JP2001156742A - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置Info
- Publication number
- JP2001156742A JP2001156742A JP33544099A JP33544099A JP2001156742A JP 2001156742 A JP2001156742 A JP 2001156742A JP 33544099 A JP33544099 A JP 33544099A JP 33544099 A JP33544099 A JP 33544099A JP 2001156742 A JP2001156742 A JP 2001156742A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- frequency
- signal
- circuit
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】マルチパス妨害の影響を受けても、特定のサブ
キャリアを抽出し、キャリア間隔単位の周波数誤差を検
出する。 【解決手段】FFT回路105の出力は遅延検波回路109に供
給され、シンボル間での遅延検波が行われ、遅延検波出
力は振幅等化回路110に入力される。振幅等化回路110で
所定の振幅レベルに振幅の等化が行われ、全てのサブキ
ャリアが所定の振幅レベルとなるように制御される。振
幅等化回路110の出力はシンボル間積分フィルタ112に供
給され、フィルタ112出力は、周波数誤差検出回路113で
特定のサブキャリアの配置情報との相関が検出後、相関
検出結果から、キャリア間隔単位の周波数誤差が検出さ
れる。
キャリアを抽出し、キャリア間隔単位の周波数誤差を検
出する。 【解決手段】FFT回路105の出力は遅延検波回路109に供
給され、シンボル間での遅延検波が行われ、遅延検波出
力は振幅等化回路110に入力される。振幅等化回路110で
所定の振幅レベルに振幅の等化が行われ、全てのサブキ
ャリアが所定の振幅レベルとなるように制御される。振
幅等化回路110の出力はシンボル間積分フィルタ112に供
給され、フィルタ112出力は、周波数誤差検出回路113で
特定のサブキャリアの配置情報との相関が検出後、相関
検出結果から、キャリア間隔単位の周波数誤差が検出さ
れる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（以下、ＯＦＤＭという）変調方式により変調した伝
送信号を受信するＯＦＤＭ受信装置に関し、特にＯＦＤ
Ｍ復調におけるキャリア周波数誤差検出に優れたＯＦＤ
Ｍ受信装置に関する。
重（以下、ＯＦＤＭという）変調方式により変調した伝
送信号を受信するＯＦＤＭ受信装置に関し、特にＯＦＤ
Ｍ復調におけるキャリア周波数誤差検出に優れたＯＦＤ
Ｍ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、音声信号および映像信号の伝送に
おいてディジタル変調方式の開発が盛んである。特に、
ディジタル地上放送においては、マルチパス妨害に強く
周波数利用効率が高い等の特徴を有するＯＦＤＭ変調方
式が注目されている。 そして、ＯＦＤＭ変調信号を受
信するＯＦＤＭ受信装置におけるサブキャリア周波数誤
差の検出に関しては、例えば、映像情報メディア学会技
術報告（１９９７年発行Vol.21,No.44）の13頁ないし18
頁などに詳しく記載されている。
おいてディジタル変調方式の開発が盛んである。特に、
ディジタル地上放送においては、マルチパス妨害に強く
周波数利用効率が高い等の特徴を有するＯＦＤＭ変調方
式が注目されている。 そして、ＯＦＤＭ変調信号を受
信するＯＦＤＭ受信装置におけるサブキャリア周波数誤
差の検出に関しては、例えば、映像情報メディア学会技
術報告（１９９７年発行Vol.21,No.44）の13頁ないし18
頁などに詳しく記載されている。
【０００３】すなわち、特定の周波数（サブキャリア）
に挿入され送信される無変調あるいはＢＰＳＫ（Ｂｉｎ
ａｒｙ ＰＳＫ）変調された信号を周波数誤差検出に使
用するＯＦＤＭ受信装置において、受信したＯＦＤＭ変
調信号は、まず高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴとい
う）処理される。その後、シンボル間で差動復調（遅延
検波）される。
に挿入され送信される無変調あるいはＢＰＳＫ（Ｂｉｎ
ａｒｙ ＰＳＫ）変調された信号を周波数誤差検出に使
用するＯＦＤＭ受信装置において、受信したＯＦＤＭ変
調信号は、まず高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴとい
う）処理される。その後、シンボル間で差動復調（遅延
検波）される。
【０００４】周波数誤差検出にＢＰＳＫ変調された信号
を用いる場合には、ＢＰＳＫ変調除去のために２乗演算
したものを、シンボル間フィルタでシンボル間積分して
いる。一方、周波数誤差検出に無変調の信号を用いる場
合には、差動復調出力をシンボル間フィルタでシンボル
間積分している。
を用いる場合には、ＢＰＳＫ変調除去のために２乗演算
したものを、シンボル間フィルタでシンボル間積分して
いる。一方、周波数誤差検出に無変調の信号を用いる場
合には、差動復調出力をシンボル間フィルタでシンボル
間積分している。
【０００５】このときシンボル間フィルタの入力信号
は、無変調あるいはＢＰＳＫ変調された信号では毎シン
ボル同じ位相となる。これに対し、他のデータキャリア
ではディジタル変調成分にためランダムな位相となる。
は、無変調あるいはＢＰＳＫ変調された信号では毎シン
ボル同じ位相となる。これに対し、他のデータキャリア
ではディジタル変調成分にためランダムな位相となる。
【０００６】したがって、シンボル間で積分することに
より、無変調あるいはＢＰＳＫ変調された信号のみを抽
出することができる。 このシンボル間フィルタ出力と
