JP5090444B2 - Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、ｏｆｄｍ復調プログラム、及び、記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号を直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex、以下、略してＯＦＤＭ）により復調するＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、ＯＦＤＭ復調プログラムに関する。また、そのようなＯＦＤＭ復調プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。

地上デジタル放送では、建物によるゴースト妨害、例えば、建物等で反射された反射波と直接波とが干渉することにより信号が減衰するマルチパスや、前記反射波同士が干渉することにより信号が減衰するフェージングの克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。

ＯＦＤＭ変復調方式とは、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。

ＯＦＤＭ変調方式では、全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）することによって、ＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：BaseBand）信号を生成する。

図１５は、ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボル３００の構造を示す図である。伝送シンボル３００は、有効シンボル３０１を含む。本明細書において、Ｔuは、有効シンボル期間（有効シンボル３０１の期間長）を表す。ＩＦＦＴの処理窓の期間が、有効シンボル期間Ｔuに一致するように行われる。有効シンボル３０１を基本単位として、デジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを、ＯＦＤＭ伝送シンボルという。

実際の伝送シンボル３００は、通常、図１５に示すように、有効シンボル３０１の他に、ガードインターバル３０２を含む。本明細書において、Ｔgはガードインターバル期間（ガードインターバル３０２の期間長）を表す。ガードインターバル３０２の信号波形は、有効シンボル３０１の一部（ドットパターンで示した部分３０３）の信号波形が複写されたものになっている。伝送シンボル期間（伝送シンボル３００の期間長）Ｔsは、有効シンボル期間Ｔuとガードインターバル期間Ｔgとの和となる。

非特許文献２に記載の放送規格によると、有効シンボル期間Ｔuは、ＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって下記表１のように定義されている。

さらに、ガードインターバル期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、下記表２のように定義されている。

また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームという。これは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。たとえば非特許文献１では、１フレームが２０４シンボルと定義されている。

また、非特許文献２によると、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭ変調された１伝送シンボルには、１セグメント当たり、下記表３に示すキャリアが配置されている。

この表において、ＳＰは、ＳＰ（Scattered Pilot）信号を意味する。このＳＰ信号は、周期的に挿入されるパイロット信号であり、たとえば、キャリア方向において、１２キャリアに１回、シンボル方向において、４シンボルに１回、挿入される。

ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号は、フレーム同期信号や伝送パラメータを伝送するための信号である。

ＡＣ１（Auxiliary Channel）信号は、付加情報を伝送するための信号である。ＴＭＣＣおよびＡＣ１は、ＳＰと異なり、各キャリアにおいて、非周期的に配置されている。

次に、従来のＯＦＤＭ復調装置について、図１６〜図１９に基づいて説明する。

図１６は、非特許文献１に記載の望ましい仕様に基づいて構成された、従来のＯＦＤＭ復調装置１００の構成を示すブロック図である。

図１６に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１００は、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ（大規模集積回路）１０１と、アンテナ１０２と、チューナ１０３とを備える構成である。また、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０１は、内部にベースバンド信号処理部１０４と、誤り訂正処理部１１６とを備える。

ベースバンド信号処理部１０４は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１０５と、直交復調回路１０６と、キャリア周波数誤差補正回路１０７と、ＡＧＣ(自動利得制御)回路１０８と、シンボル同期回路１０９と、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０と、ＮＣＯ（数値制御発振回路）１１１と、ＦＦＴ演算回路１１２と、ＴＭＣＣ復号回路１１３と、広帯域キャリア周波数誤差検出回路１１４と、波形等化回路１１５とを有する構成である
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置１００のアンテナ１０２により受信され、ＲＦ（高周波）信号としてチューナ１０３に供給される。チューナ１０３は、アンテナ１０２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ１０３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部１０４に設けられたＡＤＣ１０５に供給する。

チューナ１０３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ１０５によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、直交復調回路１０６に供給される。

直交復調回路１０６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。直交復調回路１０６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、キャリア周波数誤差補正回路１０７に供給される。

キャリア周波数誤差補正回路１０７は、デジタル直交復調回路１０６から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、ＮＣＯ１１１から出力される周波数補正信号（複素信号）を複素乗算することによって、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のズレを補正する。

一般に、ＯＦＤＭの復調では、２種類のキャリア周波数誤差を独立に検出し、その２種類のキャリア周波数誤差を加算して、ＮＣＯ１１１に与える制御信号としている。２種類のキャリア周波数誤差のうちの一つは、サブキャリアの周波数間隔の精度の周波数誤差である、広帯域キャリア周波数誤差である。もう一つは、サブキャリアの周波数間隔に対して±１／２以下の精度の周波数誤差である、狭帯域キャリア周波数誤差である。

広帯域キャリア周波数誤差検出回路１１４は、ＦＦＴ演算された後の各サブキャリアからパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号に基づいて広帯域キャリア周波数誤差を検出する。検出された広帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１１に入力される。

狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０は、ＯＦＤＭ信号におけるキャリア周波数以下の中心周波数のずれ量に対応する位相回転量を検出する。検出された位相回転量は、狭大域キャリア周波数誤差として、ＮＣＯ１１１に入力される。狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０については、図１６および図１７に基づいて後で詳しく説明する。

ＦＦＴ演算回路１１２は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路１１２は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路１１２は、１つのＯＦＤＭシンボルからＧＩ期間長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。

ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、該抜き出された信号点が連続する場合、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル中の任意の位置でよい。つまり、その抜き出される信号の範囲の開始位置は、ガードインターバル期間中のいずれかの位置となっている。ＦＦＴ演算回路１１２により抽出される各サブキャリアに変調された信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路１１２により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路１１３、広帯域キャリア周波数誤差補正回路１１４、および、波形等化回路１１５に供給される。

波形等化回路１１５には、ＦＦＴ演算回路１１２から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等化回路１１５は、図示しないが、特許文献１に記載の波形等化回路のように、ＦＦＴ復調信号からＳＰキャリアを抽出するＳＰ抽出回路と、ＳＰ基準キャリアを発生するＳＰ発生回路と、前記抽出したＳＰキャリアを前記基準キャリアで除算する複素除算回路と、ＳＰ補間ＬＰＦと、データ抽出回路と、データ抽出回路によって抽出されたデータキャリアをＳＰ補間ＬＰＦから取得したデータキャリア伝達関数で除算する複素除算回路とを備え、これらにより、ＦＦＴ復調信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等化回路１１５は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。

ＴＭＣＣ復号回路１１３は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。誤り訂正処理部１１６は、波形等化回路１１５により波形等化されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。

