JP2002261729A - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】固定受信にしか対応していない適応等化方式で
は、移動受信の際に生じるフェージングの影響を受け受
信性能が低下してしまう。 【解決手段】通過帯域幅を設定可能なシンボルフィルタ
とキャリアフィルタを用い、パイロット信号伝送路応答
から受信データ信号の伝送路応答を推定し受信データ信
号の等化を行う。速度取得手段から得た受信装置の移動
速度からドップラー周波数を算出し、その算出ドップラ
ー周波数に応じてシンボルフィルタの通過帯域幅を設定
することにより、最も雑音の影響の少ないフィルタリン
グを行い受信性能の向上を図る。
は、移動受信の際に生じるフェージングの影響を受け受
信性能が低下してしまう。 【解決手段】通過帯域幅を設定可能なシンボルフィルタ
とキャリアフィルタを用い、パイロット信号伝送路応答
から受信データ信号の伝送路応答を推定し受信データ信
号の等化を行う。速度取得手段から得た受信装置の移動
速度からドップラー周波数を算出し、その算出ドップラ
ー周波数に応じてシンボルフィルタの通過帯域幅を設定
することにより、最も雑音の影響の少ないフィルタリン
グを行い受信性能の向上を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex））伝送方式を用いたデジタル放送を移動受信する受
信装置に関し、移動に伴う妨害による受信性能の悪化を
移動速度に適応した等化方式を選択することにより防
ぎ、受信性能を向上させたＯＦＤＭ受信装置に関する。
重（ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex））伝送方式を用いたデジタル放送を移動受信する受
信装置に関し、移動に伴う妨害による受信性能の悪化を
移動速度に適応した等化方式を選択することにより防
ぎ、受信性能を向上させたＯＦＤＭ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、地上波デジタルテレビジョン放送
システムの研究開発・標準化が盛んであるが、欧州と日
本においては直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭとい
う）伝送方式が伝送方式として採用され、特に欧州にお
いては既にＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）−Ｔ
方式が開発されており、ＩＴＵ−Ｒ（International Te
lecommunication Union-Recommendation）においても標
準化が勧告され、すでに実用化に至っている。このＯＦ
ＤＭ伝送方式は、広帯域信号を互いに直交する多数の搬
送波（以下、サブキャリアという）で伝送することによ
り、地上波テレビジョン放送において必須の伝送条件で
あるマルチパス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善で
きる等の特徴がある。
システムの研究開発・標準化が盛んであるが、欧州と日
本においては直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭとい
う）伝送方式が伝送方式として採用され、特に欧州にお
いては既にＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）−Ｔ
方式が開発されており、ＩＴＵ−Ｒ（International Te
lecommunication Union-Recommendation）においても標
準化が勧告され、すでに実用化に至っている。このＯＦ
ＤＭ伝送方式は、広帯域信号を互いに直交する多数の搬
送波（以下、サブキャリアという）で伝送することによ
り、地上波テレビジョン放送において必須の伝送条件で
あるマルチパス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善で
きる等の特徴がある。
【０００３】上記ＯＦＤＭ伝送方式を使用した地上波デ
ジタルテレビジョン放送においては、マルチパスやフェ
ージングによる歪みが発生すると、搬送波毎にその振幅
や位相が送信側の振幅や位相と異なるものとなるので、
これらが等しくなるように歪みを受けた信号を等化する
必要がある。そこで受信データ信号の等化を行う基準信
号として、テレビジョンの映像・音声の符号データ信号
および受信装置のアプリケーションで使用されるデータ
信号以外に、送信側で周波数軸上及び時間軸上の所定位
置に振幅及び位相が既知のパイロット信号を挿入してい
る。受信側では受信信号からパイロット信号を抽出して
その振幅及び位相を既知の値と比較することにより、各
パイロット信号の伝送路応答を求めることができる。こ
のパイロット信号伝送路応答から実際のデータ信号を伝
送している領域の伝送路応答を推定し、推定した伝送路
応答に応じて受信したデータ信号の振幅及び位相の等化
を行う。日本の地上波デジタルテレビジョン放送規格に
おいては、ＤＶＢ−Ｔと同様に、特定周波数のサブキャ
リアが全てパイロット信号であるコンティニュアルパイ
ロット（ＣＰ：Continual Pilot）信号とスキャッター
ドパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）信号が用いら
れている。スキャッタードパイロット信号の配置例を図
４に示す。図４において、横軸は周波数でサブキャリ
ア、縦軸は時間でＯＦＤＭシンボルを示し、黒い点がス
キャッタードパイロット信号で白い点がデータ信号を表
す。一つのＯＦＤＭシンボルにおいて12本のサブキャリ
アに対し１本の割合で配置される。さらにスキャッター
ドパイロット信号はＯＦＤＭシンボル毎に配置位置が３
本のサブキャリアずつシフトされるようになるため、時
間軸で見れば４ＯＦＤＭシンボル毎に配置される。
ジタルテレビジョン放送においては、マルチパスやフェ
ージングによる歪みが発生すると、搬送波毎にその振幅
や位相が送信側の振幅や位相と異なるものとなるので、
これらが等しくなるように歪みを受けた信号を等化する
必要がある。そこで受信データ信号の等化を行う基準信
号として、テレビジョンの映像・音声の符号データ信号
および受信装置のアプリケーションで使用されるデータ
信号以外に、送信側で周波数軸上及び時間軸上の所定位
置に振幅及び位相が既知のパイロット信号を挿入してい
る。受信側では受信信号からパイロット信号を抽出して
その振幅及び位相を既知の値と比較することにより、各
パイロット信号の伝送路応答を求めることができる。こ
のパイロット信号伝送路応答から実際のデータ信号を伝
送している領域の伝送路応答を推定し、推定した伝送路
応答に応じて受信したデータ信号の振幅及び位相の等化
を行う。日本の地上波デジタルテレビジョン放送規格に
おいては、ＤＶＢ−Ｔと同様に、特定周波数のサブキャ
リアが全てパイロット信号であるコンティニュアルパイ
ロット（ＣＰ：Continual Pilot）信号とスキャッター
ドパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）信号が用いら
れている。スキャッタードパイロット信号の配置例を図
４に示す。図４において、横軸は周波数でサブキャリ
ア、縦軸は時間でＯＦＤＭシンボルを示し、黒い点がス
キャッタードパイロット信号で白い点がデータ信号を表
す。一つのＯＦＤＭシンボルにおいて12本のサブキャリ
アに対し１本の割合で配置される。さらにスキャッター
ドパイロット信号はＯＦＤＭシンボル毎に配置位置が３
本のサブキャリアずつシフトされるようになるため、時
間軸で見れば４ＯＦＤＭシンボル毎に配置される。
【０００４】以上説明したパイロット信号を用いて等化
を行うＯＦＤＭ受信装置の従来例としては、特願平１０
−３８３０９の「信号受信装置および方法、並びに提供
媒体」（以下、特許１とする）に示される受信装置があ
る。この例に示された受信装置は、受信信号からＯＦＤ
Ｍ信号のガードインターバル長を検出し、その検出結果
に応じて等化処理を制御している。ただし等化処理の制
御において考慮されているのは検出したガードインター
バル長のみであるため、固定受信でマルチパスが存在す
る時間変動のない伝送路の場合には対応可能であるが、
移動受信において生じるフェージングを含む伝送路は一
切考慮されていない。したがって上記例は固定受信の場
合においてのみ等化処理を適応化したものであり、移動
受信に対しては対応していない。
を行うＯＦＤＭ受信装置の従来例としては、特願平１０
−３８３０９の「信号受信装置および方法、並びに提供
媒体」（以下、特許１とする）に示される受信装置があ
る。この例に示された受信装置は、受信信号からＯＦＤ
Ｍ信号のガードインターバル長を検出し、その検出結果
に応じて等化処理を制御している。ただし等化処理の制
御において考慮されているのは検出したガードインター
バル長のみであるため、固定受信でマルチパスが存在す
る時間変動のない伝送路の場合には対応可能であるが、
移動受信において生じるフェージングを含む伝送路は一
切考慮されていない。したがって上記例は固定受信の場
合においてのみ等化処理を適応化したものであり、移動
受信に対しては対応していない。
【０００５】また、テレビジョン学会誌技術報告 Vol.2
0, No53 1996 林他の「ＯＦＤＭ復調における適応等化
方式の検討」（以下、文献１とする）には、遅延プロフ
ァイルとドップラー周波数をパラメータとした何種類か
の信号伝送路を想定し、各伝送路における受信特性につ
いて等化方式を切り替えてシミュレーションを行った場
合の結果が示されている。この例は、最大ドップラー周
波数を伝送路特性に取り入れている点において移動受信
を考慮した適応等化の一種であると言うことができる
が、信号伝送路の遅延プロファイルと最大ドップラー周