無変調あるいはＢＰＳＫ変調された信号との周波数配置
の相関を検出することにより、サブキャリア間隔単位の
周波数誤差の検出を行うことができる。
より、無変調あるいはＢＰＳＫ変調された信号のみを抽
出することができる。 このシンボル間フィルタ出力と
無変調あるいはＢＰＳＫ変調された信号との周波数配置
の相関を検出することにより、サブキャリア間隔単位の
周波数誤差の検出を行うことができる。
【０００７】しかしながら、上述した特定の周波数スロ
ットに挿入される無変調あるいはＢＰＳＫ変調されたサ
ブキャリアがマルチパス妨害などの影響を受け、受信し
たＯＦＤＭ変調信号の特定のサブキャリアの振幅が小さ
くなった場合には、シンボル間フィルタで特定のサブキ
ャリアの抽出が困難となり、その結果、周波数誤差検出
が出来なくなるという問題がある。
ットに挿入される無変調あるいはＢＰＳＫ変調されたサ
ブキャリアがマルチパス妨害などの影響を受け、受信し
たＯＦＤＭ変調信号の特定のサブキャリアの振幅が小さ
くなった場合には、シンボル間フィルタで特定のサブキ
ャリアの抽出が困難となり、その結果、周波数誤差検出
が出来なくなるという問題がある。
【０００８】特に、ディジタル地上音声放送のようにサ
ブキャリアの数が少ないＯＦＤＭ変調信号を受信する場
合には、この問題が発生しやすい。
ブキャリアの数が少ないＯＦＤＭ変調信号を受信する場
合には、この問題が発生しやすい。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、無変調
あるいはＢＰＳＫ変調されて送信される特定のサブキャ
リアの数が少ない場合、それらを周波数誤差検出に使用
するＯＦＤＭ受信装置では、マルチパス妨害などのため
に特定のサブキャリアの振幅が小さくなり、シンボル間
フィルタで特定のサブキャリアを抽出することが困難と
なり、その結果、サブキャリア間隔単位の周波数誤差検
出が出来なかった。
あるいはＢＰＳＫ変調されて送信される特定のサブキャ
リアの数が少ない場合、それらを周波数誤差検出に使用
するＯＦＤＭ受信装置では、マルチパス妨害などのため
に特定のサブキャリアの振幅が小さくなり、シンボル間
フィルタで特定のサブキャリアを抽出することが困難と
なり、その結果、サブキャリア間隔単位の周波数誤差検
出が出来なかった。
【００１０】本発明は、上記の問題を解決するためにな
されたもので、無変調あるいはＢＰＳＫ変調されて送信
される特定のサブキャリアがマルチパス妨害などの影響
を受けた場合であっても、シンボル間フィルタで特定の
サブキャリアを抽出できるＯＦＤＭ受信装置を提供する
ことを目的とする。
されたもので、無変調あるいはＢＰＳＫ変調されて送信
される特定のサブキャリアがマルチパス妨害などの影響
を受けた場合であっても、シンボル間フィルタで特定の
サブキャリアを抽出できるＯＦＤＭ受信装置を提供する
ことを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明は、特定の周波数（サブキャリア）にｍ（ｍ
≦２）値のＰＳＫ変調の信号が含まれるＯＦＤＭ信号を
受信するＯＦＤＭ受信装置において、受信されたＯＦＤ
Ｍ信号を入力し、周波数制御信号で周波数制御された局
発信号で周波数変換を行う周波数変換手段と、この周波
数変換手段の出力を時間領域から周波数領域へ変換する
高速フーリエ変換手段と、この高速フーリエ変換手段の
出力をシンボル間で遅延検波する遅延検波手段と、この
遅延検波手段の出力を周波数（サブキャリア）ごとに積
分するシンボル間積分手段と、このシンボル間積分手段
の出力を用いて周波数誤差を検出し、周波数制御信号を
出力する周波数誤差検出手段とを具備し、遅延検波手段
は遅延検波した信号の振幅を所定の振幅レベルに振幅等
化している。
めに本発明は、特定の周波数（サブキャリア）にｍ（ｍ
≦２）値のＰＳＫ変調の信号が含まれるＯＦＤＭ信号を
受信するＯＦＤＭ受信装置において、受信されたＯＦＤ
Ｍ信号を入力し、周波数制御信号で周波数制御された局
発信号で周波数変換を行う周波数変換手段と、この周波
数変換手段の出力を時間領域から周波数領域へ変換する
高速フーリエ変換手段と、この高速フーリエ変換手段の
出力をシンボル間で遅延検波する遅延検波手段と、この
遅延検波手段の出力を周波数（サブキャリア）ごとに積
分するシンボル間積分手段と、このシンボル間積分手段
の出力を用いて周波数誤差を検出し、周波数制御信号を
出力する周波数誤差検出手段とを具備し、遅延検波手段
は遅延検波した信号の振幅を所定の振幅レベルに振幅等
化している。
【００１２】上記の構成によれば、マルチパス妨害など
により無変調あるいはＢＰＳＫ変調されたサブキャリア
の振幅が小さくなったとしても、遅延検波後の出力信号
を振幅等化することでシンボル間フィルタでの抽出を可
能とし、マルチパス妨害下においてもキャリア間隔単位
の周波数誤差検出を可能とする。
により無変調あるいはＢＰＳＫ変調されたサブキャリア
の振幅が小さくなったとしても、遅延検波後の出力信号
を振幅等化することでシンボル間フィルタでの抽出を可
能とし、マルチパス妨害下においてもキャリア間隔単位
の周波数誤差検出を可能とする。
【００１３】
【発明の実施形態】以下、図面を参照して本発明の実施
の形態を詳細に説明する。 まず、本実施の形態で用い
られるＯＦＤＭ信号について図７を用いて説明する。図
７に示すようにＯＦＤＭ信号は周波数方向にいくつもの
サブキャリアを多重して伝送される。そして、それらサ
ブキャリアの中に、斜線で示すようにランダムに無変調
あるいはＢＰＳＫ変調されたサブキャリアが配置され
る。これら特定のサブキャリアの配置は時間方向には一
定で、常に無変調かあるいはＢＰＳＫ変調で伝送されて
いる。ＯＦＤＭ受信装置では、これら無変調あるいはＢ
ＰＳＫ変調されたサブキャリアの位置を検出することで
キャリア間隔単位の周波数誤差を検出する。
の形態を詳細に説明する。 まず、本実施の形態で用い
られるＯＦＤＭ信号について図７を用いて説明する。図
７に示すようにＯＦＤＭ信号は周波数方向にいくつもの
