JP3842614B2 - 周波数特性算出回路およびそれを用いたキャンセラならびに装置 - Google Patents
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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送において、受信したＯＦＤＭ信号の周波数特性（総合伝達関数）を算出する周波数特性算出回路およびこの種の周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラ、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ中継装置、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ信号用の周波数特性算出回路としては、学会発表論文“「地上ディジタル放送におけるＯＦＤＭシンボル長とスキャッタードパイロットによる伝送特性」，映像情報メディア学会誌Vol.52,No.11,pp,1658-1666(1998)”などに記載されているような、ＳＰ(Scattered Pilot)やＣＰ（Continual Pilot）と呼ばれるパイロットキャリアを用いたものがある。これらＳＰ、ＣＰを用いた周波数特性算出回路は、パイロットキャリアの挿入間隔をＮキャリア置きとすると、複素のサンプリング定理により、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長のＮ分の１までの遅延波による周波数特性を正確に算出することができる。
【０００３】
日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）においては、パイロットキャリアの挿入間隔を１シンボル内で１２キャリア置きとし、４シンボル分のデータを用いることで３キャリア置きにＳＰが挿入されており、有効シンボル期間の３分の１までの遅延波による周波数特性を算出可能となっている。
【０００４】
また、ＤＱＰＳＫ (Differential Quadrature Phase Shift Keying）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの位相変調方式を用いたＯＦＤＭ信号については、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−３４９７３４号「回り込みキャンセラ」）や、学会発表論文“「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像情報メディア学会誌Vol.54,No.11,pp.1568-1575(2000)の４．３項「差動変調方式における回り込み推定法」”に記載のアルゴリズムにて位相変調された全ＯＦＤＭキャリアについて周波数特性が算出可能であり、有効シンボル期間分までの長い遅延波による周波数特性を算出することが可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）と６４ＱＡＭを用いたＯＦＤＭ信号については、ＳＰを用いた周波数特性の算出により、観測可能な遅延波は有効シンボル期間の３分の１までであり、それ以上の遅延時間の遅延波を観測することができなかった。
【０００６】
そこで本発明の目的は、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなどの多値ＱＡＭを用いたＯＦＤＭ信号においても、有効シンボル期間の３分の１以上の遅延時間の遅延波を観測可能な周波数特性算出回路を提供することにある。
本発明の他の目的は、この種の周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラ、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ中継装置、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高速フーリエ変換されたＯＦＤＭ信号の複素の周波数データが実質的に入力され、この入力複素周波数データから伝送路特性を算出するための周波数特性算出回路において、当該周波数特性算出回路が：
前記入力複素周波数データからＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰおよびＣＰの複素データを抽出して出力するＳＰ／ＣＰ抽出回路と；
前記入力複素周波数データに送信側で挿入されたＳＰおよびＣＰと同じ振幅値と位相値を有する複素データを発生して出力するＳＰ／ＣＰ発生回路と；
該ＳＰ／ＣＰ発生回路と前記ＳＰ／ＣＰ抽出回路の出力がそれぞれ入力され、前記入力複素周波数データのＳＰおよびＣＰが挿入されているキャリアのデータについて、前記ＳＰ／ＣＰ抽出回路の出力の複素データを前記ＳＰ／ＣＰ発生回路の出力の複素データで除算して、その複素の商を出力するＳＰ／ＣＰ除算回路と；
前記ＳＰ／ＣＰ除算回路から出力されたデータを、１シンボル分だけのデータを用いて周波数軸方向であるキャリア方向にのみ内挿フィルタ処理を行って出力する１次元内挿フィルタ回路と；
前記ＳＰ／ＣＰ除算回路から出力されたデータを、時間軸方向であるシンボル方向と周波数軸方向であるキャリア方向の両方を用いて、２次元的に内挿フィルタ処理を行って出力する２次元内挿フィルタ回路と；
前記１次元内挿フィルタ回路の出力と、前記２次元内挿フィルタ回路の出力とが入力され、前記１次元内挿フィルタ回路の出力または前記２次元内挿フィルタ回路の出力のどちらか一方を選択して出力する選択回路と；
前記入力複素周波数データと、前記選択回路の出力がそれぞれ入力され、前記入力複素周波数データを前記選択回路の出力で除算することで前記入力複素周波数データを等化して出力する第 1 複素除算回路と；
該第１複素除算回路の出力が入力され、この入力された等化後の複素の周波数データ全てについて各キャリアの変調方式に従った領域判定により、各キャリアの振幅値と位相値を判定して、各キャリアの複素の判定値を出力する領域判定回路と；
前記各キャリアの複素の判定値と、前記入力複素周波数データとがそれぞれ入力され、全てのキャリアについて前記入力複素周波数データを前記複素の判定値で除算して、その複素の商を前記入力されたＯＦＤＭ信号の周波数特性として出力する第２複素除算手段と；
を少なくとも具えていることを特徴とするものである。
【００１０】
本発明による周波数特性算出回路は、入力信号に含まれる遅延波をキャンセルするマルチスキャンセラに適用するのが好適である。その利点は、従来のＳＰによる周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラでは不可能であった有効シンボル期間の３分の１以上の遅延時間のマルチパスを観測してキャンセルできることにある。
【００１１】