ＯＦＤＭ復調装置１００に含まれる、シンボル同期回路１０９と狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０とについて、図１７および図１８を参照して説明する。

図１７は、シンボル同期回路１０９、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０の構成を示すブロック図である。シンボル同期回路１０９は、ガード相関回路１２１、フィルタ１２２、振幅算出回路１２３、および、最大値検出回路１２４を含んで構成される。また、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０は、ガード相関回路１２１、フィルタ１２２、および、位相算出回路１２５を含んで構成される。ガード相関回路１２１とフィルタ１２２とは、シンボル同期回路１０９、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０に共通に含まれる。

ガード相関回路１２１には、キャリア周波数誤差補正回路１０７から出力された、図１８の（Ａ）に示すような、ベースバンドのＯＦＤＭ信号が入力される。ガード相関回路１２１は、入力されたＯＦＤＭ信号に基づいて、ガード相関信号を生成する。具体的には、図１８の（Ｂ）に示すような、入力されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間Ｔu分遅延させた遅延信号を生成し、入力されたＯＦＤＭ信号と該遅延信号とを複素乗算することにより、図１８の（Ｃ）および（Ｄ）に示すような、ガード相関信号を得る。

フィルタ１２２には、ガード相関回路１２１により生成されたガード相関信号が入力される。フィルタ１２２は、入力された上記ガード相関信号をフィルタリングする。一般的には、フィルタ１２２は、入力されたガード相関信号に対してガードインターバル長の移動平均処理を行い、図１８の（Ｅ）および（Ｆ）に示すようなフィルタリングされたガード相関信号を生成する。フィルタリングされたガード相関信号は、ちょうどＯＦＤＭシンボルの境界位置において、振幅成分がピークを有する複素信号となる。

振幅算出回路１２３には、フィルタ１２２によりフィルタリングされたガード相関信号が入力される。振幅算出回路１２３は、フィルタリングされたガード相関信号の実数成分および虚数成分の振幅または電力を算出し、それぞれの振幅または電力を加算することにより、図１８の（Ｇ）に示すような、振幅成分を算出する。最大値検出回路１２４は、振幅算出回路１２３により算出された振幅成分のピーク位置を検出する。

図１８の（Ｈ）は、最大値検出回路１２４により検出されるピーク位置を示す。このピーク位置から１サンプリングタイミング遅れたタイミングがシンボル先頭位置となる。最大値検出回路１２４は、シンボル境界を示すシンボルタイミング信号を生成し、生成したシンボルタイミング信号をＦＦＴ演算回路１１２、および、位相算出回路１２５に供給する。

位相算出回路１２５には、フィルタ１２２によりフィルタリングされたガード相関信号が入力される。位相算出回路１２５は、最大値検出回路１２２により生成されたシンボルタイミング信号を参照し、図１８の（Ｇ）に示すような、シンボル境界におけるガード相関信号の位相を検出する。

ここで、位相算出回路１２５にて検出された位相成分は、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数がずれていなければ０となる。逆に、中心周波数がずれていれば、この位相成分は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、位相算出回路１２５にて検出される位相成分は、直交復調後のＯＦＤＭ信号における中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相成分は、サブキャリアの周波数間隔で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。

上記の中心周波数のずれ量をδＦcとし、送信信号をｓ（ｔ）とすると、受信信号をｒ（ｔ）は、（１）式のように表される。

また、ガード相関回路１２１により生成されるガード相関信号は、（２）式のように表される。

ここで、Ｘ^*は、Ｘの複素共役を表す。

なお、（２）式、および、以下の説明におけるＴg期間とは、有効シンボル期間Ｔu遅延されたＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間Ｔg（図１８（Ｂ）参照）、すなわち、ガード相関信号においてＯＦＤＭ信号の相関が現れる期間（図１８（Ｃ）および（Ｄ）参照）である。（２）式に示されるように、ガード相関回路１２１により生成されたガード相関信号は、Ｔg期間において、一定の位相−２πδＦcＴuをもつ。そのため、フィルタ１２２により、例えば、単純にガードインターバル長の移動平均を行うことにより、図１８の（Ｅ）および（Ｆ）に示すような相関波形が得られる。図１８の（Ｆ）に示されるピーク位置における位相はガードインターバル期間のみの平均結果である。従って、上記ピーク位置における位相は揺らぎを抑制されており、狭帯域キャリア周波数誤差δＦｃを用いて、位相回転量ｅｘｐ（−ｊ２πδＦc・Ｔu）を精度よく検出できる。位相算出回路１２５は、図１６に示したように、検出した位相を累積して、ＮＣＯ１１１に出力する。その後、ＮＣＯ１１１から出力される周波数補正信号（複素信号）に基づいて、キャリア周波数誤差補正回路１０７において検出した狭帯域キャリア周波数誤差δＦｃによる位相回転が補正される。

しかしながら、前記のシンボル同期回路１０９や、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０では、伝送帯域内における特定の周波数で強いピークをもつスプリアス妨害波や、伝送帯域内にアナログテレビ放送など他の伝送信号が存在するような場合、ガード相関回路１２１によって生成されたガード相関信号に、妨害波による相関が付加され、正確なシンボル境界、および、狭帯域キャリア周波数誤差を検出できないという問題を生じる。

伝送帯域内にスプリアス妨害波が混入した場合について、図１９を用いて説明する。図１９の（Ａ）は、ＯＦＤＭ信号を示す。図１９の（Ｂ）は、受信信号ｒ（ｔ）に含まれるスプリアス妨害波を示す。なお、ここでは、説明の簡単化のために、スプリアス妨害波を、以下の（３）式で表される正弦波としている。

（３）式で示したスプリアス妨害波が受信信号ｒ（ｔ）に含まれている場合、ガード相関回路１２１により生成されるガード相関信号は、以下の（４）式のようになる。

（４）式における互いに無相関な項を無視すると、以下の（５）式が得られる。

（５）式から分かるように、ガード相関回路１２１により生成されるガード相関信号には、図１９の（Ｃ）および（Ｄ）に示したように、一定の相関値を有する妨害波同士の相関が付加される。このため、振幅算出回路１２３により算出される、フィルタリングされたガード相関信号の振幅成分は、図１９の（Ｅ）に示されるような波形となり、ピーク位置が見えなくなってしまう。

また、伝送帯域内にスプリアス妨害波が混入した場合、（５）式により示されるように、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０にて検出すべき狭帯域キャリア周波数誤差δＦｃによる位相回転量ｅｘｐ（−ｊ２πδＦc・Ｔu）に加え、スプリアス妨害波による一定な位相回転量ｅｘｐ（−ｊ２πＦi・Ｔu））をオフセット回転量として含む位相回転量が、位相算出回路１２５により検出される。つまり、位相検出回路１２５は、位相回転量をＦiだけ誤検出してしまう。