波数はシミュレーション上で予め与えられているパラメ
ータに過ぎず、実際の受信装置が受信を行う場合、どの
ような手段を用いてそれらの値を求めるかについては一
切言及されていない。
0, No53 1996 林他の「ＯＦＤＭ復調における適応等化
方式の検討」（以下、文献１とする）には、遅延プロフ
ァイルとドップラー周波数をパラメータとした何種類か
の信号伝送路を想定し、各伝送路における受信特性につ
いて等化方式を切り替えてシミュレーションを行った場
合の結果が示されている。この例は、最大ドップラー周
波数を伝送路特性に取り入れている点において移動受信
を考慮した適応等化の一種であると言うことができる
が、信号伝送路の遅延プロファイルと最大ドップラー周
波数はシミュレーション上で予め与えられているパラメ
ータに過ぎず、実際の受信装置が受信を行う場合、どの
ような手段を用いてそれらの値を求めるかについては一
切言及されていない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
ＯＦＤＭを用いた地上波デジタルテレビジョン放送受信
においては、固定受信の場合にガードインターバル長に
応じて適応等化方式を採用する受信装置や、最大ドップ
ラー周波数が判明している伝送路での適応等化方式の一
例は考案されているが、最大ドップラー周波数を受信装
置自体で求め、移動受信に適応した等化方式を施す受信
装置は見当たらない。そのため従来の受信装置を用いて
移動受信を行った場合には、等化方式が固定されている
ために移動に伴い生じるフェージングの影響を受け、受
信性能が低下してしまう課題があった。
ＯＦＤＭを用いた地上波デジタルテレビジョン放送受信
においては、固定受信の場合にガードインターバル長に
応じて適応等化方式を採用する受信装置や、最大ドップ
ラー周波数が判明している伝送路での適応等化方式の一
例は考案されているが、最大ドップラー周波数を受信装
置自体で求め、移動受信に適応した等化方式を施す受信
装置は見当たらない。そのため従来の受信装置を用いて
移動受信を行った場合には、等化方式が固定されている
ために移動に伴い生じるフェージングの影響を受け、受
信性能が低下してしまう課題があった。
【０００７】本発明は、上記の課題を解決し、受信装置
の移動速度に応じて伝送路応答補間手段を適応的に選択
することにより、伝送路応答推定時における雑音の影響
を軽減し、結果として移動受信時の受信特性を向上させ
たＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
の移動速度に応じて伝送路応答補間手段を適応的に選択
することにより、伝送路応答推定時における雑音の影響
を軽減し、結果として移動受信時の受信特性を向上させ
たＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置は以下のような構
成とする。
めに、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置は以下のような構
成とする。
【０００９】請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置は、キ
ャリアおよびシンボル上にほぼ等間隔で配置してある振
幅・位相が既知のパイロット信号の伝送路応答を求める
パイロット信号伝送路応答算出手段と、フィルタリング
する通過帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記パイ
ロット信号伝送路応答算出手段で求めたパイロット信号
伝送路応答を設定された通過帯域幅でフィルタリングす
ることによりシンボル方向の補間を行うシンボルフィル
タリング手段と、前記シンボルフィルタリング手段にお
いてシンボル方向に補間したパイロット信号伝送路応答
をさらにフィルタリングすることによりキャリア方向の
補間を行い、前記パイロット信号以外の受信データ信号
の伝送路応答を推定するキャリアフィルタリング手段
と、前記キャリアフィルタリング手段で推定した受信デ
ータ信号の伝送路応答を用い受信データ信号の等化を行
う等化手段と、受信装置の移動速度を取得する速度取得
手段と、前記速度取得手段で取得した移動速度とＯＦＤ
Ｍ信号の受信周波数からドップラー周波数を求めるドッ
プラー周波数算出手段と、前記算出したドップラー周波
数に応じて前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域
幅を設定する制御手段とから構成される。
ャリアおよびシンボル上にほぼ等間隔で配置してある振
幅・位相が既知のパイロット信号の伝送路応答を求める
パイロット信号伝送路応答算出手段と、フィルタリング
する通過帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記パイ
ロット信号伝送路応答算出手段で求めたパイロット信号
伝送路応答を設定された通過帯域幅でフィルタリングす
ることによりシンボル方向の補間を行うシンボルフィル
タリング手段と、前記シンボルフィルタリング手段にお
いてシンボル方向に補間したパイロット信号伝送路応答
をさらにフィルタリングすることによりキャリア方向の
補間を行い、前記パイロット信号以外の受信データ信号
の伝送路応答を推定するキャリアフィルタリング手段
と、前記キャリアフィルタリング手段で推定した受信デ
ータ信号の伝送路応答を用い受信データ信号の等化を行
う等化手段と、受信装置の移動速度を取得する速度取得
手段と、前記速度取得手段で取得した移動速度とＯＦＤ
Ｍ信号の受信周波数からドップラー周波数を求めるドッ
プラー周波数算出手段と、前記算出したドップラー周波
数に応じて前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域
幅を設定する制御手段とから構成される。
【００１０】前記制御手段は、前記ドップラー周波数算
出手段で算出したドップラー周波数に応じて前記シンボ
ルフィルタリング手段の通過帯域幅を設定する制御を行
うことにより、最もノイズの影響の少ないフィルタリン
グが可能になり、受信性能の向上を図ることが出来る。
出手段で算出したドップラー周波数に応じて前記シンボ
ルフィルタリング手段の通過帯域幅を設定する制御を行
うことにより、最もノイズの影響の少ないフィルタリン
グが可能になり、受信性能の向上を図ることが出来る。
【００１１】請求項２に記載のＯＦＤＭ用受信装置にお
いて、前記パイロット信号の伝送路応答を求めるパイロ
ット信号伝送路応答算出手段と、前記パイロット信号伝
送路応答算出手段で算出したパイロット信号伝送路応答
をフィルタリングすることによりキャリア方向の補間を
行うキャリアフィルタリング手段と、フィルタリングす
る通過帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記キャリ
アフィルタリング手段においてキャリア方向に補間した
パイロット信号伝送路応答を設定された通過帯域でフィ
ルタリングすることによりシンボル方向の補間を行うシ
ンボルフィルタリング手段と、前記シンボルフィルタリ
ング手段で推定した受信データ信号の伝送路応答を用い
受信データ信号の等化を行う等化手段と、受信装置の移
動速度を取得する速度取得手段と、前記速度取得手段で
取得した移動速度とＯＦＤＭ信号の受信周波数から最大
ドップラー周波数を求めるドップラー周波数算出手段
と、前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅を設
定する制御手段とから構成され、前記制御手段は、前記
ドップラー周波数算出手段で算出した最大ドップラー周
波数に応じて前記シンボルフィルタリング手段の通過帯
域幅を設定することを特徴とする。
いて、前記パイロット信号の伝送路応答を求めるパイロ
ット信号伝送路応答算出手段と、前記パイロット信号伝
送路応答算出手段で算出したパイロット信号伝送路応答
をフィルタリングすることによりキャリア方向の補間を
行うキャリアフィルタリング手段と、フィルタリングす
る通過帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記キャリ
アフィルタリング手段においてキャリア方向に補間した
パイロット信号伝送路応答を設定された通過帯域でフィ
ルタリングすることによりシンボル方向の補間を行うシ
ンボルフィルタリング手段と、前記シンボルフィルタリ
ング手段で推定した受信データ信号の伝送路応答を用い
受信データ信号の等化を行う等化手段と、受信装置の移
動速度を取得する速度取得手段と、前記速度取得手段で
取得した移動速度とＯＦＤＭ信号の受信周波数から最大
ドップラー周波数を求めるドップラー周波数算出手段
と、前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅を設
定する制御手段とから構成され、前記制御手段は、前記
ドップラー周波数算出手段で算出した最大ドップラー周
波数に応じて前記シンボルフィルタリング手段の通過帯
域幅を設定することを特徴とする。
【００１２】請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置は、前
記パイロット信号の伝送路応答を求めるパイロット信号
伝送路応答算出手段と、フィルタリングする通過帯域幅
を可変自在に設定可能であり、前記パイロット信号伝送
路応答算出手段で算出したパイロット信号伝送路応答を
フィルタリングすることにより受信データ信号の伝送路
応答を推定する二次元フィルタリング手段と、前記二次
元フィルタリング手段で推定した受信データ信号の伝送
路応答を用い受信データ信号の等化を行う等化手段と、
受信装置の移動速度を取得する速度取得手段と、前記速
度取得手段で取得した移動速度とＯＦＤＭ信号の受信周
波数から最大ドップラー周波数を求めるドップラー周波
数算出手段と、前記二次元フィルタリング手段の通過帯