本発明による周波数特性算出回路はさらに、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ中継装置、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置などに適用して、従来は不可能であった遅延時間の長い遅延波をキャンセルすることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明による周波数特性算出回路の一実施例を示したブロック図であり、ここに、１はＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路、２は本発明周波数特性算出回路、３はＴＭＣＣ（伝送多重構成制御信号）復号回路、４はＳＰ／ＣＰ抽出回路、５はＳＰ／ＣＰ発生回路、６はＳＰ／ＣＰ除算回路、７は内挿フィルタ回路、８は第1バッファ回路、９は第１複素除算回路、１０は領域判定回路、１１は第２バッファ回路、１２は第２複素除算回路をそれぞれ示す。
【００１４】
ＦＦＴ回路１は、入力される複素の時間軸ＯＦＤＭ信号から１シンボル分の有効シンボル期間の時間軸データを切り出し、ＦＦＴすることで複素の周波数データに変換して、このデータを周波数特性算出回路２およびＴＭＣＣ復号回路３へ出力する。
【００１５】
周波数特性算出回路２は、ＦＦＴ回路１から入力される複素の周波数データ（これを本明細書では単に入力複素周波数データと称する）から全キャリアの周波数特性を算出して出力する。
【００１６】
ＴＭＣＣ復号回路３は、ＦＦＴ回路１の出力の周波数データのうち、ＩＳＤＢ−Ｔにて規定されているＴＭＣＣのキャリアからＴＭＣＣ情報を復号して、シンボル番号および各周波数セグメントにおける変調方式を周波数特性算出回路２へ出力する。なお、ＩＳＤＢ−ＴおよびＴＭＣＣの詳細な説明については、“「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験用放送設備」，映像情報メディア学会，Vol.53,No.2,pp.187-193,1999”や、“「特集 地上デジタル放送方式の研究」，ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ，No.５６，１９９９年５月”などを参照されたい。
【００１７】
なお、ＴＭＣＣ復号回路３は、各キャリアの変調方式を知るための手段として説明したものであり、本発明による周波数特性算出回路の動作を詳細に説明するために用いたものである。また、本発明周波数特性算出回路は、ＯＦＤＭを用いた信号であれば動作可能であり、各キャリアの変調方式を知るための手段さえ用いることができれば、本明細書の説明で用いているＩＳＤＢ−Ｔ信号以外のＯＦＤＭ信号にも適用可能である。
【００１８】
以下に本発明による周波数特性算出回路２について詳細に説明する。
ＦＦＴ回路１を経て周波数特性算出回路２に入力される入力複素周波数データは、ＳＰ／ＣＰ抽出回路４、第１バッファ回路８および第２バッファ回路１１へ入力される。
【００１９】
ＳＰ／ＣＰ抽出回路４は、入力複素周波数データからＳＰおよびＣＰのキャリアを抽出して、これらのキャリアをＳＰ／ＣＰ除算回路６へ出力する。この際、ＳＰおよびＣＰのキャリア位置を判定するために、ＴＭＣＣ復号回路３の出力のシンボル番号ならびに変調方式を用いる。
【００２０】
ＳＰ／ＣＰ発生回路５は、ＴＭＣＣ復号回路３の出力のシンボル番号ならびに変調方式をもとに、ＳＰ／ＣＰ抽出回路４に入力される入力複素周波数データに送信側で挿人されたＳＰおよびＣＰと同じ振幅値と位相値を有する複素データを発生して、これらの複素データをＳＰ／ＣＰ除算回路６へ出力する。
【００２１】
ＳＰ／ＣＰ除算回路６は、ＳＰおよびＣＰのキャリア位置の周波数データについて、ＳＰ／ＣＰ抽出回路４の出力をＳＰ／ＣＰ発生回路５の出力で複素除算して、その商を内挿フィルタ回路７へ出力する。なお、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置については、通常、内挿フィルタ回路７におけるフィルタ処理を考慮して、０の値を出力するように構成する。
【００２２】
内挿フィルタ回路７は、ＳＰ／ＣＰ除算回路６からの複素の周波数データをもとに、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータを内挿補間するフィルタ処理を行って第１複素除算回路９へ出力する。
【００２３】
第１バッファ回路８は、入力複素周波数データがＳＰ／ＣＰ抽出回路４からＳＰ／ＣＰ除算回路６および内挿フィルタ回路７を経て第１複素除算回路９へ出力されるのに要する時間だけ、入力複素周波数データを遅延させて第１複素除算回路９へ出力する。
【００２４】
第１複素除算回路９は、第１バッファ回路８からの複素の周波数データを、内挿フィルタ回路７からの複素の周波数データで除算することで、第１バッファ回路８からの複素の周波数データを等化して、この等化した複素の周波数データを領域判定回路１０へ出力する。
【００２５】
領域判定回路１０は、第１複素除算回路９からの複素の周波数データ全てについて、各キャリアの変調方式に従った領域判定により各キャリアの振幅値と位相値を判定し、判定した各キャリアの複素の判定値を第２複素除算回路１２へ出力する。この判定値は、周波数特性算出回路２にマルチパスやノイズの無い理想的な信号が入力された場合には、送信側の変調器からの出力における周波数データと一致する。
【００２６】
次に、領域判定回路１０の動作について図２を参照して説明する。
図２は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式における６４ＱＡＭのキャリアを領域判定するための位相図を示している。図２において、●はデータキャリアの位相点を、○はパイロットキャリアの位相点をそれぞれ示している。なお、図２はパイロットキャリアであるＳＰの絶対値が
【外１】
となるように等化した場合の位相図である。
【００２７】
第１複素除算回路９によって等化されて領域判定回路１０に入力された複素の周波数データは、図２に示すような位相図を用いてキャリアの位相点を領域判定する。領域判定回路１０は、入力された複素の周波数データが破線で区切ったどの領域内にあるかを判定して、その領域の中心に示している位相点であると判定し、その位相点の複素の値を出力する。例えば、ある１つの６４ＱＡＭキャリアの複素の周波数データが、Ｉ軸（実軸）のデータが−5.2で、Ｑ軸（虚軸）のデータが2.3であるとすると、領域判定回路１０は、Ｉ軸のデータが−６≦−5.2<−４であるため、これを“−５”であると判定し、Ｑ軸のデータが２≦2.3<４であるため、これを“３”であると判定し、この判定した複素の周波数データを出力する。また、ＢＰＳＫやＤＢＰＳＫ変調されたＳＰやＣＰ、ＴＭＣＣ、ＡＣのキャリアのデータが領域判定回路１０に入力された場合には、Ｉ軸のデータが０以上であれば、これを
【外２】
と判定し、Ｉ軸のデータが０未満であれば、これを
【外３】
と判定する。またＱ軸のデータは、その値にかかわらず“０”と判定し、判定した複素の周波数データを出力する。
【００２８】
以上、図２を用いて領域判定回路１０の動作について説明したが、これは図２のような位相図となるように第１複素除算回路９を構成した場合の一例であり、図２に示す以外の位相図となるような等化をこの第１複素除算回路９で行った場合には、その位相図に従って領域判定を行うように領域判定回路１０を構成する。また、説明中の領域判定における等号は、判定値に対して小さい値側に使用しているが、これを判定値に対して大きい値側に使用して、例えば−６<−5.2≦−４のように判定してもどちらでも動作可能である。
