JP5020246B2 - 受信装置、集積回路及び受信方法 - Google Patents

受信装置、集積回路及び受信方法 Download PDF

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Description

本発明は、地上デジタルテレビジョン放送などの移動受信における伝搬歪みを補償する等化技術に関する。
地上デジタルテレビジョン放送方式には、例えば、日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting - Terrestrial）方式などがあり、それらはマルチキャリア伝送方式の一つであるＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multiplexing）伝送方式を採用する。
ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式では、送信装置は分散パイロット信号（以下、ＳＰ信号と言う。）と呼ばれる受信側で既知の振幅及び位相でＢＰＳＫ（BinaryPhase Shift Keying）変調されたパイロット信号を周期的に送信する。受信装置は受信信号に含まれるＳＰ信号の振幅及び位相を監視することにより伝送路特性を逐次推定し、推定した伝送路特性を利用して受信信号を等化する。
ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式で伝送されるＳＰ信号の信号配置の模式図を図１６に示す。但し、図１６において、縦軸はシンボル単位の時間、横軸はキャリア単位の周波数を表す。なお、黒丸はＳＰ信号、白丸は伝送データで変調されたデータ変調信号である。
ＳＰ信号は、１つのシンボル内では１２キャリア毎に配置され、シンボル毎に３キャリアずつシフトされ、４シンボルで巡回するように配置されて送信される。
次に、ＯＦＤＭ伝送方式を用いた地上デジタルテレビジョン放送を受信する従来の受信装置の構成を図１７に示す。
受信装置１００では、放送局から発せられた放送波が伝送路を介してアンテナ１０１によって受信される。そして、チューナ１０２はアンテナ１０１が受信した複数の放送波の中から所望の放送波を選局し、選局した放送波を所定の周波数帯域に変換する。
ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）部１０３は、チューナ１０２から入力される受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去し、周波数誤差を除去した受信信号を後段の回路部へ出力する。なお、ＡＦＣ部１０３の構成は、例えば、特許文献１に開示されている。
シンボル同期部１０４はＡＦＣ部１０３から入力される受信信号に基づいてシンボルタイミングを推定する。フーリエ変換部１０５はシンボル同期部１０４によって推定されたシンボルタイミングに従ってＡＦＣ部１０３から入力される受信信号をフーリエ変換する。
等化部１０６は、フーリエ変換部１０５から入力される受信信号に基づいて伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性に基づいて受信信号を等化する。
次に、図１７の等化部１０６の構成を図１８に示す。但し、図１７の等化部１０６の構成は特許文献２に開示された構成である。
等化部１０６において、フーリエ変換部１０５によるフーリエ変換後の受信信号は、ＳＰ信号抽出部１５１及び除算部１５３の夫々に供給される。
ＳＰ信号抽出部１５１は、受信信号からＳＰ信号を抽出し、抽出したＳＰ信号を利用してＳＰ信号が配置された位置（以下、ＳＰ信号位置と言う。）における伝送路特性を推定する。伝送路推定部１５２は、ＳＰ信号位置における伝送路特性に基づいて、データ変調信号が配置された位置（以下、データ変調信号位置と言う。）における伝送路特性を推定する。除算部１５３は、データ変調信号を伝送路推定部１５２によって推定された伝送路特性で除算することで、データ変調信号を等化する。
なお、伝送路推定部１５２の詳細は特許文献２に開示されていないが、一般に伝送路推定部１５２は、シンボル方向の補間処理を行うシンボル補間フィルタ１５２ａとキャリア方向の補間処理を行うキャリア補間フィルタ１５２ｂとを有する。
ドップラ周波数推定部１５４は、ＳＰ信号抽出部１５１で推定された伝送路特性の時間変動を観測し、伝送路特性の変動の速度、即ち、ドップラ周波数を推定する。補間フィルタ選択部１５６は、ドップラ周波数推定部１５４によって推定されたドップラ周波数に応じて、フィルタ係数ＲＯＭ（ReadOnly memory）１５５に記憶されているフィルタ係数を選択する。
シンボル補間フィルタ１５２ａは、補間フィルタ選択部１５２によって選択されたフィルタ係数によりフィルタの周波数伝達特性の通過帯域幅を変更し、シンボル方向の補間処理を行う。
なお、シンボル補間フィルタ１５２ａは、通過帯域幅が狭いほど、ＳＰ信号抽出部１５１で推定された伝送路特性に含まれる雑音をより効果的に除去することができる。また、受信装置の移動速度が低いほどドップラ変動によって生じる伝送路特性の変動が占有する周波数帯域幅が狭いため、受信装置の移動速度が低いほどシンボル補間フィルタ１５２ａの通過帯域幅を狭くすることができる。等化部１０６は、受信装置の移動速度に応じて周波数伝達特性の通過帯域幅を調整することによって伝送路特性に含まれる雑音を効果的に除去するものである。
なお、図１６に示すＳＰ信号の配置の場合、ＳＰ信号抽出部１５１で推定される伝送路特性はシンボル方向には４シンボル間隔でしか得られない。このため、シンボルの周期をＴ秒とすると、複素信号の標本化定理から、シンボル補間フィルタ１５２ａの通過帯域幅は１／（４Ｔ）ヘルツ以上に広くすることはできない。
特許第３０７４１０３号公報 特開２００５−２８６６３６号公報
以下、従来の受信装置１００の動作について図１９を用いて説明する。但し、図１９は、鏡面波（直接波或いは定常波とも言う。）と散乱波とを同時に受信するライスフェージング環境下において、鏡面波が進行方向の前方から到来し、鏡面波がドップラ周波数シフトを伴った場合である。なお、散乱波が全方向から均一に到来していると仮定する。
図１９の各図において、横軸はシンボル周波数ｆｓで正規化された周波数を表す。図１９（ａ）〜（ｃ）、（ｅ）〜（ｇ）において、縦軸はスペクトル密度（ｄＢ）を表し、図１９（ｄ）において、縦軸はゲイン（ｄＢ）を表す。なお、シンボル周波数ｆｓはシンボルの周期をＴ秒とすると、ｆｓ＝１／Ｔヘルツになる。
図１９（ａ）は、鏡面波が進行方向前方から到来する場合のライスフェージング環境下における伝送路特性の時間変動を等価低域のスペクトル密度で表したものである。図１９（ａ）において、Ｓは鏡面波成分、Ｄ（楕円内）は散乱波成分を表す。散乱波成分Ｄは、最大ドップラ周波数をｆＤｍａｘとすると、−ｆＤｍａｘから＋ｆＤｍａｘまで分布する。進行方向前方から到来する鏡面波成分Ｓは、＋ｆＤｍａｘに周波数シフトする。
図１９（ｂ）は、ＡＦＣ部１０３が出力する受信信号で観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したものである。散乱波成分Ｄに比べて鏡面波成分Ｓの受信電力が大きい場合、ＡＦＣ部１０３は鏡面波成分Ｓのドップラ周波数シフトを受信信号の周波数誤差とみなして受信信号の周波数誤差を除去するための周波数制御を行う。これにより、ＡＦＣ部１０３が出力する受信信号で観測される伝送路特性のスペクトル密度は鏡面波成分Ｓが直流（周波数が０）付近になるように周波数シフトされる。ＡＦＣ部１０３は、受信信号に係る伝送路特性を仮想的に周波数シフトする。
図１９（ｃ）は、ＡＦＣ部１０３の出力がフーリエ変換部１０５を介して等化部１０６に入力され、受信信号に含まれるＳＰ信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したものである。ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式では、図１６に示すように、ＳＰ信号はシンボル方向には４シンボルに１回配置されているため、ＳＰ信号位置で観測される伝送路特性には、シンボル周波数ｆｓの１／４（＝ｆｓ／４）の間隔でエイリアシングが生じる。
図１９（ｄ）は、シンボル補間フィルタ１５２ａの周波数伝達特性を表す。シンボル補間フィルタ１５２ａは、図１９（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測された伝送路特性をフィルタリングすることで、図１９（ｂ）に示したＡＦＣ部１０３が出力する受信信号にかかる伝送路特性を推定する。
図１９（ｅ）は、図１９（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測される伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分（図１９（ｂ）に示したＡＦＣ部１０３が出力する受信信号にかかる伝送路特性）をシンボル補間フィルタ１５２ａによってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。
図１９（ｆ）は、図１９（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測される伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分をシンボル補間フィルタ１５２ａによってフィルタリングして阻止された成分をスペクトル密度で表したものである。
図１９（ｅ）、（ｆ）から、シンボル補間フィルタ１５２ａから出力される伝送路特性は、所望の伝送路特性から低い周波数成分が欠落した伝送路特性であることが分かる。
図１９（ｇ）は、図１９（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測される伝送路特性のうちのエイリアシングによる伝送路特性の成分（図１９（ｃ）に示したＳＰ信号で観測された伝送路特性から図１９（ｂ）に示した所望の伝送路特性を除いた伝送路特性の成分）をシンボル補間フィルタ１５２ａによってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。
図１９（ｆ）および図１９（ｇ）の成分は、シンボル補間フィルタ１５２ａによる補間の誤差であり、伝送路推定部１５２における伝送路特性の推定の誤差を生じ、等化部１０６における復調の誤差が生じる原因となる。
しかしながら、シンボル補間フィルタ１５２ａの周波数伝達特性の通過帯域幅をドップラ周波数に応じて変更しても、図１９（ｆ）及び図１９（ｇ）の成分の双方を同時に小さくすることはできず、従来の受信装置では等化部１０６における復調の誤差を低減することは困難である。
なお、上記の説明ではライスフェージング環境を例に説明したが、反射波に鏡面波を含むマルチパス伝搬環境や、ＯＦＤＭ伝送方式のマルチパス耐性を利用したＳＦＮ（SingleFrequency Network）環境などのように複数の鏡面波を同時に受信する伝搬環境においても、受信される複数の鏡面波が到来方向の違いによって異なるドップラ周波数シフトを受けている場合、自動周波数制御部１０３が比較的電力の大きな到来波のドップラ周波数シフトを受信信号の周波数誤差とみなして周波数制御を行うことにより、ライスフェージング環境と同様の課題が発生する。
そこで、本発明は、伝送路特性の時間変動をより正確に推定して受信品質を向上した受信装置、集積回路及び受信方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明の受信装置は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行い、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能なフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化部と、前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御部と、を備え、前記フィルタ制御部は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする。