域幅を設定する制御手段とから構成され、前記制御手段
は、前記ドップラー周波数算出手段で算出した最大ドッ
プラー周波数に応じて前記二次元フィルタリング手段の
シンボル方向の通過帯域幅を設定する制御を行うことを
特徴とする。
記パイロット信号の伝送路応答を求めるパイロット信号
伝送路応答算出手段と、フィルタリングする通過帯域幅
を可変自在に設定可能であり、前記パイロット信号伝送
路応答算出手段で算出したパイロット信号伝送路応答を
フィルタリングすることにより受信データ信号の伝送路
応答を推定する二次元フィルタリング手段と、前記二次
元フィルタリング手段で推定した受信データ信号の伝送
路応答を用い受信データ信号の等化を行う等化手段と、
受信装置の移動速度を取得する速度取得手段と、前記速
度取得手段で取得した移動速度とＯＦＤＭ信号の受信周
波数から最大ドップラー周波数を求めるドップラー周波
数算出手段と、前記二次元フィルタリング手段の通過帯
域幅を設定する制御手段とから構成され、前記制御手段
は、前記ドップラー周波数算出手段で算出した最大ドッ
プラー周波数に応じて前記二次元フィルタリング手段の
シンボル方向の通過帯域幅を設定する制御を行うことを
特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【００１４】図１は、本発明の第１の実施形態とするＯ
ＦＤＭ用受信装置の構成を示すブロック図である。１０
０はチューナ、１０１はＡ／Ｄ変換手段、１０２はＦＦ
Ｔ手段、１０３はデータ信号抽出手段、１０４は複素除
算手段、１０５はパイロット信号抽出手段、１０６はパ
イロット信号発生手段、１０７は複素除算手段、１０８
はシンボルフィルタ、１０９はキャリアフィルタ、１１
０は受信装置移動速度取得手段、１１１はドップラー周
波数算出手段、１１２は制御手段である。
ＦＤＭ用受信装置の構成を示すブロック図である。１０
０はチューナ、１０１はＡ／Ｄ変換手段、１０２はＦＦ
Ｔ手段、１０３はデータ信号抽出手段、１０４は複素除
算手段、１０５はパイロット信号抽出手段、１０６はパ
イロット信号発生手段、１０７は複素除算手段、１０８
はシンボルフィルタ、１０９はキャリアフィルタ、１１
０は受信装置移動速度取得手段、１１１はドップラー周
波数算出手段、１１２は制御手段である。
【００１５】以下では、図４に示すパイロット信号配置
を例に取り説明する。日本の地上波デジタルテレビジョ
ン放送におけるパイロット信号のうち、スキャッタード
パイロット信号の配置を図４に示す。横軸は周波数軸で
サブキャリア、縦軸は時間軸でＯＦＤＭシンボルであ
り、ｌは受信シンボル番号、ｋはサブキャリア番号を表
す。また黒い点がＳＰ、白い点がデータ信号を伝送する
サブキャリアを示している。各ＯＦＤＭシンボルにおい
ては、１２サブキャリアに一つスキャッタードパイロッ
ト信号が配置され、同一周波数のサブキャリアにおいて
は、４シンボルに一つスキャッタードパイロット信号が
配置されている様子が示されている。
を例に取り説明する。日本の地上波デジタルテレビジョ
ン放送におけるパイロット信号のうち、スキャッタード
パイロット信号の配置を図４に示す。横軸は周波数軸で
サブキャリア、縦軸は時間軸でＯＦＤＭシンボルであ
り、ｌは受信シンボル番号、ｋはサブキャリア番号を表
す。また黒い点がＳＰ、白い点がデータ信号を伝送する
サブキャリアを示している。各ＯＦＤＭシンボルにおい
ては、１２サブキャリアに一つスキャッタードパイロッ
ト信号が配置され、同一周波数のサブキャリアにおいて
は、４シンボルに一つスキャッタードパイロット信号が
配置されている様子が示されている。
【００１６】図１において、チューナ１００に供給され
るＯＦＤＭ信号は制御手段１１２により受信周波数λを
指定しベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換手段１
０１に供給される。なおベースバンド信号に変換せずＩ
Ｆ信号のままＡ／Ｄ変換手段１０１に供給する構成とし
てもよい。供給された受信ＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換手
段１０１によって２値デジタル信号となってＦＦＴ手段
１０２に供給され、ＦＦＴ手段１０２において周波数領
域の信号に変換される。ここで第ｌ番目のシンボルの第
ｋ番目のサブキャリアを用いて伝送する信号をＸ（ｌ，
ｋ）、この信号に作用する伝送路特性をＨ（ｌ，ｋ）、
受信装置で受信される信号をＹ（ｌ、ｋ）とする。受信
ＯＦＤＭ信号Ｙ（ｌ，ｋ）は、データ信号抽出手段１０
３およびパイロット信号抽出手段１０５とに供給され
る。データ信号抽出手段１０３は受信ＯＦＤＭ信号Ｙ
（ｌ，ｋ）から受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋd ）（ここ
で、ｋdはデータ信号のサブキャリア番号）を抽出し、
複素除算手段１０４に供給する。同様にパイロット信号
抽出手段１０５は受信ＯＦＤＭ信号Ｙ（ｌ，ｋ）から受
信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋp ）（ここで、ｋp はパイ
ロット信号のサブキャリア番号）を抽出し、複素除算手
段１０７に供給する。
るＯＦＤＭ信号は制御手段１１２により受信周波数λを
指定しベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換手段１
０１に供給される。なおベースバンド信号に変換せずＩ
Ｆ信号のままＡ／Ｄ変換手段１０１に供給する構成とし
てもよい。供給された受信ＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換手
段１０１によって２値デジタル信号となってＦＦＴ手段
１０２に供給され、ＦＦＴ手段１０２において周波数領
域の信号に変換される。ここで第ｌ番目のシンボルの第
ｋ番目のサブキャリアを用いて伝送する信号をＸ（ｌ，
ｋ）、この信号に作用する伝送路特性をＨ（ｌ，ｋ）、
受信装置で受信される信号をＹ（ｌ、ｋ）とする。受信
ＯＦＤＭ信号Ｙ（ｌ，ｋ）は、データ信号抽出手段１０
３およびパイロット信号抽出手段１０５とに供給され
る。データ信号抽出手段１０３は受信ＯＦＤＭ信号Ｙ
（ｌ，ｋ）から受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋd ）（ここ
で、ｋdはデータ信号のサブキャリア番号）を抽出し、
複素除算手段１０４に供給する。同様にパイロット信号
抽出手段１０５は受信ＯＦＤＭ信号Ｙ（ｌ，ｋ）から受
信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋp ）（ここで、ｋp はパイ
ロット信号のサブキャリア番号）を抽出し、複素除算手
段１０７に供給する。
【００１７】パイロット信号発生手段１０６は、送信側
と同じ振幅・位相を持つパイロット信号Ｘ（ｌ，ｋp ）
を発生するもので、このパイロット信号は複素除算手段
１０７に供給され、受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋp ）
の除算に使用される。すなわち、パイロット信号は既知
の複素振幅Ｘ（ｌ，ｋp ）を持つため、パイロット信号
発生手段１０６からのＸ（ｌ，ｋp ）で、受信パイロッ
ト信号Ｙ（ｌ，ｋp ）を除算することで受信パイロット
信号の伝送路応答を以下の式で求めることができる。
と同じ振幅・位相を持つパイロット信号Ｘ（ｌ，ｋp ）
を発生するもので、このパイロット信号は複素除算手段
１０７に供給され、受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋp ）
の除算に使用される。すなわち、パイロット信号は既知
の複素振幅Ｘ（ｌ，ｋp ）を持つため、パイロット信号
発生手段１０６からのＸ（ｌ，ｋp ）で、受信パイロッ
ト信号Ｙ（ｌ，ｋp ）を除算することで受信パイロット
信号の伝送路応答を以下の式で求めることができる。
【００１８】 Ｈ（ｌ，ｋp ）＝Ｙ（ｌ，ｋp ）／Ｘ（ｌ，ｋp ） （１） この伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋp ）は、まずシンボルフィル
タ１０８においてＯＦＤＭシンボル方向に補間され、続
いてキャリアフィルタ１０９によりサブキャリア方向の
補間が行われ、受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋd ）に作用す
る伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋd ）が求められる。これを式で
表すと以下のようになる。
タ１０８においてＯＦＤＭシンボル方向に補間され、続
いてキャリアフィルタ１０９によりサブキャリア方向の
補間が行われ、受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋd ）に作用す
る伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋd ）が求められる。これを式で
表すと以下のようになる。
【００１９】 Ｈ（ｌ，ｋｄ）＝Ｈ（ｌ，ｋｐ）＊Ｇｓ（ｌ）＊Ｇｃ（ｋ） （２） ここで、Ｇｓ（ｌ）はシンボルフィルタ，Ｇｃ（ｋ）は
キャリアフィルタであり、＊は畳み込み演算を示す。こ
の伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋd ）は複素除算手段１０４に供
給され、複素除算手段１０４は受信データ信号Ｙ（ｌ，
ｋd ）をシンボルフィルタ１０８およびキャリアフィル
タ１０９で得られた伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋd ）で除算す
ることで、等化後のデータＸ（ｌ，ｋd ）を得るもので
ある。
キャリアフィルタであり、＊は畳み込み演算を示す。こ
の伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋd ）は複素除算手段１０４に供
給され、複素除算手段１０４は受信データ信号Ｙ（ｌ，
ｋd ）をシンボルフィルタ１０８およびキャリアフィル
タ１０９で得られた伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋd ）で除算す
ることで、等化後のデータＸ（ｌ，ｋd ）を得るもので
ある。
【００２０】実際の受信においては、伝送路において雑
音成分が付加されるのでそのことを考慮しなければなら
ない。第ｌ番目のシンボルの第ｋ番目のサブキャリアを
用いて伝送する信号に対する雑音をＮ（ｌ，ｋ）とする
と、雑音を含む受信信号Ｙｎ（ｌ，ｋ）に対し以下の式
が成り立つ。
音成分が付加されるのでそのことを考慮しなければなら
ない。第ｌ番目のシンボルの第ｋ番目のサブキャリアを
用いて伝送する信号に対する雑音をＮ（ｌ，ｋ）とする
と、雑音を含む受信信号Ｙｎ（ｌ，ｋ）に対し以下の式
が成り立つ。
【００２１】 Ｙｎ（ｌ，ｋ）＝Ｘ（ｌ，ｋ）・Ｈ（ｌ，ｋ）＋Ｎ（ｌ，ｋ） （３） したがって雑音を含む受信パイロット信号の伝送路特性
Ｈｎ（ｌ，ｋｐ）は以下の式のように表される。
Ｈｎ（ｌ，ｋｐ）は以下の式のように表される。
【００２２】 Ｈｎ（ｌ，ｋｐ）＝Ｙｎ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ） ＝Ｈ（ｌ，ｋｐ）＋Ｎ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ） （４） このＨｎ（ｌ，ｋｐ）に対しシンボルフィルタ１０８お
よびキャリアフィルタ１０９で補間が行われると以下の
式のようになり、雑音を含むデータ信号に作用する伝送
路応答Ｈｎ（ｌ，ｋｄ）を求めることになる。
よびキャリアフィルタ１０９で補間が行われると以下の
式のようになり、雑音を含むデータ信号に作用する伝送
路応答Ｈｎ（ｌ，ｋｄ）を求めることになる。
【００２３】 Ｈｎ（ｌ，ｋｄ）＝Ｈｎ（ｌ，ｋｐ）＊Ｇｓ（ｌ）＊Ｇｃ（ｋ） ＝Ｈ（ｌ，ｋｐ）＊Ｇｓ（ｌ）＊Ｇｃ（ｋ）＋｛Ｎ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋ ｐ）｝＊Ｇｓ（ｌ）＊Ｇｃ（ｋ） （５） 図４に示した、時間軸方向と周波数軸方向に離散的に配
列されたスキャッタードパイロット信号を二次元フーリ
エ変換し、そのサンプル点を求めたものを図５に示す。
横軸は時間軸、縦軸は周波数軸であり、図中のｔ１はＯ
ＦＤＭ有効シンボル長を,ｆ１はＯＦＤＭ有効シンボル
とガードインターバルを加算したＯＦＤＭシンボルの周
波数を示す。また範囲５１はパイロット信号のサンプル
点５０から補間される領域である。この範囲５１の大き
さは時間軸でＯＦＤＭ有効シンボル長の１／３、周波数
軸でＯＦＤＭシンボル周波数の１／４となり、ナイキス
トのサンプリング定理を満たす最も広帯域なフィルタの
特性を示す。したがって、パイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ，ｋｐ）の帯域が範囲５１全体に広がっている場合
は、範囲５１を通過帯域とする二次元フィルタを使用し
て補間を行い、データ信号伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｄ）を
求めればよい。すなわち、図１におけるシンボルフィル
タ１０８の通過帯域はＯＦＤＭシンボル周波数の１／
４、キャリアフィルタ１０９の通過帯域はＯＦＤＭ有効
シンボル長の１／３とする。
列されたスキャッタードパイロット信号を二次元フーリ
エ変換し、そのサンプル点を求めたものを図５に示す。
横軸は時間軸、縦軸は周波数軸であり、図中のｔ１はＯ
ＦＤＭ有効シンボル長を,ｆ１はＯＦＤＭ有効シンボル
とガードインターバルを加算したＯＦＤＭシンボルの周
波数を示す。また範囲５１はパイロット信号のサンプル
点５０から補間される領域である。この範囲５１の大き
さは時間軸でＯＦＤＭ有効シンボル長の１／３、周波数
軸でＯＦＤＭシンボル周波数の１／４となり、ナイキス
トのサンプリング定理を満たす最も広帯域なフィルタの
特性を示す。したがって、パイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ，ｋｐ）の帯域が範囲５１全体に広がっている場合
は、範囲５１を通過帯域とする二次元フィルタを使用し
て補間を行い、データ信号伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｄ）を
求めればよい。すなわち、図１におけるシンボルフィル
タ１０８の通過帯域はＯＦＤＭシンボル周波数の１／
４、キャリアフィルタ１０９の通過帯域はＯＦＤＭ有効
シンボル長の１／３とする。
【００２４】しかし、実際のパイロット信号伝送路応答
Ｈ（ｌ、ｋｐ）は上記帯域全体に広がっているとは限ら
ず、ＯＦＤＭシンボル周波数の１／４より帯域が狭いこ
とがある。それに対し雑音成分Ｎ（ｌ，ｋｐ）が周波数
成分一定であるとすると、パイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ，ｋｐ）の帯域成分だけを通過させ、雑音成分によ
る伝送路応答の誤差Ｎ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ）の
影響を小さくすることが、（５）式より可能であること
がわかる。すなわちより狭いＨ（ｌ，ｋｐ）の帯域をＧ
ｓ（ｌ）＊Ｇｃ（ｋ）で削減することなく取り出し，広
いＮ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ）の帯域を削減すれ
ば、雑音を含むデータ信号伝送路応答Ｈｎ（ｌ，ｋｄ）
中のＮ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ）＊Ｇｓ（ｌ）＊Ｇ
ｃ（ｋ）成分が小さくなり，推定精度が向上する。その
結果として等化後の受信データ信号Ｘ（ｌ，ｋd ）の精
度を向上させることが可能である。ちなみにパイロット
信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）の帯域より狭い通過帯域
を持つシンボルフィルタ１０８およびキャリアフィルタ
１０９を使用すると、推定したデータ信号伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｄ）の精度は悪化し受信性能は低下する。
Ｈ（ｌ、ｋｐ）は上記帯域全体に広がっているとは限ら
ず、ＯＦＤＭシンボル周波数の１／４より帯域が狭いこ
とがある。それに対し雑音成分Ｎ（ｌ，ｋｐ）が周波数
成分一定であるとすると、パイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ，ｋｐ）の帯域成分だけを通過させ、雑音成分によ
る伝送路応答の誤差Ｎ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ）の
影響を小さくすることが、（５）式より可能であること
がわかる。すなわちより狭いＨ（ｌ，ｋｐ）の帯域をＧ
ｓ（ｌ）＊Ｇｃ（ｋ）で削減することなく取り出し，広
いＮ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ）の帯域を削減すれ
ば、雑音を含むデータ信号伝送路応答Ｈｎ（ｌ，ｋｄ）
中のＮ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ）＊Ｇｓ（ｌ）＊Ｇ
ｃ（ｋ）成分が小さくなり，推定精度が向上する。その
結果として等化後の受信データ信号Ｘ（ｌ，ｋd ）の精
度を向上させることが可能である。ちなみにパイロット
信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）の帯域より狭い通過帯域
を持つシンボルフィルタ１０８およびキャリアフィルタ
１０９を使用すると、推定したデータ信号伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｄ）の精度は悪化し受信性能は低下する。
【００２５】ここで、伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ）の二次元
フーリエ変換をｈ（ｆ，τ）と定義すると，ｈ（ｆ，
τ）は遅延−ドップラースペクトル特性であり、τ0を
定数とするとｈ（ｆ，τ0）は遅延時間τ0の信号に対す
るドップラースペクトラムを表し、ｆ0を定数とすると
ｈ（ｆ0，τ）は周波数偏移ｆ0の信号に対する遅延プロ
ファイルを表す。このときτ―ｆ領域において、ｈ
(ｆ，τ)はｆ方向には最大ドップラー周波数をｆｄとす
ると −ｆｄ＜ｆ＜ｆｄの範囲に存在する。またｈ(ｆ，
τ)はτ方向には最大遅延時間をτｍとすると０＜τ＜
τｍの範囲に存在する。
フーリエ変換をｈ（ｆ，τ）と定義すると，ｈ（ｆ，
τ）は遅延−ドップラースペクトル特性であり、τ0を
定数とするとｈ（ｆ，τ0）は遅延時間τ0の信号に対す
るドップラースペクトラムを表し、ｆ0を定数とすると
ｈ（ｆ0，τ）は周波数偏移ｆ0の信号に対する遅延プロ
ファイルを表す。このときτ―ｆ領域において、ｈ
(ｆ，τ)はｆ方向には最大ドップラー周波数をｆｄとす
ると −ｆｄ＜ｆ＜ｆｄの範囲に存在する。またｈ(ｆ，
τ)はτ方向には最大遅延時間をτｍとすると０＜τ＜
τｍの範囲に存在する。
【００２６】したがって、パイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｐ）に対しても、ドップラースペクトラムを全
て通過させるためにシンボルフィルタ１０８の通過帯域
を−ｆｄ＜ｆ＜ｆｄとし、遅延プロファイルを全て通過
させるためにキャリアフィルタ１０９の通過帯域を０＜