【００２９】
第２バッファ回路１１は、入力複素周波数データが第１バッファ回路８から第１複素除算回路９および領域判定回路１０を経て第２複素除算回路１２へ出力されるのに要する時間だけ、入力複素周波数データを遅延させて第２複素除算回路１２へ出力する。
【００３０】
第２複素除算回路１２は、第２バッファ回路１１からの複素の周波数データをその判定値である領域判定回路１０からの複素の周波数データで複素除算して、その商を入力複素周波数データの周波数特性として出力する。
【００３１】
以上のように周波数特性算出回路を構成することにより、全てのキャリアについて周波数特性を算出することが可能となり、Ｎキャリア置きに配置されたＳＰでは、遅延波の観測が有効シンボル期間のＮ分の１の遅延時間までが限界であったが、本発明による周波数特性算出回路を用いることで、最大有効シンボル期間までの遅延時間の遅延波の観測が可能となる。
【００３２】
図３は、本発明による周波数特性算出回路の第２の実施形態を示したブロック図である。この図３に示した周波数特性算出回路と図１に記載の周波数特性算出回路との相違点は、図３の例では、内挿フィルタ回路７が２種類のフィルタを具えており、それらのフィルタ出力を切り替えて出力するような構成となっているところにある。なお、図３において、図１に示した第１の実施形態の周波数特性算出回路と同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してあり、これらについての詳細な説明は省略する。
【００３３】
図３において、１３は１次元内挿フィルタ回路、１４は２次元内挿フィルタ回路、１５は選択回路をそれそれ示す。
【００３４】
１次元内挿フィルタ回路１３は、ＳＰ／ＣＰ除算回路６からの複素の周波数データをもとに、１シンボル分だけのデータを用いて周波数軸方向であるキャリア方向にのみＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータを内挿補間するフィルタ処理を行って選択回路１５へ出力する。
【００３５】
図４は、１次元内挿フィルタ回路１３による内挿補間の概念の一例を示した図である。この図４では、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータの内挿補間をＳＰまたはＣＰのキャリア位置のデータにより直線補間するフィルタを一例として示しているが、例えばＦＩＲ型の内挿フィルタを用いることもできる。１次元内挿フィルタ回路１３は、このように１２キャリア置きのパイロットキャリアの間を補間するようなフィルタで構成する。
【００３６】
２次元内挿フィルタ回路１４は、ＳＰ／ＣＰ除算回路６からの複素の周波数データを４シンボル分以上用いて、時間軸方向であるシンボル方向と周波数軸方向であるキャリア方向の両方を用いてＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータを内挿補間するフィルタ処理を行って選択回路１５へ出力する。
【００３７】
図５は、２次元内挿フィルタ回路１４による内挿補間の概念の一例を示した図である。この図５では、シンボル方向にＳＰの最新値を保持するフィルタと、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータの内挿補間を４シンボル分のＳＰと最新値のＣＰのキャリア位置のデータでキャリア方向に直線補間するフィルタを一例として示しているが、シンボル方向およびキャリア方向ともに、例えばＦＩＲ型の内挿フィルタを用いることもできる。２次元内挿フィルタ回路１４は、このように４シンボル分以上のパイロットキャリアを用いてそれらキャリアの間を補間するようなフィルタで構成する。
【００３８】
選択回路１５は、１次元内挿フィルタ回路１３または２次元内挿フィルタ回路１４からの出力の何れか一方を選択して出力するように構成する。本発明による周波数特性算出回路をマルチパスキャンセラや回り込みキヤンもラなどの等化器に用いる場合には、選択回路１５における１次元内挿フィルタ回路１３または２次元内挿フィルタ回路１４からの出力の選択の切り替えを、以下の手順でおこなうように構成する。
１）等化器の起動時には、２次元内挿フィルタ回路１４の出力を選択する。
２）周波数特性算出回路の出力結果を用いて１回目の等化を行う。
３）１回目の等化が行われたことを確認後、選択回路１５の出力を１次元内挿フィルタ回路１３からの信号に切り替え、以降１次元内挿フィルタ回路１３からの信号を選択して出力する。
【００３９】
以上のような構成にすることの利点は、２次元内挿フィルタは４シンボル以上のデータを要するため、等化器の動作後に４シンボル分以上のデータが必要になるのに対して、１次元内挿フィルタは１シンボルだけのデータだけで済むため、等化器の動作を高速化することが可能となるところにある。
【００４０】
図６は、本発明による周波数特性算出回路２を等化器であるマルチパスキャンセラ３０に適用した場合の一実施形態を示している。図６において、図１または図３に示した回路と同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してあり、これらについての詳細な説明は省略する。
【００４１】
図６において、１６はＦＦＴ窓誤差補正回路、１７は主波成分抽出回路、１８はマルチパス特性推定回路、１９はＩＦＦＴ回路、２０は周波数帯域拡張回路、２１は係数更新回路、２２はフィルタ係数ゲート回路、２３は遅延回路、２４はＦＩＲフィルタ、２５は減算器である。なお、図６の構成におけるマルチパスキャンセラ３０は既に発表されており公知であるため、ここでの詳細な説明は省略する。ＦＦＴ窓誤差補正回路１６の詳細については、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−２９５１９５号「ＯＦＤＭ復調装置」）を、その他の回路の詳細については、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−３４１２４２号、特願２０００−３４９４３８号、いずれも「回り込みキャンセラ」）などを参照されたい。
【００４２】
図６のような構成のマルチパスキャンセラ３０に本発明周波数特性算出回路２を適用することの利点は、従来のＳＰによる周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラでは不可能であった有効シンボル期間の３分の１以上の遅延時間のマルチパスを観測してキャンセルできるところにある。さらに、図６中の周波数帯域拡張回路２０およびフィルタ係数ゲート回路２２において本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−３４１２４２号「回り込みキャンセラ」）に記載のフィルタ係数に対して閾値以下の係数を０とする非線形処理を行うため、たとえ本発明による周波数特性算出回路の領域判定回路１０（図１および図３参照）において判定誤りが発生したとしても、正しく判定したキャリアによるインパルス応答でフィルタ係数が生成され、誤った判定をしたキャリアによるインパルス応答は周波数帯域拡張回路２０およびフィルタ係数ゲート回路２２により削除されるため、マルチパスキャンセラ３０を安定的に動作させることが可能となる。