本発明の集積回路は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行い、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能なフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化部と、前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御部と、を備え、前記フィルタ制御部は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする。
本発明の受信方法は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出手順と、フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能であるフィルタ部によって前記伝送路特性算出手順において算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ手順と、前記フィルタ手順で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化手順と、前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御手順と、を有し、前記フィルタ制御手順は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御手順により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする。
なお、周波数伝達特性をｆ（ｆ）、周波数伝達特性ｆ（ｆ）を周波数シフトするシフト量をΔｆ、周波数伝達特性ｆ（ｆ）をシフト量Δｆ周波数シフトした後の周波数伝達特性をｇ（ｆ）とすると、ｆ（ｆ）＝ｇ（ｆ＋Δｆ）の関係を満たす。
上記受信装置、集積回路、及び受信方法の夫々によれば、フィルタ制御部は第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいてフィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせる。これによって、伝送路特性算出部によって算出された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分がフィルタ部を通過する比率を高くするとともに、当該所望の伝送路特性の成分以外の成分がフィルタ部を通過する比率を低くすることが可能になり、伝送路特性の時間変動をより正確に推定することが可能になる。
上記の受信装置において、前記パイロット信号は前記受信信号にＭ（Ｍは２以上の整数）シンボル毎に挿入されて伝送され、前記第１信号はＮ（ＮはＭより小さい１以上の整数）シンボル毎に挿入されて伝送され、前記フィルタ制御部は、前記第１信号に基づいて当該第１信号に対する伝送路特性を算出する第１伝送路特性算出部と、前記第１伝送路特性算出部で算出された伝送路特性に対するフィルタ処理をフィルタ処理の周波数伝達特性を順次周波数シフトさせながら行う第１フィルタ部と、前記第１フィルタ部の出力信号を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定するシフト量決定部と、を備えるようにしてもよい。
上記の受信装置において、前記シフト量決定部は、前記第１フィルタ部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最大値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最大値になるときの前記第１フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最大値検出部と、を備えるようにしてもよい。
上記の受信装置において、前記シフト量決定部は、前記第１伝送路特性算出部の出力信号と、当該出力信号が前記第１フィルタ部によりフィルタ処理されて得られた信号との差分を算出し、出力信号として差分結果を出力する差分算出部と、前記差分算出部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最小値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最小値になるときの前記第１フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最小値検出部と、を備えるようにしてもよい。
これらによれば、伝送路特性算出部によって算出された伝送路特性に係るエイリアシング成分が現れる間隔より大きい間隔でエイリアシング成分が現れる伝送路特性を用いて、フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を決定することになる。このため、フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量の決定をエイリアシング成分を含まずに行うことが可能となって、シフト量の決定をより適切に行うことが可能になる。
上記の受信装置において、前記第１信号は毎シンボル挿入されるものであってもよい。
上記の受信装置において、前記第１信号はＤＶＢ−Ｔ方式における連続パイロット信号であってもよい。
上記の受信装置において、前記第１信号はＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣ信号又はＤＶＢ−Ｔ方式におけるＴＰＳ信号であってもよい。
これらによれば、最も大きい間隔でエイリアシング成分が現れる伝送路特性を用いて、フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を決定することができる。
上記の受信装置において、前記第１伝送路特性算出部は、前記ＴＭＣＣ信号又は前記ＴＰＳ信号を復号する復号部と、前記復号部による復号結果に基づいて、前記ＴＭＣＣ信号又は前記ＴＰＳ信号で伝送された制御情報をＤＢＰＳＫ変調する再変調部と、前記受信信号に挿入されて伝送されるＴＭＣＣ信号又はＴＰＳ信号と、前記再変調部によるＤＢＰＳＫ変調により得られたＴＭＣＣ信号又はＴＰＳ信号とに基づいて、当該ＴＭＣＣ信号又は当該ＴＰＳ信号に対する伝送路特性を算出する算出部と、を備えるようにしてもよい。
これによれば、ＴＭＣＣ信号又はＴＰＳ信号を用いた伝送路特性の算出の一形態を提供することができる。
上記の受信装置において、前記フィルタ部は前記周波数伝達特性の通過帯域幅が変更可能であって、前記フィルタ制御部は、前記第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性の通過帯域幅を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定された通過帯域幅に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性の前記通過帯域幅を変更するようにしてもよい。
これによれば、伝送路特性算出部によって算出された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分がフィルタ部を通過する比率を高く維持したまま、当該所望の伝送路特性の成分以外の成分がフィルタ部を通過する比率をさらに低くすべく、前記フィルタ部の通過帯域幅をより適切に制御することができる。
本発明の受信装置は、受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御部と、前記自動周波数制御部により周波数シフトされた受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化部と、前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御部により決定されたシフト量に基づいて前記受信信号を周波数シフトする。
本発明の集積回路は、受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御部と、前記自動周波数制御部により周波数シフトされた受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化部と、前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御部により決定されたシフト量に基づいて前記受信信号を周波数シフトする。
本発明の受信方法は、自動周波数制御部が受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御手順と、前記自動周波数制御手順において周波数シフトされた受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出手順と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ手順と、前記フィルタ手順で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化手順と、前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御手順と、を有し、前記制御手順は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御手順において決定されたシフト量に基づいて前記受信信号を周波数シフトする。
上記受信装置、集積回路、及び受信方法の夫々によれば、第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量が制御される。これによって、パイロット信号に基づいて算出された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分がフィルタ部を通過する比率を高くするとともに、当該所望の伝送路特性の成分以外の成分がフィルタ部を通過する比率を低くすることが可能になり、伝送路特性の時間変動をより正確に推定することが可能になる。
≪第１の実施の形態≫
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
＜受信装置の構成＞
本実施の形態の受信装置１の構成について図１を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態の受信装置１の構成図であり、ＯＦＤＭ伝送方式を用いた地上デジタルテレビジョン放送を受信する受信装置の一構成例である。
受信装置１は、アンテナ２と、チューナ３と、ＡＦＣ部４と、シンボル同期部５と、フーリエ変換部６と、等化部７と、誤り訂正部８と、映像音声復号部９と、表示部１０と、スピーカ１１とを備える。
アンテナ２は、不図示の放送局から発せられた放送波を伝送路を介して受信し、受信した放送波をチューナ３へ出力する。
チューナ３は、アンテナ２で受信された複数の放送波の中から所望の放送波を選局し、選局した放送波を所定の周波数帯域に変換し、変換により得られた所定の周波数帯域の受信信号をＡＦＣ部４へ出力する。
ＡＦＣ部４は、チューナ３から入力される受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去し、周波数誤差を除去した受信信号をシンボル同期部５及びフーリエ変換部６の夫々へ出力する。なお、ＡＦＣ部４の詳細は図２を用いて後述する。
シンボル同期部５は、ＡＦＣ部４から入力される受信信号に基づいてシンボルタイミングを推定し、推定したシンボルタイミングをフーリエ変換部６に対して通知する。
フーリエ変換部６は、シンボル同期部５によって通知されるシンボルタイミングに従って、ＡＦＣ部４から入力される受信信号をフーリエ変換することにより、時間領域の受信信号を周波数領域の受信信号に変換する。そして、フーリエ変換部６は、フーリエ変換により得られた周波数領域の受信信号を等化部７へ出力する。
等化部７は、フーリエ変換部６から入力される周波数領域の受信信号に基づいて伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性に基づいて受信信号を等化し復調する。そして、等化部７は、復調した受信信号を誤り訂正部８へ出力する。なお、等化部７の詳細は図４を用いて後述する。
誤り訂正部８は、等化部７から入力される復調された受信信号に対して誤り訂正処理を施し、誤り訂正処理を施した受信信号を映像音声復号部９へ出力する。
映像音声復号部９は、誤り訂正部８から入力される誤り訂正処理が施された受信信号に対して復号処理を施し、復号処理により得られた復号データを映像データとして表示部１０へ出力し、或いは、音声データとしてスピーカ１１へ出力する。
