滤波设置信息表示的θ的值。码元插值滤波器24从滤波控制部27a内的最小值检测部53接受频率控制信号的输入，并将码元插值滤波器24内的各相位旋转部的θ的值设置为频率控制信号表示的值来对频率传递特性进行频移。然后，码元插值滤波器24用频移后的频率传递特性，对从信道特性计算部23输入的信道特性进行滤波，并输出到载波插值滤波器25。
<滤波控制部的工作>
参照图10来说明图9的滤波控制部27a的工作。图10是用于说明图9的滤波控制部27a的工作的图。其中，在图10的各图中，横轴表示用码元频率fs归一化了的频率。在图10(a)、(c-1)、(d-1)、(c-2)、(d-2)、(c-3)、(d-3)中，纵轴表示频谱密度(dB)，在图10(b-1)、(b-2)、(b-3)中，纵轴表示增益(dB)。其中，假设码元的周期为T秒，则码元频率fs为fs＝1/T赫兹。
图10(a)是用频谱密度表示的、用CP信号观测的信道特性的时间变动，即，表示从信道特性计算部43输入到码元滤波器45中的信道特性的频谱密度。其中，由于CP信号是随着每个码元传输的，所以混叠分量以码元频率fs为间隔来出现，在只图示了与码元频率fs相当的量的图10(a)中未出现混叠分量。
首先，滤波设置部44将2πf0/fs(弧度)为θ的值的滤波设置信息分别输出到码元滤波器45及最小值检测部53，以便将使码元滤波器45的频率传递特性进行频移的移动量(频率传递特性的频移量)设置为f0。
码元滤波器45根据从滤波设置部44输入的滤波设置信息，将码元滤波器45内的各相位旋转部的θ的值设置为滤波设置信息表示的2πf0/fs(弧度)，将频率传递特性频移频率f0。图10(b-1)表示频移了频率f0所得的码元滤波器45的频率传递特性。
由在图10(b-1)示出了频率传递特性的码元滤波器45对在图10(a)示出了频谱密度的传递特性进行滤波。由码元滤波器45滤波了的信道特性的频谱密度如图10(c-1)所示。
差分计算部52计算来自码元滤波器45的输入信号(在图10(c-1)示出了频谱密度的信道特性的信号)和来自延迟部51的输入信号(具有与图10(a)示出的频谱密度相同的频谱密度的信号)之间的差分，将计算结果作为输出信号而输出到功率值计算部46a。差分计算部52的输出信号的频谱密度如图10(d-1)所示。
功率值计算部46a计算差分计算部52的输出信号的功率值、即在图10(d-1)示出了频谱密度的信号的功率值，将算出的功率值输出到最小值检测部53。然后，最小值检测部53将从滤波设置部44输入的滤波设置信息表示的θ的值(2πf0/fs)作为θmin来进行内部保持，并且将从功率值计算部46a输入的功率值作为Pmin来进行内部保持。
接着，滤波设置部44将以2πf1/fs(弧度)为θ的值的滤波设置信息分别输出到码元滤波器45及最小值检测部53，以便将码元滤波器45的频率传递特性的频移量设置为f1。
码元滤波器45根据从滤波设置部44输入的滤波设置信息，将码元滤波器45内的各相位旋转部的θ的值设置为滤波设置信息表示的2πf1/fs(弧度)，将频率传递特性频移频率f1。图10(b-2)表示频移了频率f1所得的码元滤波器45的频率传递特性。
由在图10(b-2)示出了频率传递特性的码元滤波器45对图10(a)示出了频谱密度的传递特性进行滤波。由码元滤波器45滤波了的信道特性的频谱密度如图10(c-2)所示。
差分计算部52计算来自码元滤波器45的输入信号(在图10(c-2)示出了频谱密度的信道特性的信号)和来自延迟部51的输入信号(具有与图10(a)示出的频谱密度相同的频谱密度的信号)之间的差分，将计算结果作为输出信号而输出到功率值计算部46a。差分计算部52的输出信号的频谱密度如图10(d-2)所示。
功率值计算部46a计算差分计算部52的输出信号的功率值、即在图10(d-2)示出了频谱密度的信号的功率值，将算出的功率值输出到最小值检测部53。然后，最小值检测部53比较从功率值计算部46a输入的功率值和内部保持着的Pmin的值，这里，判断出从功率值计算部46a输入的功率值比Pmin的值小。最小值检测部53将从滤波设置部44输入的滤波设置信息所表示的θ的值(2πf1/fs)作为θmin来进行内部保持，并且将从功率值计算部46a输入的功率值作为Pmin来进行内部保持。
接着，滤波设置部44将以2πf2/fs(弧度)为θ的值的滤波设置信息分别输出到码元滤波器45及最小值检测部53，以便将码元滤波器45的频率传递特性的频移量设置为f2。
码元滤波器45根据从滤波设置部44输入的滤波设置信息，将码元滤波器45内的各相位旋转部的θ的值设置为滤波设置信息表示的2πf2/fs(弧度)，将频率传递特性频移频率f2。图10(b-3)表示频移了频率f2所得的码元滤波器45的频率传递特性。