上記の問題に対し、特許文献２には、図１９の（Ｃ）および（Ｄ）により示されるガード相関信号にオフセットとして含まれる一定の相関値を検出し、検出したオフセットを除去する技術が開示されている。特許文献２に記載の技術によりオフセットを除去されたガード相関信号は、図１９の（Ｆ）および（Ｇ）のようになる。オフセットを除去されたガード相関信号からは、図１９の（Ｈ）に示したような振幅成分が得られるので、そのピークを正しく検出することができる。

ここで、スプリアス妨害波に起因する、ガード相関信号にオフセットとして含まれる一定の相関値は、（５）式における、Ｔg期間外のガード相関信号に一致する。また、スプリアス妨害波に起因する上記一定の相関値と、ＯＦＤＭ信号自体の本来の相関値との和は、（５）式におけるＴg期間内のガード相関信号に一致する。したがって、後者から前者を減算した差が、ＯＦＤＭ信号自体の本来の相関値に一致する。したがって、上記のようにしてオフセット除去を行ったガード相関信号に基づいて狭帯域キャリア周波数誤差を算出すれば、Ｆｉだけ誤検出することなく、正しくδＦcを検出することが可能である。
日本国公開特許公報「特開２００４−２１４９６０号公報」（公開日：２００４年７月２９日） 日本国公開特許公報「特開２００５−３２２９５４号公報」（公開日：２００５年１１月１７日） 地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３０（望ましい仕様） １．２版、社団法人電波産業会、平成１３年５月３１日策定、平成１５年７月２９日１．２改定 地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１（伝送規格） １．２版、社団法人電波産業会、平成１３年５月３１日策定、平成１５年７月２９日１．２改定

しかしながら、ガード相関信号をガードインターバルに渡って積分する上記従来の構成では、ガード相関信号に含まれる妨害波による振動成分のうち、ガードインターバルより十分短い周期の振動成分しか打ち消すことができず、一定のオフセット値が得られなかった。例えば、伝送帯域内に特定の周波数で強いピークをもつスプリアス妨害波が複数存在する場合、異なる妨害波同士の振動する相関を打ち消すことができず、一定のオフセット値が得られなかった。そのため、上記のような振動成分がある場合、ＯＦＤＭ信号自体のガード相関を抽出することができず、狭帯域キャリア周波数誤差の補正とシンボル同期(シンボルタイミング検出)とが正確に行えないという問題を生じていた。

上記問題について、より具体的に説明すれば、以下のとおりである。

ここでは一例として、伝送帯域内にスプリアス妨害波が２波混入した場合について考える。ここで、説明の簡単化のために、第１のスプリアス妨害波は、以下の（６）式より表される正弦波であり、また、第２のスプリアス妨害波は、以下の（７）式により表される正弦波であるものとする。

この時、ガード相関回路１２１によって生成されるガード相関信号は、以下の（８）式のように表せる。

（８）式において、互いに無相関な項は無視すると、以下の（数９）を得る。

（９）式に示されているように、ガード相関回路１２１によって算出されるガード相関信号は、同一妨害波同士の一定の相関（Ｔg期間内の第２項および第３項、ならびに、Ｔg期間外の第１項および第２項）に加え、異なる妨害波同士の振動する相関（Ｔg期間内の第４項および第５項、ならびに、Ｔg期間外の第３項および第４項）を含む。

そのため、フィルタ１２２によってガードインターバル期間Ｔgの移動平均をとっても、図２０の（Ｃ）および（Ｄ）で示すように、移動平均後のガード相関信号は、オフセットを持ち、同時に振動もする。したがって、図２０の（Ｅ）に示される、振幅算出回路１２３により算出された振幅成分も、伝送シンボルの境界にピークをもたない。また、図２０の（Ｆ）および（Ｇ）は、同一妨害波同士の一定の相関を除いたガード相関信号である。このように同一妨害波同士の一定の相関を除いても振動成分は残り、ＯＦＤＭ信号自体の相関が埋もれてしまう。図２０の（Ｈ）は、図２０（Ｆ）および（Ｇ）の振幅の和であるが、ガードインターバル期間Ｔg以外にもピークが確認され、伝送シンボルの境界を検出することは困難となる。

次に、狭帯域キャリア周波数誤差の検出について、図２１を参照して考える。

スプリアス妨害波が無い場合、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０は、狭帯域キャリア周波数誤差検出結果として、図２１の（Ａ）のように、検出すべきデジタル直交復調後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量δＦｃを検出する。一方、（３)式により示される単一のスプリアス妨害波が混入された場合、図２１の（Ｂ）のように、δＦｃにスプリアスの位相であるδＦｉが付加されて検出される。ただし、δＦｉは一定値であり、特許文献２の技術で除去可能である。しかし、スプリアス妨害波が２波混入した場合、例えシンボル先頭位置が分かりガードインターバル期間Ｔgが分かったとしても、図２１の（Ｃ）のように、狭帯域キャリア周波数誤差検出値はスプリアス妨害波同士の相関の為に振動してしまう。このように検出値が振動してしまう場合、特許文献２の技術では、その妨害波のもつ相関を除去する能力は十分ではなくなる。

本発明は上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、妨害波による相関が一定でない場合にも、ガード相関信号に含まれる妨害波による振動成分を打ち消すことができ、狭帯域キャリア周波数誤差の補正とシンボル同期とを正確に行うことができるＯＦＤＭ復調装置を実現することにある。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、有効シンボルと該有効シンボルの一部の信号波形が複写されたガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との複素相関値を１伝送シンボル期間おきに加算することによって、シンボルナンバー方向に積分された複素相関値を算出するシンボルナンバー方向積分手段と、上記積分された複素相関値に基づいて推定したオフセットを、上記積分された複素相関値から除去するオフセット除去手段と、オフセットが除去された上記積分された複素相関値に基づいて、狭帯域キャリア周波数誤差を検出する誤差検出手段と、上記誤差検出手段により検出された狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を判定する安定性判定手段と、を備えている、ことを特徴としている。

上記の構成によれば、ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との相関値に妨害波による振動成分が含まれている場合でも、上記シンボルナンバー方向積分手段が上記相関値をシンボルナンバー方向に積分することにより、上記振動成分は打ち消される。すなわち、シンボルナンバー方向に積分された相関値は、ＯＦＤＭ信号自体の相関値と、妨害波による一定のオフセットとの和になる。上記オフセット除去手段は、シンボルナンバー方向に積分された相関値からオフセットを除去する。したがって、オフセットが除去された相関値は、ＯＦＤＭ信号自体の相関値になる。このため、狭帯域キャリア周波数誤差補正手段は、ＯＦＤＭ信号自体の相関値に基づいて、狭帯域キャリア周波数誤差を正確に検出することができるという効果を奏する。