表示部１０は、映像音声復号部９から入力される復号データに基づいて映像表示を行い、スピーカ１１は、映像音声復号部９から入力される復号データに基づいて音声出力を行う。
＜ＡＦＣ部の構成＞
図１のＡＦＣ部４の構成について図２を参照しつつ説明する。図２は図１のＡＦＣ部４の構成図である。
ＡＦＣ部４は、周波数発振部１５と、乗算部１６と、遅延部１７と、相関部１８と、周波数誤差検出部１９とを備える。
周波数発振部１５は、周波数誤差検出部１９により発振周波数が制御されて複素正弦波を発振し、発振した複素正弦波を乗算部１６へ出力する。
乗算部１６は、チューナ３から入力される受信信号と周波数発振部１５から入力される複素正弦波とを乗算し、乗算により得られた受信信号をシンボル同期部５及びフーリエ変換部６の夫々へ出力するとともに、遅延部１７及び相関部１８の夫々へ出力する。
遅延部１７は、乗算部１６から入力される受信信号を有効シンボルのシンボル長に相当する時間遅延させて、相関部１８へ出力する。
相関部１８は、乗算部１６から入力される受信信号と遅延部１７から入力される受信信号との相関演算を行い、演算結果を周波数誤差検出部１９へ出力する。但し、遅延部１７から入力される受信信号は、乗算部１６から入力される受信信号が有効シンボルのシンボル長に相当する時間遅延した信号である。
なお、相関部１８は、有効シンボルの一部（ガードインターバルで伝送される信号の元になる部分）とガードインターバルで伝送される信号との相関演算を行う。
周波数誤差検出部１９は、相関部１８から入力される相関の位相角を有効シンボルのシンボル長に相当する時間で除算して、周波数誤差を求める。周波数誤差検出部１９は、求めた周波数誤差に基づいて、周波数誤差が小さくなるように周波数発振部１５の発振周波数を制御する。
＜分散パイロット信号及び連続パイロット信号の信号配置＞
分散パイロット信号（ＳＰ信号）及び連続パイロット信号（ＣＰ信号）の信号配置について図３を参照しつつ説明する。図３はＤＶＢ−Ｔ方式におけるＳＰ信号及びＣＰ信号の信号配置を示す模式図である。但し、図３において、縦軸はシンボル単位の時間、横軸はキャリア単位の周波数を表す。なお、黒丸はＳＰ信号、二重丸はＣＰ信号、白丸は伝送データで変調されたデータ変調信号である。
ＳＰ信号及びＣＰ信号は、夫々、送信側において所定の振幅及び所定の位相でＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調された信号であり、所定の振幅及び所定の位相は受信側で既知である。
ＳＰ信号は、１つのシンボル内では１２キャリア毎に配置され、シンボル毎に３キャリアずつシフトされ、４シンボルで巡回するように配置されて送信される。
ＣＰ信号は、所定のキャリアに毎シンボル配置されて送信される。ＣＰ信号はＳＰ信号が配置されるキャリアに配置されるため、一部のＣＰ信号（４シンボルに１つのＣＰ信号）はＳＰ信号を兼ねる。
＜等化部の構成＞
図１の等化部７の構成について図４を参照しつつ説明する。図４は図１の等化部７の構成図である。
等化部７は、ＳＰ信号抽出部２１と、ＳＰ信号発生部２２と、伝送路特性算出部２３と、シンボル補間フィルタ２４と、キャリア補間フィルタ２５と、除算部２６と、フィルタ制御部２７とを有する。
フーリエ変換部６によるフーリエ変換後の受信信号は、除算部２６、ＳＰ信号抽出部２１、及びフィルタ制御部２７の夫々に供給される。
ＳＰ信号抽出部２１は、フーリエ変換部６から入力されるフーリエ変換後の受信信号からＳＰ信号（ＳＰ信号を兼ねるＣＰ信号を含む。）を抽出し、抽出したＳＰ信号を伝送路特性算出部２３へ出力する。
ＳＰ信号発生部２２は、送信側において変調されて得られたＳＰ信号と同じ振幅及び同じ位相の信号を論理回路などで生成し、生成した信号を伝送路特性算出部２３へ出力する。
伝送路特性算出部２３は、ＳＰ信号抽出部２１から入力されるＳＰ信号を、ＳＰ信号発生部２２から入力される信号で除算し、除算結果をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。但し、除算結果は、ＳＰ信号抽出部２１によって抽出されたＳＰ信号が配置された位置（ＳＰ信号位置）における伝送路特性である。
シンボル補間フィルタ２４は、周波数と伝達特性との関係を表す周波数伝達特性が周波数シフト可能な構造を有するフィルタであり、周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量がフィルタ制御部２７により制御される。
シンボル補間フィルタ２４は、ＳＰ信号が配置されたキャリアのデータ変調信号が配置された位置（データ変調信号位置）における伝送路特性を推定するため、ＳＰ信号が配置されたキャリア毎に、ＳＰ信号位置における伝送路特性を用いてシンボル方向の補間処理を行う。なお、シンボル補間フィルタ２４の一構成例は図５を用いて後述する。
キャリア補間フィルタ２５は、ＳＰ信号が配置されたキャリア以外のキャリアのデータ変調信号位置における伝送路特性を推定するため、シンボル毎に、取得された伝送路特性を用いてキャリア方向の補間処理を行う。
除算部２６は、フーリエ変換部６から入力される受信信号内のデータ変調信号を当該データ変調信号が配置された位置における伝送路特性で除算することによって、データ変調信号を等化して復調し、復調したデータ変調信号を誤り訂正部８へ出力する。
フィルタ制御部２７は、フーリエ変換部６から入力されるフーリエ変換後の受信信号からＣＰ信号を抽出し、ＣＰ信号が配置されたキャリアでの伝送路特性の時間的な変動を観測する。そして、フィルタ制御部２７は、観測結果に基づいてシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を決定し、決定したシフト量をシンボル補間フィルタ２４に通知するための周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。シンボル補間フィルタ２４は、フィルタ制御部２７から周波数制御信号の入力を受けて、周波数制御信号が示すシフト量に基づいて周波数伝達特性を周波数シフトする。このようにして、フィルタ制御部２７は、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。なお、フィルタ制御部２７の詳細は図６を用いて後述する。
＜シンボル補間フィルタの構成＞
図４のシンボル補間フィルタ２４の構成について図５を参照しつつ説明する。図５は図４のシンボル補間フィルタ２４の構成図であり、シンボル補間フィルタ２４を（２ｋ＋１）タップのＦＩＲ（FiniteImpulse Response）型フィルタで構成した例である。なお、ｋは正の整数である。
シンボル補間フィルタ２４は、２ｋ個の遅延部３１―ｋ＋１、・・・、３１−１、３１０、３１１、・・・、３１ｋと、（２ｋ＋１）個の乗算部３２−ｋ、３２−ｋ＋１、・・・、３２−１、３２０、３２１、・・・、３２ｋと、（２ｋ＋１）個の位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋと、加算部３４とを有する。
シンボル補間フィルタ２４には、伝送路特性算出部２３から４シンボルに１回伝送路特性を示すデータが入力され、４シンボルに３回は値“０”のデータが入力される。
遅延部３１−ｋ＋１、・・・、３１−１、３１０、３１１、・・・、３１ｋは、夫々、入力されたデータを１シンボルずつ遅延させる。
遅延部３１−ｋ＋１、・・・、３１−１、３１０、３１１、・・・、３１ｋから出力されるデータは、夫々、シンボル補間フィルタ２４に入力されたデータを、１シンボル、・・・、（ｋ−１）シンボル、ｋシンボル、（ｋ＋１）シンボル、・・・、２ｋシンボル遅延したものである。
乗算部３２−ｋ、３２−ｋ＋１、・・・、３２−１、３２０、３２１、・・・、３２ｋは、夫々、入力されるデータに対して、係数ｂ−ｋ、ｂ−ｋ＋１、・・・、ｂ−１、ｂ０、ｂ１、・・・、ｂｋを乗算し、乗算結果を位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋへ出力する。
位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋは、夫々、入力されるデータに対してｅｊ（−ｋ）θ、ｅｊ（−ｋ＋１）θ、・・・、ｅｊ（−１）θ、ｅ０、ｅｊθ、・・・、ｅｊｋθを乗算することによって、入力されるデータの位相を−ｋθラジアン、（−ｋ＋１）θラジアン、・・・、−θラジアン、０ラジアン、θラジアン、・・・、ｋθラジアン回転させる。そして、位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋは、夫々、位相回転後のデータを加算部３４へ出力する。シンボル補間フィルタ２４にはフィルタ制御部２７からθの値を示す周波数制御信号が入力され、位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋの夫々に周波数制御信号が示すθの値が設定される。
加算部３４は、位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋから入力されるデータを加算し、加算結果を伝送路特性としてキャリア補間フィルタ２５へ出力する。
上述したシンボル補間フィルタ２４は、一般的なディジタルフィルタに位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋを付加した構成である。
シンボル補間フィルタ２４では、係数ｂ−ｋ、ｂ−ｋ＋１、・・・、ｂ−１、ｂ０、ｂ１、・・・、ｂｋによってθの値が０であるときのシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性が決定される。
但し、シンボルの周期をＴ秒とした場合、ＳＰ信号はシンボル方向には４シンボルに１回配置されているので、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性における通過帯域幅は最大１／（４Ｔ）ヘルツまでである。シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性における通過帯域幅が１／（４Ｔ）ヘルツ以下になるように、係数ｂ−ｋ、ｂ−ｋ＋１、・・・、ｂ−１、ｂ０、ｂ１、・・・、ｂｋの値が設定される。
また、θ及びシンボルの周期によってシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性が周波数シフトされるシフト量が決定される。例えば、フィルタ制御部２７から入力される周波数制御信号がθ０ラジアンを示す場合、シンボルの周期をＴ秒とすると、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性が周波数シフトされるシフト量は、θ０／（２πＴ）ヘルツとなる。
なお、位相回転部３３０では位相回転が生じないので、乗算部３２０の出力を直接加算部３４に入力するようにシンボル補間フィルタ２４を構成してもよい。
＜フィルタ制御部の構成＞
図４のフィルタ制御部２７の構成について図６を参照しつつ説明する。図６は図４のフィルタ制御部２７の構成図である。
フィルタ制御部２７は、ＣＰ信号抽出部４１と、ＣＰ信号発生部４２と、伝送路特性算出部４３と、フィルタ設定部４４と、シンボルフィルタ４５と、電力値算出部４６と、最大値検出部４７とを有する。
フーリエ変換部６によるフーリエ変換後の受信信号は、ＣＰ信号抽出部４１に供給される。
ＣＰ信号抽出部４１は、フーリエ変換部６から入力されるフーリエ変換後の受信信号からＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号を伝送路特性算出部４３へ出力する。
ＣＰ信号発生部４２は、送信側において変調されて得られたＣＰ信号と同じ振幅及び同じ位相の信号を論理回路などで生成し、生成した信号を伝送路特性算出部４３へ出力する。
伝送路特性算出部４３は、ＣＰ信号抽出部４１から入力されるＣＰ信号を、ＣＰ信号発生部４２から入力される信号で除算し、除算結果をシンボルフィルタ４５へ出力する。但し、除算結果は、ＣＰ信号抽出部４１によって抽出されたＣＰ信号が配置された位置（以下、ＣＰ信号位置と言う。）における伝送路特性である。
フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量に対応するθの値を示すフィルタ設定情報を、シンボルフィルタ４５及び最大値検出部４７へ出力する。但し、フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５及び最大値検出部４７へのフィルタ設定情報の出力を、フィルタ設定情報が示すθの値を順次変更しながら行う。