由在图10(b-3)示出了频率传递特性的码元滤波器45对在图10(a)示出了频谱密度的传递特性进行滤波。由码元滤波器45滤波了的信道特性的频谱密度如图10(c-3)所示。
差分计算部52计算来自码元滤波器45的输入信号(在图10(c-3)示出了频谱密度的信道特性的信号)和来自延迟部51的输入信号(具有与图10(a)示出的频谱密度相同的频谱密度的信号)之间的差分，将计算结果作为输出信号而输出到功率值计算部46a。差分计算部52的输出信号的频谱密度如图10(d-3)所示。
功率值计算部46a计算差分计算部52的输出信号的功率值、即在图10(d-3)示出了频谱密度的信号的功率值，将算出的功率值输出到最小值检测部53。然后，最小值检测部53比较从功率值计算部46a输入的功率值和内部保持着的Pmin的值，这里，判断出从功率值计算部46a输入的功率值比Pmin的值大。最小值检测部53将θmin的值维持在2πf1/fs，并且仍旧维持Pmin的值。
其后，最小值检测部53将以θmin表示的2πf1/fs为θ的值而表示的频率控制信号输出到码元插值滤波器24。
码元插值滤波器24将码元插值滤波器24内的各相位旋转部的θ的值设置为频率控制信号表示的2πf1/fs。码元插值滤波器24的频率传递特性与图10(b-2)所示的同等。
其中，在上述中，码元滤波器45的频率传递特性的频移量是f0、f1、f2这3种，但是频移量的数目并不限于上述。
<第3实施方式>
以下，参照附图来说明本发明的第3实施方式。
其中，本实施方式的控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移的滤波控制部27b与第1实施方式的滤波控制部27不同，其余与第1实施方式实质相同。
第1实施方式的滤波控制部27利用傅里叶变换后的接收信号中包含的CP信号来计算每个码元的信道特性，利用算出的信道特性来控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移。
而本实施方式的滤波控制部27b利用傅里叶变换后的接收信号中包含的TMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Control，传输和复用配置控制)信号来计算每个码元的信道特性，利用算出的信道特性来控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移。
<分散导频信号及TMCC信号的信号配置>
在说明本实施方式的滤波控制部27b之前，参照图11来说明分散导频信号(SP信号)及TMCC信号的信号配置。图11是ISDB-T方式下的SP信号及TMCC信号的信号配置的示意图。其中，在图11中，纵轴表示以码元为单位的时间，横轴表示以载波为单位的频率。其中，圆点是SP信号，三层圆圈是TMCC信号，圆圈是用传输数据调制过的数据已调信号。
SP信号是在发送端用规定的振幅及规定的相位进行过BPSK调制的信号，规定的振幅及规定的相位在接收端是已知的。
SP信号是如下配置来发送的：在1个码元内每12个载波配置1个SP信号，每个码元将SP信号移动3个载波，4个码元完成循环。
TMCC信号使用传输参数等控制信息在码元间进行了DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying，差分二进制相移键控)的信号。在与配置了SP信号的载波不同的多个载波上每个码元配置TMCC信号，1个码元内的多个载波上配置的TMCC信号都传输相同的控制信息。
<滤波控制部>
参照图12来说明本实施方式的滤波控制部27b的结构。图12是本实施方式的滤波控制部27b的结构图。其中，在本实施方式中，对具有与第1实施方式实质相同功能的构件附以与第1实施方式相同的标记，可以适用第1实施方式的说明，所以省略其说明。
滤波控制部27b具有TMCC信号提取部61、TMCC解码部62、TMCC再调制部63、信道特性计算部64、滤波设置部44、码元滤波器45、功率值计算部46、以及最大值检测部47。
傅里叶变换部6进行傅里叶变换后的接收信号被提供给TMCC信号提取部61。
TMCC信号提取部61从由傅里叶变换部6输入的傅里叶变换后的接收信号中提取TMCC信号，将提取出的TMCC信号分别输出到TMCC解码部62及信道特性计算部64。
TMCC解码部62根据从TMCC信号提取部61输入的TMCC信号，对用TMCC信号传输的控制信息进行解码，将控制信息输出到TMCC再调制部63。如上所述，1个码元内的多个载波上配置的TMCC信号都传输相同的控制信息，所以TMCC解码部62根据1个码元内的多个解码出的控制信息对传输的控制信息进行多数表决判定，确定传输的控制信息。由此，控制信息的解码精度提高。