本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、上記課題を解決するために、有効シンボルと該有効シンボルの一部の信号波形が複写されたガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との複素相関値を１伝送シンボル期間おきに加算することによって、シンボルナンバー方向に積分された複素相関値を算出するシンボルナンバー方向積分工程と、上記積分された複素相関値に基づいて推定したオフセットを、上記積分された複素相関値から除去するオフセット除去工程と、オフセットが除去された上記積分された複素相関値に基づいて、狭帯域キャリア周波数誤差を検出する狭帯域キャリア周波数誤差検出工程と、上記狭帯域キャリア周波数誤差検出工程により検出された狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を判定する安定性判定工程と、を含んでいる、ことを特徴としている。

上記の構成によれば、ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との相関値に妨害波による振動成分が含まれている場合でも、上記シンボルナンバー方向積分手段が上記相関値をシンボルナンバー方向に積分することにより、上記振動成分は打ち消される。すなわち、シンボルナンバー方向に積分された相関値は、ＯＦＤＭ信号自体の相関値と、妨害波による一定のオフセットとの和になる。上記オフセット除去手段は、シンボルナンバー方向に積分された相関値からオフセットを除去する。したがって、オフセットが除去された相関値は、ＯＦＤＭ信号自体の相関値になる。このため、狭帯域キャリア周波数誤差補正工程においては、ＯＦＤＭ信号自体の相関値に基づいて、狭帯域キャリア周波数誤差を正確に検出することができるという効果を奏する。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記安定性判定手段は、上記シンボルナンバー方向積分手段が１伝送シンボルおきに加算する複素相関値の個数を判定結果に応じて定めることが好ましい。

上記の構成によれば、上記シンボルナンバー方向積分手段は、上記安定性判定手段により定められた個数の相関値を加算すればよく、時間が経過するにつれて加算するべき相関値が上限なく増加することはない。したがって、上記シンボルナンバー方向積分手段の応答性が低下することを防止することができるという効果を奏する。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記安定性判定手段は、上記シンボルナンバー方向積分手段が記憶している１伝送シンボルおきに加算された複素相関値の和を判定結果に応じてリセットすることが好ましい。

上記の構成によれば、上記シンボルナンバー方向積分手段は、上記安定性判定手段によりリセットされるまで相関値を加算すればよく、時間が経過するにつれて加算するべき相関値が上限なく増加するこはない。したがって、上記シンボルナンバー方向積分手段の応答性が低下することを防止することができるという効果を奏する。

なお、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置において、上記安定性検出手段は、一定期間における上記位相回転量の最大値と最小値との差を所定の閾値と比較することにより、上記位相回転量の安定性を判定するように構成してもよい。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置において、上記安定性検出手段は、一定期間における上記位相回転量の分散を所定の閾値と比較することにより、上記位相回転量の安定性を判定するように構成してもよい。

なお、上記ＯＦＤＭ復調装置は、コンピュータによって実現してもよい。この場合、コンピュータを上記各手段として動作させることにより、上記ＯＦＤＭ復調装置をコンピュータにおいて実現するＯＦＤＭ復調プログラム、および、そのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

本発明の他の目的、特徴、および優れた点は、以下に示す記載によって十分分かるであろう。また、本発明の利点は、添付図面を参照した次の説明で明白になるであろう。

本発明の第１の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態を説明するものであり、伝送帯域内にスプリアス妨害波が複数混入した場合における、狭帯域キャリア周波数誤差補正処理において用いられる各信号のタイミングチャートである。 本発明の第１の実施形態を示すものであり、シンボル積分回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態を説明するものであり、伝送帯域内にスプリアス妨害波が複数混入した場合における、シンボル間隔積分処理において用いられる各信号のタイミングチャートである。 本発明の第１の実施形態を示すものであり、オフセット除去回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態を示すものであり、シンボル積分回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態を示すものであり、オフセット除去回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態を示すものであり、安定性判定回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態を示すものであり、安定性判定回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態を示すものであり、シンボル積分回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態を示すものであり、オフセット除去回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態を示すものであり、安定性判定回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態を示すものであり、安定性判定回路の内部構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ信号における伝送シンボルの構成を示す図である。 従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ受信装置が備えている、狭帯域キャリア周波数誤差補正処理および広帯域キャリア周波数誤差補正処理を行う回路と、シンボルタイミングを検出する回路の構成を示すブロック図である。 従来の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理において用いられる各信号のタイミングチャートである。 伝送帯域内にスプリアス妨害波が混入した場合における、従来の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理において用いられる各信号のタイミングチャートである。 伝送帯域内にスプリアス妨害波が複数混入した場合における、従来の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理において用いられる各信号のタイミングチャートである。 伝送帯域内の妨害波の種類による、従来の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理において検出される狭帯域キャリア周波数誤差である。

符号の説明

１０９ シンボル同期回路
１１０ 狭帯域キャリア周波数誤差検出回路
１２１ ガード相関回路
１３１ シンボル積分回路
１３２ オフセット除去回路
１２２ フィルタ
１２３ 振幅算出回路
１２４ 最大値検出回路
１２５ 位相算出回路
１０７ キャリア周波数誤差補正回路
１１１ ＮＣＯ
１１２ ＦＦＴ演算回路
１１４ 広帯域キャリア周波数補正回路

本発明のいくつかの実施形態について、図１から図１４に基づいて説明すれば以下のとおりである。

なお、以下に説明する各実施形態に係るＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）復調装置は、概略的には、図１７に示した従来のＯＦＤＭ復調装置と同様に構成することが可能であり、その特徴点は、シンボル同期回路、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路にある。そこで、以下では、各実施形態に係るＯＦＤＭ復調が備えている、シンボル同期回路、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路について説明する。

また、各実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、シンボル同期回路、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路を除いて、図１６に示した従来のＯＦＤＭ復調装置と同様に構成されているものとし、その説明を繰り返さない。ただし、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置はこれらに限定されるものではなく、シンボル同期回路、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路を除くその他の構成を適宜変更してなるＯＦＤＭ復調装置も本発明の範疇に入る。

〔実施の形態１〕
本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置について、図１から図５に基づいて説明すれば以下のとおりである。

図１は、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に含まれる、シンボル同期回路１０９、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０の構成を示すブロック図である。