シンボルフィルタ４５は、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性と同じ周波数伝達特性を実現することが可能なフィルタであり、周波数伝達特性が周波数シフト可能な構造を有し、周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量がフィルタ設定部４４によって設定される。
本実施の形態のシンボルフィルタ４５は、シンボル補間フィルタ２４と同じ構造のフィルタである。シンボルフィルタ４５の係数ｂ−ｋ、ｂ−ｋ＋１、・・・、ｂ−１、ｂ０、ｂ１、・・・、ｂｋには、シンボル補間フィルタ２４の係数ｂ−ｋ、ｂ−ｋ＋１、・・・、ｂ−１、ｂ０、ｂ１、・・・、ｂｋに設定されている値が設定される。
また、シンボルフィルタ４５の位相回転部３３−ｋ、３３−ｋ＋１、・・・、３３−１、３３０、３３１、・・・、３３ｋのθには、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報が示す値が設定される。
シンボルフィルタ４５は、伝送路特性算出部４３から入力される伝送路特性をフィルタリングして電力値算出部４６へ出力する。
なお、伝送路特性算出部４３は毎シンボル現れるＣＰ信号に対する伝送路特性を算出することから、シンボルフィルタ４５には、毎シンボル、伝送路特性を示すデータが入力される。
電力値算出部４６は、シンボルフィルタ４５の出力信号（シンボルフィルタ４５のフィルタリング結果）の電力値を算出し、算出結果を最大値検出部４７へ出力する。
最大値検出部４７は、電力値算出部４６の出力信号（電力値算出部４６により算出された電力値）を観測して当該出力信号の最大値を検出する。そして、最大値検出部４７は、電力値算出部４６の出力信号が最大値であったときにフィルタ設定部４４から入力されたフィルタ設定情報が示すθの値を示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。シンボル補間フィルタ２４は、フィルタ制御部２７内の最大値検出部４７から周波数制御信号の入力を受けて、シンボル補間フィルタ２４内の各位相回転部のθの値を周波数制御信号が示す値に設定して周波数伝達特性を周波数シフトする。そして、シンボル補間フィルタ２４は、周波数シフト後の周波数伝達特性により、伝送路特性算出部２３から入力される伝送路特性をフィルタリングしてキャリア補間フィルタ２５へ出力する。
＜フィルタ制御部の動作＞
図６のフィルタ制御部２７の動作について図７を参照しつつ説明する。図７は図６のフィルタ制御部２７の動作を説明するための図である。但し、図７の各図において、横軸はシンボル周波数ｆｓで正規化された周波数を表す。図７（ａ）、（ｃ−１）、（ｃ−２）、（ｃ−３）において、縦軸はスペクトル密度（ｄＢ）を表し、図７（ｂ−１）、（ｂ−２）、（ｂ−３）において、縦軸はゲイン（ｄＢ）を表す。なお、シンボル周波数ｆｓは、シンボルの周期をＴ秒とすると、ｆｓ＝１／Ｔヘルツになる。
図７（ａ）は、ＣＰ信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したもの、つまり、伝送路特性算出部４３からシンボルフィルタ４５に入力される伝送路特性のスペクトル密度を表したものである。但し、ＣＰ信号は毎シンボル伝送されることから、エイリアシング成分はシンボル周波数ｆｓ間隔で現れ、シンボル周波数ｆｓ相当分のみ図示している図７（ａ）にはエイリアシング成分は現れていない。
通過帯域幅が例えば複素信号の標本化定理に基づいて許容される最大の１／（４Ｔ）ヘルツである周波数伝達特性を周波数シフトさせながら行うシンボルフィルタ４５の出力信号の電力値の最大値の検出は、エイリアシング成分を含まずに行うことができる。
まず、フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量（以下、周波数伝達特性の周波数シフト量と言う。）をｆ０に設定すべく、２πｆ０／ｆｓ（ラジアン）をθの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ４５及び最大値検出部４７の夫々へ出力する。
シンボルフィルタ４５は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報に従って、シンボルフィルタ４５内の各位相回転部のθの値をフィルタ設定情報が示す２πｆ０／ｆｓ（ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数ｆ０分周波数シフトする。図７（ｂ−１）は周波数伝達特性を周波数ｆ０分周波数シフトしたシンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を表す。
図７（ａ）にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図７（ｂ−１）に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ４５によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図７（ｃ−１）に示すようになる。
電力値算出部４６は、シンボルフィルタ４５の出力信号の電力値、つまり、図７（ｃ−１）にスペクトル密度を示した伝送路特性の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部４７へ出力する。そして、最大値検出部４７は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報が示すθの値（2πｆ０／ｆｓ）をθｍａｘとして内部保持するとともに、電力値算出部４６から入力される電力値をＰｍａｘとして内部保持する。
次いで、フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の周波数シフト量をｆ１に設定すべく、２πｆ１／ｆｓ（ラジアン）をθの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ４５及び最大値検出部４７の夫々へ出力する。
シンボルフィルタ４５は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報に従って、シンボルフィルタ４５内の各位相回転部のθの値をフィルタ設定情報が示す２πｆ１／ｆｓ（ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数ｆ１分周波数シフトする。図７（ｂ−２）は周波数伝達特性を周波数ｆ１分周波数シフトしたシンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を表す。
図７（ａ）にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図７（ｂ−２）に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ４５によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図７（ｃ−２）に示すようになる。
電力値算出部４６は、シンボルフィルタ４５の出力信号の電力値、つまり、図７（ｃ−２）にスペクトル密度を示した伝送路特性の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部４７へ出力する。そして、最大値検出部４７は、電力値算出部４６から入力される電力値と内部保持しているＰｍａｘの値とを比較し、ここでは、電力値算出部４６から入力される電力値がＰｍａｘの値より大きいと判断する。最大値検出部４７は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報が示すθの値（2πｆ１／ｆｓ）をθｍａｘとして内部保持するとともに、電力値算出部４６から入力される電力値をＰｍａｘとして内部保持する。
次いで、フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の周波数シフト量をｆ２に設定すべく、２πｆ２／ｆｓ（ラジアン）をθの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ４５及び最大値検出部４７の夫々へ出力する。
シンボルフィルタ４５は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報に従って、シンボルフィルタ４５内の各位相回転部のθの値をフィルタ設定情報が示す２πｆ２／ｆｓ（ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数ｆ２分周波数シフトする。図７（ｂ−３）は周波数伝達特性を周波数ｆ２分周波数シフトしたシンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を表す。
図７（ａ）にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図７（ｂ−３）に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ４５によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図７（ｃ−３）に示すようになる。
電力値算出部４６は、シンボルフィルタ４５の出力信号の電力値、つまり、図７（ｃ−３）にスペクトル密度を示した伝送路特性の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部４７へ出力する。そして、最大値検出部４７は、電力値算出部４６から入力される電力値と内部保持しているＰｍａｘの値とを比較し、ここでは、電力値算出部４６から入力される電力値がＰｍａｘの値より小さいと判断する。最大値検出部４７は、θｍａｘの値を2πｆ１／ｆｓのまま維持するとともに、Ｐｍａｘの値をそのまま維持する。
その後、最大値検出部４７は、θｍａｘが示す2πｆ１／ｆｓをθの値として示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。
シンボル補間フィルタ２４は、シンボル補間フィルタ２４内の各位相回転部のθの値を周波数制御信号が示す2πｆ１／ｆｓに設定する。シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性は図７（ｂ−２）に示すものと同等になる。
なお、上記では、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の周波数シフト量がｆ０、ｆ１、ｆ２の３通りであるが、周波数シフト量の数は上記に限られるものではない。
＜受信装置の動作＞
図１から図７を参照しつつ説明した受信装置１の動作について図８を参照しつつ説明する。図８は受信装置１の動作を説明するための図である。
但し、図８は、鏡面波と散乱波とを同時に受信するライスフェージング環境下において、鏡面波が進行方向の前方から到来し、鏡面波がドップラ周波数シフトを伴った場合である。なお、散乱波が全方向から均一に到来しているものと仮定する。
図８の各図において、横軸はシンボル周波数ｆｓで正規化された周波数を表す。図８（ａ）〜（ｃ）、（ｅ）〜（ｇ）において、縦軸はスペクトル密度（ｄＢ）を表し、図８（ｄ）において、縦軸はゲイン（ｄＢ）を表す。なお、シンボル周波数ｆｓは、シンボルの周期をＴ秒とすると、ｆｓ＝１／Ｔヘルツになる。
図８（ａ）は、鏡面波が進行方向前方から到来する場合のライスフェージング環境下における伝送路特性の時間変動を等価低域のスペクトル密度で表したものである。図８（ａ）において、Ｓは鏡面波成分、Ｄ（楕円内）は散乱波成分を表す。散乱波成分Ｄは、最大ドップラ周波数をｆＤｍａｘとすると、−ｆＤｍａｘから＋ｆＤｍａｘまで分布する。進行方向前方から到来する鏡面波成分Ｓは、＋ｆＤｍａｘに周波数シフトする。なお、進行方向後方から到来する鏡面波成分は、−ｆＤｍａｘに周波数シフトする。
図８（ｂ）は、ＡＦＣ部４が出力する受信信号で観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したものである。散乱波成分Ｄに比べて鏡面波成分Ｓの受信電力が大きい場合、ＡＦＣ部４は鏡面波成分Ｓのドップラ周波数シフトを受信信号の周波数誤差とみなして受信信号の周波数誤差を除去するための周波数制御を行う。これにより、ＡＦＣ部４が出力する受信信号で観測される伝送路特性のスペクトル密度は鏡面波成分Ｓが直流（周波数が０）付近になるように周波数シフトされる。ＡＦＣ部４は、受信信号に係る伝送路特性を仮想的に周波数シフトする。