TMCC再调制部63根据从TMCC解码部62输入的控制信息进行DBPSK调制来估计发送端调制TMCC信号的相位，将通过DBPSK调制而得到的信号输出到信道特性计算部64。
信道特性计算部64将从TMCC信号提取部61输入的TMCC信号除以与该TMCC信号对应的从TMCC再调制部63输入的信号，将除法结果输出到码元滤波器45。其中，除法结果是配置了TMCC信号提取部61提取出的TMCC信号的位置上的信道特性。
在滤波控制部27b中，通过TMCC信号提取部61、TMCC解码部62、TMCC再调制部63、及信道特性计算部64各部的处理，来估计每个码元的信道特性，将估计出的信道特性输出到码元滤波器45。
由滤波设置部44对码元滤波器45设置了频率传递特性的频移量。
由码元滤波器45对从信道特性计算部64输出的信道特性进行滤波，并输入到功率值计算部46。功率值计算部46计算码元滤波器45滤波后的信号的功率值，将算出的功率值输出到最大值检测部47。针对码元滤波器45的频率传递特性的多个频移量来进行滤波设置部44、码元滤波器45、及功率值计算部46各部的处理。
最大值检测部47观测功率值计算部46的输出信号(功率值计算部46算出的功率值)来检测该输出信号的最大值。然后，最大值检测部47将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，该频率控制信号表示在输出信号为最大值时从滤波设置部44输入的滤波设置信息表示的θ的值。
<第4实施方式>
以下，参照附图来说明本发明的第4实施方式。
其中，本实施方式的控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移的滤波控制部27c与第2实施方式的滤波控制部27a不同，其余与第2实施方式大致相同。
第2实施方式的滤波控制部27a利用傅里叶变换后的接收信号中包含的CP信号来计算每个码元的信道特性，利用算出的信道特性来控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移。
而本实施方式的滤波控制部27c利用傅里叶变换后的接收信号中包含的TMCC信号来计算每个码元的信道特性，利用算出的信道特性来控制码元插值滤波器24的频移。
<滤波控制部>
参照图13来说明本实施方式的滤波控制部27c的结构。图13是本实施方式的滤波控制部27c的结构图。其中，在本实施方式中，对具有与第1至第3实施方式实质相同功能的构件附以与第1至第3实施方式相同的标记，可以适用第1至第3实施方式的说明，所以省略其说明。
滤波控制部27c具有TMCC信号提取部61、TMCC解码部62、TMCC再调制部63、信道特性计算部64、滤波设置部44、码元滤波器45、延迟部51、差分计算部52、功率值计算部46a、以及最小值检测部53。
在滤波控制部27c中，通过TMCC信号提取部61、TMCC解码部62、TMCC再调制部63、及信道特性计算部64各部的处理，来估计每个码元的信道特性，将估计出的信道特性输出到码元滤波器45。
码元滤波器45由滤波设置部44设置了频率传递特性的频移量。
由码元滤波器45对从信道特性计算部64输出的信道特性进行滤波并输入到差分计算部52，并且由延迟部51延迟并输入到差分计算部52。差分计算部52计算来自码元滤波器45的输入信号和来自延迟部51的输入信号之间的差分，将计算结果作为输出信号而输出到功率值计算部46a。功率值计算部46a计算差分计算部52的输出信号的功率值，将算出的功率值输出到最小值检测部53。针对码元滤波器45的频率传递特性的多个频移量来进行滤波设置部44、码元滤波器45、延迟部51、差分计算部52、及功率值计算部46a各部的处理。
最小值检测部53观测功率值计算部46a的输出信号(功率值计算部46a算出的功率值)来检测该输出信号的最小值。然后，最小值检测部53将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，该频率控制信号表示在输出信号最小时从滤波设置部44输入的滤波设置信息表示的θ的值。
<第5实施方式>
以下，参照附图来说明本发明的第5实施方式。
其中，第1至第4实施方式控制使码元插值滤波器的频率传递特性进行频移的移动量。而本实施方式是AFC部4a控制对接收信号进行频移的移动量。
<接收装置的结构>
参照图14来说明本实施方式的接收装置1a的结构。图14是本实施方式的接收装置1a的结构图，是接收采用OFDM传输方式的地面数字电视广播的接收装置的一结构例。其中，在本实施方式中，对具有与第1实施方式实质相同功能的构件附以与第1实施方式相同的标记，可以适用第1实施方式的说明，所以省略其说明。
接收装置1a包括天线2、调谐器3、AFC部4a、码元同步部5、傅里叶变换部6、均衡部7a、纠错部8、视频音频解码部9、显示部10、扬声器11、以及AFC控制部12。