まず、図１を参照して、本実施形態に係るシンボル同期回路１０９について説明する。

本実施形態に係るシンボル同期回路１０９は、図１に示したように、ガード相関回路１２１、シンボル積分回路１３１、オフセット除去回路１３２、フィルタ１２２、振幅算出回路１２３、および、最大値検出回路１２４を含んで構成されている。

ガード相関回路１２１には、キャリア周波数誤差補正回路１０７から出力された、ベースバンドのＯＦＤＭ信号が入力される。ガード相関回路１２１は、入力されたＯＦＤＭ信号に基づいて、ガード相関信号を生成するための手段である。具体的には、ガード相関回路１２１は、例えば、入力されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間遅延させた遅延信号を生成し、入力されたＯＦＤＭ信号と生成した遅延信号とを複素乗算することにより、ガード相関信号を得る。

シンボル積分回路１３１には、ガード相関回路１２１よって生成されたガード相関信号が入力される。シンボル積分回路１３１は、入力されたガード相関信号をシンボル間隔積分するための手段である。ここで、シンボル間隔積分とは、ガード相関信号の値を１伝送シンボル期間おきに加算すること、つまり、時間とシンボルナンバーとの関数として表せるガード相関信号を、シンボルナンバー方向に積分することである。このシンボル積分回路１３１は、本発明の特徴をなす構成であるので、参照する代えて後でより具体的に説明する。

オフセット除去回路１３２には、シンボル積分回路１３１によってシンボル間隔積分されたガード相関信号が入力される。オフセット除去回路１３２は、シンボル間隔積分されたガード相関信号にオフセットとして含まれる妨害波同士の相関値を除去するための手段である。オフセット除去回路１３２についても、参照する図面を代えて後でより具体的に説明する。

フィルタ１２２には、オフセット除去回路１３２によってオフセットが除去されたガード相関信号が入力される。フィルタ１２２は、オフセットが除去されたガード相関信号に対して、所定のフィルタリング処理を行うための手段である。フィルタ１２２が行うフィルタリング処理としては、例えば、入力されたガード相関信号に対する移動平均処理が挙げられる。

振幅算出回路１２３には、フィルタ１２２によりフィルタリングされたガード相関信号が入力される。振幅算出回路１２３は、フィルタリングされたガード相関信号の振幅を算出するための手段である。具体的には、振幅算出回路１２３は、例えば、フィルタリングされたガード相関信号の実数成分および虚数成分の振幅または電力をそれぞれ算出し、これらの振幅または電力を加算することによって、フィルタリングされたガード相関信号の振幅を得る。フィルタ１２２によってフィルタリングされたガード相関信号の振幅は、ちょうど伝送シンボル境界においてピークを有する。

最大値検出回路１２４には、振幅算出回路１２３によって算出された、フィルタリングされたガード相関信号の振幅が入力される。最大値検出回路１２４は、フィルタリングされたガード相関信号の振幅に基づいて、伝送シンボルの境界を示すシンボルタイミング信号を生成するための手段である。最大値検出回路１２４は、生成したシンボルタイミング信号を、ＦＦＴ演算回路１１２、位相算出回路１２５、および、オフセット除去回路１３２に供給する。

次に、図１を参照して、本実施形態に係る狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０について説明する。

本実施形態に係る狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０は、上述した、ガード相関回路１２１、シンボル積分回路１３１、オフセット除去回路１３２、および、フィルタ１２２の他に、位相算出回路１２５を含んで構成される。

位相算出回路１２５には、シンボル積分回路１３１によってシンボル間隔積分されたガード相関信号であって、オフセット除去回路１３２によってオフセットが除去され、さらに、フィルタ１２２によってフィルタリングされたガード相関信号が入力される。また、最大値検出回路１２４によって生成されたシンボルタイミング信号が入力される。位相算出回路１２５は、シンボルタイミング信号に基づいて、入力されたガード相関号の伝送シンボル境界における位相を検出し、検出した位相を累積することによって、狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。

広帯域キャリア周波数誤差検出回路１１４は、ＦＦＴ演算された後の各サブキャリアからパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号に基づいて、サブキャリアの周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を検出する。ＮＣＯ１１１は、広帯域キャリア周波数誤差検出回路１１４によって検出された広帯域キャリア周波数誤差と、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０によって検出された狭帯域キャリア周波数誤差とに基づいて、複素信号である周波数補正信号を算出する。キャリア周波数誤差補正回路１０７は、ＮＣＯ１１１によって算出された周波数補正信号を複素乗算することによって、直交復調後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のズレを補正する。

伝送帯域内に強いスプリアス妨害波や、アナログテレビ放送など他の伝送信号が存在する場合、ガード相関信号に妨害波による振動成分が含まれる。このような場合であっても、図１に示したシンボル同期回路１０９の構成によれば、シンボル間隔積分されたガード相関信号に基づいて伝送シンボル境界を正しく検出することができる。また、図１に示した狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０構成によれば、直交復調後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を正しく検出することができる。

上記の効果について、（６）式および（７）式で示した２つのスプリアス妨害波ｎ1（ｔ）およびｎ2（ｔ）が受信信号ｒ（ｔ）に含まれる場合を例に、図２を参照してもう少し具体的に説明する。

上述したとおり、ガード相関回路１２１によって算出されるガード相関信号は、（９）式に示したように、同一妨害波同士の一定の相関（Ｔg期間内の第２項および第３項、ならびに、Ｔg期間外の第１項および第２項）に加え、異なる妨害波同士の振動する相関（Ｔg期間内の第４項および第５項、ならびに、Ｔg期間外の第３項および第４項）を含む。すなわち、ガード相関回路１２１によって算出されるガード相関信号は、図２の（Ｃ）および（Ｄ）に示したように、オフセットをもち、かつ、振動する。

なお、異なる妨害波同士の振動する相関は、以下の（１０）式に示すように、振動周期｜Ｆ_i1−Ｆ_i2｜よりも十分長い時間間隔に渡って積分することにより、打ち消すことができる。

しかしながら、（９）式に示すガード相関信号を時間軸方向に積分する場合、積分区間がＴs程度に大きくなると、積分値においてピークを見出すことができなるという問題を生じる。

そこで本発明では、シンボル間隔積分回路１３１により、（９）式に示したガード相関信号をシンボルナンバー方向に積分する。ガード相関信号をシンボルナンバー方向に十分長い期間に渡って積分すると、異なる妨害波同士の振動する相関は、以下の（１１）式に示すように打ち消される。