図８（ｃ）は、ＡＦＣ部４からフーリエ変換部６を介して等化部７に入力された受信信号に含まれるＳＰ信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したものである。ＤＶＢ−Ｔ方式では、図３に示すように、ＳＰ信号はシンボル方向には４シンボルに１回配置されているため、ＳＰ信号位置で観測される伝送路特性には、シンボル周波数ｆｓの１／４（＝ｆｓ／４）の間隔でエイリアシングが生じる。
図８（ｄ）は、図７を用いて説明したフィルタ制御部２７の処理により周波数伝達特性の周波数シフト量が制御された、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性を表す。シンボル補間フィルタ２４は、図８（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測された伝送路特性をフィルタリングすることで、図８（ｂ）に示したＡＦＣ部４が出力する受信信号にかかる伝送路特性を推定する。
図８（ｅ）は、図８（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分（図８（ｂ）に示したＡＦＣ部４が出力する受信信号にかかる伝送路特性）をシンボル補間フィルタ２４によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。
図８（ｆ）は、図８（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測される伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分をシンボル補間フィルタ２４によってフィルタリングして阻止された成分をスペクトル密度で表したものである。図８（ｅ）、（ｆ）と従来例の図１９（ｅ）、（ｆ）とから、従来例に比べると所望の伝送路特性から欠落した成分が小さいことが分かる。
図８（ｇ）は、図８（ｃ）に示すＳＰ信号位置で観測される伝送路特性のうちのエイリアシングによる伝送路特性の成分（図８（ｃ）に示したＳＰ信号で観測された伝送路特性から図８（ｂ）に示した所望の伝送路特性を除いた伝送路特性の成分）をシンボル補間フィルタ２４によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。図８（ｇ）と従来例の図１９（ｇ）とから、従来例に比べるとシンボル補間フィルタ２４から出力されるエイリアシングの成分が小さいことが分かる。
上述したとおり、図８（ｆ）および図８（ｇ）の成分が、従来例に比べ小さくなるので、データ変調信号位置における伝送路特性の推定の誤差が小さくなり、等化部７における復調の誤差を低減することができる。
なお、反射波に鏡面波を含むマルチパス伝搬環境や、ＯＦＤＭ伝送方式のマルチパス耐性を利用したＳＦＮ（Single Frequency Network）環境などのように複数の鏡面波を同時に受信する伝搬環境においても、ライスフェージング環境と同様の効果が得られる。
≪第２の実施の形態≫
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
但し、本実施の形態は、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御するフィルタ制御部２７ａが第１の実施の形態のフィルタ制御部２７と異なっており、それ以外は第１の実施の形態と実質的に同じである。
＜フィルタ制御部の構成＞
本実施の形態のフィルタ制御部２７ａの構成について図９を参照しつつ説明する。図９は本実施の形態のフィルタ制御部２７ａの構成図である。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
フィルタ制御部２７ａは、ＣＰ信号抽出部４１と、ＣＰ信号発生部４２と、伝送路特性算出部４３と、フィルタ設定部４４と、シンボルフィルタ４５と、遅延部５１と、差分算出部５２と、電力値算出部４６ａと、最小値検出部５３とを有する。
遅延部５１は、伝送路特性算出部４３の出力信号が、シンボルフィルタ４５を介して差分算出部５２に入力されるまでの時間と、遅延部５１を介して差分算出部５２に入力されるまでの時間とが同じになるように、伝送路特性算出部４３から入力される信号を遅延させて差分算出部５２へ出力する。
差分算出部５２は、シンボルフィルタ４５から入力される入力信号（シンボルフィルタ４５のフィルタリング結果）と遅延部５１から入力される入力信号との差分を算出し、算出した差分値を電力値算出部４６ａへ出力する。
電力値算出部４６ａは、差分算出部５２の出力信号（差分算出部５２により算出された差分値）の電力値を算出し、算出結果を最小値検出部５３へ出力する。
最小値検出部５３は、電力値算出部４６ａの出力信号（電力値算出部４６ａによって算出された電力値）を観測して当該出力信号の最小値を検出する。そして、最小値検出部５３は、電力値算出部４６ａの出力信号が最小値であったときにフィルタ設定部４４から入力されたフィルタ設定情報が示すθの値を示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。シンボル補間フィルタ２４は、フィルタ制御部２７ａ内の最小値検出部５３から周波数制御信号の入力を受けて、シンボル補間フィルタ２４内の各位相回転部のθの値を周波数制御信号が示す値に設定して周波数伝達特性を周波数シフトする。そして、シンボル補間フィルタ２４は、周波数シフト後の周波数伝達特性により、伝送路特性算出部２３から入力される伝送路特性をフィルタリングしてキャリア補間フィルタ２５へ出力する。
＜フィルタ制御部の動作＞
図９のフィルタ制御部２７ａの動作について図１０を参照しつつ説明する。図１０は図９のフィルタ制御部２７ａの動作を説明するための図である。但し、図１０の各図において、横軸はシンボル周波数ｆｓで正規化された周波数を表す。図１０（ａ）、（ｃ−１）、（ｄ−１）、（ｃ−２）、（ｄ−２）、（ｃ−３）、（ｄ−３）において、縦軸はスペクトル密度（ｄＢ）を表し、図１０（ｂ−１）、（ｂ−２）、（ｂ−３）において、縦軸はゲイン（ｄＢ）を表す。なお、シンボル周波数ｆｓは、シンボルの周期をＴ秒とすると、ｆｓ＝１／Ｔヘルツになる。
図１０（ａ）は、ＣＰ信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したもの、つまり、伝送路特性算出部４３からシンボルフィルタ４５に入力される伝送路特性のスペクトル密度を表したものである。但し、ＣＰ信号は毎シンボル伝送されることから、エイリアシング成分はシンボル周波数ｆｓ間隔で現れ、シンボル周波数ｆｓ相当分のみ図示している図１０（ａ）にはエイリアシング成分は現れていない。
まず、フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量（周波数伝達特性の周波数シフト量）をｆ０に設定すべく、２πｆ０／ｆｓ（ラジアン）をθの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ４５及び最小値検出部５３の夫々へ出力する。
シンボルフィルタ４５は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報に従って、シンボルフィルタ４５内の各位相回転部のθの値をフィルタ設定情報が示す２πｆ０／ｆｓ（ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数ｆ０分周波数シフトする。図１０（ｂ−１）は周波数ｆ０分周波数シフトしたシンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を表す。
図１０（ａ）にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図１０（ｂ−１）に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ４５によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図１０（ｃ−１）に示すようになる。
差分算出部５２は、シンボルフィルタ４５からの入力信号（図１０（ｃ−１）にスペクトル密度を示した伝送路特性に係る信号）と遅延部５１からの入力信号（図１０（ａ）に示したスペクトル密度と同じスペクトル密度を持つ信号）との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部４６ａへ出力する。差分算出部５２の出力信号のスペクトル密度は図１０（ｄ−１）に示すようになる。
電力値算出部４６ａは、差分算出部５２の出力信号の電力値、つまり、図１０（ｄ−１）にスペクトル密度を示した信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部５３へ出力する。そして、最小値検出部５３は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報が示すθの値（2πｆ０／ｆｓ）をθｍｉｎとして内部保持するとともに、電力値算出部４６ａから入力される電力値をＰｍｉｎとして内部保持する。
次いで、フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の周波数シフト量をｆ１に設定すべく、２πｆ１／ｆｓ（ラジアン）をθの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ４５及び最小値検出部５３の夫々へ出力する。
シンボルフィルタ４５は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報に従って、シンボルフィルタ４５内の各位相回転部のθの値をフィルタ設定情報が示す２πｆ１／ｆｓ（ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数ｆ１分周波数シフトする。図１０（ｂ−２）は周波数ｆ１分周波数シフトしたシンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を表す。
図１０（ａ）にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図１０（ｂ−２）に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ４５によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図１０（ｃ−２）に示すようになる。
差分算出部５２は、シンボルフィルタ４５からの入力信号（図１０（ｃ−２）にスペクトル密度を示した伝送路特性に係る信号）と遅延部５１からの入力信号（図１０（ａ）に示したスペクトル密度と同じスペクトル密度を持つ信号）との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部４６ａへ出力する。差分算出部５２の出力信号のスペクトル密度は図１０（ｄ−２）に示すようになる。
電力値算出部４６ａは、差分算出部５２の出力信号の電力値、つまり、図１０（ｄ−２）にスペクトル密度を示した信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部５３へ出力する。そして、最小値検出部５３は、電力値算出部４６ａから入力される電力値と内部保持しているＰｍｉｎの値とを比較し、ここでは、電力値算出部４６ａから入力される電力値がＰｍｉｎの値より小さいと判断する。最小値検出部５３は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報が示すθの値（2πｆ１／ｆｓ）をθｍｉｎとして内部保持するとともに、電力値算出部４６ａから入力される電力値をＰｍｉｎとして内部保持する。
次いで、フィルタ設定部４４は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の周波数シフト量をｆ２に設定すべく、２πｆ２／ｆｓ（ラジアン）をθの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ４５及び最小値検出部５３の夫々へ出力する。