【００４３】
図７は、本発明による周波数特性算出回路２を等化器である回り込みキャンセラ４０に適用して、同一周波数再送信による回り込みをキャンセルする場合の一実施形態を示している。この場合には、キャンセル残差演算回路２６で用いるキャンセル残差推定式を既に公知の回り込み特性を正確に推定する構成とすることで適用可能である。図７において、図６に示した回路と同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してあり、ここではこれらについての詳細な説明は省略する。なお、本発明による周波数特性算出回路２を適用する回り込みキャンセラは既に発表されており公知であり、これについての詳細は、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−９４５２８号「回り込みキャンセラ」）などを参照されたい。
【００４４】
図8は、本発明による周波数特性算出回路２をダイバーシティ中継装置５０に適用した場合の一実施形態を示している。なお、ダイバーシティ中継装置については、学会発表技術報告“「スベースダイバーシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討」，映像情報メディア学会技術報告Vol.25,No.31,pp.7-12 ,BCS2001-11(2001）”などにて既に公知であるため、これについての詳細な説明は省略する。
【００４５】
図９は、本発明による周波数特性算出回路２をダイバーシティ受信装置６０に適用した場合の一実施形態を示している。この場合には、本発明による周波数特性算出回路２を、ダイバーシティ受信装置６０の周波数応答を算出する手段として適用することができる。なお、ダイバーシティ受信装置については、学会発表論文“「アンテナアレイを用いたＯＦＤＭ信号の受信特性の解析」，映像情報メディア学会誌Vol.53,No.11,pp.1566-1574 ,(1999）”などにて既に公知であるため、これについての詳細な説明は省略する。
【００４６】
さらに、図10は、本発明による周波数特性算出回路２をマルチパスキャンセル機能を具えたＯＦＤＭ信号受信装置７０に適用した場合の一実施形態を示している。この図10において、図7の回り込みキャンセラと同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してある。なお、本発明による周波数特性算出回路２を適用するＯＦＤＭ信号受信装置については、本願人の出願に係る特開２００１−２９２１２０号「デジタル放送受信装置」などを参照されたい。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、多値ＱＡＭを用いたＯＦＤＭ信号において、最大で有効シンボル期間までの遅延時間の遅延波を観測可能な周波数特性算出回路を提供することが可能になる。
さらに本発明によれば、遅延時間の長い遅延波をキャンセル可能なマルチパスキャンセラ、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ復調装置を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による周波数特性算出回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】 ＩＳＤＢ−Ｔ方式における６４ＱＡＭのキャリアを領域判定するための位相図である。
【図３】 本発明による周波数特性算出回路の第２の実施形態を示すフロック図である。
【図４】 図3の周波数特性算出回路に用いる１次元内挿フィルタ回路による内挿補間の概念の一例を示した図である。
【図５】 図3の周波数特性算出回路に用いる２次元内挿フィルタ回路による内挿補間の概念の一例を示した図である。
【図６】 本発明による周波数特性算出回路をマルチパスキャンセラに適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図７】 本発明による周波数特性算出回路を回り込みキャンセラに適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図８】 本発明による周波数特性算出回路をダイバーシティ中継装置に適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図９】 本発明による周波数特性算出回路をダイバーシティ受信装置に適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図１０】 本発明による周波数特性算出回路をＯＦＤＭ信号受信装置に適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
1 ＦＦＴ回路
２ 周波数特性算出回路
３ ＴＭＣＣ復号回路
４ ＳＰ／ＣＰ抽出回路
５ ＳＰ／ＣＰ発生回路
６ ＳＰ／ＣＰ除算回路
７ 内挿フィルタ回路
８ 第1バッファ回路
９ 第1複素除算回路
１０ 領域判定回路
１１ 第２バッファ回路
１２ 第２複素除算回路
１３ １次元内挿フィルタ回路
１４ ２次元内挿フィルタ回路
１５ 選択回路
３０ マルチパスキャンセラ
４０ 回り込みキャンセラ
５０ ダイバーシティ中継装置
６０ ダイバーシティ受信装置
７０ ＯＦＤＭ信号受信装置
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送において、受信したＯＦＤＭ信号の周波数特性（総合伝達関数）を算出する周波数特性算出回路およびこの種の周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラ、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ中継装置、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ信号用の周波数特性算出回路としては、学会発表論文“「地上ディジタル放送におけるＯＦＤＭシンボル長とスキャッタードパイロットによる伝送特性」，映像情報メディア学会誌Vol.52,No.11,pp,1658-1666(1998)”などに記載されているような、ＳＰ(Scattered Pilot)やＣＰ（Continual Pilot）と呼ばれるパイロットキャリアを用いたものがある。これらＳＰ、ＣＰを用いた周波数特性算出回路は、パイロットキャリアの挿入間隔をＮキャリア置きとすると、複素のサンプリング定理により、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長のＮ分の１までの遅延波による周波数特性を正確に算出することができる。
【０００３】
日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）においては、パイロットキャリアの挿入間隔を１シンボル内で１２キャリア置きとし、４シンボル分のデータを用いることで３キャリア置きにＳＰが挿入されており、有効シンボル期間の３分の１までの遅延波による周波数特性を算出可能となっている。
