JP2007274217A - Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成により、伝送路状態の時間変化に応じてＦＦＴ復調信号を波形等化する。
【解決手段】ＯＦＤＭ復調装置は、直交復調回路４とＦＦＴ演算回路５と波形等化回路６とを備え、波形等化回路６は、ＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する複素除算回路７と、複素除算回路７によって生成されたＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する伝送路状態推定回路８と、複素除算回路７によって生成されたＳＰキャリア伝達関数と、伝送路状態推定回路８によって推定された伝送路状態の時間変化とに基づいて、シンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定するシンボルフィルタ９と、キャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定するキャリアフィルタ１１と、データキャリアをデータキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する複素除算回路１２とを含む。
【選択図】図２

Description

本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。

（ＯＦＤＭ放送）
地上デジタル放送では、建物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ： Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によってＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）信号を生成する。

図１２は、ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。ＩＦＦＴ変換の処理窓の期間が、有効シンボル期間ｔｓとなる。有効シンボル期間は、Ｆ_ｓクロックＮ周期に相当する。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを、ＯＦＤＭ伝送シンボルという。

実際の伝送シンボルは、通常、図１２に示すように、有効シンボル期間２０１に、ガードインターバル（ＧＩ）２０２ａと呼ばれる期間ｔｇを付加して構成されている。ＧＩ期間ｔｇ（２０２ａ）の波形は、有効シンボル期間ｔｓの後部２０２ｂの信号波形を繰り返したものになっている。伝送シンボルのシンボル期間２０３は、有効シンボル期間２０１とＧＩ期間２０２ａとの和となる。たとえば、非特許文献１の放送規格によると、有効シンボル期間長は、ＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって次表１の様に定義されている。

さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、次表２の様に定義されている。

また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームという。これは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。たとえば非特許文献１では、１フレームが２０４シンボルと定義されている。

また、非特許文献１によると、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭ変調された１伝送シンボルには、１セグメント当たり、次表３に示すキャリアが配置されている。

この表において、ＳＰは、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号を意味する。このＳＰ信号は、周期的に挿入されるパイロット信号であり、たとえば、キャリア方向において、１２キャリアに１回、シンボル方向において、４シンボルに１回、挿入される。ＴＭＣＣは、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号を意味する。このＴＭＣＣ信号は、フレーム同期信号や伝送パラメータを伝送するための信号である。ＡＣ１は、ＡＣ１（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号を意味する。このＡＣ１信号は、付加情報を伝送するための信号である。ＴＭＣＣとＡＣ１は、ＳＰと異なり、各キャリアにおいて、非周期的に配置されている。

（従来のＯＦＤＭ復調装置の基本構成）
従来のＯＦＤＭ復調装置の一構成例は、たとえば、特許文献１に示されている。図１３は、従来のＯＦＤＭ復調装置９１の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置９１は、アンテナ９２と、チューナ９３と、ベースバンド信号処理部８６と、誤り訂正処理部８７とを含んでいる。ベースバンド信号処理部８６は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）８８と、直交復調回路９４と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３と、シンボル同期回路８９と、ＡＧＣ回路７０と、ＦＦＴ演算回路９５と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２と、ＴＭＣＣ復号回路７１と、波形等化回路９６とを有している。

放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置９１のアンテナ９２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ９３にそれぞれ供給される。チューナ９３は、アンテナ９２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ（高周波）信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ９３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部８６に設けられたＡＤＣ８８に供給する。

チューナ９３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ８８によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、直交復調回路９４に供給される。

直交復調回路９４は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。直交復調回路９４から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３に供給される。

狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３は、直交復調回路９４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、シンボル同期回路８９、ＦＦＴ演算回路９５及びＡＧＣ回路７０に供給する。

シンボル同期回路８９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送モード及びガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出し、有効シンボルの先頭タイミングを抽出するシンボル同期処理を実行する。

ＦＦＴ演算回路９５は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となる。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路７１、広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２および波形等価回路９６に供給される。

広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２は、ＦＦＴ演算回路９５によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路９５に供給する。

波形等価回路９６には、ＦＦＴ演算回路９５から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等価回路９６は、その信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等価回路９６は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。

ＴＭＣＣ復号回路７１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。誤り訂正処理部８７は、波形等価回路９６により波形等価されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。

図１４は、波形等化回路９６の構成を説明するためのブロック図である。波形等化回路９６は、ＳＰ抽出回路９０５を有している。ＳＰ抽出回路９０５は、ＦＦＴ演算回路９５から出力されるＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）からＳＰキャリアＸ_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を抽出して複素除算回路９７に供給する。

複素除算回路９７は、ＳＰ発生回路９０６により発生した基準ＳＰキャリアＸ_ＡＲＩＢ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）によってＳＰキャリアＸ_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を除算したＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）をシンボルフィルタ９９に供給する。

波形等化回路９６には、速度取得回路９１０が設けられている。速度取得回路９１０は、ＯＦＤＭ復調装置９１の移動速度を取得してドップラー周波数算出回路９１１に供給する。ドップラー周波数算出回路９１１は、速度取得回路９１０から供給されたＯＦＤＭ復調装置９１の移動速度に基づいてドップラー周波数を求め、制御回路９１２に供給する。制御回路９１２は、ドップラー周波数算出回路９１１から供給されたドップラー周波数に基づいてシンボルフィルタ９９の通過帯域を制御する。