τ＜τｍとしたものが、データ信号伝送路応答Ｈ（ｌ，
ｋｄ）を求める理想的なフィルタとなる。遅延プロファ
イルを求める方法は例えば前記特許１があり、求めた遅
延プロファイルに応じてキャリアフィルタ１０９の通過
帯域を制御すればよい。
（ｌ、ｋｐ）に対しても、ドップラースペクトラムを全
て通過させるためにシンボルフィルタ１０８の通過帯域
を−ｆｄ＜ｆ＜ｆｄとし、遅延プロファイルを全て通過
させるためにキャリアフィルタ１０９の通過帯域を０＜
τ＜τｍとしたものが、データ信号伝送路応答Ｈ（ｌ，
ｋｄ）を求める理想的なフィルタとなる。遅延プロファ
イルを求める方法は例えば前記特許１があり、求めた遅
延プロファイルに応じてキャリアフィルタ１０９の通過
帯域を制御すればよい。
【００２７】ここで、本発明においては、最大ドップラ
ー周波数を求めるために，速度取得手段１１０において
受信装置の移動速度ｖを取得する。速度取得手段は、例
えば自動車搭載の受信装置であれば、自動車の速度取得
手段から現在速度情報を取得すればよい。速度取得手段
１１０で取得した移動速度はドップラー周波数算出手段
１１１に供給され、以下の式によりドップラー周波数ｆ
ｄを求める。
ー周波数を求めるために，速度取得手段１１０において
受信装置の移動速度ｖを取得する。速度取得手段は、例
えば自動車搭載の受信装置であれば、自動車の速度取得
手段から現在速度情報を取得すればよい。速度取得手段
１１０で取得した移動速度はドップラー周波数算出手段
１１１に供給され、以下の式によりドップラー周波数ｆ
ｄを求める。
【００２８】ｆｄ＝ｖ・cosθ／λ （６） ここで、θは受信装置の移動方向とＯＦＤＭ伝送波到来
方向との角度、λは受信周波数である。制御手段１１２
がチューナ１００の受信周波数を制御するために使用し
ているので制御手段１１２よりλの情報を取得する。ま
た通常θは不明であるので、式（６）の最大値であるｆ
ｄｍ＝ｖ／λを最大ドップラー周波数として制御手段１
１２に供給する。なお例えば受信装置と送信局の位置情
報を取得し、それをもとに角度θを求めてドップラー周
波数を求めるようにすれば、ドップラー周波数が実際の
パイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）により近くな
り、より精度の高い等化を行うことができる。
方向との角度、λは受信周波数である。制御手段１１２
がチューナ１００の受信周波数を制御するために使用し
ているので制御手段１１２よりλの情報を取得する。ま
た通常θは不明であるので、式（６）の最大値であるｆ
ｄｍ＝ｖ／λを最大ドップラー周波数として制御手段１
１２に供給する。なお例えば受信装置と送信局の位置情
報を取得し、それをもとに角度θを求めてドップラー周
波数を求めるようにすれば、ドップラー周波数が実際の
パイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）により近くな
り、より精度の高い等化を行うことができる。
【００２９】制御手段１１２は、ドップラー周波数算出
手段１１１より供給されるドップラー周波数に基づき、
シンボルフィルタ１０８の通過帯域を制御する。例えば
受信装置が停止しておりｖ＝０であればドップラー周波
数ｆｄも０となるため、他の妨害がないとすればパイロ
ット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）のドップラースペク
トラムは０となる。したがってシンボルフィルタ１０８
の通過帯域を最も小さくすればよい。また受信装置の移
動速度ｖが大きくなればドップラー周波数ｆｄが大きく
なり、パイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）のドッ
プラースペクトラムも大きくなる。したがってシンボル
フィルタ１０８の通過帯域をより大きくするように制御
すればよい。
手段１１１より供給されるドップラー周波数に基づき、
シンボルフィルタ１０８の通過帯域を制御する。例えば
受信装置が停止しておりｖ＝０であればドップラー周波
数ｆｄも０となるため、他の妨害がないとすればパイロ
ット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）のドップラースペク
トラムは０となる。したがってシンボルフィルタ１０８
の通過帯域を最も小さくすればよい。また受信装置の移
動速度ｖが大きくなればドップラー周波数ｆｄが大きく
なり、パイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）のドッ
プラースペクトラムも大きくなる。したがってシンボル
フィルタ１０８の通過帯域をより大きくするように制御
すればよい。
【００３０】パイロット信号伝送路応答を補間するシン
ボルフィルタ１０８はどのような構成をとってもよい。
シンボルフィルタ１０８の構成例を図２に示す。図２に
おいて２１は増幅手段，２２は信号の加算手段、２３は
信号を１シンボル遅延させる遅延手段，２４は増幅手段
である。ここで増幅手段２１の増幅率をαとすると、増
幅手段２４の増幅率は１−αである。図２に示したシン
ボルフィルタではαを制御することによりフィルタの通
過特性を制御することができる。例えばシンボル軸方向
で前値ホールドによる補間を行う場合は，パイロット信
号Ｘ（ｌ，ｋｐ）に作用する伝送路特性Ｈ（ｌ，ｋｐ）
に対してのみαを乗じ、その他のデータ信号の場合は０
を乗ずる。このときある周波数のサブキャリアに着目す
ると、このシンボルフィルタはパイロット信号が伝送さ
れてきた場合にのみフィルタ出力値を更新し，次のパイ
ロット信号を受信するまでは同じ出力値をホールドする
ことになる。また補間方法は別に前値ホールドに限る必
要はなく，直線補間など他の手法を用いても何ら問題は
ない。
ボルフィルタ１０８はどのような構成をとってもよい。
シンボルフィルタ１０８の構成例を図２に示す。図２に
おいて２１は増幅手段，２２は信号の加算手段、２３は
信号を１シンボル遅延させる遅延手段，２４は増幅手段
である。ここで増幅手段２１の増幅率をαとすると、増
幅手段２４の増幅率は１−αである。図２に示したシン
ボルフィルタではαを制御することによりフィルタの通
過特性を制御することができる。例えばシンボル軸方向
で前値ホールドによる補間を行う場合は，パイロット信
号Ｘ（ｌ，ｋｐ）に作用する伝送路特性Ｈ（ｌ，ｋｐ）
に対してのみαを乗じ、その他のデータ信号の場合は０
を乗ずる。このときある周波数のサブキャリアに着目す
ると、このシンボルフィルタはパイロット信号が伝送さ
れてきた場合にのみフィルタ出力値を更新し，次のパイ
ロット信号を受信するまでは同じ出力値をホールドする
ことになる。また補間方法は別に前値ホールドに限る必
要はなく，直線補間など他の手法を用いても何ら問題は
ない。
【００３１】図２に示したシンボルフィルタにおいて、
上記説明した前値ホールドによるαの値を変更した場合
の通過特性の概念例を図３に示す。横軸はＯＦＤＭ信号
のシンボル長の逆数で正規化した周波数、縦軸がフィル
タの利得である。３１で示した特性がαが最も大きい場
合で、通過帯域も最も広い。特性３２、特性３３、特性
３４の順番でαは小さくなり，通過帯域は狭くなってい
く。したがって受信装置の移動速度ｖが最も小さい場合
には通過帯域の狭い特性３４を選択し、速度が上がるに
つれて特性３３，３２次いで３１を選択するように制御
すればよい。またこの場合でも増幅率αはステップ上に
変える必要は必ずしもなく、速度ｖの増加に応じて連続
的に増幅率αを大きくしていくように制御してもよい。
上記説明した前値ホールドによるαの値を変更した場合
の通過特性の概念例を図３に示す。横軸はＯＦＤＭ信号
のシンボル長の逆数で正規化した周波数、縦軸がフィル
タの利得である。３１で示した特性がαが最も大きい場
合で、通過帯域も最も広い。特性３２、特性３３、特性
３４の順番でαは小さくなり，通過帯域は狭くなってい
く。したがって受信装置の移動速度ｖが最も小さい場合
には通過帯域の狭い特性３４を選択し、速度が上がるに
つれて特性３３，３２次いで３１を選択するように制御
すればよい。またこの場合でも増幅率αはステップ上に
変える必要は必ずしもなく、速度ｖの増加に応じて連続
的に増幅率αを大きくしていくように制御してもよい。
【００３２】図６に本発明の第二の実施形態であるＯＦ
ＤＭ受信装置のブロック図を示し、以下動作について説
明する。１００はチューナ、１０１はＡ／Ｄ変換手段、
１０２はＦＦＴ手段、１０３はデータ信号抽出手段、１
０４は複素除算手段、１０５はパイロット信号抽出手
段、１０６はパイロット信号発生手段、１０７は複素除
算手段、１０８はシンボルフィルタ、１０９はキャリア
フィルタ、１１０は受信装置移動速度取得手段、１１１
はドップラー周波数算出手段であり、これらの動作は既
に説明した図１における受信装置の例と同様である。１
１４は制御手段、１１３は受信データ信号の受信状態監
視手段である。
ＤＭ受信装置のブロック図を示し、以下動作について説
明する。１００はチューナ、１０１はＡ／Ｄ変換手段、
１０２はＦＦＴ手段、１０３はデータ信号抽出手段、１
０４は複素除算手段、１０５はパイロット信号抽出手
段、１０６はパイロット信号発生手段、１０７は複素除
算手段、１０８はシンボルフィルタ、１０９はキャリア
フィルタ、１１０は受信装置移動速度取得手段、１１１
はドップラー周波数算出手段であり、これらの動作は既
に説明した図１における受信装置の例と同様である。１
１４は制御手段、１１３は受信データ信号の受信状態監
視手段である。
【００３３】受信状態監視手段１１３は、等化後の受信
データＸ（ｌ，ｋd ）の受信状態を監視し、受信状態が
許容範囲にあるか判定する。受信データの受信状態を監
視するには、受信データ信号の等化後における複素信号
の信号点配置状態、誤り訂正前の誤り率、誤り訂正後の
誤り率など、どのような値および手段を用いてもよい。
一般的には、誤り訂正後のデータに誤りが発生している