さらに、シンボル間隔積分では、伝送シンボル期間おきにガード相関信号の値が加算されるので、ガードインターバル期間内のデータは、常に、他のシンボルのガードインターバル期間内のデータと加算される。ＯＦＤＭ信号自体の相関値は、各伝送シンボルのＴg期間内で略一定の値をとるので、シンボル間隔積分されたガード相関信号は、図２の（Ｅ）および（Ｆ）に示すように、ＯＦＤＭ信号自体の相関に妨害波同士の一定の相関を加えたものとなる。

オフセット除去回路１３２には、図２の（Ｅ）および（Ｆ）に示す、一定のオフセットを有するガード相関信号が入力される。このため、オフセット除去回路１３２は、妨害波同士の相関による一定のオフセットを完全に除去し、図２の（Ｇ）および（Ｈ）示すようなＯＦＤＭ信号自体の相関値を得ることができる。したがって、フィルタ１２２によりフィルタリングされたガード相関信号は、図２の（Ｉ）および（Ｊ）のようになり、また、振幅算出回路１２３により算出される振幅は、図２の（Ｋ）に示すようなる。すなわち、振幅算出回路１２３により算出される振幅のピークは、伝送シンボルの境界に正確に一致する。このため、最大値検出回路１２４は、振幅算出回路１２３により算出された振幅のピークを検出することにより、伝送シンボルの境界を正確に検出することができる。

また、オフセット除去回路１３２によりオフセットが除去されたガード相関信号は、妨害波同士の相関値を含まない。このため、位相算出回路１２５は、伝送シンボル境界におけるフィルタリングされたガード相関の位相を検出することによって、直交復調後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量δＦを正確に検出することができる。

次に、シンボル同期回路１０９に含まれるシンボル積分回路１３１について、図３および図４に基づいて、もう少し具体的に説明する。

図３は、シンボル積分回路１３１の構成例を示すブロック図である。図３に示したシンボル積分回路１３１は、加算回路１４１と、遅延回路１４２と、乗算回路（ゲイン）１４３とを備えている。

加算回路１４１は、時刻ｔにおいて、ガード相関回路１２１によって生成されたガード相関信号Ｃ（ｔ）＝ｒ（ｔ）ｒ（ｔ−Ｔu）と遅延回路１４２の出力Ｄ（ｔ）とを加算し、和Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）を遅延回路１４２および乗算回路１４３に供給する。遅延回路１４２は、加算回路１４１から出力された和を１伝送シンボル期間Ｔs遅延して、加算回路１４１に出力する。すなわち、遅延回路１４２は、時刻ｔにおいて、Ｄ（ｔ）＝Ｃ（ｔ−Ｔs）＋Ｄ（ｔ−Ｔs）を出力する。乗算回路１４３は、加算回路１４１から出力された和Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）に所定の係数（定数または変数）αを乗じ、積α［Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）]をオフセット除去回路１３２に供給する。

図３に示したシンボル積分回路１３１の構成によれば、時刻ｔ＝ｓ＋ｋＴs（０＜ｓ＜Ｔs）において加算回路１４１が出力する和Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）は、ガード相関信号を１伝送シンボル期間Ｔsおきに加算した和Ｃ（ｓ）＋Ｃ（ｓ＋Ｔs）＋Ｃ（ｓ＋２Ｔs）＋・・・＋Ｃ（ｓ＋ｋＴs）に一致する。すなわち、加算回路１４１が出力する和Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）は、ガード相関信号Ｃ（ｔ）を時間ｓとシンボルナンバーｋとの関数Ｃ（ｓ、ｋ）＝Ｃ（ｓ＋ｋＴs）と見做して、シンボルナンバー方向に積分した積分値に一致する。

乗算回路１４３は、加算回路１４１が出力する和Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）に対し、例えば、係数α＝１／（ｋ＋１）を乗算する。例えば、刻ｔ＝ｓ＋４Ｔsにおいて、乗算回路１４３は、加算回路１４１が出力する和Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）＝Ｃ（ｓ）＋Ｃ（ｓ＋Ｔs）＋Ｃ（ｓ＋２Ｔs）＋Ｃ（ｓ＋３Ｔs）＋Ｃ（ｓ＋４Ｔs）に対し、係数１／５を乗算する。これにより、乗算回路１４３が出力する積α［Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）]は、ガード相関信号を１伝送シンボル期間Ｔsおきに平均した平均値に一致する。

図４の（Ａ）は、ＯＦＤＭ信号のｎ番目、ｎ＋１番目、およびｎ＋２番目の伝送シンボルを示す。また、図４の（Ｂ）は、有効シンボル期間Ｔu遅延されたＯＦＤＭ信号を示す。また、図４の（Ｃ）は、スプリアス妨害波が２波混入した場合のガード相関信号の実数成分を示す。

シンボル積分回路１３１は、図４の（Ｃ）に示したガード相関信号を、図４の（Ｄ）に示すように、シンボルナンバー方向に積分する。図４の（Ｄ）は、ガード相関信号をＬ伝送シンボル分、シンボルナンバー方向に積分する例を示す。ここで、Ｌを十分を大きくとることにより、図４の（Ｅ）に示すような積分値が得られ、異なる妨害波同士の振動する相関を打ち消すことができる。

最後に、シンボル同期回路１０９に含まれるオフセット除去回路１３２について、図５に基づいて、もう少し具体的に説明する。

図５は、オフセット除去回路１３２の構成例を示すブロック図である。図５に示したオフセット除去回路１３２は、イネーブル回路１５１、加算回路１５２、遅延回路１５３、乗算回路１５４、および、減算回路１５５を含んで構成される。

イネーブル回路１５１には、シンボル積分回路１３１によってシンボル間隔積分されたガード相関信号と、最大値検出回路１２４によって生成されたシンボルタイミング信号とが入力される。イネーブル回路１５１は、入力されたシンボルタイミング信号に基づいてガードインターバル期間Ｔgを推定し、シンボル間隔積分されたガードのうち、ガードインターバル期間Ｔg外の信号のみを加算回路１５２に出力する。

加算回路１５２は、イネーブル回路１５１の出力信号と、遅延回路１５３の出力信号とを加算し、和を遅延回路１５３および乗算回路１５４に出力する。遅延回路１５３は、加算回路１５３から出力された和を１サンプリングタイミング遅延させて、加算回路１５３に出力する。乗算回路１５４は、加算回路１５２から出力された和に所定の係数（定数または変数）を乗算し、積を減算回路１５５に出力する。減算回路１５５は、乗算回路１５４によって算出された積（すなわち、オフセット値）を、シンボル積分回路１３１によってシンボル積分されたガード相関信号から減算し、差をフィルタ１２２に出力する。