AFC部4a从由调谐器3输入的接收信号中除去选择广播电波时产生的频率误差，将除去了频率误差的接收信号分别输出到码元同步部5和傅里叶变换部6。AFC部4a根据从AFC控制部12输入的频率控制信号表示的值，使从调谐器3输入的接收信号进行频移。
均衡部7a根据从傅里叶变换部6输入的接收信号来估计信道特性，根据估计出的信道特性来均衡接收信号并进行解调。然后，均衡部7a将解调出的接收信号输出到纠错部8。其中，均衡部7a例如可以用从在图4示出结构的均衡部7中除去滤波控制部27所得的结构来实现。
AFC控制部12具有CP信号提取部41、CP信号发生部42、信道特性计算部43、滤波设置部44、码元滤波器45、功率值计算部46、以及最大值检测部47。其中，最大值检测部47不是将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，而是输出到AFC部4a。此外，最大值检测部47不是将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，而是输出到AFC部4a。除此之外，CP信号提取部41、CP信号发生部42、信道特性计算部43、滤波设置部44、码元滤波器45、功率值计算部46、以及最大值检测部47各部进行与第1实施方式大致相同的处理。
AFC部4a接受来自AFC控制部12的频率控制信号的输入，并根据频率控制信号表示的移动量来对接收信号进行频移。例如，在频率控制信号表示的θ的值是2πf/fs(弧度)的情况下，AFC部4a在将接收信号分别输出到码元同步部5及傅里叶变换部6时，将接收信号频移(-f)赫兹并分别输出到码元同步部5及傅里叶变换部6。其中，fs是码元频率，假设码元的周期为T秒，则fs＝1/T赫兹。
<补充>
本发明并不限于上述实施方式，例如，也可以如下所述。
(1)在上述实施方式中，作为码元插值滤波器24及码元滤波器45的结构而例示了图5的结构，但是并不限于此，也可以采用多相滤波器等滤波器构成方法。例如，由于输入的信道特性是每4个码元1次，所以码元插值滤波器24可以由4相的多相滤波器构成。
(2)在上述实施方式中，码元插值滤波器24和码元滤波器45是同一构造，但是并不限于此，码元滤波器45只要能够实现与码元插值滤波器24相同的频率传递特性即可。
(3)在第3及第4实施方式中，为了控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移量，滤波控制部27b、27c利用了在ISDB-T方式下传输的TMCC信号，但是并不限于此，例如也可以利用在DVB-T方式下传输的TPS(Transmission Parameter Signaling，传输参数信令)信号。
其中，TPS信号与TMCC信号同样，是用传输参数等控制信息在码元间进行差分BPSK调制所得的信号。在与配置了SP信号的载波不同的多个载波上每个码元配置TPS信号，1个码元内的多个载波上配置的TPS信号都具有相同的控制信息。
其中，即使不采用CP信号、TMCC信号、及TPS信号，只要能够根据接收信号来估计信道特性，用估计出的信道特性来控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移，则也能够适用本发明。
(4)在第3及第4实施方式中，TMCC解码部62根据1个码元内的多个解码出的控制信息，对用TMCC信号传输的控制信息进行多数表决判定，并确定用TMCC信号传输的控制信息，但是并不限于此，例如，也可以如下所述。TMCC解码部62合并1个码元内的多个载波上配置的TMCC信号，用合并了的TMCC信号对TMCC信号进行解码。或者，TMCC解码部62选择1个码元内的多个TMCC信号中接收质量好的TMCC信号，用选择出的TMCC信号对TMCC信号进行解码，确定用TMCC信号传输的控制信息。或者，TMCC解码部62对预定的载波的TMCC信号进行解码，确定用TMCC信号传输的控制信息。
(5)第1至第4实施方式是对码元插值滤波器24的频率传递特性只进行频移的情况，但是也可以进行码元插值滤波器24的频率传递特性的通带宽度的变更和频率传递特性的频移这两者，例如可以如下实现。
滤波控制部将码元滤波器24的通带宽度依次变更为规定的多个通带宽度，为各个通带宽度求最佳的频移量。接着，关于码元插值滤波器24的通带宽度和频移量，针对上述求得的通带宽度和频移量的组合，实施均衡部7的均衡处理，选择接收质量最好的通带宽度和频移量的组合。例如通过观测均衡部7得到的解调信号相对于调制点的误差、或纠错部8的输入或输出的差错率，来判定接收质量。
此外，如下也可以实现。