サブキャリアを多重して伝送される。そして、それらサ
ブキャリアの中に、斜線で示すようにランダムに無変調
あるいはＢＰＳＫ変調されたサブキャリアが配置され
る。これら特定のサブキャリアの配置は時間方向には一
定で、常に無変調かあるいはＢＰＳＫ変調で伝送されて
いる。ＯＦＤＭ受信装置では、これら無変調あるいはＢ
ＰＳＫ変調されたサブキャリアの位置を検出することで
キャリア間隔単位の周波数誤差を検出する。
【００１４】図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤ
Ｍ受信装置の構成を示すブロック図である。
Ｍ受信装置の構成を示すブロック図である。
【００１５】図１において、入力端子１０１に入力され
たＯＦＤＭ変調波は、Ａ／Ｄ変換回路１０２でディジタ
ル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換回路１０２の出力
はＩＱ復調回路１０３に送られ、ＩＱ復調回路１０３
で、複素信号のＩ信号、Ｑ信号に変換される。このＩＱ
復調回路１０３からの複素信号のＩ信号、Ｑ信号は、周
波数変換回路１０４に入力される。この周波数変換回路
１０４では、加算器１０８からの出力により複素ベース
バンド信号に周波数変換される。ここで、加算器１０８
は、キャリア間隔内周波数誤差検出回路１０７からの周
波数誤差信号とキャリア間隔単位周波数誤差検出回路１
１３からの周波数誤差信号を加算している。周波数変換
回路１０４で周波数変換された信号は2つに分岐され出
力される。周波数変換回路１０４の一方の出力はＦＦＴ
回路１０５に入力され、ＦＦＴ演算により周波数領域の
信号に変換される。また、周波数変換回路１０４のもう
一方の出力はキャリア間隔内周波数誤差検出回路１０７
に入力され、キャリア間隔内の周波数誤差検出が行われ
る。
たＯＦＤＭ変調波は、Ａ／Ｄ変換回路１０２でディジタ
ル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換回路１０２の出力
はＩＱ復調回路１０３に送られ、ＩＱ復調回路１０３
で、複素信号のＩ信号、Ｑ信号に変換される。このＩＱ
復調回路１０３からの複素信号のＩ信号、Ｑ信号は、周
波数変換回路１０４に入力される。この周波数変換回路
１０４では、加算器１０８からの出力により複素ベース
バンド信号に周波数変換される。ここで、加算器１０８
は、キャリア間隔内周波数誤差検出回路１０７からの周
波数誤差信号とキャリア間隔単位周波数誤差検出回路１
１３からの周波数誤差信号を加算している。周波数変換
回路１０４で周波数変換された信号は2つに分岐され出
力される。周波数変換回路１０４の一方の出力はＦＦＴ
回路１０５に入力され、ＦＦＴ演算により周波数領域の
信号に変換される。また、周波数変換回路１０４のもう
一方の出力はキャリア間隔内周波数誤差検出回路１０７
に入力され、キャリア間隔内の周波数誤差検出が行われ
る。
【００１６】前記ＦＦＴ回路１０５の出力は、データ復
調回路１０６に送られ、ここでデータ復調され、その復
調結果は出力端子１１４、１１５に出力される。
調回路１０６に送られ、ここでデータ復調され、その復
調結果は出力端子１１４、１１５に出力される。
【００１７】さらに、前記ＦＦＴ回路１０５の出力は遅
延検波回路１０９に供給され、シンボル間での遅延検波
が行われる。遅延検波回路１０９の遅延検波出力は振幅
等化回路１１０に入力される。この振幅等化回路１１０
では、それぞれ受信信号自身で所定の振幅レベルに振幅
の等化が行われる。したがって、振幅等化回路１１０か
らの出力は、すべてのサブキャリアが所定の振幅レベル
となるように制御される。この振幅等化回路１１０の出
力は二乗回路１１１に入力され、複素の２乗演算され
る。この２乗演算によりＢＰＳＫの変調成分が除去され
る。その結果、無変調またはＢＰＳＫ変調されて送信さ
れてくる特定のサブキャリアは毎シンボル同じ位相とな
り、その他のデータキャリアはディジタル変調成分によ
りランダムな位相となる。
延検波回路１０９に供給され、シンボル間での遅延検波
が行われる。遅延検波回路１０９の遅延検波出力は振幅
等化回路１１０に入力される。この振幅等化回路１１０
では、それぞれ受信信号自身で所定の振幅レベルに振幅
の等化が行われる。したがって、振幅等化回路１１０か
らの出力は、すべてのサブキャリアが所定の振幅レベル
となるように制御される。この振幅等化回路１１０の出
力は二乗回路１１１に入力され、複素の２乗演算され
る。この２乗演算によりＢＰＳＫの変調成分が除去され
る。その結果、無変調またはＢＰＳＫ変調されて送信さ
れてくる特定のサブキャリアは毎シンボル同じ位相とな
り、その他のデータキャリアはディジタル変調成分によ
りランダムな位相となる。
【００１８】尚、二乗回路１１１は、専ら、ＢＰＳＫの
変調成分除去のために用いていることから、特定のサブ
キャリアが無変調のパイロットキャリアのみの場合に
は、この二乗回路１１１は必要がない。
変調成分除去のために用いていることから、特定のサブ
キャリアが無変調のパイロットキャリアのみの場合に
は、この二乗回路１１１は必要がない。
【００１９】二乗回路１１１の出力はシンボル間積分フ
ィルタ１１２に供給され、シンボル間で積分される。こ
こで、シンボル間積分フィルタ１１２の出力を見ると、
データキャリアの場合には、ディジタル変調成分により
位相が１８０゜ずれた信号を積分することから、信号振
幅が小さくなる。これに対し、上記特定のサブキャリア
の場合には、毎シンボル位相が同一のため、信号振幅は
積分回数分だけ大きくなる。
ィルタ１１２に供給され、シンボル間で積分される。こ
こで、シンボル間積分フィルタ１１２の出力を見ると、
データキャリアの場合には、ディジタル変調成分により
位相が１８０゜ずれた信号を積分することから、信号振
幅が小さくなる。これに対し、上記特定のサブキャリア
の場合には、毎シンボル位相が同一のため、信号振幅は
積分回数分だけ大きくなる。
【００２０】シンボル間積分フィルタ１１２の出力は、