【０００４】
また、ＤＱＰＳＫ (Differential Quadrature Phase Shift Keying）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの位相変調方式を用いたＯＦＤＭ信号については、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−３４９７３４号「回り込みキャンセラ」）や、学会発表論文“「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像情報メディア学会誌Vol.54,No.11,pp.1568-1575(2000)の４．３項「差動変調方式における回り込み推定法」”に記載のアルゴリズムにて位相変調された全ＯＦＤＭキャリアについて周波数特性が算出可能であり、有効シンボル期間分までの長い遅延波による周波数特性を算出することが可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）と６４ＱＡＭを用いたＯＦＤＭ信号については、ＳＰを用いた周波数特性の算出により、観測可能な遅延波は有効シンボル期間の３分の１までであり、それ以上の遅延時間の遅延波を観測することができなかった。
【０００６】
そこで本発明の目的は、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなどの多値ＱＡＭを用いたＯＦＤＭ信号においても、有効シンボル期間の３分の１以上の遅延時間の遅延波を観測可能な周波数特性算出回路を提供することにある。
本発明の他の目的は、この種の周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラ、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ中継装置、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高速フーリエ変換されたＯＦＤＭ信号の複素の周波数データが実質的に入力され、この入力複素周波数データから伝送路特性を算出するための周波数特性算出回路において、当該周波数特性算出回路が：
前記入力複素周波数データからＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰおよびＣＰの複素データを抽出して出力するＳＰ／ＣＰ抽出回路と；
前記入力複素周波数データに送信側で挿入されたＳＰおよびＣＰと同じ振幅値と位相値を有する複素データを発生して出力するＳＰ／ＣＰ発生回路と；
該ＳＰ／ＣＰ発生回路と前記ＳＰ／ＣＰ抽出回路の出力がそれぞれ入力され、前記入力複素周波数データのＳＰおよびＣＰが挿入されているキャリアのデータについて、前記ＳＰ／ＣＰ抽出回路の出力の複素データを前記ＳＰ／ＣＰ発生回路の出力の複素データで除算して、その複素の商を出力するＳＰ／ＣＰ除算回路と；
前記ＳＰ／ＣＰ除算回路から出力されたデータを、１シンボル分だけのデータを用いて周波数軸方向であるキャリア方向にのみ内挿フィルタ処理を行って出力する１次元内挿フィルタ回路と；
前記ＳＰ／ＣＰ除算回路から出力されたデータを、時間軸方向であるシンボル方向と周波数軸方向であるキャリア方向の両方を用いて、２次元的に内挿フィルタ処理を行って出力する２次元内挿フィルタ回路と；
前記１次元内挿フィルタ回路の出力と、前記２次元内挿フィルタ回路の出力とが入力され、前記１次元内挿フィルタ回路の出力または前記２次元内挿フィルタ回路の出力のどちらか一方を選択して出力する選択回路と；
前記入力複素周波数データと、前記選択回路の出力がそれぞれ入力され、前記入力複素周波数データを前記選択回路の出力で除算することで前記入力複素周波数データを等化して出力する第 1 複素除算回路と；
該第１複素除算回路の出力が入力され、この入力された等化後の複素の周波数データ全てについて各キャリアの変調方式に従った領域判定により、各キャリアの振幅値と位相値を判定して、各キャリアの複素の判定値を出力する領域判定回路と；
前記各キャリアの複素の判定値と、前記入力複素周波数データとがそれぞれ入力され、全てのキャリアについて前記入力複素周波数データを前記複素の判定値で除算して、その複素の商を前記入力されたＯＦＤＭ信号の周波数特性として出力する第２複素除算手段と；
を少なくとも具えていることを特徴とするものである。
【００１０】
本発明による周波数特性算出回路は、入力信号に含まれる遅延波をキャンセルするマルチスキャンセラに適用するのが好適である。その利点は、従来のＳＰによる周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラでは不可能であった有効シンボル期間の３分の１以上の遅延時間のマルチパスを観測してキャンセルできることにある。
【００１１】
本発明による周波数特性算出回路はさらに、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ中継装置、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置などに適用して、従来は不可能であった遅延時間の長い遅延波をキャンセルすることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明による周波数特性算出回路の一実施例を示したブロック図であり、ここに、１はＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路、２は本発明周波数特性算出回路、３はＴＭＣＣ（伝送多重構成制御信号）復号回路、４はＳＰ／ＣＰ抽出回路、５はＳＰ／ＣＰ発生回路、６はＳＰ／ＣＰ除算回路、７は内挿フィルタ回路、８は第1バッファ回路、９は第１複素除算回路、１０は領域判定回路、１１は第２バッファ回路、１２は第２複素除算回路をそれぞれ示す。
【００１４】
ＦＦＴ回路１は、入力される複素の時間軸ＯＦＤＭ信号から１シンボル分の有効シンボル期間の時間軸データを切り出し、ＦＦＴすることで複素の周波数データに変換して、このデータを周波数特性算出回路２およびＴＭＣＣ復号回路３へ出力する。
【００１５】
周波数特性算出回路２は、ＦＦＴ回路１から入力される複素の周波数データ（これを本明細書では単に入力複素周波数データと称する）から全キャリアの周波数特性を算出して出力する。
【００１６】
ＴＭＣＣ復号回路３は、ＦＦＴ回路１の出力の周波数データのうち、ＩＳＤＢ−Ｔにて規定されているＴＭＣＣのキャリアからＴＭＣＣ情報を復号して、シンボル番号および各周波数セグメントにおける変調方式を周波数特性算出回路２へ出力する。なお、ＩＳＤＢ−ＴおよびＴＭＣＣの詳細な説明については、“「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験用放送設備」，映像情報メディア学会，Vol.53,No.2,pp.187-193,1999”や、“「特集 地上デジタル放送方式の研究」，ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ，No.５６，１９９９年５月”などを参照されたい。
【００１７】