滤波控制部对在决定的最佳频移量下得到的码元滤波器的输出信号的功率，求码元滤波器的输出信号的功率在规定的范围内的频移量的范围。例如，假设上述求得的频移量的范围是fa至fb的范围。滤波控制部根据fa和fb的平均频移量来控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移量，并且根据fa和fb之差的频率来缩窄码元插值滤波器24的频率传递特性的通带宽度。
此外，如下也可以实现。
滤波控制部对多个多普勒频率，相对应地内部保持决定多普勒频率和通带宽度的码元插值滤波器24的系数。滤波控制部利用接收信号中的SP信号、CP信号、TMCC信号或TPS信号来估计多普勒频率，将与估计出的多普勒频率对应的系数设置到码元插值滤波器24及码元滤波器45中。其后，如第1实施方式至第4实施方式中说明过的那样来决定码元插值滤波器24的频率传递特性的频移量，根据决定的频移量来控制码元插值滤波器24的频率传递特性的频移。
以下，参照图15来说明进行码元插值滤波器24的频率传递特性的通带宽度的变更及频率传递特性的频移这两者的效果。图15是用于说明进行码元插值滤波器24的频率传递特性的通带宽度的变更及频移这两者的效果的图。其中，在图15的各图中，横轴表示用码元频率fs归一化了的频率。在图15(a)、(c-1)、(c-2)、(c-3)中，纵轴表示频谱密度(dB)，在图15(b-1)、(b-2)、(b-3)中，纵轴表示增益(dB)。其中，假设码元的周期为T秒，则码元频率fs为fs＝1/T赫兹。
图15(a)是用频谱密度表示的、用SP信号观测的信道特性的时间变动，即，表示从信道特性计算部23输入到码元插值滤波器24中的信道特性的频谱密度。示出了接收装置的移动速度低、频谱密度的宽度小的情况。
图15(b-1)表示通过滤波控制部的处理而控制了频率传递特性的频移量及频率传递特性的通带宽度的、码元插值滤波器24的频率传递特性。
图15(c-1)是用频谱密度表示的、通过用图15(b-1)的频率传递特性的码元插值滤波器24对图15(a)所示的SP信号位置上观测的信道特性进行滤波而得到的信道特性。
图15(b-2)表示像现有例那样只控制频率传递特性的通带宽度的码元插值滤波器24的频率传递特性。假设图15(b-2)的频率传递特性的通带宽度与图15(b-1)的频率传递特性的通带宽度相同。
图15(c-2)是用频谱密度表示的、通过用图15(b-2)的频率传递特性的码元插值滤波器24对图15(a)所示的SP信号位置上观测的信道特性进行滤波而得到的信道特性。从图15(c-2)可知，从码元插值滤波器24输出的信道特性缺漏了期望的信道特性的低频带端的分量。
在现有例的情况下，为了使得SP信号位置上观测的信道特性中的期望的信道特性的分量几乎都通过码元插值滤波器24，必须扩大频率传递特性的通带宽度，码元插值滤波器24的频率传递特性如图15(b-3)所示。
图15(c-3)是用频谱密度表示的、通过用图15(b-3)的频率传递特性的码元插值滤波器24对图15(a)所示的SP信号位置上观测的信道特性进行滤波而得到的信道特性。由于码元插值滤波器24的频率传递特性的通带宽度扩大，所以SP信号位置上观测到的信道特性中的期望的信道特性的分量以外的噪声分量增加了。
通过使码元插值滤波器24的频率传递特性进行频移，能够适当地选择码元插值滤波器24的频率传递特性的通带宽度。
(6)作为第5实施方式的AFC控制部，例如可以采用第2实施方式的滤波控制部27a的结构、第3实施方式的滤波控制部27b的结构、或第4实施方式的滤波控制部27c的结构。其中，使得滤波控制部27b的最大值检测部47不是将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，而是输出到AFC部4a。此外，使得滤波控制部27a、27c的最小值检测部53不是将频率控制信号输出到码元插值滤波器24，而是输出到AFC部4a。
(7)第1至第4实施方式的AFC部4及第5实施方式的AFC部4a并不限于图2所示的结构，例如也可以使根据接收信号中的导频信号的相位的变化从接收信号中除去选择广播电波时产生的频率误差的结构等。
(8)上述各实施方式的接收装置典型地可以用集成电路即LSI(LargeScale Integration，大规模集成电路)来实现。可以将各电路分别作成1个芯片，也可以包含全部电路或一部分电路来单芯片化。例如，调谐器3有时与其他电路部被集成在同一集成电路上，也有时成为别的集成电路。
这里，称为LSI，但是根据集成度的不同，有时也称为IC(IntegratedCircuit，集成电路)、系统LSI、超级(super)LSI、特级(ultra)LSI。
此外，集成电路化的手段并不限于LSI，也可以用专用电路或通用处理器来实现。也可以利用在制造LSI后可编程的FPGA (Field ProgrammableGate Array，现场可编程门阵列)、可重构LSI内部的电路单元的连接或设置的可重构处理器。