場合は復号後のテレビジョン映像および音声に影響が現
れるため、この場合に受信許容範囲外とみなすことが考
えられる。
データＸ（ｌ，ｋd ）の受信状態を監視し、受信状態が
許容範囲にあるか判定する。受信データの受信状態を監
視するには、受信データ信号の等化後における複素信号
の信号点配置状態、誤り訂正前の誤り率、誤り訂正後の
誤り率など、どのような値および手段を用いてもよい。
一般的には、誤り訂正後のデータに誤りが発生している
場合は復号後のテレビジョン映像および音声に影響が現
れるため、この場合に受信許容範囲外とみなすことが考
えられる。
【００３４】受信状態監視手段１１３で判定した受信状
態は、制御手段１１４に供給される。図１の制御手段１
１２と同様に、制御装置１１４はドップラー周波数算出
手段１１１で算出したドップラー周波数に応じてシンボ
ルフィルタ１０８の通過帯域を制御している。しかし、
式（６）で示したように、受信装置移動方向とＯＦＤＭ
伝送波到来方向との角度θが不明の場合には、実際の伝
送路応答のドップラー周波数、すなわちパイロット信号
伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）の帯域と、ドップラー周波数
算出手段１１１で求めたドップラー周波数ｆｄに差が現
れる。言い換えるとθ＝０°および１８０°の場合以外
では、実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）
の帯域は、ドップラー周波数算出手段１１１で求めたド
ップラー周波数ｆｄより小さくなり、θ＝９０°および
２７０°では０になってしまう。この場合においては、
実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）に対応
させ、シンボルフィルタ１０８の通過帯域をより狭くし
た方がより正確なデータ信号伝送路応答Ｈｎ（ｌ、ｋ
ｄ）を推定可能である。したがって、受信状態監視手段
１１３で受信状態が許容範囲外であると判定された場
合、角度θが要因で実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｐ）帯域が狭くなっているのならば、制御手段
１１２がシンボルフィルタ１０８の通過帯域をより狭く
するよう制御することによって、雑音の影響が低減され
受信状態が良好になる。
態は、制御手段１１４に供給される。図１の制御手段１
１２と同様に、制御装置１１４はドップラー周波数算出
手段１１１で算出したドップラー周波数に応じてシンボ
ルフィルタ１０８の通過帯域を制御している。しかし、
式（６）で示したように、受信装置移動方向とＯＦＤＭ
伝送波到来方向との角度θが不明の場合には、実際の伝
送路応答のドップラー周波数、すなわちパイロット信号
伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）の帯域と、ドップラー周波数
算出手段１１１で求めたドップラー周波数ｆｄに差が現
れる。言い換えるとθ＝０°および１８０°の場合以外
では、実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）
の帯域は、ドップラー周波数算出手段１１１で求めたド
ップラー周波数ｆｄより小さくなり、θ＝９０°および
２７０°では０になってしまう。この場合においては、
実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）に対応
させ、シンボルフィルタ１０８の通過帯域をより狭くし
た方がより正確なデータ信号伝送路応答Ｈｎ（ｌ、ｋ
ｄ）を推定可能である。したがって、受信状態監視手段
１１３で受信状態が許容範囲外であると判定された場
合、角度θが要因で実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｐ）帯域が狭くなっているのならば、制御手段
１１２がシンボルフィルタ１０８の通過帯域をより狭く
するよう制御することによって、雑音の影響が低減され
受信状態が良好になる。
【００３５】以上説明した制御によっても受信状態監視
手段１１３で監視する受信状態が許容範囲外であるなら
ば、実際のパイロット信号伝送路応答Ｈｎ（ｌ、ｋｄ）
の帯域がもっと狭い場合が考えられる。この場合は受信
状態が許容範囲になるまで、制御手段１１２によりシン
ボルフィルタ１０８の通過帯域を狭くするように制御す
ればよい。この制御方法の詳細について図７を用いて説
明する。開始ステップ７０から受信装置が制御を開始し
たとすると、まずステップ７１において受信機の移動速
度および受信周波数からドップラー周波数を算出し、算
出したドップラー周波数に基づきステップ７２でシンボ
ルフィルタ１０８の通過帯域を制御する。続いてステッ
プ７３で受信信号の受信状態情報を取得し、ステップ７
４において受信状態が許容範囲内であるかの判定を行
う。受信状態が許容範囲であると判定されたならば、ド
ップラー周波数を算出するステップ７１に戻る。この制
御動作を繰り返すことにより、移動速度の変動によりド
ップラー周波数が変動した場合にそれに追従してシンボ
ルフィルタ１０８の通過帯域が制御される。またステッ
プ７４において受信状態が許容範囲外と判定された場合
は、角度θが要因で実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｐ）帯域が狭くなっているとみなし、ステップ
７５に進みシンボルフィルタ１０８の通過帯域をより狭
くする。その後はステップ７３に戻って再び受信状態情
報を取得し、受信状態が許容範囲内になるまでシンボル
フィルタ１０８の通過帯域を狭くするよう制御を行う。
手段１１３で監視する受信状態が許容範囲外であるなら
ば、実際のパイロット信号伝送路応答Ｈｎ（ｌ、ｋｄ）
の帯域がもっと狭い場合が考えられる。この場合は受信
状態が許容範囲になるまで、制御手段１１２によりシン
ボルフィルタ１０８の通過帯域を狭くするように制御す
ればよい。この制御方法の詳細について図７を用いて説
明する。開始ステップ７０から受信装置が制御を開始し
たとすると、まずステップ７１において受信機の移動速
度および受信周波数からドップラー周波数を算出し、算
出したドップラー周波数に基づきステップ７２でシンボ
ルフィルタ１０８の通過帯域を制御する。続いてステッ
プ７３で受信信号の受信状態情報を取得し、ステップ７
４において受信状態が許容範囲内であるかの判定を行
う。受信状態が許容範囲であると判定されたならば、ド
ップラー周波数を算出するステップ７１に戻る。この制
御動作を繰り返すことにより、移動速度の変動によりド
ップラー周波数が変動した場合にそれに追従してシンボ
ルフィルタ１０８の通過帯域が制御される。またステッ
プ７４において受信状態が許容範囲外と判定された場合
は、角度θが要因で実際のパイロット信号伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｐ）帯域が狭くなっているとみなし、ステップ
７５に進みシンボルフィルタ１０８の通過帯域をより狭
くする。その後はステップ７３に戻って再び受信状態情
報を取得し、受信状態が許容範囲内になるまでシンボル
フィルタ１０８の通過帯域を狭くするよう制御を行う。
【００３６】図７に示した制御方法の使用時において、
受信状態が悪化した原因が角度θでない場合には、シン
ボルフィルタ１０８の通過帯域を実際のパイロット信号
伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）帯域より狭くしてしまい、結
果として受信性能が悪化してしまう場合がある。この問
題に対応した制御方法を図８に示し、以下その制御方法
について説明する。
受信状態が悪化した原因が角度θでない場合には、シン
ボルフィルタ１０８の通過帯域を実際のパイロット信号
伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）帯域より狭くしてしまい、結
果として受信性能が悪化してしまう場合がある。この問
題に対応した制御方法を図８に示し、以下その制御方法
について説明する。
【００３７】図８において、ステップ７０からステップ
７４までは図７を用いて説明した動作と同様であり、ス
テップ７４において受信状態が許容範囲内であると判定
された場合には、ドップラー周波数を算出するステップ
７１に戻る。ステップ７４において受信状態が許容範囲
外であると判定された場合には、ステップ８０に進みシ
ンボルフィルタ１０８の通過帯域を変更する前と比較し
て受信性能が向上したかを判定する。このために制御手
段１１４はシンボルフィルタ通過帯域を変更する時に、
変更前の受信状態を記憶しておく。
７４までは図７を用いて説明した動作と同様であり、ス
テップ７４において受信状態が許容範囲内であると判定
された場合には、ドップラー周波数を算出するステップ
７１に戻る。ステップ７４において受信状態が許容範囲
外であると判定された場合には、ステップ８０に進みシ
ンボルフィルタ１０８の通過帯域を変更する前と比較し
て受信性能が向上したかを判定する。このために制御手
段１１４はシンボルフィルタ通過帯域を変更する時に、
変更前の受信状態を記憶しておく。
【００３８】ステップ８０で受信状態が向上したと判定
された場合はステップ８１に進み、シンボルフィルタ１
０８の通過帯域をどのように変更したか判定する。通過
帯域を狭くしたと判定した場合にはステップ７５に進
み、さらにシンボルフィルタ１０８の通過帯域を狭くす
るよう制御を行う。逆にステップ８１において通過帯域
を広くしたと判定した場合にはステップ８５に進み、さ
らにシンボルフィルタ１０８の通過帯域を広くするよう
制御を行う。
された場合はステップ８１に進み、シンボルフィルタ１
０８の通過帯域をどのように変更したか判定する。通過
帯域を狭くしたと判定した場合にはステップ７５に進
み、さらにシンボルフィルタ１０８の通過帯域を狭くす