シンボルフィルタ４５は、フィルタ設定部４４から入力されるフィルタ設定情報に従って、シンボルフィルタ４５内の各位相回転部のθの値をフィルタ設定情報が示す２πｆ２／ｆｓ（ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数ｆ２分周波数シフトする。図１０（ｂ−３）は周波数ｆ２分周波数シフトしたシンボルフィルタ４５の周波数伝達特性を表す。
図１０（ａ）にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図１０（ｂ−３）に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ４５によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図１０（ｃ−３）に示すようになる。
差分算出部５２は、シンボルフィルタ４５からの入力信号（図１０（ｃ−３）にスペクトル密度を示した伝送路特性に係る信号）と遅延部５１からの入力信号（図１０（ａ）に示したスペクトル密度と同じスペクトル密度を持つ信号）との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部４６ａへ出力する。差分算出部５２の出力信号のスペクトル密度は図１０（ｄ−３）に示すようになる。
電力値算出部４６ａは、差分算出部５２の出力信号の電力値、つまり、図１０（ｄ−３）にスペクトル密度を示した信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部５３へ出力する。そして、最小値検出部５３は、電力値算出部４６ａから入力される電力値と内部保持しているＰｍｉｎの値とを比較し、ここでは、電力値算出部４６ａから入力される電力値がＰｍｉｎの値より大きいと判断する。最小値検出部５３は、θｍｉｎの値を2πｆ１／ｆｓのまま維持するとともに、Ｐｍｉｎの値をそのまま維持する。
その後、最小値検出部５３は、θｍｉｎが示す2πｆ１／ｆｓをθの値として示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。
シンボル補間フィルタ２４は、シンボル補間フィルタ２４内の各位相回転部のθの値を周波数制御信号が示す2πｆ１／ｆｓに設定する。シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性は図１０（ｂ−２）に示すものと同等になる。
なお、上記では、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の周波数シフト量がｆ０、ｆ１、ｆ２の３通りであるが、周波数シフト量の数は上記に限られるものではない。
≪第３の実施の形態≫
以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
但し、本実施の形態は、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御するフィルタ制御部２７ｂが第１の実施の形態のフィルタ制御部２７と異なっており、それ以外は第１の実施の形態と実質的に同じである。
第１の実施の形態のフィルタ制御部２７はフーリエ変換後の受信信号に含まれるＣＰ信号を利用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。
これに対して、本実施の形態のフィルタ制御部２７ｂはフーリエ変換後の受信信号に含まれるＴＭＣＣ（Transmission and MultiplexingConfiguration Control）信号を利用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。
＜分散パイロット信号及びＴＭＣＣ信号の信号配置＞
本実施の形態のフィルタ制御部２７ｂについて説明する前に、分散パイロット信号（ＳＰ信号）及びＴＭＣＣ信号の信号配置について図１１を参照しつつ説明する。図１１は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＳＰ信号及びＴＭＣＣ信号の信号配置を示す模式図である。但し、図１１において、縦軸はシンボル単位の時間、横軸はキャリア単位の周波数を表す。なお、黒丸はＳＰ信号、三重丸はＴＭＣＣ信号、白丸は伝送データで変調されたデータ変調信号である。
ＳＰ信号は、送信側において所定の振幅及び所定の位相でＢＰＳＫ変調された信号であり、所定の振幅及び所定の位相は受信側で既知である。
ＳＰ信号は、１つのシンボル内で１２キャリア毎に配置され、シンボル毎に３キャリアずつシフトされ、４シンボルで巡回するように配置されて送信される。
ＴＭＣＣ信号は、伝送パラメータなどの制御情報によってシンボル間でＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）変調された信号である。ＴＭＣＣ信号は、ＳＰ信号が配置されるキャリアとは異なる複数のキャリアに毎シンボル配置され、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＭＣＣ信号は全て同じ制御情報を伝送する。
＜フィルタ制御部＞
本実施の形態のフィルタ制御部２７ｂの構成について図１２を参照しつつ説明する。図１２は本実施の形態のフィルタ制御部２７ｂの構成図である。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
フィルタ制御部２７ｂは、ＴＭＣＣ信号抽出部６１と、ＴＭＣＣ復号部６２と、ＴＭＣＣ再変調部６３と、伝送路特性算出部６４と、フィルタ設定部４４と、シンボルフィルタ４５と、電力値算出部４６と、最大値検出部４７とを有する。
フーリエ変換部６によるフーリエ変換後の受信信号は、ＴＭＣＣ信号抽出部６１に供給される。
ＴＭＣＣ信号抽出部６１は、フーリエ変換部６から入力されるフーリエ変換後の受信信号からＴＭＣＣ信号を抽出し、抽出したＴＭＣＣ信号をＴＭＣＣ復号部６２及び伝送路特性算出部６４の夫々へ出力する。
ＴＭＣＣ復号部６２は、ＴＭＣＣ信号抽出部６１から入力されるＴＭＣＣ信号に基づいてＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を復号し、制御情報をＴＭＣＣ再変調部６３へ出力する。上述したように、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＭＣＣ信号は全て同じ制御情報を伝送することから、ＴＭＣＣ復号部６２は、１シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいて伝送された制御情報を多数決判定し、伝送された制御情報の特定を行う。これにより、制御情報の復号精度が向上する。
ＴＭＣＣ再変調部６３は、ＴＭＣＣ復号部６２から入力される制御情報に基づいてＤＢＰＳＫ変調を行って送信側におけるＴＭＣＣ信号の変調位相を推定し、ＤＢＰＳＫ変調により得られた信号を伝送路特性算出部６４へ出力する。
伝送路特性算出部６４は、ＴＭＣＣ信号抽出部６１から入力されるＴＭＣＣ信号を、当該ＴＭＣＣ信号に対応するＴＭＣＣ再変調部６３から入力される信号で除算し、除算結果をシンボルフィルタ４５へ出力する。但し、除算結果は、ＴＭＣＣ信号抽出部６１によって抽出されたＴＭＣＣ信号が配置された位置における伝送路特性である。
フィルタ制御部２７ｂでは、ＴＭＣＣ信号抽出部６１、ＴＭＣＣ復号部６２、ＴＭＣＣ再変調部６３、及び伝送路特性算出部６４の各部の処理により、毎シンボルの伝送路特性が推定され、推定された伝送路特性がシンボルフィルタ４５へ出力される。
シンボルフィルタ４５はフィルタ設定部４４によって周波数伝達特性の周波数シフト量が設定される。
伝送路特性算出部６４から出力された伝送路特性は、シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされて電力値算出部４６に入力される。電力値算出部４６は、シンボルフィルタ４５によるフィルタリング後の信号の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部４７へ出力する。フィルタ設定部４４、シンボルフィルタ４５、及び電力値算出部４６の各部の処理は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の複数の周波数シフト量に関して行われる。
最大値検出部４７は、電力値算出部４６の出力信号（電力値算出部４６により算出された電力値）を観測して出力信号の最大値を検出する。そして、最大値検出部４７は出力信号が最大値であったときにフィルタ設定部４４から入力されたフィルタ設定情報が示すθの値を示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。
≪第４の実施の形態≫
以下、本発明の第４の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
但し、本実施の形態は、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御するフィルタ制御部２７ｃが第２の実施の形態のフィルタ制御部２７ａと異なっており、それ以外は第２の実施の形態と実質的に同じである。
第２の実施の形態のフィルタ制御部２７ａはフーリエ変換後の受信信号に含まれるＣＰ信号を利用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。
これに対して、本実施の形態のフィルタ制御部２７ｃはフーリエ変換後の受信信号に含まれるＴＭＣＣ信号を利用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ２４の周波数シフトを制御する。
＜フィルタ制御部＞
本実施の形態のフィルタ制御部２７ｃの構成について図１３を参照しつつ説明する。図１３は本実施の形態のフィルタ制御部２７ｃの構成図である。但し、本実施の形態において、第１から第３の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第１から第３の実施の形態と同じ符号を付し、第１から第３の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
フィルタ制御部２７ｃは、ＴＭＣＣ信号抽出部６１と、ＴＭＣＣ復号部６２と、ＴＭＣＣ再変調部６３と、伝送路特性算出部６４と、フィルタ設定部４４と、シンボルフィルタ４５と、遅延部５１と、差分算出部５２と、電力値算出部４６ａと、最小値検出部５３とを有する。
フィルタ制御部２７ｃでは、ＴＭＣＣ信号抽出部６１、ＴＭＣＣ復号部６２、ＴＭＣＣ再変調部６３、及び伝送路特性算出部６４の各部の処理により、毎シンボルの伝送路特性が推定され、推定された伝送路特性がシンボルフィルタ４５へ出力される。
シンボルフィルタ４５はフィルタ設定部４４によって周波数伝達特性の周波数シフト量が設定される。
伝送路特性算出部６４から出力された伝送路特性は、シンボルフィルタ４５によってフィルタリングされて差分算出部５２に入力されるとともに、遅延部５１によって遅延させられて差分算出部５２に入力される。差分算出部５２はシンボルフィルタ４５からの入力信号と遅延部５１からの入力信号との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部４６ａへ出力する。電力値算出部４６ａは差分算出部５２の出力信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部５３へ出力する。フィルタ設定部４４、シンボルフィルタ４５、遅延部５１、差分算出部５２、及び電力値算出部４６ａの各部の処理は、シンボルフィルタ４５の周波数伝達特性の複数の周波数シフト量に関して行われる。
最小値検出部５３は、電力値算出部４６ａの出力信号（電力値算出部４６ａにより算出された電力値）を観測して出力信号の最小値を検出する。そして、最小値検出部５３は出力信号が最小であったときにフィルタ設定部４４から入力されたフィルタ設定情報が示すθの値を示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する。
≪第５の実施の形態≫
以下、本発明の第５の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
但し、第１から第４の実施の形態はシンボル補間フィルタの周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を制御する。これに対して、本実施の形態はＡＦＣ部４ａが受信信号を周波数シフトするシフト量を制御する。