再者，如果由于半导体技术的进步或派生的别的技术而出现了替代LSI的集成电路化的技术，则当然也可以用该技术来进行功能块的集成化。适用生物技术等也有可能性。
工业实用性
本发明可以适用于接收多载波传输方式的信号的接收装置，例如接收采用多载波传输方式之一的OFDM传输方式的ISDB-T方式或DVTB-T方式等地面数字电视广播的接收装置。
此外，本发明可以适用于接收单载波传输方式的信号的接收装置。

Claims (14)

1.一种接收装置，其特征在于，包括：
信道特性计算部，根据接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；
滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理，能够对该滤波处理的频率传递特性进行频移；
均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及
滤波控制部，决定上述滤波部对频率传递特性进行频移的移动量，控制上述滤波部的频率传递特性，
上述滤波控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量，
上述滤波部根据上述滤波控制部决定的移动量，对滤波处理的频率传递特性进行频移。
2.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，
向上述接收信号中每M个码元插入上述导频信号来进行传输，M是2以上的整数；
每N个码元插入上述第1信号来进行传输，N是比M小的1以上的整数；
上述滤波控制部包括：
第1信道特性计算部，根据上述第1信号来计算该第1信号的信道特性；
第1滤波部，在对滤波处理的频率传递特性依次进行频移的同时对上述第1信道特性计算部算出的信道特性进行滤波处理；以及
移动量决定部，观测上述第1滤波部的输出信号，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量。
3.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，上述移动量决定部包括：
功率值计算部，计算上述第1滤波部的输出信号的功率值，输出计算结果作为输出信号；和
最大值检测部，观测上述功率值计算部的输出信号来检测该输出信号的最大值，根据该功率值计算部的输出信号达到最大值时的上述第1滤波部的频率传递特性的移动量，决定上述滤波部的频率传递特性的移动量。
4.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，上述移动量决定部包括：
差分计算部，计算上述第1信道特性计算部的输出信号和该输出信号被上述第1滤波部进行滤波处理而得到的信号之间的差分，输出差分结果作为输出信号；
功率值计算部，计算上述差分计算部的输出信号的功率值，输出计算结果作为输出信号；以及
最小值检测部，观测上述功率值计算部的输出信号来检测该输出信号的最小值，根据该功率值计算部的输出信号达到最小值时的上述第1滤波部的频率传递特性的移动量，决定上述滤波部的频率传递特性的移动量。
5.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，每个码元插入上述第1信号。
6.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，上述第1信号是DVB-T方式下的连续导频信号。
7.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，上述第1信号是ISDB-T方式下的TMCC信号或DVB-T方式下的TPS信号。
8.如权利要求7所述的接收装置，其特征在于，上述第1信道特性计算部包括：
解码部，对上述TMCC信号或上述TPS信号进行解码；
再调制部，根据上述解码部的解码结果，对用上述TMCC信号或上述TPS信号传输的控制信息进行DBPSK调制；以及
计算部，根据插入到上述接收信号中来传输的TMCC信号或TPS信号，以及上述再调制部通过DBPSK调制而得到的TMCC信号或TPS信号，计算该TMCC信号或该TPS信号的信道特性。
9.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，
上述滤波部能够变更上述频率传递特性的通带宽度；
上述滤波控制部观测上述第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的通带宽度；
上述滤波部根据上述滤波控制部决定的通带宽度来变更滤波处理的频率传递特性的上述通带宽度。