シンボルフィルタ９９は、ＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）と、制御回路９１２から供給された通過帯域を制御する制御信号とに基づいて、シンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ_ＳＰ）を推定してキャリアフィルタ８１に供給する。キャリアフィルタ８１は、シンボルフィルタ９９から供給されたシンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ_ＳＰ）に基づいてデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）を生成して複素除算回路８２に供給する。

波形等化回路９６は、データ抽出回路９０３を有している。データ抽出回路９０３は、ＦＦＴ演算回路９５から出力されるＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）からデータキャリアを抽出して複素除算回路８２に供給する。複素除算回路８２は、データ抽出回路９０３によって抽出されたデータキャリアをデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）によって複素除算して波形等化データキャリアＸ_ＥＱ（ｎ、ｋ）を生成する。
特開２００２−２６１７２９号公報（平成１４年９月１３日公開（2002.9.13）） 「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定 Ａ．Ｖ．Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ ａｎｄ Ｒ．Ｗ． Ｓｃｈａｆｅｒ． Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ． Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ， Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ Ｃｌｉｆｆｓ， ＮＪ， １９７５．

しかしながら、上記図１３及び図１４に示す従来の構成では、移動受信により伝送路状態が時間的に変化して生じるフェージングの波形等化に対する影響を無くすために、ＯＦＤＭ復調装置の移動速度を取得するための速度取得回路９１０、及びドップラー周波数算出回路９１１を波形等化回路９６に追加して設ける必要がある。このため、ＯＦＤＭ復調装置の小型化が困難であり、また、使用するための制限を無くして適用範囲を拡大することが困難であるという問題が生じる。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡単な構成により、伝送路状態の時間変化に応じてＦＦＴ復調信号を波形等化することができるＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体を実現することにある。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成するＦＦＴ演算回路と、前記ＦＦＴ復調信号を波形等化する波形等化回路とを備え、前記波形等化回路は、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する第１複素除算回路と、前記第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する伝送路状態推定回路と、前記第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数と、前記伝送路状態推定回路によって推定された伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定するシンボルフィルタと、前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定するキャリアフィルタと、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する第２複素除算回路とを含むことを特徴としている。

上記特徴によれば、伝送路状態推定回路により、第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定し、シンボルフィルタにより、第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数と、伝送路状態推定回路によって推定された伝送路状態の時間変化とに基づいて、ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定する。このため、移動受信における伝送路状態の時間変化を、速度情報検知回路を設けなくても推定することができ、シンボル方向補間伝達関数を推定することができる。その結果、簡単な構成により、ＦＦＴ復調信号を伝送路状態の時間変化に応じて波形等化することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記シンボルフィルタは、無限長インパルス応答フィルタを含むことが好ましい。

上記構成によれば、簡単な構成によって、シンボル方向補間伝達関数を推定することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記波形等化回路は、前記伝送路状態推定回路による伝送路状態の時間変化の推定結果に基づいて、前記無限長インパルス応答フィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御回路をさらに含むことが好ましい。

上記構成によれば、伝送路状態の時間変化が大きくなったときは、フィルタ係数をゼロに近づけて無限長インパルス応答フィルタの応答を早くすることができ、伝送路状態の時間変化が小さくなったときは、フィルタ係数αを１に近づけて雑音をより低減することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記波形等化回路は、前記第２複素除算回路によって生成された波形等化データキャリアに基づいてＭＥＲを計測するＭＥＲ計測回路と、前記ＭＥＲ計測回路によって計測されたＭＥＲの値の大小に基づいて、前記無限長インパルス応答フィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御回路とをさらに含むことが好ましい。

上記構成によれば、ＭＥＲが小さく雑音が大きい環境では、フィルタ係数αを１に近づけて雑音成分を除去するように制御することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記シンボルフィルタと前記伝送路状態推定回路とは、ＤＦＴによる理想フィルタを構成することが好ましい。

上記構成によれば、伝送路状態の時間変動が大きい場合にもシンボル方向補間伝達関数を正確に推定することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記伝送路状態推定回路は、シンボル方向に沿った複数個のＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形の絶対値のピーク周波数を検出することが好ましい。

上記構成によれば、簡単なアルゴリズムによりシンボル方向補間伝達関数を推定することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記複数個のＳＰキャリア伝達関数は、４個または８個のＳＰキャリア伝達関数であることが好ましい。

上記構成によれば、演算が簡単になるので、回路を簡略化することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記伝送路状態推定回路は、前記ＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形において、前記波形の絶対値が所定のしきい値以上の値を有する周波数を検出することが好ましい。

上記構成によれば、Ｒａｙｌｅｉｇｈフェージングによる周波数が、離散化された周波数の間に配置されていて、複数個の周波数においてピークを持つ場合においても、簡単なアルゴリズムによりシンボル方向補間伝達関数を推定することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記所定のしきい値は、零であることが好ましい。

上記構成によれば、フーリエ解析した波形における全部の周波数成分を用いることになるので、補間性能が向上する。また、周波数成分を一部除去すればフィルタリング効果により雑音除去性能が向上する。この様な補間性能と雑音除去性能とのトレードオフ関係の中で、全周波数成分を利用する全域通過にすることで補間性能を優先させ、伝達関数の時間変化への追随性能を向上させることができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記波形等化回路は、前記伝送路状態推定回路によって検出されたピーク周波数に基づいて、前記フーリエ解析した波形の値を算出して前記シンボルフィルタに供給するフィルタ係数制御回路をさらに含むことが好ましい。