るよう制御を行う。逆にステップ８１において通過帯域
を広くしたと判定した場合にはステップ８５に進み、さ
らにシンボルフィルタ１０８の通過帯域を広くするよう
制御を行う。
【００３９】ステップ８０で受信状態が悪化したと判定
された場合はステップ８２に進み、ステップ８１と同様
にシンボルフィルタ１０８の通過帯域をどのように変更
したか判定する。通過帯域を広くしたと判定した場合に
はステップ７５に進み、前回の制御と逆にシンボルフィ
ルタ１０８の通過帯域を狭くするよう制御を行い、通過
帯域を狭くしたと判定した場合にはステップ８５に進
み、前回の制御と逆にシンボルフィルタ１０８の通過帯
域を広くするよう制御を行う。ステップ７５およびステ
ップ８５でシンボルフィルタ１０８の通過帯域を変更し
た後は共にステップ７３に戻り、受信状態を取得して受
信状態が許容範囲内になるまで以上説明した制御を繰り
返す。
された場合はステップ８２に進み、ステップ８１と同様
にシンボルフィルタ１０８の通過帯域をどのように変更
したか判定する。通過帯域を広くしたと判定した場合に
はステップ７５に進み、前回の制御と逆にシンボルフィ
ルタ１０８の通過帯域を狭くするよう制御を行い、通過
帯域を狭くしたと判定した場合にはステップ８５に進
み、前回の制御と逆にシンボルフィルタ１０８の通過帯
域を広くするよう制御を行う。ステップ７５およびステ
ップ８５でシンボルフィルタ１０８の通過帯域を変更し
た後は共にステップ７３に戻り、受信状態を取得して受
信状態が許容範囲内になるまで以上説明した制御を繰り
返す。
【００４０】以上説明した通り、図８に示した制御方法
を用いれば、シンボルフィルタ１０８の通過帯域の変更
により受信性能が悪化することを防ぎ、実際のパイロッ
ト信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）帯域に適応した等化を
行うことによって、受信性能を向上させることができ
る。
を用いれば、シンボルフィルタ１０８の通過帯域の変更
により受信性能が悪化することを防ぎ、実際のパイロッ
ト信号伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）帯域に適応した等化を
行うことによって、受信性能を向上させることができ
る。
【００４１】なお、図１および図６の受信装置の例で
は、伝送路応答の補間をシンボルフィルタ、キャリアフ
ィルタの順番で行っているが、必ずしもこの順番である
必要は無く、キャリアフィルタ、シンボルフィルタの順
番としてもよい。また二つのフィルタの組み合わせに換
えて、シンボルフィルタとキャリアフィルタにあたる単
一の二次元フィルタとして実現し、ドップラー周波数に
応じてシンボル方向の通過帯域を制御するような構成と
しても同じような効果を得ることができる。
は、伝送路応答の補間をシンボルフィルタ、キャリアフ
ィルタの順番で行っているが、必ずしもこの順番である
必要は無く、キャリアフィルタ、シンボルフィルタの順
番としてもよい。また二つのフィルタの組み合わせに換
えて、シンボルフィルタとキャリアフィルタにあたる単
一の二次元フィルタとして実現し、ドップラー周波数に
応じてシンボル方向の通過帯域を制御するような構成と
しても同じような効果を得ることができる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
受信装置の移動速度を取得し、その速度からドップラー
周波数を求め、ドップラー周波数が０の場合に最もシン
ボルフィルタの通過帯域を小さくし、ドップラー周波数
が大きくなればシンボルフィルタの通過帯域を大きくす
るように制御することによって、データ信号等化用の伝
送路応答を求める際に雑音の影響を低減することがで
き、結果として移動受信における受信性能を向上させた
ＯＦＤＭ受信装置を提供することができる。
受信装置の移動速度を取得し、その速度からドップラー
周波数を求め、ドップラー周波数が０の場合に最もシン
ボルフィルタの通過帯域を小さくし、ドップラー周波数
が大きくなればシンボルフィルタの通過帯域を大きくす
るように制御することによって、データ信号等化用の伝
送路応答を求める際に雑音の影響を低減することがで
き、結果として移動受信における受信性能を向上させた
ＯＦＤＭ受信装置を提供することができる。
【００４３】また、図６に示した構成例においては、受
信状態を監視して受信状態が許容範囲外であるときはシ
ンボルフィルタの通過帯域を小さくする制御を行うこと
により、受信装置移動方向とＯＦＤＭ伝送波到来方向と
の角度θが変動している場合にも対応することができ
る。
信状態を監視して受信状態が許容範囲外であるときはシ
ンボルフィルタの通過帯域を小さくする制御を行うこと
により、受信装置移動方向とＯＦＤＭ伝送波到来方向と
の角度θが変動している場合にも対応することができ
る。
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】シンボルフィルタの構成を示す図である。
【図３】シンボルフィルタの特性を示す図である。
【図４】ＯＦＤＭ伝送波中のパイロット信号の配置を示
す図である。
す図である。
【図５】パイロット信号から補間した伝送路特性を内挿
する範囲を示す図である。
する範囲を示す図である。
【図６】本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の別の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図７】シンボルフィルタ通過帯域の制御方法を示す図
である。
である。
【図８】シンボルフィルタ通過帯域の別の制御方法を示
す図である。
す図である。
１００…チューナ、１０１…Ａ／Ｄ変換手段、１０２…
ＦＦＴ手段、１０３…データ信号抽出手段、１０４…複
素除算手段、１０５…パイロット信号抽出手段、１０６
…パイロット信号発生手段、１０７…複素除算手段、１
０８…シンボルフィルタ、１０９…キャリアフィルタ、
１１０…受信装置移動速度取得手段、１１１…ドップラ
ー周波数算出手段、１１２…制御手段
ＦＦＴ手段、１０３…データ信号抽出手段、１０４…複
素除算手段、１０５…パイロット信号抽出手段、１０６
…パイロット信号発生手段、１０７…複素除算手段、１
０８…シンボルフィルタ、１０９…キャリアフィルタ、
１１０…受信装置移動速度取得手段、１１１…ドップラ
ー周波数算出手段、１１２…制御手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 方田 勲 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所デジタルメディア開発本 部内 Ｆターム(参考） 5C025 AA11 BA25 BA30 DA01 DA07 5K022 DD01 DD18 DD33 DD43 5K046 AA05 EE06 EE42 EE43 EE56
Claims (10)
- 【請求項１】振幅、位相が既知であるパイロット信号が
キャリアおよびシンボル上にほぼ等間隔で配置してある
ＯＦＤＭ信号の受信を移動状態で行うＯＦＤＭ用受信装
置において、 前記パイロット信号の伝送路応答を求めるパイロット信
号伝送路応答算出手段と、 前記パイロット信号伝送路応答算出手段で求めたパイロ
ット信号伝送路応答を設定された通過帯域幅でフィルタ
リングし、受信データ信号の伝送路応答を推定するフィ
ルタリング手段と、 前記フィルタリング手段で推定した受信データ信号の伝
送路応答を用いて受信データ信号の等化を行う等化手段
と受信装置の移動速度を取得する速度取得手段と、 前記速度取得手段で取得した移動速度とＯＦＤＭ信号の
受信周波数からドップラー周波数を求めるドップラー周
波数算出手段と、 前記ドップラー周波数算出手段で算出した最大ドップラ
ー周波数に応じて前記フィルタリング手段の通過帯域幅
を設定する制御手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ
受信装置。 - 【請求項２】前記フィルタリング手段は、 フィルタリングする通過帯域幅を可変自在に設定可能で
あり、シンボル方向の補間を行うシンボルフィルタリン
グ手段と、 前記シンボルフィルタリング手段で、シンボル方向に補
間したパイロット信号伝送路応答をさらにフィルタリン
グすることによりキャリア方向の補間を行い、前記パイ
ロット信号以外の受信データ信号の伝送路応答を推定す
るキャリアフィルタリング手段を備え、 前記制御手段は、前記シンボルフィルタリング手段の通
過帯域幅を設定することを特徴とする請求項１に記載の
ＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項３】前記フィルタリング手段は、 キャリア方向の補間を行うキャリアフィルタリング手段
と、 フィルタリングする通過帯域幅を可変自在に設定可能で
あり、前記キャリアフィルタリング手段で、キャリア方
向に補間したパイロット信号伝送路応答を設定された通
過帯域でフィルタリングすることによりシンボル方向の
補間を行い、前記パイロット信号以外の受信データ信号
の伝送路応答を推定するシンボルフィルタリング手段を
備え、 前記制御手段は、前記シンボルフィルタリング手段の通
過帯域幅を設定することを特徴とする請求項１に記載の
ＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項４】前記フィルタリング手段は、 フィルタリングする通過帯域幅を可変自在に設定可能で
あり、前記パイロット信号伝送路応答算出手段で算出し
たパイロット信号伝送路応答をフィルタリングすること
により受信データ信号の伝送路応答を推定する二次元フ
ィルタリング手段であり、 前記制御手段は、前記二次元フィルタリング手段のシン
ボル方向の通過帯域幅を設定することを特徴とする請求
項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項５】受信装置の移動速度が０である場合、前記