なお、ＴＭＣＣ復号回路３は、各キャリアの変調方式を知るための手段として説明したものであり、本発明による周波数特性算出回路の動作を詳細に説明するために用いたものである。また、本発明周波数特性算出回路は、ＯＦＤＭを用いた信号であれば動作可能であり、各キャリアの変調方式を知るための手段さえ用いることができれば、本明細書の説明で用いているＩＳＤＢ−Ｔ信号以外のＯＦＤＭ信号にも適用可能である。
【００１８】
以下に本発明による周波数特性算出回路２について詳細に説明する。
ＦＦＴ回路１を経て周波数特性算出回路２に入力される入力複素周波数データは、ＳＰ／ＣＰ抽出回路４、第１バッファ回路８および第２バッファ回路１１へ入力される。
【００１９】
ＳＰ／ＣＰ抽出回路４は、入力複素周波数データからＳＰおよびＣＰのキャリアを抽出して、これらのキャリアをＳＰ／ＣＰ除算回路６へ出力する。この際、ＳＰおよびＣＰのキャリア位置を判定するために、ＴＭＣＣ復号回路３の出力のシンボル番号ならびに変調方式を用いる。
【００２０】
ＳＰ／ＣＰ発生回路５は、ＴＭＣＣ復号回路３の出力のシンボル番号ならびに変調方式をもとに、ＳＰ／ＣＰ抽出回路４に入力される入力複素周波数データに送信側で挿人されたＳＰおよびＣＰと同じ振幅値と位相値を有する複素データを発生して、これらの複素データをＳＰ／ＣＰ除算回路６へ出力する。
【００２１】
ＳＰ／ＣＰ除算回路６は、ＳＰおよびＣＰのキャリア位置の周波数データについて、ＳＰ／ＣＰ抽出回路４の出力をＳＰ／ＣＰ発生回路５の出力で複素除算して、その商を内挿フィルタ回路７へ出力する。なお、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置については、通常、内挿フィルタ回路７におけるフィルタ処理を考慮して、０の値を出力するように構成する。
【００２２】
内挿フィルタ回路７は、ＳＰ／ＣＰ除算回路６からの複素の周波数データをもとに、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータを内挿補間するフィルタ処理を行って第１複素除算回路９へ出力する。
【００２３】
第１バッファ回路８は、入力複素周波数データがＳＰ／ＣＰ抽出回路４からＳＰ／ＣＰ除算回路６および内挿フィルタ回路７を経て第１複素除算回路９へ出力されるのに要する時間だけ、入力複素周波数データを遅延させて第１複素除算回路９へ出力する。
【００２４】
第１複素除算回路９は、第１バッファ回路８からの複素の周波数データを、内挿フィルタ回路７からの複素の周波数データで除算することで、第１バッファ回路８からの複素の周波数データを等化して、この等化した複素の周波数データを領域判定回路１０へ出力する。
【００２５】
領域判定回路１０は、第１複素除算回路９からの複素の周波数データ全てについて、各キャリアの変調方式に従った領域判定により各キャリアの振幅値と位相値を判定し、判定した各キャリアの複素の判定値を第２複素除算回路１２へ出力する。この判定値は、周波数特性算出回路２にマルチパスやノイズの無い理想的な信号が入力された場合には、送信側の変調器からの出力における周波数データと一致する。
【００２６】
次に、領域判定回路１０の動作について図２を参照して説明する。
図２は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式における６４ＱＡＭのキャリアを領域判定するための位相図を示している。図２において、●はデータキャリアの位相点を、○はパイロットキャリアの位相点をそれぞれ示している。なお、図２はパイロットキャリアであるＳＰの絶対値が
【外１】
【００２７】
第１複素除算回路９によって等化されて領域判定回路１０に入力された複素の周波数データは、図２に示すような位相図を用いてキャリアの位相点を領域判定する。領域判定回路１０は、入力された複素の周波数データが破線で区切ったどの領域内にあるかを判定して、その領域の中心に示している位相点であると判定し、その位相点の複素の値を出力する。例えば、ある１つの６４ＱＡＭキャリアの複素の周波数データが、Ｉ軸（実軸）のデータが−5.2で、Ｑ軸（虚軸）のデータが2.3であるとすると、領域判定回路１０は、Ｉ軸のデータが−６≦−5.2<−４であるため、これを“−５”であると判定し、Ｑ軸のデータが２≦2.3<４であるため、これを“３”であると判定し、この判定した複素の周波数データを出力する。また、ＢＰＳＫやＤＢＰＳＫ変調されたＳＰやＣＰ、ＴＭＣＣ、ＡＣのキャリアのデータが領域判定回路１０に入力された場合には、Ｉ軸のデータが０以上であれば、これを
【外２】
【外３】
【００２８】
以上、図２を用いて領域判定回路１０の動作について説明したが、これは図２のような位相図となるように第１複素除算回路９を構成した場合の一例であり、図２に示す以外の位相図となるような等化をこの第１複素除算回路９で行った場合には、その位相図に従って領域判定を行うように領域判定回路１０を構成する。また、説明中の領域判定における等号は、判定値に対して小さい値側に使用しているが、これを判定値に対して大きい値側に使用して、例えば−６<−5.2≦−４のように判定してもどちらでも動作可能である。
【００２９】
第２バッファ回路１１は、入力複素周波数データが第１バッファ回路８から第１複素除算回路９および領域判定回路１０を経て第２複素除算回路１２へ出力されるのに要する時間だけ、入力複素周波数データを遅延させて第２複素除算回路１２へ出力する。
【００３０】
第２複素除算回路１２は、第２バッファ回路１１からの複素の周波数データをその判定値である領域判定回路１０からの複素の周波数データで複素除算して、その商を入力複素周波数データの周波数特性として出力する。
【００３１】
以上のように周波数特性算出回路を構成することにより、全てのキャリアについて周波数特性を算出することが可能となり、Ｎキャリア置きに配置されたＳＰでは、遅延波の観測が有効シンボル期間のＮ分の１の遅延時間までが限界であったが、本発明による周波数特性算出回路を用いることで、最大有効シンボル期間までの遅延時間の遅延波の観測が可能となる。
【００３２】
図３は、本発明による周波数特性算出回路の第２の実施形態を示したブロック図である。この図３に示した周波数特性算出回路と図１に記載の周波数特性算出回路との相違点は、図３の例では、内挿フィルタ回路７が２種類のフィルタを具えており、それらのフィルタ出力を切り替えて出力するような構成となっているところにある。なお、図３において、図１に示した第１の実施形態の周波数特性算出回路と同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してあり、これらについての詳細な説明は省略する。
【００３３】
図３において、１３は１次元内挿フィルタ回路、１４は２次元内挿フィルタ回路、１５は選択回路をそれそれ示す。
【００３４】
１次元内挿フィルタ回路１３は、ＳＰ／ＣＰ除算回路６からの複素の周波数データをもとに、１シンボル分だけのデータを用いて周波数軸方向であるキャリア方向にのみＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータを内挿補間するフィルタ処理を行って選択回路１５へ出力する。
【００３５】