上記構成によれば、フーリエ解析した波形の値を算出して前記シンボルフィルタに供給することにより、シンボル方向補間伝達関数を推定することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記シンボルフィルタは、前記フィルタ係数制御回路から供給されたフーリエ解析した波形の値に基づいて、前記シンボル方向補間伝達関数を推定することが好ましい。

上記構成によれば、簡単な構成によってシンボル方向補間伝達関数を推定することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記シンボルフィルタは、無限長インパルス応答フィルタを含み、シンボル方向に沿った複数個のＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形のピーク周波数の値に応じて前記ＤＦＴによる理想フィルタと前記無限長インパルス応答フィルタとを切り換えることが好ましい。

上記構成によれば、ピーク周波数の値がゼロである場合は、ＤＣ成分に有効な無限長インパルス応答フィルタに切換え、ピーク周波数の値がゼロでない場合は、時間変動する伝達関数に有効なＤＦＴによる理想フィルタに切り換えることができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記伝送路状態推定回路は、前記ＳＰキャリア伝達関数の時間的差分に基づいて前記伝送路状態の時間変化を推定することが好ましい。

上記構成によれば、簡単なアルゴリズムにより伝送路状態の時間変化を推定することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成し、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成し、前記生成したＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定し、前記生成したＳＰキャリア伝達関数と、前記推定した伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定し、前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定し、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成することを特徴とする。

本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する手順と、前記生成したＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する手順と、前記生成したＳＰキャリア伝達関数と、前記推定した伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成するする手順とを実行させることを特徴とする。

本発明に係るコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、上記課題を解決するために、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する手順と、前記生成したＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する手順と、前記生成したＳＰキャリア伝達関数と、前記推定した伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成するする手順とを実行させるプログラムを記録したことを特徴とする。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、前記第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する伝送路状態推定回路と、前記第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数と、前記伝送路状態推定回路によって推定された伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定するシンボルフィルタとを備えているので、簡単な構成により、ＦＦＴ復調信号を伝送路状態の時間変化に応じて波形等化することができるという効果を奏する。

本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、以上のように、前記生成したＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定し、前記生成したＳＰキャリア伝達関数と、前記推定した伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定するので、簡単な手順により、ＦＦＴ復調信号を伝送路状態の時間変化に応じて波形等化することができるという効果を奏する。

本発明の一実施形態について図１ないし図１１に基づいて説明すると以下の通りである。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１の要部構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置１は、アンテナ２と、チューナ３と、ベースバンド信号処理部１６と、誤り訂正処理部１７とを含んでいる。ベースバンド信号処理部１６は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１８と、直交復調回路４と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３と、シンボル同期回路１９と、ＡＧＣ回路２０と、ＦＦＴ演算回路５と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２と、ＴＭＣＣ復号回路２１と、波形等化回路６とを有している。

放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３にそれぞれ供給される。チューナ３は、アンテナ２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ（高周波）信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部１６に設けられたＡＤＣ１８に供給する。

チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ１８によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、直交復調回路４に供給される。

直交復調回路４は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。直交復調回路４から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３に供給される。

狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３は、直交復調回路４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、シンボル同期回路１９、ＦＦＴ演算回路５及びＡＧＣ（自動利得制御）回路２０に供給する。

シンボル同期回路１９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送モード及びガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出するシンボル同期処理を実行する。

ＦＦＴ演算回路５は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路５は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となる。ＦＦＴ演算回路５により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路５により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路２１、広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２および波形等価回路６に供給される。

広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２は、ＦＦＴ演算回路５によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路５に供給する。

波形等価回路６には、ＦＦＴ演算回路５から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等価回路６は、その信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等価回路６は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。

ＴＭＣＣ復号回路２１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。誤り訂正処理部１７は、波形等価回路６により波形等価されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。

図２は、波形等化回路６の構成を説明するためのブロック図である。波形等化回路６は、ＳＰ抽出回路１０５を有している。ＳＰ抽出回路１０５は、ＦＦＴ演算回路５から出力されるＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）からＳＰキャリアＸ_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を抽出して複素除算回路７に供給する。

複素除算回路７は、ＳＰ発生回路１０６により発生した基準ＳＰキャリアＸ_ＡＲＩＢ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）によってＳＰキャリアＸ_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を除算したＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）をシンボルフィルタ９及び伝送路状態推定回路８に供給する。

伝送路状態推定回路８は、複素除算回路７によって生成されたＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）に基づいて、ＯＦＤＭ復調装置１が受信するＲＦ信号が伝送される伝送路状態の時間変化を推定してフィルタ係数制御回路１３に供給する。

フィルタ係数制御回路１３は、伝送路状態推定回路８によって推定された伝送路状態の時間変化に基づいて、シンボルフィルタ９のフィルタ係数を制御する制御信号を生成する。

シンボルフィルタ９は、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ（無限長インパルス応答フィルタ）によって構成されており、複素除算回路７によって生成されたＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）と、フィルタ係数制御回路１３によって生成されたフィルタ係数を制御する制御信号とに基づいて、ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ_ＳＰ）を推定して、キャリアフィルタ１１に供給する。