制御手段は、前記シンボルフィルタリング手段の通過帯
域幅または前記二次元フィルタリング手段のシンボル方
向の通過帯域幅を最も狭帯域に設定し、受信装置の移動
速度が増加するにしたがって、前記シンボルフィルタリ
ング手段の通過帯域幅または前記二次元フィルタリング
手段のシンボル方向の通過帯域幅を広帯域に制御するこ
とを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載のＯ
ＦＤＭ受信装置。 - 【請求項６】受信データ信号の受信状態を監視する受信
状態監視手段を有し、 前記制御手段は、受信したデータ信号の受信状態が許容
範囲より悪化した場合には、前記シンボルフィルタリン
グ手段の通過帯域幅または前記二次元フィルタリング手
段のシンボル方向の通過帯域幅の設定を変更する制御
を、前記受信状態監視手段で取得した受信データ信号の
受信状態が許容範囲になるまで行うことを特徴とする請
求項２ないし４のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項７】受信装置の移動方向とＯＦＤＭ信号の到来
方向との角度を算出する受信角度算出手段を有し、 前記ドップラー周波数算出手段は、前記速度取得手段で
取得した移動速度とＯＦＤＭ信号の受信周波数と前記受
信角度算出手段で算出した受信角度からドップラー周波
数を求めることを特徴とする請求項１ないし６のいずれ
かに記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項８】受信データ信号の受信状態を監視する受信
状態監視手段と、 前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前
記二次元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域
幅の設定を変更する場合に設定変更前の受信状態情報を
記憶する記憶手段を有し、 前記制御手段は、設定変更前と設定変更後の受信状態情
報を比較して、より受信状態が良好になるように前記シ
ンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前記二次
元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域幅の設
定を変更することを特徴とした請求項２ないし４のいず
れかに記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項９】請求項６に記載のＯＦＤＭ受信装置におけ
る制御方法において、 前記ドップラー周波数を求めるドップラー周波数算出ス
テップと、 前記ドップラー周波数に基づき前記シンボルフィルタリ
ング手段の通過帯域幅または前記二次元フィルタリング
手段のシンボル方向の通過帯域幅を決定し制御するシン
ボルフィルタリング制御ステップと、 受信データ信号の受信状態情報を取得する受信状態情報
取得ステップと、 前記取得した受信状態情報が許容範囲であるかを判定す
る受信状態判定ステップと、 前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前
記二次元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域
幅をより狭く制御するシンボルフィルタリング狭帯域化
ステップを備え、 前記受信状態判定ステップにおいて許容範囲内であると
判定された場合は前記ドップラー周波数算出ステップに
戻り、 前記受信状態判定ステップにおいて許容範囲外であると
判定された場合は前記シンボルフィルタリング狭帯域化
ステップに進み、 前記シンボルフィルタリング狭帯域化ステップで狭帯域
化を行った後は前記受信状態情報取得ステップに戻るよ
うに制御することを特徴とする制御方法。 - 【請求項１０】請求項８に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
ける制御方法において、 前記ドップラー周波数を求めるドップラー周波数算出ス
テップと、 前記ドップラー周波数に基づき前記シンボルフィルタリ
ング手段の通過帯域幅または前記二次元フィルタリング
手段のシンボル方向の通過帯域幅を決定し制御するシン
ボルフィルタリング制御ステップと、 受信データ信号の受信状態情報を取得する受信状態情報
取得ステップと、 前記取得した受信状態情報が許容範囲であるかを判定す
る受信状態判定ステップと、 前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前
記二次元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域
幅の設定変更以前の受信状態情報と現在の受信状態情報
を比較する受信状態比較ステップと、 前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前
記二次元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域
幅を前回の設定変更時にどのように変更したか判定する
第一の設定方向判定ステップと、 前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前
記二次元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域
幅を前回の設定変更時にどのように変更したか判定する
第二の設定方向判定ステップと、 前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前
記二次元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域
幅をより狭く制御するシンボルフィルタリング狭帯域化
ステップと、 前記シンボルフィルタリング手段の通過帯域幅または前
記二次元フィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域
幅をより広く制御するシンボルフィルタリング広帯域化
ステップを備え、 前記受信状態判定ステップにおいて許容範囲内であると
判定された場合は前記ドップラー周波数算出ステップに
戻り、 前記受信状態判定ステップにおいて許容範囲外であると
判定された場合は前記受信状態比較ステップに進み、 前記受信状態比較ステップにおいて現在の受信状態のほ
うが良好であると判定した場合は前記第一の設定方向判
定ステップに進み、 前記受信状態比較ステップにおいて現在の受信状態のほ
うが劣悪であると判定した場合は前記第二の設定方向判
定ステップに進み、 前記第一の設定方向判定ステップにおいて、前記シンボ
ルフィルタリング手段の通過帯域幅または前記二次元フ
ィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域幅を狭帯域
化したと判定した場合は前記シンボルフィルタリング狭
帯域化ステップに進み、 前記第一の設定方向判定ステップにおいて、前記シンボ
ルフィルタリング手段の通過帯域幅または前記二次元フ
ィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域幅を広帯域
化したと判定した場合は前記シンボルフィルタリング広
帯域化ステップに進み、 前記第二の設定方向判定ステップにおいて、前記シンボ
ルフィルタリング手段の通過帯域幅または前記二次元フ
ィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域幅を狭帯域
化したと判定した場合は前記シンボルフィルタリング広
帯域化ステップに進み、 前記第二の設定方向判定ステップにおいて、前記シンボ
ルフィルタリング手段の通過帯域幅または前記二次元フ
ィルタリング手段のシンボル方向の通過帯域幅を広帯域
化したと判定した場合は前記シンボルフィルタリング狭
帯域化ステップに進み、 前記シンボルフィルタリング狭帯域化ステップで狭帯域
化を行った後は前記受信状態情報取得ステップに戻り、 前記シンボルフィルタリング広帯域化ステップで広帯域
化を行った後は前記受信状態情報取得ステップに戻るよ
うに制御することを特徴とする制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001061078A JP2002261729A (ja) | 2001-03-06 | 2001-03-06 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001061078A JP2002261729A (ja) | 2001-03-06 | 2001-03-06 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002261729A true JP2002261729A (ja) | 2002-09-13 |
Family
ID=18920425
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001061078A Pending JP2002261729A (ja) | 2001-03-06 | 2001-03-06 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002261729A (ja) |
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- 2001-03-06 JP JP2001061078A patent/JP2002261729A/ja active Pending
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