キャリア間隔単位周波数誤差検出回路１１３に入力され
る。このキャリア間隔単位周波数誤差検出回路１１３で
は、シンボル間積分フィルタ１１２からの出力と前記特
定のサブキャリアの配置情報との相関が検出される。そ
して、この相関検出結果から、キャリア間隔単位の周波
数誤差が検出されることとなる。
キャリア間隔単位周波数誤差検出回路１１３に入力され
る。このキャリア間隔単位周波数誤差検出回路１１３で
は、シンボル間積分フィルタ１１２からの出力と前記特
定のサブキャリアの配置情報との相関が検出される。そ
して、この相関検出結果から、キャリア間隔単位の周波
数誤差が検出されることとなる。
【００２１】キャリア間隔単位周波数誤差検出回路１１
３で検出された周波数誤差信号は加算器１０８に供給さ
れ、周波数変換回路１０４にフィードバックされる。
３で検出された周波数誤差信号は加算器１０８に供給さ
れ、周波数変換回路１０４にフィードバックされる。
【００２２】ここで、遅延検波回路１０９は、例えば、
図２に示すような構成とすることができる。
図２に示すような構成とすることができる。
【００２３】図２において、入力端子２０１，２０２に
は、前記ＦＦＴ回路１０５からの複素の信号、すなわ
ち、Ｉ信号、Ｑ信号がそれぞれ供給される。これら信号
はそれぞれ１シンボルメモリ２０３，２０４に入力さ
れ、１シンボル分遅延される。１シンボルメモリ２０３
で１シンボル遅延されたＩ信号は直接、複素乗算回路２
０６に入力される。一方、１シンボルメモリ２０４で１
シンボル遅延されたＱ信号は、複素共役変換回路２０５
に供給され、極性が反転されて複素共役に変換される。
この複素共役変換回路２０５の出力は複素乗算回路２０
６に入力される。
は、前記ＦＦＴ回路１０５からの複素の信号、すなわ
ち、Ｉ信号、Ｑ信号がそれぞれ供給される。これら信号
はそれぞれ１シンボルメモリ２０３，２０４に入力さ
れ、１シンボル分遅延される。１シンボルメモリ２０３
で１シンボル遅延されたＩ信号は直接、複素乗算回路２
０６に入力される。一方、１シンボルメモリ２０４で１
シンボル遅延されたＱ信号は、複素共役変換回路２０５
に供給され、極性が反転されて複素共役に変換される。
この複素共役変換回路２０５の出力は複素乗算回路２０
６に入力される。
【００２４】また、前記ＦＦＴ回路１０５からの複素の
信号、Ｉ信号およびＱ信号は、複素乗算回路２０６にも
供給されており、ここで複素乗算が行われる。
信号、Ｉ信号およびＱ信号は、複素乗算回路２０６にも
供給されており、ここで複素乗算が行われる。
【００２５】この一連の演算により、ＦＦＴ回路１０５
の出力信号に対して、シンボル間での遅延検波が行われ
ることになる。検波の後、遅延検波Ｉ信号、遅延検波Ｑ
信号は、それぞれ出力端子２０７，２０８から振幅等化
回路１１０に供給される。
の出力信号に対して、シンボル間での遅延検波が行われ
ることになる。検波の後、遅延検波Ｉ信号、遅延検波Ｑ
信号は、それぞれ出力端子２０７，２０８から振幅等化
回路１１０に供給される。
【００２６】また、振幅等化回路１１０は、例えば、図
３に示すような構成とすることができる。
３に示すような構成とすることができる。
【００２７】図３において、入力端子３０１，３０２に
は、遅延検波回路１０９の出力である遅延検波Ｉ信号、
遅延検波Ｑ信号がそれぞれ供給される。これらの信号は
振幅検出回路３０５に入力され、振幅が検出される。次
に、振幅検出回路３０５の振幅検出結果は、係数発生回
路３０６に入力される。この係数発生回路３０６では、
ＯＦＤＭ受信装置において予め設定される所定の振幅レ
ベルとの比較が行われ、所定の振幅レベルとなるような
係数が出力される。この係数発生回路３０６で得られた
係数は、乗算器３０７，３０８の入力端子に供給され
る。
は、遅延検波回路１０９の出力である遅延検波Ｉ信号、
遅延検波Ｑ信号がそれぞれ供給される。これらの信号は
振幅検出回路３０５に入力され、振幅が検出される。次
に、振幅検出回路３０５の振幅検出結果は、係数発生回
路３０６に入力される。この係数発生回路３０６では、
ＯＦＤＭ受信装置において予め設定される所定の振幅レ
ベルとの比較が行われ、所定の振幅レベルとなるような
係数が出力される。この係数発生回路３０６で得られた
係数は、乗算器３０７，３０８の入力端子に供給され
る。
【００２８】一方、前記遅延検波Ｉ信号、遅延検波Ｑ信
号は、タイミング調整回路３０３，３０４にも供給さ
れ、係数発生回路３０６の係数出力と同一のタイミング
となるようにそれぞれタイミング調整される。このタイ
ミング調整回路３０３，３０４からの信号が、前記乗算
器３０７，３０８のもう一方の入力端子に供給される。
号は、タイミング調整回路３０３，３０４にも供給さ
れ、係数発生回路３０６の係数出力と同一のタイミング
となるようにそれぞれタイミング調整される。このタイ
ミング調整回路３０３，３０４からの信号が、前記乗算
器３０７，３０８のもう一方の入力端子に供給される。
【００２９】乗算器３０７，３０８での乗算の結果、Ｉ
信号、Ｑ信号は所定の振幅レベルにおさまるように変換
されることになる。そして、乗算器３０７，３０８から
の出力は、等化出力Ｉ信号、Ｑ信号としてそれぞれ二乗
回路１１１に出力される。
信号、Ｑ信号は所定の振幅レベルにおさまるように変換
されることになる。そして、乗算器３０７，３０８から
の出力は、等化出力Ｉ信号、Ｑ信号としてそれぞれ二乗
回路１１１に出力される。
【００３０】さらに、キャリア間隔単位周波数誤差検出
回路１１３は、例えば図４に示すような構成とすること
ができる。
回路１１３は、例えば図４に示すような構成とすること
ができる。
【００３１】図４において、入力端子４０１，４０２に
はシンボル間積分フィルタ１１２からの出力信号であ
る、Ｉ信号、Ｑ信号がそれぞれ供給され、振幅検出回路
４０３に入力される。この振幅検出回路４０３で振幅が
検出された後、相関検出回路４０４に供給される。さら
に、この相関検出回路には、キャリア配置情報部４０５
からの情報も入力される。このキャリア配置情報部４０