図３は、シンボルフィルタ９を１次のＩＩＲフィルタで実装した場合の１構成例を示す図である。シンボルフィルタ９は、増幅素子３２を含んでいる。増幅素子３２は、複素除算回路７から供給されたＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を（１−α）倍して加算素子３３に出力する。ここで、αは、ＩＩＲフィルタのフィルタ係数である（０＜α＜１）。加算素子３３は、増幅素子３２からの出力と増幅素子３５からの出力とを加算して遅延素子３４及び増幅素子３７に供給する。遅延素子３４は、加算素子３３からの出力を遅延させて増幅素子３５・３６に供給する。増幅素子３５は、遅延素子３４からの出力をα倍して加算素子３３に供給する。

増幅素子３７は、加算素子３３からの出力を（１／２）倍して加算素子３８に供給する。増幅素子３６は、遅延素子３４からの出力を（１／２）倍して加算素子３８に供給する。加算素子３８は、増幅素子３７からの出力と増幅素子３６からの出力とを加算して出力する。

キャリアフィルタ１１は、シンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ_ＳＰ）に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）を推定して、複素除算回路１２に供給する。

波形等化回路６は、データ抽出回路１０３を有している。データ抽出回路１０３は、ＦＦＴ演算回路５から出力されるＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）からデータキャリアを抽出して複素除算回路１２に供給する。

複素除算回路１２は、ＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）から抽出されたデータキャリアを、データキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）により複素除算して波形等化データキャリアを生成する。

波形等化回路６には、ＭＥＲ計測回路１４が設けられている。ＭＥＲ計測回路１４は、複素除算回路１２により生成された波形等化データキャリアに基づいてＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を算出してフィルタ係数制御回路１３に供給する。

ＭＥＲとは、復調したコンスタレーションにおいて、推定した理想コンスタレーションポイントからのベクトル誤差の電力換算値と理想コンスタレーションポイントの電力値との電力比として定義された値をいい、下記の式によって表される。

ＭＥＲは、ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：キャリア雑音電力比）に相当し、通信路およびＢＢ信号処理中で付加された雑音に相当する。

フィルタ係数制御回路１３は、ＭＥＲ計測回路１４によって算出されたＭＥＲに基づいてシンボルフィルタ９のフィルタ係数を制御する。

図４は、ＯＦＤＭ復調装置１による波形等化の原理を説明するための図である。放送装置２４は、送信データをマッピングし、ＱＰＳＫによるデータキャリア２９、ＳＰキャリア２８等に基づいて、
キャリア情報Ｘ_０（ｎ、ｋ）＝Ｉ_０（ｎ、ｋ）＋ｊＱ_０（ｎ、ｋ）（周波数軸データ）
を生成する。

ここで、
ｎ：シンボル番号、
ｋ：キャリア番号、
である。

このキャリア情報Ｘ_０（ｎ、ｋ）では、例えば、２個のＳＰキャリア２８が実軸上に配置され、ＱＰＳＫによる４個のデータキャリア２９が、実軸及び虚軸に関して互いに対称に配置される。

次に、キャリア情報Ｘ_０（ｎ、ｋ）の全キャリアをＩＦＦＴ演算回路２５による高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ： Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によってＯＦＤＭ変調したベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）信号Ｚ_０（ｎ、ｍ）を生成する。このベースバンド信号は、下記の（式１）によって表される。

ここで、
Ｎ：ＩＦＦＴ処理で多重化する全キャリア数、
ｍ：サンプリング・タイミング、
である。

このベースバンド信号Ｚ_０（ｎ、ｍ）は、各キャリアの周波数が下記の（式２）によって表されて、下記の（式３）によって表される平面波に、各キャリア情報Ｘ_０（ｎ、ｋ）を重畳して多重化したものに相当する。

ここで、
Ｆｓ：ＩＦＦＴサンプリング周波数である。

ＩＦＦＴ変換の処理窓の期間が、有効シンボル期間ｔ_ｓとなる。有効シンボル期間ｔ_ｓはＦ_ｓクロックＮ周期に相当する。有効シンボル期間ｔ_ｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものをＯＦＤＭ伝送シンボルという。

そして、ベースバンド信号Ｚ_０（ｎ、ｍ）は、ＲＦ回路２６によってＲＦ信号にＲＦ化されて、アンテナから送信されて空中の通信路２７を通ってアンテナにより受信され、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＡＤＣによりサンプリングされた後、直交復調回路４により、直交検波されて、ベースバンド信号Ｚ１（ｎ、ｍ）（時間軸データ、複素数データ）が生成される。

ベースバンド信号Ｚ１（ｎ、ｍ）は、ＦＦＴ演算回路５によりＯＦＤＭ復調されて下記の（式４）により表されるＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）に変換され、

ベースバンド信号Ｚ_１（ｎ、ｍ）から各キャリア周波数の情報が取り出され、時間軸データが周波数軸データに変換される。

ＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴにおいては、複素平面上の２個のＳＰキャリア２８及び４個のデータキャリア２９は、通信路の伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）の影響を受けて、強度及び位相が変化している。

波形等化回路６は、ＳＰキャリア２８のＦＦＴ出力に基づいて、シンボル番号ｎ、キャリア番号ｋのデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）を推定する。