＜受信装置の構成＞
本実施の形態の受信装置１ａの構成について図１４を参照しつつ説明する。図１４は本実施の形態の受信装置１ａの構成図であり、ＯＦＤＭ伝送方式を用いた地上デジタルテレビジョン放送を受信する受信装置の一構成例である。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
受信装置１ａは、アンテナ２と、チューナ３と、ＡＦＣ部４ａと、シンボル同期部５と、フーリエ変換部６と、等化部７ａと、誤り訂正部８と、映像音声復号部９と、表示部１０と、スピーカ１１と、ＡＦＣ制御部１２とを備える。
ＡＦＣ部４ａは、チューナ３から入力される受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去し、周波数誤差を除去した受信信号をシンボル同期部５とフーリエ変換部６の夫々へ出力する。ＡＦＣ部４ａは、ＡＦＣ制御部１２から入力される周波数制御信号が示す値に基づいてチューナ３から入力される受信信号を周波数シフトさせる。
等化部７ａは、フーリエ変換部６から入力される受信信号に基づいて伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性に基づいて受信信号を等化し復調する。そして、等化部７ａは、復調した受信信号を誤り訂正部８へ出力する。なお、等化部７ａは、例えば、図４に構成を示した等化部７からフィルタ制御部２７を除いた構成により実現することができる。
ＡＦＣ制御部１２は、ＣＰ信号抽出部４１と、ＣＰ信号発生部４２と、伝送路特性算出部４３と、フィルタ設定部４４と、シンボルフィルタ４５と、電力値算出部４６と、最大値検出部４７とを有する。但し、最大値検出部４７は周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する代わりにＡＦＣ部４ａへ出力する。なお、最大値検出部４７が周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する代わりにＡＦＣ部４ａへ出力することを除けば、ＣＰ信号抽出部４１、ＣＰ信号発生部４２、伝送路特性算出部４３、フィルタ設定部４４、シンボルフィルタ４５、電力値算出部４６、及び最大値検出部４７の各部は第１の実施の形態と実質的に同じ処理を行う。
ＡＦＣ部４ａは、ＡＦＣ制御部１２からの周波数制御信号の入力を受けて、周波数制御信号が示すシフト量に基づいて受信信号を周波数シフトする。例えば、周波数制御信号が示すθの値が２πｆ／ｆｓ（ラジアン）であった場合、ＡＦＣ部４ａは、受信信号をシンボル同期部５及びフーリエ変換部６の夫々へ出力する際に、受信信号を（−ｆ）ヘルツ分周波数シフトしてシンボル同期部５及びフーリエ変換部６の夫々へ出力する。なお、ｆｓはシンボル周波数であり、シンボルの周期をＴ秒とすると、ｆｓ＝１／Ｔヘルツになる。
≪補足≫
本発明は上記の実施の形態に限られるものではなく、例えば、次のようなものであっても良い。
（１）上記の実施の形態では、シンボル補間フィルタ２４及びシンボルフィルタ４５の構成に図５の構成を例示したが、これに限られるものではなく、ポリフェーズフィルタなどのフィルタ構成方法を用いてもよい。例えば、シンボル補間フィルタ２４は入力される伝送路特性が４シンボルに１回であるため、４位相のポリフェーズフィルタで構成することができる。
（２）上記の実施の形態では、シンボル補間フィルタ２４とシンボルフィルタ４５とが同一構造であるとしたが、これに限られるものではなく、シンボルフィルタ４５はシンボル補間フィルタ２４と同じ周波数伝達特性を実現することができるものであればよい。
（３）第３及び第４の実施の形態では、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフト量を制御するために、フィルタ制御部２７ｂ、２７ｃはＩＳＤＢ−Ｔ方式において伝送されるＴＭＣＣ信号を利用しているが、これに限られるものではなく、例えば、ＤＶＢ−Ｔ方式において伝送されるＴＰＳ（TransmissionParameter Signaling）信号を利用するようにしてもよい。
なお、ＴＰＳ信号は、ＴＭＣＣ信号と同様、伝送パラメータなどの制御情報によってシンボル間で差動ＢＰＳＫ変調された信号である。ＴＰＳ信号は、ＳＰ信号が配置されるキャリアとは異なる複数のキャリアに毎シンボル配置され、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＭＣＣ信号は全て同じ制御情報を有する。
なお、ＣＰ信号、ＴＭＣＣ信号、及びＴＰＳ信号を用いなくても、受信信号から伝送路特性を推定して、推定した伝送路特性を用いてシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御できれば、本発明は適用可能である。
（４）第３及び第４の実施の形態では、ＴＭＣＣ復号部６２は１シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいてＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を多数決判定し、ＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を特定しているが、これに限られるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。ＴＭＣＣ復号部６２は、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＭＣＣ信号を合成し、合成したＴＭＣＣ信号を用いてＴＭＣＣ信号の復号を行う。或いは、ＴＭＣＣ復号部６２は、１シンボル内の複数のＴＭＣＣ信号のうち受信品質がよいＴＭＣＣ信号を選択し、選択したＴＭＣＣ信号を用いてＴＭＣＣ信号を復号し、ＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を特定する。或いは、ＴＭＣＣ復号部６２は、予め定められたキャリアのＴＭＣＣ信号を復号し、ＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を特定する。
（５）第１から第４の実施の形態はシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性を周波数シフトのみする場合であるが、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の通過帯域幅の変更と周波数伝達特性の周波数シフトとの双方を行うようにしてもよく、例えば、次のようにして実現することができる。
フィルタ制御部は、シンボルフィルタ２４の通過帯域幅を所定の複数の通過帯域幅に順次変更し、夫々の通過帯域幅ごとに最適な周波数シフト量を求める。次に、シンボル補間フィルタ２４の通過帯域幅と周波数シフト量とを、上記で得られた通過帯域幅と周波数シフト量との組み合わせについて、等化部７の等化処理を施行し、受信品質が最も良い通過帯域幅と周波数シフト量との組み合わせを選択する。受信品質は、例えば、等化部７で得られた復調信号の変調点からの誤差や、誤り訂正部８の入力或いは出力の誤り率を観測することで判定する。
また、以下のようにしても実現できる。
フィルタ制御部は、決定した最適な周波数シフト量において得られるシンボルフィルタの出力信号の電力に対して、シンボルフィルタの出力信号の電力が所定の範囲内に収まる周波数シフト量の範囲を求める。例えば、上記で得られた周波数シフト量の範囲がｆａからｆｂの範囲であったとする。フィルタ制御部はｆａとｆｂの平均である周波数シフト量に基づいてシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフト量を制御するとともに、ｆａとｆｂとの差の周波数に基づいてシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の通過帯域幅を狭くする。
また、以下のようにしても実現可能である。
フィルタ制御部は、複数のドップラ周波数について、ドップラ周波数と通過帯域幅を決定するシンボル補間フィルタ２４の係数とを対応付けて内部保持する。フィルタ制御部は受信信号中のＳＰ信号、ＣＰ信号、ＴＭＣＣ信号又はＴＰＳ信号を利用してドップラ周波数を推定し、推定したドップラ周波数に対応する係数をシンボル補間フィルタ２４及びシンボルフィルタ４５に設定する。その後、第１の実施の形態から第４の実施の形態において説明したようにしてシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフト量を決定し、決定した周波数シフト量に基づいてシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。
以下、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の通過帯域幅の変更及び周波数伝達特性の周波数シフトの双方を行うことによる効果を図１５を参照しつつ説明する。図１５はシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の通過帯域幅の変更及び周波数シフトの双方を行うことによる効果を説明するための図である。但し、図１５の各図において、横軸はシンボル周波数ｆｓで正規化された周波数を表す。図１５（ａ）、（ｃ−１）、（ｃ−２）、（ｃ−３）において、縦軸はスペクトル密度（ｄＢ）を表し、図１５（ｂ−１）、（ｂ−２）、（ｂ−３）において、縦軸はゲイン（ｄＢ）を表す。なお、シンボル周波数ｆｓは、シンボルの周期をＴ秒とすると、ｆｓ＝１／Ｔヘルツになる。
図１５（ａ）は、ＳＰ信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したもの、つまり、伝送路特性算出部２３からシンボル補間フィルタ２４に入力される伝送路特性のスペクトル密度を表したものである。受信装置の移動速度が低く、スペクトル密度の広がりが小さい場合を示している。
図１５（ｂ−１）は、フィルタ制御部の処理により周波数伝達特性の周波数シフト量及び周波数伝達特性の通過帯域幅が制御された、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性を表す。
図１５（ｃ−１）は、図１５（ａ）に示すＳＰ信号位置で観測された伝送路特性を図１５（ｂ−１）の周波数伝達特性のシンボル補間フィルタ２４によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。
図１５（ｂ−２）は、従来例のようにして周波数伝達特性の通過帯域幅のみが制御されたシンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性を表す。図１５（ｂ−２）の周波数伝達特性の通過帯域幅は図１５（ｂ−１）の周波数伝達特性の通過帯域幅と同じとする。
図１５（ｃ−２）は、図１５（ａ）に示すＳＰ信号位置で観測された伝送路特性を図１５（ｂ−２）の周波数伝達特性のシンボル補間フィルタ２４によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。図１５（ｃ−２）から分かる通り、シンボル補間フィルタ２４から出力される伝送路特性は所望の伝送路特性の低域側の成分が欠落したものである。
従来例の場合、ＳＰ信号位置で観測された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分のほとんどがシンボル補間フィルタ２４を通過するようにするためには周波数伝達特性の通過帯域幅を広くしなければならず、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性は図１５（ｂ−３）に示すようになる。
図１５（ｃ−３）は、図１５（ａ）に示すＳＰ信号位置で観測された伝送路特性を図１５（ｂ−３）の周波数伝達特性のシンボル補間フィルタ２４によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の通過帯域幅が広くなることによって、ＳＰ信号位置で観測された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分以外の雑音成分が増加してしまう。
シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性を周波数シフトさせることによって、シンボル補間フィルタ２４の周波数伝達特性の通過帯域幅の選択を適切に行うことができる。