図３に示したオフセット値除去回路１３２の構成によれば、乗算回路１５４の出力は、シンボル間隔積分されたガード相関信号にオフセットとして含まれる妨害波同士の相関値に一致する。したがって、減算回路１５５の出力は、シンボル間隔積分されたガード相関信号からオフセット値を除去したものとなる。

〔実施形態２〕
本発明の第２の実施形態について、図６から図９に基づいて説明すれば以下のとおりである。

第１の実施形態においては、図３のように構成されたシンボル積分回路１３１、および、図５のように構成されたオフセット除去回路１３２において積分が実行される。この場合、過去のデータが蓄積されていき、徐々に応答性が悪化していくという問題を生じ得る。

また、シンボル積分回路において積分を行う目的は、上述したように、異なる妨害波同士の一定でない相関を除去することである。つまり、（９）式で示された、Ｔg期間のガード相関の第４および５項、ならびに、Ｔg期間以外のガード相関の第３および４項のように、振動する相関を積分により除去するということである。これらの振動する相関が残っている場合、図２１の（Ｃ）で示したように、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０の検出値も振動してしまい、これが問題となる。

そこで、本実施形態では、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０の検出値の安定性を判断し、シンボル積分回路とオフセット除去回路の応答性を制御する機構を導入した。

図６は、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に含まれる、シンボル同期回路１０９、および、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０の構成を示すブロック図である。

図６に示したように、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０は、図１に示した構成に加え、更に、安定性判定回路１６１を備えている。また、シンボル積分回路１６１と、オフセット除去回路１６３の内部構成は、以下のように変更されている。

図７は、本実施形態に係るシンボル積分回路１６１の構成例を示すブロック図である。図７に示したように、本実施形態に係るシンボル積分回路１６１は、移動平均回路１７１により構成される。

移動平均回路１７１は、ガード相関回路１２１によって生成されたガード相関信号の値を１伝送シンボル期間おきに移動平均する。シンボルナンバーをｎ、入力されるガード相関信号をＣ（ｔ）、移動平均をとる伝送シンボル数（以下、移動平均シンボル数）をＬｓ、１伝送シンボル期間をＴsとすると、移動平均後の出力Ａ（ｔ）は、以下の（１２）式のように表せる。なお、移動平均シンボル数Ｌｓは、後述するように、安定性判定回路１６１により与えられる。

図８は、本実施形態に係るオフセット除去回路１６３の構成例を示すブロック図である。図８に示したように、本実施形態に係るオフセット除去回路１６３は、イネーブル回路１５１と、移動平均回路１８１と、減算回路１５５とを備えている。

イネーブル回路１５１には、シンボル積分回路１３１によってシンボル間隔積分されたガード相関信号と、最大値検出回路１２４によって生成されたシンボルタイミング信号とが入力される。イネーブル回路１５１は、入力されたシンボルタイミング信号に基づいてガードインターバル期間Ｔgを推定し、シンボル間隔積分されたガードのうち、ガードインターバル期間Ｔg外の信号のみを移動平均回路１８１に出力する。

移動平均回路１８１は、イネーブル回路１５１の出力の移動平均を算出し、算出した移動平均を減算回路１５５に出力する。移動平均回路１８１は単純に入力の移動平均をとるので、移動平均点数は、安定性判定回路１６１より入力された移動平均シンボル数×１伝送シンボルあたりのサンプリング点数となる。減算回路１５５は、移動平均回路１８１の出力をシンボル積分回路１６１の出力から減算し、フィルタ１２２に出力する。

図９は、本実施形態に係る安定性判定回路１６１の構成例を示す。図９に示したように、本実施形態に係る安定性判定回路１６１は、最大値最小値検出回路１９１と、出力判定回路１９２とを備えている。

安定性判定回路１６１の最大値最小値検出回路１９１には、位相算出回路１２５によって算出された位相が入力される。最大値最小値検出回路１９１は、入力された位相を一定期間モニタし、当該モニタ期間において入力された位相の最大値θmaxと最小値θminとを検出する。

出力判定回路１９２には、最大値最小値検出回路１９１によって検出された最大値θmaxと最小値θminとが入力される。出力判定回路１９２は、θmax−θminと所定の閾値とを比較し、θmax−θminが所定の閾値以下であれば、（１）（θmax−θmin）／２＋θminをＮＣＯ１１１に出力し、（２）現在の値より小さい移動平均シンボル数を、シンボル積分回路１６１とオフセット除去回路１６３とに、新たな移動平均シンボル数として出力する。一方、θmax−θminが所定の閾値より大い場合、出力判定回路１９２は、（１）（θmax−θmin）／２＋θminをＮＣＯ１１１に出力し、（２）現在の値より大きいシンボル数を、シンボル積分回路１６１とオフセット除去回路１６３とに、新たな移動平均シンボル数として出力する。また、出力判定回路１９２は、モニタ期間毎に、最大値最小値検出回路１９１により検出された最大値と最小値とをリセットする。

以上のように構成することにより、十分に狭帯域キャリア周波数誤差検出精度を持たせた上で、応答性を早くすることができる。

〔実施形態３〕
本発明の第３の実施形態について、図１０から図１２に基づいて説明すれば以下のとおりである。

第２の実施形態においては、シンボル積分回路１６１、および、オフセット除去回路１６３にて移動平均処理を行うとともに、シンボル積分回路１６１、および、オフセット除去回路１６３おける移動平均シンボル数を、安定性判定回路１６１により制御するという方法によって、狭帯域キャリア周波数誤差検出の応答性を高めた。しかしながら、移動平均処理を回路を用いて行うと、必要な記憶領域が膨大になるという問題を生じ得る。

そこで、本実施形態においては、図５に示す狭帯域キャリア周波数誤差検出回路１１０の構成で、シンボル積分回路１６１、シンボル回路オフセット除去回路１６３、および、安定性判定回路１６１の内部構成を以下のように変更して、狭帯域キャリア周波数誤差検出の応答性を高めた。

図１０は、本実施形態に係る安定性判定回路１６１の構成を示すブロック図である。図１０に示したように、本実施形態に係る安定性判定回路１６１は、最大値最小値検出回路２０１と、出力判定回路２０２とを備えている。

安定性判定回路１６１の最大値最小値検出回路２０１には、位相算出回路１２５によって算出された位相が入力される。最大値最小値検出回路２０１は、入力された位相を一定期間モニタし、当該モニタ期間において入力された位相の最大値θmaxと最小値θminとを検出する。