10.一种接收装置，其特征在于，包括：
自动频率控制部，为了除去接收信号中产生的频率误差，对该接收信号进行频移；
信道特性计算部，根据上述自动频率控制部频移过的接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；
滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；
均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及
控制部，决定上述自动频率控制部对接收信号进行频移的移动量，控制上述自动频率控制部的接收信号的频移，
上述控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述自动频率控制部的接收信号的移动量，
上述自动频率控制部根据上述控制部决定的移动量，对上述接收信号进行频移。
11.一种集成电路，其特征在于，包括：
信道特性计算部，根据接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；
滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理，能够对该滤波处理的频率传递特性进行频移；
均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及
滤波控制部，决定上述滤波部对频率传递特性进行频移的移动量，控制上述滤波部的频率传递特性，
上述滤波控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量，
上述滤波部根据上述滤波控制部决定的移动量，对滤波处理的频率传递特性进行频移。
12.一种集成电路，其特征在于，包括：
自动频率控制部，为了除去接收信号中产生的频率误差，对该接收信号进行频移；
信道特性计算部，根据上述自动频率控制部频移了的接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；
滤波部，通过滤波处理，对上述信道特性计算部算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；
均衡部，根据上述滤波部处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及
控制部，决定上述自动频率控制部对接收信号进行频移的移动量，控制上述自动频率控制部的接收信号的频移，
上述控制部观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述自动频率控制部的接收信号的移动量，
上述自动频率控制部根据上述控制部决定的移动量，对上述接收信号进行频移。
13.一种接收方法，其特征在于，具有：
信道特性计算步骤，根据接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；
滤波步骤，滤波处理的频率传递特性能够进行频移的滤波部通过滤波处理，对在上述信道特性计算步骤中算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；
均衡步骤，根据上述滤波步骤处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及
滤波控制步骤，决定上述滤波部对频率传递特性进行频移的移动量，控制上述滤波部的频率传递特性，
上述滤波控制步骤观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述滤波部的频率传递特性的移动量，
上述滤波部根据上述滤波控制步骤决定的移动量，对滤波处理的频率传递特性进行频移。
14.一种接收方法，其特征在于，具有：
自动频率控制步骤，自动频率控制部为了除去接收信号中产生的频率误差，对该接收信号进行频移；
信道特性计算步骤，根据上述自动频率控制步骤中频移了的接收信号中包含的导频信号，计算该导频信号的信道特性；
滤波步骤，通过滤波处理，对上述信道特性计算步骤算出的信道特性进行插值及频带限制中的至少一种处理；
均衡步骤，根据上述滤波步骤处理过的信道特性来均衡上述接收信号；以及
控制步骤，决定上述自动频率控制部对接收信号进行频移的移动量，控制上述自动频率控制部的接收信号的频移，
上述控制步骤观测上述接收信号中包含的第1信号的信道特性，根据观测结果来决定上述自动频率控制部的接收信号的移动量，
上述自动频率控制部根据上述控制步骤中决定的移动量，对上述接收信号进行频移。
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