そして、下記の（式５）に示すように、波形等化回路６は、ＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）を伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）で除算してキャリア番号ｋのデータを補正する波形等化処理を行う。

正しく波形等化処理がされていれば、波形等化処理されたＸ_ＥＱ（ｎ、ｋ）は、放送装置側のキャリア情報Ｘ_０（ｎ、ｋ）に等しくなる。即ち、複素平面上の２個のＳＰキャリア２８及び４個のデータキャリア２９は、元の位置に戻る。なお、通信路２７とＦＦＴ演算回路５までのＢＢ信号処理とがトータルで理想的であれば、ＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）の段階で、放送装置側のキャリア情報Ｘ_０（ｎ、ｋ）と等しくなる。

図５は、ＦＦＴ演算回路５から出力されるキャリアの配置を説明するための図である。ＳＰキャリア２８及びデータキャリア２９は、シンボル方向及びキャリア番号方向に沿ってマトリックス状に配置されている。ＡＲＩＢ ＳＴＤ Ｂ−３１では、ＳＰキャリア２８はキャリア番号方向に沿って１２キャリアごとに１回挿入されており、シンボル方向に沿って４シンボルにごとに１回挿入されている。

波形等化回路６は、ＳＰキャリア２８のＦＦＴ出力Ｘ_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）に基づいて、伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を計算する。具体的には、ＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）からＳＰキャリア２８のＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を抽出する。そして、下記の（式６）に基づいてＳＰキャリア２８の伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を計算する。

ここで、
Ｘ_ＡＲＩＢ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）：ＡＲＩＢ等の規格で定められているＳＰの規格値、
ｋ_ＳＰ：ＳＰが挿入されているキャリア番号、
ｎ_ＳＰ：ｋ＝ｋ_ＳＰにＳＰが挿入されているシンボル番号、
である。

図６は、シンボルフィルタ９によりＳＰキャリア伝達関数３１ａに基づいてシンボル方向補間伝達関数３１ｂを推定する方法と、キャリアフィルタ１１によりシンボル方向補間伝達関数３１ｂに基づいてデータキャリア伝達関数３１ｃを推定する方法とを説明するための図である。

ＳＰキャリア伝達関数３１ａ、シンボル方向補間伝達関数３１ｂ及びデータキャリア伝達関数３１ｃは、下記の（表４）のように表される。

シンボルフィルタ９は、矢印３０に示すように、ＳＰキャリアｋ_ＳＰのＳＰキャリア伝達関数３１ａを表すＨ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）に基づいて、シンボル方向補間伝達関数３１ｂを表すＨ（ｎ、ｋ_ＳＰ）を推定する。

ここで、
ｋ_ＳＰ：ＳＰが挿入されているキャリア番号、
ｎ_ＳＰ：ｋ＝ｋ_ＳＰにＳＰが挿入されているシンボル番号（４シンボルに１回挿入されている）、
である。

次に、キャリアフィルタ１１は、周波数軸方向に沿った波形等化処理を行う。即ち、キャリアフィルタ１１は、シンボル方向補間伝達関数３１ｂを表すＨ（ｎ、ｋ_ＳＰ）に基づいて、データキャリア伝達関数３１ｃを表すＨ（ｎ、ｋ）を推定する。

その後、複素除算回路１２は、下記の（式７）に従って、複素除算によるキャリア番号ｋのデータの補正を行う。

伝送路状態推定回路８は、ＦＦＴ出力のＳＰキャリアの時間変化＝Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）−Ｈ（ｎ_ＳＰ−４、ｋ_ＳＰ）に基づいて、伝送路状態を推定する。

フィルタ係数制御回路１３は、下記の（表５）に示すように、伝送路状態推定回路８によって推定された伝送路伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）の時間変化が大きくなると、ＩＩＲフィルタによって構成されたシンボルフィルタ９のフィルタ係数αを零に近づける。フィルタ係数αが零に近づくと、シンボルフィルタ９は、応答時間が短くなり、全ての信号成分を通過させるようにフィルタリング特性が変化する。このため、応答性が向上し、時間変化に追随できるようになる。

伝送路状態推定回路８によって推定された伝送路伝達関数Ｈ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）の時間変化が小さくなると、フィルタ係数制御回路１３は、シンボルフィルタ９のフィルタ係数αを１に近づける。フィルタ係数αが１に近づくと、シンボルフィルタ９は、応答時間が長くなり、ＤＣ成分以外の周波数成分は殆どカットする方向にフィルタリング特性が変化する。

ＭＥＲ計測回路１４によって計測されたＭＥＲが小さく、雑音の大きい環境では、フィルタ係数制御回路１３は、フィルタ係数αを１に近づけて雑音成分を除去する様に制御する。

（実施の形態２）
図７は、実施の形態２に係るＯＦＤＭ復調装置に設けられた波形等化回路６ａの構成を説明するためのブロック図である。前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付している。従って、これらの構成要素の詳細な説明は省略する。

波形等化回路６ａは、伝送路状態推定回路８ａとフィルタ係数制御回路１３ａとシンボルフィルタ９ａとを有している。伝送路状態推定回路８ａとフィルタ係数制御回路１３ａとシンボルフィルタ９ａとは、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform 離散フーリエ変換）による理想フィルタを構成する。