図４は、１次元内挿フィルタ回路１３による内挿補間の概念の一例を示した図である。この図４では、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータの内挿補間をＳＰまたはＣＰのキャリア位置のデータにより直線補間するフィルタを一例として示しているが、例えばＦＩＲ型の内挿フィルタを用いることもできる。１次元内挿フィルタ回路１３は、このように１２キャリア置きのパイロットキャリアの間を補間するようなフィルタで構成する。
【００３６】
２次元内挿フィルタ回路１４は、ＳＰ／ＣＰ除算回路６からの複素の周波数データを４シンボル分以上用いて、時間軸方向であるシンボル方向と周波数軸方向であるキャリア方向の両方を用いてＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータを内挿補間するフィルタ処理を行って選択回路１５へ出力する。
【００３７】
図５は、２次元内挿フィルタ回路１４による内挿補間の概念の一例を示した図である。この図５では、シンボル方向にＳＰの最新値を保持するフィルタと、ＳＰまたはＣＰ以外のキャリア位置のデータの内挿補間を４シンボル分のＳＰと最新値のＣＰのキャリア位置のデータでキャリア方向に直線補間するフィルタを一例として示しているが、シンボル方向およびキャリア方向ともに、例えばＦＩＲ型の内挿フィルタを用いることもできる。２次元内挿フィルタ回路１４は、このように４シンボル分以上のパイロットキャリアを用いてそれらキャリアの間を補間するようなフィルタで構成する。
【００３８】
選択回路１５は、１次元内挿フィルタ回路１３または２次元内挿フィルタ回路１４からの出力の何れか一方を選択して出力するように構成する。本発明による周波数特性算出回路をマルチパスキャンセラや回り込みキヤンもラなどの等化器に用いる場合には、選択回路１５における１次元内挿フィルタ回路１３または２次元内挿フィルタ回路１４からの出力の選択の切り替えを、以下の手順でおこなうように構成する。
１）等化器の起動時には、２次元内挿フィルタ回路１４の出力を選択する。
２）周波数特性算出回路の出力結果を用いて１回目の等化を行う。
３）１回目の等化が行われたことを確認後、選択回路１５の出力を１次元内挿フィルタ回路１３からの信号に切り替え、以降１次元内挿フィルタ回路１３からの信号を選択して出力する。
【００３９】
以上のような構成にすることの利点は、２次元内挿フィルタは４シンボル以上のデータを要するため、等化器の動作後に４シンボル分以上のデータが必要になるのに対して、１次元内挿フィルタは１シンボルだけのデータだけで済むため、等化器の動作を高速化することが可能となるところにある。
【００４０】
図６は、本発明による周波数特性算出回路２を等化器であるマルチパスキャンセラ３０に適用した場合の一実施形態を示している。図６において、図１または図３に示した回路と同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してあり、これらについての詳細な説明は省略する。
【００４１】
図６において、１６はＦＦＴ窓誤差補正回路、１７は主波成分抽出回路、１８はマルチパス特性推定回路、１９はＩＦＦＴ回路、２０は周波数帯域拡張回路、２１は係数更新回路、２２はフィルタ係数ゲート回路、２３は遅延回路、２４はＦＩＲフィルタ、２５は減算器である。なお、図６の構成におけるマルチパスキャンセラ３０は既に発表されており公知であるため、ここでの詳細な説明は省略する。ＦＦＴ窓誤差補正回路１６の詳細については、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−２９５１９５号「ＯＦＤＭ復調装置」）を、その他の回路の詳細については、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−３４１２４２号、特願２０００−３４９４３８号、いずれも「回り込みキャンセラ」）などを参照されたい。
【００４２】
図６のような構成のマルチパスキャンセラ３０に本発明周波数特性算出回路２を適用することの利点は、従来のＳＰによる周波数特性算出回路を用いたマルチパスキャンセラでは不可能であった有効シンボル期間の３分の１以上の遅延時間のマルチパスを観測してキャンセルできるところにある。さらに、図６中の周波数帯域拡張回路２０およびフィルタ係数ゲート回路２２において本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−３４１２４２号「回り込みキャンセラ」）に記載のフィルタ係数に対して閾値以下の係数を０とする非線形処理を行うため、たとえ本発明による周波数特性算出回路の領域判定回路１０（図１および図３参照）において判定誤りが発生したとしても、正しく判定したキャリアによるインパルス応答でフィルタ係数が生成され、誤った判定をしたキャリアによるインパルス応答は周波数帯域拡張回路２０およびフィルタ係数ゲート回路２２により削除されるため、マルチパスキャンセラ３０を安定的に動作させることが可能となる。
【００４３】
図７は、本発明による周波数特性算出回路２を等化器である回り込みキャンセラ４０に適用して、同一周波数再送信による回り込みをキャンセルする場合の一実施形態を示している。この場合には、キャンセル残差演算回路２６で用いるキャンセル残差推定式を既に公知の回り込み特性を正確に推定する構成とすることで適用可能である。図７において、図６に示した回路と同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してあり、ここではこれらについての詳細な説明は省略する。なお、本発明による周波数特性算出回路２を適用する回り込みキャンセラは既に発表されており公知であり、これについての詳細は、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−９４５２８号「回り込みキャンセラ」）などを参照されたい。
【００４４】
図8は、本発明による周波数特性算出回路２をダイバーシティ中継装置５０に適用した場合の一実施形態を示している。なお、ダイバーシティ中継装置については、学会発表技術報告“「スベースダイバーシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討」，映像情報メディア学会技術報告Vol.25,No.31,pp.7-12 ,BCS2001-11(2001）”などにて既に公知であるため、これについての詳細な説明は省略する。
【００４５】
図９は、本発明による周波数特性算出回路２をダイバーシティ受信装置６０に適用した場合の一実施形態を示している。この場合には、本発明による周波数特性算出回路２を、ダイバーシティ受信装置６０の周波数応答を算出する手段として適用することができる。なお、ダイバーシティ受信装置については、学会発表論文“「アンテナアレイを用いたＯＦＤＭ信号の受信特性の解析」，映像情報メディア学会誌Vol.53,No.11,pp.1566-1574 ,(1999）”などにて既に公知であるため、これについての詳細な説明は省略する。
【００４６】