５では、無変調あるいはＢＰＳＫ変調された特定のサブ
キャリアのキャリア配置情報を検出している。相関検出
回路４０４では、上記振幅検出出力をずらしながら相関
検出が行われる。この相関検出結果は周波数誤差検出回
路４０６に供給され、相関検出結果のピークを検出する
ことによりキャリア間隔単位の周波数誤差が検出され
る。検出された周波数誤差信号はホールド回路４０７に
供給され、ここで一つ前の検出結果と加算されて保持さ
れることになる。そして、ホールド回路４０７の出力信
号は出力端子４０８へ出力され、加算器１０８に供給さ
れるように構成されている。
はシンボル間積分フィルタ１１２からの出力信号であ
る、Ｉ信号、Ｑ信号がそれぞれ供給され、振幅検出回路
４０３に入力される。この振幅検出回路４０３で振幅が
検出された後、相関検出回路４０４に供給される。さら
に、この相関検出回路には、キャリア配置情報部４０５
からの情報も入力される。このキャリア配置情報部４０
５では、無変調あるいはＢＰＳＫ変調された特定のサブ
キャリアのキャリア配置情報を検出している。相関検出
回路４０４では、上記振幅検出出力をずらしながら相関
検出が行われる。この相関検出結果は周波数誤差検出回
路４０６に供給され、相関検出結果のピークを検出する
ことによりキャリア間隔単位の周波数誤差が検出され
る。検出された周波数誤差信号はホールド回路４０７に
供給され、ここで一つ前の検出結果と加算されて保持さ
れることになる。そして、ホールド回路４０７の出力信
号は出力端子４０８へ出力され、加算器１０８に供給さ
れるように構成されている。
【００３２】次に、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の第
２の実施形態について、図５を参照しながら、説明す
る。
２の実施形態について、図５を参照しながら、説明す
る。
【００３３】図５に示したＯＦＤＭ受信装置の構成は、
図１で説明したものとほぼ同じであり、さきの遅延検波
回路１０９及び振幅等化回路１１０の代わりに、遅延検
波および振幅正規化回路５０１が構成に加わっている。
そこで、図１と図５とで同一の部分には同じ符号を付す
とともに、同様の部分についての説明は一部省略する。
図１で説明したものとほぼ同じであり、さきの遅延検波
回路１０９及び振幅等化回路１１０の代わりに、遅延検
波および振幅正規化回路５０１が構成に加わっている。
そこで、図１と図５とで同一の部分には同じ符号を付す
とともに、同様の部分についての説明は一部省略する。
【００３４】図５において、ＦＦＴ回路１０５により周
波数領域の信号に変換された信号は２つに分岐され、一
方はデータ復調回路１０６に供給され、データ復調した
出力を出力端子１１４，１１５に出力する。もう一方は
遅延検波および振幅正規化回路５０１に供給される。遅
延検波および振幅正規化回路５０１で遅延検波され、所
定の振幅レベルに変換された信号が二乗回路１１１に入
力される。この二乗回路１１１で複素の２乗演算され
る。この２乗演算によりＢＰＳＫの変調成分が除去され
る。二乗回路１１１の演算結果は、シンボル間積分フィ
ルタ１１２に供給される。シンボル間積分フィルタ１１
２への入力信号の位相について見ると、無変調あるいは
ＢＰＳＫ変調されているサブキャリアの場合にはシンボ
ル間で同一の位相であるのに対し、他のデータを伝送す
るサブキャリアの場合にはディジタル変調成分によりラ
ンダムな位相になる。したがって、シンボル間積分フィ
ルタ１１２でのシンボル積分の結果、無変調あるいはＢ
ＰＳＫ変調されたサブキャリアのみが抽出されて出力さ
れることになる。シンボル間積分フィルタ１１２で抽出
されたサブキャリアはキャリア間隔単位周波数誤差検出
回路１１３に供給され、無変調あるいはＢＰＳＫ変調さ
れたサブキャリアのキャリア配置情報との相関が検出さ
れる。そして、その相関検出結果からキャリア間隔単位
の周波数誤差が検出される。
波数領域の信号に変換された信号は２つに分岐され、一
方はデータ復調回路１０６に供給され、データ復調した
出力を出力端子１１４，１１５に出力する。もう一方は
遅延検波および振幅正規化回路５０１に供給される。遅
延検波および振幅正規化回路５０１で遅延検波され、所
定の振幅レベルに変換された信号が二乗回路１１１に入
力される。この二乗回路１１１で複素の２乗演算され
る。この２乗演算によりＢＰＳＫの変調成分が除去され
る。二乗回路１１１の演算結果は、シンボル間積分フィ
ルタ１１２に供給される。シンボル間積分フィルタ１１
２への入力信号の位相について見ると、無変調あるいは
ＢＰＳＫ変調されているサブキャリアの場合にはシンボ
ル間で同一の位相であるのに対し、他のデータを伝送す
るサブキャリアの場合にはディジタル変調成分によりラ
ンダムな位相になる。したがって、シンボル間積分フィ
ルタ１１２でのシンボル積分の結果、無変調あるいはＢ
ＰＳＫ変調されたサブキャリアのみが抽出されて出力さ
れることになる。シンボル間積分フィルタ１１２で抽出
されたサブキャリアはキャリア間隔単位周波数誤差検出
回路１１３に供給され、無変調あるいはＢＰＳＫ変調さ
れたサブキャリアのキャリア配置情報との相関が検出さ
れる。そして、その相関検出結果からキャリア間隔単位
の周波数誤差が検出される。
【００３５】ここで、遅延検波および振幅正規化回路５
０１は、例えば図６に示すような構成とすることができ
る。
０１は、例えば図６に示すような構成とすることができ
る。
【００３６】図６において、入力端子６０１，６０２に
はＦＦＴ回路１０５のＩ信号出力、Ｑ信号出力がそれぞ
れ入力され、位相検出回路６０３に供給される。この位
相検出回路６０３では入力信号の位相が検出され、検出
された位相信号は１シンボルメモリ６０４と減算器６０
５の一方の入力端子に出力されている。１シンボルメモ
リ６０４では入力信号を１シンボル期間遅延して出力す
る。１シンボルメモリ６０４の出力は、減算器６０５の
別の入力端子に供給されている。その結果、減算器６０
５では１シンボル前の同一のサブキャリアの位相との差
分が取られることになる。減算器６０５の出力は直交変