ＤＦＴとは、時間軸上でサンプリング（離散化）された離散信号（デジタル信号）のフーリエ変換を意味する。バタフライ処理を用いてＤＦＴ処理を行うことによって高速化したフーリエ変換をＦＦＴ（Fast Fourier Transform 高速フーリエ変換）と呼ぶ。ＦＦＴはＤＦＴに包含される。ＤＦＴの回路実装方法としては、バタフライ処理を用いたＦＦＴ方式で実装しても良いが、点数が少ない場合には組み合わせ回路でＤＦＴを実装しても良い。

伝送路状態推定回路８ａは、シンボル方向に沿った複数個のＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形のピーク周波数を検出する。フィルタ係数制御回路１３ａは、伝送路状態推定回路８ａによって検出されたピーク周波数に基づいて、フーリエ解析した波形の値を求めて、シンボルフィルタ９ａに供給する。シンボルフィルタ９ａは、フィルタ係数制御回路１３ａから供給されたフーリエ解析した波形の値に基づいて、シンボル方向補間伝達関数を推定する。

図８はシンボルフィルタ９ａに設けられた８点ＤＦＴ（Ｎ_ＤＦＴ＝８）による理想フィルタによりシンボル方向補間伝達関数を推定する方法を説明するための図であり、図９は８点ＤＦＴによる理想フィルタによりシンボル方向補間伝達関数を推定する方法を説明するためのグラフである。

まず、シンボル方向に沿って、下記の（式８）で表される８個のＳＰキャリア伝達関数３９ａを用意する。

ｔは、下記の方法でカウントしている。

ｍ＝ｍ_０−４ｔ、
ここで、
ｍ_０：現在のシンボル、
である。

ｔもｍも時間軸であるが、向きが正反対である。

そして、伝送路状態推定回路８ａは、下記の（式９）に示すように、８個のＨ（ｔ、ｋ_ＳＰ）を、離散Ｆｏｕｒｉｅｒ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）する。

次に、伝送路状態推定回路８ａは、離散Ｆｏｕｒｉｅｒ変換した波形４０のスペクトルを解析し、その絶対値が最大となる周波数ｆｍａｘを調べる。周波数ｆｍａｘは、下記の８個の値の何れかになる。

ｆｍａｘ＝０、１、２、３、４、５、６、７
その後、フィルタ係数制御回路１３ａは、ＤＦＴ結果（周波数ｆｍａｘに対応する波形４０の値）算出して、シンボルフィルタ９ａに供給する。そして、シンボルフィルタ９ａは、下記の（式１０）に従って、伝達関数３９ｅを求める。

即ち、ｋ＝ｋ_ＳＰ、ｔ＝０における伝達関数Ｈ‘（０、ｋ_ＳＰ）は、下記の（式１１）により推定する。

ｋ＝ｋ_ＳＰ、ｔ＝１における伝達関数Ｈ‘（１、ｋ_ＳＰ）は、下記の（式１２）により推定する。

シンボル・キャリアでの伝達関数Ｈ‘（ｔ、ｋ_ＳＰ）（ｔ＝１／４、２／４、３／４）は、図９に示すように、複素平面上において、Ｈ‘（０、ｋ_ＳＰ）とＨ‘（１、ｋ_ＳＰ）との間の角度を３等分した点に相当すると推定する。

周波数ｆｍａｘは、ｆｍａｘ＝０、１、２、３、４、５、６、７のいずれかであるので、これ以外の周波数で振動する成分は、取り除かれることになる。つまり、波形４０のスペクトルを解析し、その絶対値が最大となる周波数ｆｍａｘを調べて、伝達関数Ｈ‘（ｔ、ｋ_ＳＰ）を推定する上記処理は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して周波数成分をカットした後、離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）するという非特許文献２に記載の理想フィルタに相当する。この場合には、雑音除去能力が最大となる。雑音除去能力が増強される分、伝達関数補間能力は劣化する。

伝達関数Ｈ‘（ｔ、ｋ_ＳＰ）（ｔ＝１／４、２／４、３／４）を用いて、図９の伝達関数３９ｅのシンボルキャリアで波形等化を行う。

図１０は、ＦＦＴ演算回路５から出力されるＳＰキャリアの配置を説明するための図である。ＳＰキャリア２８は、シンボル方向に沿って４シンボル毎に挿入される。その周期と周波数を（表６）に示す。

この表６より、ＳＰから抽出した伝達関数は、ｇｉ＝１／４において、ｍｏｄｅ２で約４００Ｈｚ、ｍｏｄｅ３で約２００Ｈｚの周波数でサンプリングされたデジタル信号であることが分かる。このＤＦＴを用いた周波数軸方向処理の分解能はＤＦＴ離散化周波数間隔となる。ＤＦＴ処理によって得られる周波数成分の周波数は、下記の（式１３）のように離散化される。

下記の（表７）に、４点ＤＦＴ、８点ＤＦＴ及び１６点ＤＦＴの離散化周波数間隔を示す。当然であるが、４点ＤＦＴが低分解能であり、１６点ＤＦＴが高分解能となる。４点ＤＦＴ及び８点ＤＦＴによれば、回路を簡略化することができる。本実施の形態では８点ＤＦＴ（Ｎ_ＤＦＴ＝８）の場合について説明したが、回路規模優先もしくは周波数分解能優先などの設計仕様に最適なＤＦＴ点数Ｎ_ＤＦＴを選択すれば良い。