（６）第５の実施の形態のＡＦＣ制御部の構成として、例えば、第２の実施の形態のフィルタ制御部２７ａの構成、第３の実施の形態のフィルタ制御部２７ｂの構成、又は、第４の実施の形態のフィルタ制御部２７ｃの構成を用いることができる。なお、フィルタ制御部２７ｂの最大値検出部４７は、周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する代わりにＡＦＣ部４ａへ出力するようにする。また、フィルタ制御部２７ａ、２７ｃの最小値検出部５３は、周波数制御信号をシンボル補間フィルタ２４へ出力する代わりにＡＦＣ部４ａへ出力するようにする。
（７）第１から第４のＡＦＣ部４及び第５の実施の形態のＡＦＣ部４ａは、図２に示した構成に限られるものではなく、例えば、受信信号中のパイロット信号の位相の変化に基づいて受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去する構成などであってもよい。
（８）上記の各実施の形態の受信装置は、典型的には集積回路であるＬＳＩ(Large Scale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に１チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように１チップ化されてもよい。例えば、チューナ３は他の回路部と同一の集積回路に集積されることもあれば、別の集積回路になる場合もある。
ここでは、ＬＳＩとして記載したが、集積度の違いにより、ＩＣ(Integrated Circuit)、システムＬＳＩ、スーパＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラム化することが可能なＦＰＧＡ（FieldProgrammable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
本発明は、マルチキャリア伝送方式の信号を受信する受信装置、例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ伝送方式を採用するＩＳＤＢ−Ｔ方式又はＤＶＴＢ−Ｔ方式などの地上デジタルレテビジョン放送を受信する受信装置に適用することができる。
また、本発明は、シングルキャリア伝送方式の信号を受信する受信装置に適用することができる。
第１の実施の形態の受信装置の構成図。 図１のＡＦＣ部の構成図。 ＤＶＢ−Ｔ方式における分散パイロット信号及び連続パイロット信号の信号配置を示す模式図。 図１の等化部の構成の構成図。 図４のシンボル補間フィルタの構成図。 図４のフィルタ制御部の構成図。 図６のフィルタ制御部の動作を説明するための図。 第１の実施の形態の受信装置の動作を説明するための図。 第２の実施の形態のフィルタ制御部の構成図。 図９のフィルタ制御部の動作を説明するための図。 ＩＳＤＢ−Ｔ方式における分散パイロット信号及びＴＭＣＣ信号の信号配置を示す模式図。 第３の実施の形態のフィルタ制御部の構成図。 第４の実施の形態のフィルタ制御部の構成図。 第５の実施の形態の受信装置の構成図。 シンボル補間フィルタの周波数伝達特性の周波数シフト及び通過帯域幅の制御を行う利点を説明するための図。 ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＢＶ−Ｔ方式における分散パイロット信号の信号配置を示す模式図。 従来の受信装置の構成図。 図１７の等化部の構成図。 従来の受信装置の動作を説明するための図。
１ 受信装置
２ アンテナ
３ チューナ
４ ＡＦＣ部
５ シンボル同期部
６ フーリエ変換部
７ 等化部
８ 誤り訂正部
９ 映像音声復号部
１０ 表示部
１１ スピーカ
１２ ＡＦＣ制御部
１５ 周波数発振部
１６ 乗算部
１７ 遅延部
１８ 相関部
１９ 周波数誤差検出部
２１ ＳＰ信号抽出部
２２ ＳＰ信号発生部
２３、４３、６４ 伝送路特性算出部
２４ シンボル補間フィルタ
２５ キャリア補間フィルタ
２６ 除算部
２７、２７ａ、２７ｂ、２７ｃ フィルタ制御部
４１ ＣＰ信号抽出部
４２ ＣＰ信号発生部
４４ フィルタ設定部
４５ シンボルフィルタ
４６、４６ａ 電力値算出部
４７ 最大値検出部
５１ 遅延部
５２ 差分算出部
５３ 最小値検出部
６１ ＴＭＣＣ信号抽出部
６２ ＴＭＣＣ復号部
６３ ＴＭＣＣ再変調部

Claims (11)

  1. 受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
    前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行い、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能なフィルタ部と、
    前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化部と、
    前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御部と、
    を備え、
    前記フィルタ制御部は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、
    前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする
    ことを特徴とする受信装置。
  2. 前記パイロット信号は前記受信信号にＭ（Ｍは２以上の整数）シンボル毎に挿入されて伝送され、
    前記第１信号はＮ（ＮはＭより小さい１以上の整数）シンボル毎に挿入されて伝送され、
    前記フィルタ制御部は、
    前記第１信号に基づいて当該第１信号に対する伝送路特性を算出する第１伝送路特性算出部と、
    前記第１伝送路特性算出部で算出された伝送路特性に対するフィルタ処理をフィルタ処理の周波数伝達特性を順次周波数シフトさせながら行う第１フィルタ部と、
    前記第１フィルタ部の出力信号を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定するシフト量決定部と、
    を備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  3. 前記シフト量決定部は、
    前記第１フィルタ部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、
    前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最大値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最大値になるときの前記第１フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最大値検出部と、
    を備えることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
  4. 前記シフト量決定部は、
    前記第１伝送路特性算出部の出力信号と、当該出力信号が前記第１フィルタ部によりフィルタ処理されて得られた信号との差分を算出し、出力信号として差分結果を出力する差分算出部と、
    前記差分算出部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、
    前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最小値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最小値になるときの前記第１フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最小値検出部と、
    を備えることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
  5. 前記第１信号は毎シンボル挿入されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
  6. 前記第１信号はＤＶＢ−Ｔ方式における連続パイロット信号であることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
  7. 前記第１信号はＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣ信号又はＤＶＢ−Ｔ方式におけるＴＰＳ信号であることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
  8. 前記第１伝送路特性算出部は、
    前記ＴＭＣＣ信号又は前記ＴＰＳ信号を復号する復号部と、
    前記復号部による復号結果に基づいて、前記ＴＭＣＣ信号又は前記ＴＰＳ信号で伝送された制御情報をＤＢＰＳＫ変調する再変調部と、
    前記受信信号に挿入されて伝送されるＴＭＣＣ信号又はＴＰＳ信号と、前記再変調部によるＤＢＰＳＫ変調により得られたＴＭＣＣ信号又はＴＰＳ信号とに基づいて、当該ＴＭＣＣ信号又は当該ＴＰＳ信号に対する伝送路特性を算出する算出部と、
    を備えることを特徴とする請求項７記載の受信装置。
  9. 前記フィルタ部は前記周波数伝達特性の通過帯域幅が変更可能であって、
    前記フィルタ制御部は、前記第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性の通過帯域幅を決定し、
    前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定された通過帯域幅に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性の前記通過帯域幅を変更する
    ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  10. 受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
    前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行い、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能なフィルタ部と、
    前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化部と、
    前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御部と、
    を備え、
    前記フィルタ制御部は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、
    前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする
    ことを特徴とする集積回路。
  11. 受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出手順と、
    フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能であるフィルタ部によって前記伝送路特性算出手順において算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ手順と、
    前記フィルタ手順で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化手順と、
    前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御手順と、
    を有し、
    前記フィルタ制御手順は、前記受信信号に含まれる第１信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、
    前記フィルタ部は、前記フィルタ制御手順により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする
    ことを特徴とする受信方法。
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