換回路６０６の位相入力端子に入力される。直交変換回
路６０６のもう一方の振幅入力端子には、所定の振幅レ
ベルＡが入力される。これら位相信号と振幅信号とから
直交座標軸信号に変換された出力が遅延検波Ｉ信号、遅
延検波Ｑ信号として、出力端子６０７，６０８にそれぞ
れ出力される。
はＦＦＴ回路１０５のＩ信号出力、Ｑ信号出力がそれぞ
れ入力され、位相検出回路６０３に供給される。この位
相検出回路６０３では入力信号の位相が検出され、検出
された位相信号は１シンボルメモリ６０４と減算器６０
５の一方の入力端子に出力されている。１シンボルメモ
リ６０４では入力信号を１シンボル期間遅延して出力す
る。１シンボルメモリ６０４の出力は、減算器６０５の
別の入力端子に供給されている。その結果、減算器６０
５では１シンボル前の同一のサブキャリアの位相との差
分が取られることになる。減算器６０５の出力は直交変
換回路６０６の位相入力端子に入力される。直交変換回
路６０６のもう一方の振幅入力端子には、所定の振幅レ
ベルＡが入力される。これら位相信号と振幅信号とから
直交座標軸信号に変換された出力が遅延検波Ｉ信号、遅
延検波Ｑ信号として、出力端子６０７，６０８にそれぞ
れ出力される。
【００３７】この実施態様では比較的回路規模の大きい
１シンボルメモリが１つで良いことから、先に説明した
第１の実施態様に比し回路規模を小さくできる利点もあ
る。
１シンボルメモリが１つで良いことから、先に説明した
第１の実施態様に比し回路規模を小さくできる利点もあ
る。
【００３８】上記した実施形態では、いずれも遅延検波
回路の後に振幅等化回路を設けているが、遅延検波回路
の前に振幅等化回路を設ける構成でも同様の性能改善が
可能であることはもちろんである。
回路の後に振幅等化回路を設けているが、遅延検波回路
の前に振幅等化回路を設ける構成でも同様の性能改善が
可能であることはもちろんである。
【００３９】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、無変
調あるいはＢＰＳＫ変調された特定のサブキャリアがマ
ルチパス妨害などの影響を受けて振幅が小さくなったと
しても、受信信号の振幅を所定の振幅レベルに等化ある
いは正規化することにより、上記の特定のサブキャリア
を抽出することができることから、キャリア間隔単位の
周波数誤差検出性能を改善することができる。
調あるいはＢＰＳＫ変調された特定のサブキャリアがマ
ルチパス妨害などの影響を受けて振幅が小さくなったと
しても、受信信号の振幅を所定の振幅レベルに等化ある
いは正規化することにより、上記の特定のサブキャリア
を抽出することができることから、キャリア間隔単位の
周波数誤差検出性能を改善することができる。
【図１】 本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の一実施形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】 同実施形態の遅延検波回路の具体的な構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図３】 同実施形態の振幅等化回路の具体的な構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図４】 同実施形態の周波数誤差検出回路の具体的な
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図５】 本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の他の実施形
態を示すブロック図。
態を示すブロック図。
【図６】 同他の実施形態の遅延検波および振幅正規化
回路の具体的な構成を示すブロック図。
回路の具体的な構成を示すブロック図。
【図７】 本発明におけるＯＦＤＭ信号を説明するため
の図。
の図。
１０２…Ａ／Ｄ変換回路、１０３…ＩＱ復調回路、１０
４…周波数変換回路、１０５…ＦＦＴ回路、１０６…デ
ータ復調回路、１０７…キャリア内誤差検出回路、１０
８…加算器、１０９…遅延検波回路、１１０…振幅等化
回路、１１１…二乗回路、１１２…シンボル間フィル
タ、１１３…キャリア単位周波数誤差検出回路。
４…周波数変換回路、１０５…ＦＦＴ回路、１０６…デ
ータ復調回路、１０７…キャリア内誤差検出回路、１０
８…加算器、１０９…遅延検波回路、１１０…振幅等化
回路、１１１…二乗回路、１１２…シンボル間フィル
タ、１１３…キャリア単位周波数誤差検出回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐藤 誠 東京都港区新橋３丁目３番９号 東芝エ ー・ブイ・イー株式会社内 (72)発明者 小山 鋼 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝横浜事業所内 Ｆターム(参考） 5C025 AA11 AA15 5K022 DD33 DD37
Claims (4)
- 【請求項１】 特定の周波数（サブキャリア）にｍ（ｍ
≦２）値のＰＳＫ変調の信号が含まれるＯＦＤＭ信号を
受信するＯＦＤＭ受信装置において、 受信された前記ＯＦＤＭ信号を入力し、周波数制御信号
で周波数制御された局発信号により周波数変換を行う周
波数変換手段と、 この周波数変換手段の出力を時間領域から周波数領域へ
変換する高速フーリエ変換手段と、 この高速フーリエ変換手段の出力をシンボル間で遅延検
波する遅延検波手段と、 この遅延検波手段の出力を周波数（サブキャリア）ごと
に積分するシンボル間積分手段と、 このシンボル間積分手段の出力を用いて周波数誤差を検
出し、前記周波数制御信号を出力する周波数誤差検出手
段とを具備し、前記遅延検波手段は遅延検波した信号の
振幅を所定の振幅レベルに振幅等化することを特徴とす
るＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項２】 前記遅延検波手段は、前記高速フーリエ