図１１は、ＦＦＴ演算回路５から出力されるＳＰキャリアのＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形４３を示すグラフである。

レイリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）フェージングによる周波数が、ＳＰキャリア伝達関数により離散化された周波数ｆ０・ｆ１の間に存在する場合を考える。この場合には図１１の様に２つの周波数成分ｆ０・ｆ１で波形４３はダブルピークをもつ。この場合には、下記の（式１４）で伝達関数を推定する。

また、波形４３の全周波数成分を用いて、下記の（式１５）により伝達関数を推定してもよい。この場合には全域通過フィルタとなり、伝達関数補間能力は最大となる。但し、雑音除去能力は無い。

また、一定のしきい値を設け、フーリエ解析結果の絶対値が上記しきい値以上の値となる周波数成分に対応する上記（式１５）の項の一部の加算に基づいて伝達関数を推定しても理想フィルタリング効果を得ることができる。この場合には、伝達関数補間能力・雑音除去能力ともに中程度となる。

また、ＤＦＴによる理想フィルタとＩＩＲフィルタとを互いに並列にシンボルフィルタに設け、シンボル方向に沿った複数個のＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形のピーク周波数の値に応じてＤＦＴによる理想フィルタとＩＩＲフィルタとを切り換えるように構成してもよい。この場合は、ピーク周波数がＤＣ成分であるときにＩＩＲフィルタに切り換え、ピーク周波数がＤＣ成分でないときは、ＤＦＴによる理想フィルタに切り換えればよい。

本実施の形態では、地上デジタル放送を受信するためのＯＦＤＭ復調装置の例を説明したが、本発明はこれに限定されない。ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置であればよく、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

なお、上記実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各部や各処理ステップは、ＣＰＵなどの演算手段が、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭなどの記憶手段に記憶されたプログラムを実行し、インターフェース回路などの通信手段を制御することにより実現することができる。したがって、これらの手段を有するコンピュータが、上記プログラムを記録した記録媒体を読み取り、当該プログラムを実行するだけで、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各種機能および各種処理を実現することができる。また、上記プログラムをリムーバブルな記録媒体に記録することにより、任意のコンピュータ上で上記の各種機能および各種処理を実現することができる。

この記録媒体としては、マイクロコンピュータで処理を行うために図示しないメモリ、例えばＲＯＭのようなものがプログラムメディアであっても良いし、また、図示していないが外部記憶装置としてプログラム読取り装置が設けられ、そこに記録媒体を挿入することにより読取り可能なプログラムメディアであっても良い。

また、何れの場合でも、格納されているプログラムは、マイクロプロセッサがアクセスして実行される構成であることが好ましい。さらに、プログラムを読み出し、読み出されたプログラムは、マイクロコンピュータのプログラム記憶エリアにダウンロードされて、そのプログラムが実行される方式であることが好ましい。なお、このダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納されているものとする。

また、上記プログラムメディアとしては、本体と分離可能に構成される記録媒体であり、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フレキシブルディスクやハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ等のディスクのディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、フラッシュＲＯＭ等による半導体メモリを含めた固定的にプログラムを担持する記録媒体等がある。

また、インターネットを含む通信ネットワークを接続可能なシステム構成であれば、通信ネットワークからプログラムをダウンロードするように流動的にプログラムを担持する記録媒体であることが好ましい。

さらに、このように通信ネットワークからプログラムをダウンロードする場合には、そのダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納しておくか、あるいは別な記録媒体からインストールされるものであることが好ましい。

本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できるＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に適用することができる。また、ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。

実施の形態１に係るＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられた波形等化回路の構成を説明するためのブロック図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置のシンボルフィルタに設けられたＩＩＲフィルタの構成を示す図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置による波形等化の原理を説明するための図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられたＦＦＴ演算回路から出力されるキャリアの配置を説明するための図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられたシンボルフィルタによりシンボル方向補間伝達関数を推定する方法と、キャリアフィルタによりデータキャリア伝達関数を推定する方法とを説明するための図である。 実施の形態２に係るＯＦＤＭ復調装置に設けられた波形等化回路の構成を説明するためのブロック図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置のシンボルフィルタに設けられたＤＦＴによる理想フィルタによりシンボル方向補間伝達関数を推定する方法を説明するための図である。 上記ＤＦＴによる理想フィルタによりシンボル方向補間伝達関数を推定する方法を説明するためのグラフである。 上記ＯＦＤＭ復調装置のＦＦＴ演算回路から出力されるＳＰキャリアの配置を説明するための図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置のＦＦＴ演算回路から出力されるＳＰキャリアのＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形を示すグラフである。 ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。 従来のＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ復調装置に設けられた波形等化回路の構成を説明するためのブロック図である。