さらに、図10は、本発明による周波数特性算出回路２をマルチパスキャンセル機能を具えたＯＦＤＭ信号受信装置７０に適用した場合の一実施形態を示している。この図10において、図7の回り込みキャンセラと同じ構成要素には同じ参照符号を付して示してある。なお、本発明による周波数特性算出回路２を適用するＯＦＤＭ信号受信装置については、本願人の出願に係る特開２００１−２９２１２０号「デジタル放送受信装置」などを参照されたい。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、多値ＱＡＭを用いたＯＦＤＭ信号において、最大で有効シンボル期間までの遅延時間の遅延波を観測可能な周波数特性算出回路を提供することが可能になる。
さらに本発明によれば、遅延時間の長い遅延波をキャンセル可能なマルチパスキャンセラ、回り込みキャンセラ、ダイバーシティ受信装置およびＯＦＤＭ復調装置を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による周波数特性算出回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】 ＩＳＤＢ−Ｔ方式における６４ＱＡＭのキャリアを領域判定するための位相図である。
【図３】 本発明による周波数特性算出回路の第２の実施形態を示すフロック図である。
【図４】 図3の周波数特性算出回路に用いる１次元内挿フィルタ回路による内挿補間の概念の一例を示した図である。
【図５】 図3の周波数特性算出回路に用いる２次元内挿フィルタ回路による内挿補間の概念の一例を示した図である。
【図６】 本発明による周波数特性算出回路をマルチパスキャンセラに適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図７】 本発明による周波数特性算出回路を回り込みキャンセラに適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図８】 本発明による周波数特性算出回路をダイバーシティ中継装置に適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図９】 本発明による周波数特性算出回路をダイバーシティ受信装置に適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図１０】 本発明による周波数特性算出回路をＯＦＤＭ信号受信装置に適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
1 ＦＦＴ回路
２ 周波数特性算出回路
３ ＴＭＣＣ復号回路
４ ＳＰ／ＣＰ抽出回路
５ ＳＰ／ＣＰ発生回路
６ ＳＰ／ＣＰ除算回路
７ 内挿フィルタ回路
８ 第1バッファ回路
９ 第1複素除算回路
１０ 領域判定回路
１１ 第２バッファ回路
１２ 第２複素除算回路
１３ １次元内挿フィルタ回路
１４ ２次元内挿フィルタ回路
１５ 選択回路
３０ マルチパスキャンセラ
４０ 回り込みキャンセラ
５０ ダイバーシティ中継装置
６０ ダイバーシティ受信装置
７０ ＯＦＤＭ信号受信装置
Claims (4)
- 高速フーリエ変換されたＯＦＤＭ信号の複素の周波数データが実質的に入力され、この入力複素周波数データから伝送路特性を算出するための周波数特性算出回路において、当該周波数特性算出回路が：
前記入力複素周波数データからＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰおよびＣＰの複素データを抽出して出力するＳＰ／ＣＰ抽出回路と；
前記入力複素周波数データに送信側で挿入されたＳＰおよびＣＰと同じ振幅値と位相値を有する複素データを発生して出力するＳＰ／ＣＰ発生回路と；
該ＳＰ／ＣＰ発生回路と前記ＳＰ／ＣＰ抽出回路の出力がそれぞれ入力され、前記入力複素周波数データのＳＰおよびＣＰが挿入されているキャリアのデータについて、前記ＳＰ／ＣＰ抽出回路の出力の複素データを前記ＳＰ／ＣＰ発生回路の出力の複素データで除算して、その複素の商を出力するＳＰ／ＣＰ除算回路と；
前記ＳＰ／ＣＰ除算回路から出力されたデータを、１シンボル分だけのデータを用いて周波数軸方向であるキャリア方向にのみ内挿フィルタ処理を行って出力する１次元内挿フィルタ回路と；
前記ＳＰ／ＣＰ除算回路から出力されたデータを、時間軸方向であるシンボル方向と周波数軸方向であるキャリア方向の両方を用いて、２次元的に内挿フィルタ処理を行って出力する２次元内挿フィルタ回路と；
前記１次元内挿フィルタ回路の出力と、前記２次元内挿フィルタ回路の出力とが入力され、前記１次元内挿フィルタ回路の出力または前記２次元内挿フィルタ回路の出力のどちらか一方を選択して出力する選択回路と；
前記入力複素周波数データと、前記選択回路の出力がそれぞれ入力され、前記入力複素周波数データを前記選択回路の出力で除算することで前記入力複素周波数データを等化して出力する第 1 複素除算回路と；
該第１複素除算回路の出力が入力され、この入力された等化後の複素の周波数データ全てについて各キャリアの変調方式に従った領域判定により、各キャリアの振幅値と位相値を判定して、各キャリアの複素の判定値を出力する領域判定回路と；
前記各キャリアの複素の判定値と、前記入力複素周波数データとがそれぞれ入力され、全てのキャリアについて前記入力複素周波数データを前記複素の判定値で除算して、その複素の商を前記入力されたＯＦＤＭ信号の周波数特性として出力する第２複素除算手段と；
を少なくとも具えていることを特徴とする周波数特性算出回路。 - 請求項１に記載の周波数特性算出回路の出力が入力され、周波数領域の信号である周波数特性データを逆フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答データに変換して出力するＩＦＦＴ回路と；
該ＩＦＦＴ回路から出力された前記インパルス応答データに対して、閾値以下のデータを０として出力する非線形処理回路と；
を少なくとも具えて、入力信号に含まれる遅延波をキャンセルするように構成したことを特徴とするマルチパスキャンセラ。 - 請求項１に記載の周波数特性算出回路の出力が入力され、周波数領域の信号である周波数特性データを逆フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答データに変換して出力するＩＦＦＴ回路と；
該ＩＦＦＴ回路から出力された前記インパルス応答データに対して、閾値以下のデータを０として出力する非線形処理回路と；
を少なくとも具えて、同一周波数再送信による回り込みをキャンセルするように構成したことを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項１に記載の周波数特性算出回路の出力が入力され、周波数領域の信号である周波数特性データを逆フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答データに変換して出力するＩＦＦＴ回路と；
該ＩＦＦＴ回路から出力された前記インパルス応答データに対して、閾値以下のデータ を０として出力する非線形処理回路と；
を少なくとも具えて構成したことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
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