変換手段の出力を入力し、位相を検出する位相検出手段
と、 この位相検出手段の出力を１シンボル期間遅延させる１
シンボルメモリと、 前記位相検出手段の出力と前記１シンボルメモリの出力
の差分を求める減算手段と、 この減算手段の出力を入力し、所定の振幅の直交座標軸
信号に変換する直交変換手段とを具備したことを特徴と
する請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項３】 特定の周波数（サブキャリア）にｍ（ｍ
≦２）値のＰＳＫ変調の信号が含まれるＯＦＤＭ信号を
受信するＯＦＤＭ受信装置において、 受信された前記ＯＦＤＭ信号を入力し、周波数制御信号
で周波数制御された局発信号により周波数変換を行う周
波数変換手段と、 この周波数変換手段の出力を時間領域から周波数領域へ
変換する高速フーリエ変換手段と、 この高速フーリエ変換手段の出力をシンボル間で遅延検
波する遅延検波手段と、 この遅延検波手段の出力を周波数（サブキャリア）ごと
に積分するシンボル間積分手段と、 このシンボル間積分手段の出力を用いて周波数誤差を検
出し、前記周波数制御信号を出力する周波数誤差検出手
段とを具備し、前記遅延検波手段は前記高速フーリエ変
換手段の出力を所定の振幅レベルに振幅等化した後、遅
延検波することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項４】 特定の周波数（サブキャリア）にｍ（ｍ
≦２）値のＰＳＫ変調の信号が含まれるＯＦＤＭ信号を
受信するＯＦＤＭ受信装置において、 受信された前記ＯＦＤＭ信号を入力し、周波数制御信号
で周波数制御された局発信号により周波数変換を行う周
波数変換手段と、 この周波数変換手段の出力を時間領域から周波数領域へ
変換する高速フーリエ変換手段と、 この高速フーリエ変換手段の出力をシンボル間で遅延検
波する遅延検波手段と、 この遅延検波手段の出力を周波数（サブキャリア）ごと
に積分するシンボル間積分手段と、 このシンボル間積分手段の出力を用いて周波数誤差を検
出し、前記周波数制御信号を出力する周波数誤差検出手
段とを具備し、前記遅延検波手段は前記高速フーリエ変
換手段の出力を所定の振幅に正規化した後、遅延検波す
ることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33544099A JP2001156742A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33544099A JP2001156742A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001156742A true JP2001156742A (ja) | 2001-06-08 |
Family
ID=18288596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33544099A Pending JP2001156742A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001156742A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001119369A (ja) * | 1999-10-08 | 2001-04-27 | Mitsubishi Electric Inf Technol Center Europ Bv | データ送信方法および受信機 |
| JP2005130480A (ja) * | 2003-09-30 | 2005-05-19 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル伝送信号のキャリアのずれ量検出方法、キャリアのずれ量補正方法及びこれら方法を用いた受信装置 |
| US7349500B2 (en) | 2004-01-16 | 2008-03-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Coarse frequency synchronization method and apparatus in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system |
| JP2009074922A (ja) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Anritsu Corp | 信号分析装置及びそれを用いたａｐｄ測定装置 |
| JP2010068194A (ja) * | 2008-09-10 | 2010-03-25 | Mitsubishi Electric Corp | 搬送波周波数誤差検出装置 |
-
1999
- 1999-11-26 JP JP33544099A patent/JP2001156742A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001119369A (ja) * | 1999-10-08 | 2001-04-27 | Mitsubishi Electric Inf Technol Center Europ Bv | データ送信方法および受信機 |
| JP2005130480A (ja) * | 2003-09-30 | 2005-05-19 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル伝送信号のキャリアのずれ量検出方法、キャリアのずれ量補正方法及びこれら方法を用いた受信装置 |
| US7349500B2 (en) | 2004-01-16 | 2008-03-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Coarse frequency synchronization method and apparatus in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system |