符号の説明

１、９１ ＯＦＤＭ復調装置
２、９２ アンテナ
３、９３ チューナ
４、９４ デジタル直交復調回路
５、９５ ＦＦＴ演算回路
６、９６ 波形等化回路
７、９７ 複素除算回路（第１複素除算回路）
８ 伝送路状態推定回路
９、９ａ、９９ シンボルフィルタ
１１、８１ キャリアフィルタ
１２、８２ 複素除算回路（第２複素除算回路）
１３、９１２ フィルタ係数制御回路
１４ ＭＥＲ計測回路
１０６、９０６ ＳＰ発生回路
１０３ 、９０３ データ抽出回路
１０５、９０５ ＳＰ抽出回路
９１０ 速度取得回路
９１１ ドップラー周波数算出回路
１８、８８ ＡＤＣ
１９、８９ シンボル同期回路
２０、７０ ＡＧＣ
２１、７１ ＴＭＣＣ復号回路
２２、７２ 広帯域キャリア周波数誤差補正回路
２３、７３ 狭帯域キャリア周波数誤差補正回路
２４ 送信装置
２５ ＩＦＦＴ演算回路
２６ ＲＦ回路
２７ 通信路
２８ ＳＰキャリアのＢＢ信号
２９ データキャリアのＢＢ信号
３０ シンボルフィルタによる伝達関数の推定方向
３１ａ ＳＰキャリア伝達関数
３１ｂ 推定したシンボル方向補間伝達関数
３１ｃ 推定したデータキャリア伝達関数
３１ｄ データキャリア伝達関数
３３、３８ 加算素子
３４ 遅延素子
３２、３５、３６、３７ 増幅素子
３９ａ ＳＰキャリアの伝達関数
３９ｄ データキャリア伝達関数
３９e 推定したデータキャリア伝達関数
４１ １シンボル当たりの位相回転量
４２ ＳＰ間隔（＝４シンボル）当たりの位相回転量
４３ ＤＦＴによるフーリエ解析結果
１６ ８６ ＢＢ信号処理部
１７ ８７ ＦＥＣ処理部
２０１ 有効シンボル期間
２０２a ガードインターバル期間
２０２b ガードインターバル期間のコピー元
２０３ シンボル期間

Claims (16)

1. アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、
   前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成するＦＦＴ演算回路と、
   前記ＦＦＴ復調信号を波形等化する波形等化回路とを備え、
   前記波形等化回路は、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する第１複素除算回路と、
   前記第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する伝送路状態推定回路と、
   前記第１複素除算回路によって生成されたＳＰキャリア伝達関数と、前記伝送路状態推定回路によって推定された伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定するシンボルフィルタと、
   前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定するキャリアフィルタと、
   前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する第２複素除算回路とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 前記シンボルフィルタは、無限長インパルス応答フィルタを含む請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 前記波形等化回路は、前記伝送路状態推定回路による伝送路状態の時間変化の推定結果に基づいて、前記無限長インパルス応答フィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御回路をさらに含む請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 前記波形等化回路は、前記第２複素除算回路によって生成された波形等化データキャリアに基づいてＭＥＲを計測するＭＥＲ計測回路と、
   前記ＭＥＲ計測回路によって計測されたＭＥＲの値の大小に基づいて、前記無限長インパルス応答フィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御回路とをさらに含む請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 前記シンボルフィルタと前記伝送路状態推定回路とは、ＤＦＴによる理想フィルタを構成する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 前記伝送路状態推定回路は、シンボル方向に沿った複数個のＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形の絶対値のピーク周波数を検出する請求項５記載のＯＦＤＭ復調装置。
7. 前記複数個のＳＰキャリア伝達関数は、４個または８個のＳＰキャリア伝達関数である請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
8. 前記伝送路状態推定回路は、前記ＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形において、前記波形の絶対値が所定のしきい値以上の値を有する周波数を検出する請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
9. 前記所定のしきい値は、零である請求項８記載のＯＦＤＭ復調装置。
10. 前記波形等化回路は、前記伝送路状態推定回路によって検出されたピーク周波数に基づいて、前記フーリエ解析した波形の値を算出して前記シンボルフィルタに供給するフィルタ係数制御回路をさらに含む請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
11. 前記シンボルフィルタは、前記フィルタ係数制御回路から供給されたフーリエ解析した波形の値に基づいて、前記シンボル方向補間伝達関数を推定する請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。
12. 前記シンボルフィルタは、無限長インパルス応答フィルタを含み、
    シンボル方向に沿った複数個のＳＰキャリア伝達関数をフーリエ解析した波形のピーク周波数の値に応じて前記ＤＦＴによる理想フィルタと前記無限長インパルス応答フィルタとを切り換える請求項５記載のＯＦＤＭ復調装置。
13. 前記伝送路状態推定回路は、前記ＳＰキャリア伝達関数の時間的差分に基づいて前記伝送路状態の時間変化を推定する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
14. アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、
    前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成し、
    前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成し、
    前記生成したＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定し、
    前記生成したＳＰキャリア伝達関数と、前記推定した伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定し、
    前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定し、
    前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
15. コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
    前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、
    前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する手順と、
    前記生成したＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する手順と、
    前記生成したＳＰキャリア伝達関数と、前記推定した伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、
    前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定する手順と、
    前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成するする手順とを実行させることを特徴とするプログラム。
16. コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
    前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、
    前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する手順と、
    前記生成したＳＰキャリア伝達関数に基づいて、伝送路状態の時間変化を推定する手順と、
    前記生成したＳＰキャリア伝達関数と、前記推定した伝送路状態の時間変化とに基づいて、前記ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、
    前記シンボル方向補間伝達関数に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数を推定する手順と、
    前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成するする手順とを実行させるプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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