| JP2009074922A (ja) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Anritsu Corp | 信号分析装置及びそれを用いたａｐｄ測定装置 |
| JP2010068194A (ja) * | 2008-09-10 | 2010-03-25 | Mitsubishi Electric Corp | 搬送波周波数誤差検出装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1063824B1 (en) | Symbol synchronisation in multicarrier receivers | |
| US6720824B2 (en) | Demodulation method and apparatus | |
| US7843805B2 (en) | Method and circuit for frequency offset estimation in frequency domain in the orthogonal frequency division multiplexing baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard | |
| US5608764A (en) | OFDM synchronization demodulation circuit | |
| US8085859B2 (en) | Platform noise mitigation | |
| JP3797397B2 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| EP0920163B1 (en) | Estimating of coarse frequency offset in multicarrier receivers | |
| JP4164364B2 (ja) | 複雑さが低減したチャンネル応答推定を有するマルチキャリヤ伝送システム | |
| US7526020B2 (en) | Circuit for improving channel impulse response estimation and compensating for remnant frequency offset in the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard | |
| JP3079950B2 (ja) | 直交周波数分割多重変調信号の受信装置及び伝送方法 | |
| US20080095280A1 (en) | Correlation value calculation method and correlator using the same | |
| US8837616B2 (en) | Equalization of a distributed pilot OFDM signal | |
| JP3238120B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号復調装置 | |
| JP2003283454A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ受信装置におけるデータ復調方法 | |
| US7340000B1 (en) | Decision feedback equalizer in an OFDM WLAN receiver | |
| JP2001308821A (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| KR100341200B1 (ko) | 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치 | |
| JP2001156742A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP2002044049A (ja) | Ｏｆｄｍパケット通信用受信装置 | |
| JP3558879B2 (ja) | ディジタル通信装置 | |
| JP3726856B2 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP2001292122A (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| JP2002026861A (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| JP4031221B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号復調装置及び直交周波数分割多重信号復調方法 | |
| JP3907574B2 (ja) | デジタル放送受信機における復調装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050218 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20050414 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20050606 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070112 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070130 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20070529 |