出力判定回路２０２には、最大値最小値検出回路２０１によって検出された最大値θmaxと最小値θminとが入力される。出力判定回路２０２は、θmax−θminと所定の閾値とを比較し、θmax−θminが所定の閾値以下であれば、（１）（θmax−θmin）／２＋θminをＮＣＯ１１１に出力し、（２）最大値最小値検出回路２０１をリセットし、（３）シンボル積分回路１６１、および、オフセット除去回路１６３にリセット信号としてリセット命令を送る。一方、θmax−θminが所定の閾値より大い場合、出力判定回路２０２は、（１）（θmax−θmin）／２＋θminをＮＣＯ１１１に出力し、（２）最大値最小値検出回路２０１をリセットし、（３）シンボル積分回路１６１、および、オフセット除去回路１６３にリセット信号としてリセット命令を送る。

図１１は、本実施形態に係るシンボル積分回路１６１の構成を示すブロック図である。図１１に示したように、本実施形態に係るシンボル積分回路１６１は、加算回路１４１と、遅延回路１４２と、リセット回路２１１と、乗算回路（ゲイン）２１２とを備えている。

加算回路１４１は、リセット回路２１１の出力と、ガード相関回路１２１によって生成されたガード相関信号とを加算し、和をゲイン２１２に出力する。遅延回路１４２は、加算回路１４１の出力を１伝送シンボル期間遅延させる。リセット回路２１１には、遅延回路１４２の出力と、安定性判定回路１６１から出力されるリセット信号が入力される。リセット回路２１１は、リセット信号によるリセット命令がでた場合、１伝送シンボル期間０を出力する。それ以外の場合は、遅延回路１４２の出力をそのまま加算回路１４１に出力する。これにより、過去のデータをリセットすることができる。

乗算回路２１２には、加算回路１４１から出力される和と、安定性判定回路１６１から出力されるリセット信号とが入力される。乗算回路２１２は、加算回路１４１から出力される和に、所定の係数（定数または変数）を乗算する。乗算回路２１２の係数は、例えば、シンボルナンバーの逆数に設定される（例えばシンボル積分回路１３１の入力が５シンボル目の場合、定数は１／５となる）。ここで、リセット信号によりリセット命令が出た場合、乗算回路２１２は、上記のシンボルナンバーもリセットし、１に戻す。その後は、再び1伝送シンボル期間経過ごとにシンボルナンバーが１ずつ増加していく。これに応じて、乗算回路２１２の係数は、伝送シンボル期間毎に、１、１／２、１／３、…１／ｎと変化していく。

図１２は、本実施形態に係るオフセット除去回路１３２の構成を示すブロック図である。図１２に示したように、本実施形態に係るオフセット除去回路１３２は、イネーブル回路１５１と、加算回路１５２と、遅延回路１５３と、乗算回路（ゲイン）１５４と、リセット回路２２１とを備えている。

イネーブル回路１５１には、シンボル積分回路１３１によってシンボル間隔積分されたガード相関信号と、最大値検出回路１２４によって生成されたシンボルタイミング信号とが入力される。イネーブル回路１５１は、入力されたシンボルタイミング信号に基づいてガードインターバル期間Ｔgを推定し、シンボル間隔積分されたガードのうち、ガードインターバル期間Ｔg外の信号のみを加算回路１５１に出力する。

加算回路１５２は、イネーブル回路１５１の出力と、リセット回路２２１の出力とを加算し、和を乗算回路１５４、および、遅延回路１５３に出力する。遅延回路１５３は、加算回路１５２によって算出された和を１サンプリングタイミング遅延させ、遅延された和をリセット回路２２１を介して加算回路１５２に出力する。リセット信号によるリセット命令がでた場合、リセット回路２２１は、０を加算回路１５２に出力する。そうでない場合、遅延回路１５３からの出力を、そのまま加算回路１５２に出力する。乗算回路１５４は、加算回路１５２から出力される和に、所定の係数（定数または変数）を乗じ、積を減算回路１５５に出力する。減算回路１５５は、承安回路１５４により算出された積を、シンボル積分回路１３１によってシンボル積分されたガード相関信号から減算し、差をフィルタ１２２に出力する。

以上の構成によれば、積分値をリセットするという手法により、第２の実施形態と比較して、必要となる記憶領域が削減される。また、実施形態１と比較して、応答性が改善される。

〔実施の形態４〕
本発明の第４の実施形態について、図１３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

第２の実施形態における安定性検出回路１６１（図９参照）は、単純に入力の分散を算出して、算出した分散を予め設定された閾値と比較するように構成されていてもよい。

図１３は、本実施形態に係る安定性判定回路１６１の構成を示すブロック図である。図１３に示したように、本実施形態に係る安定性判定回路１６１は、分散検出回路２３１と、出力判定回路２３２とを備えている。

分散検出回路２３１には、位相算出回路１２５により算出された位相が入力される。分散検出回路２３１は、検出期間Ｔｄ内の入力位相の分散を算出して、算出した分散を出力判定回路２３２に出力する。出力判定回路２３２は、分散検出回路２３１より算出された分散に基づいて移動平均シンボル数を決定し、シンボル積分回路１６１、および、オフセット除去回路１６３に出力する。

なお、安定性判定回路１６１は、位相算出回路１２５より入力された位相をＮＣＯ１１１にそのまま出力してもよいし、Ｔｄ期間でフィルタリング（ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタによるフィルタリング）を行って出力してもよい。

〔実施の形態５〕
本発明の第５の実施形態について、図１４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

第３の実施形態における安定性検出回路１６１（図１０参照）は、単純に入力の分散を算出して、算出した分散を予め設定された閾値と比較するように構成されていてもよい。

図１４は、本実施形態に係る安定性判定回路１６１の構成を示すブロック図である。図１４に示したように、本実施形態に係る安定性判定回路１６１は、分散検出回路２３１と、出力判定回路２３３とを備えている。

分散検出回路２３１には、位相算出回路１２５により算出された位相が入力される。分散検出回路２３１は、検出期間Ｔｄ内の入力位相の分散を算出して、算出した分散を出力判定回路２３２に出力する。出力判定回路２３２は、分散検出回路２３１によって算出された分散と予め設定された閾値とを比較し、分散が閾値より小さくなればリセット信号をシンボル積分回路１６１、および、オフセット除去回路１６３に出力する。この時、ＮＣＯ１１１に出力する位相は、リセット信号を送信する直前に位相算出回路１２５より入力された位相である。

〔付記事項〕
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

上述した各実施形態では、ＮＣＯ１１１により正弦波を発生し、複素乗算器で構成されるキャリア周波数誤差補正回路１０７により位相補正を行う構成について説明した。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、このＮＣＯ１１１とキャリア周波数誤差補正回路１０７の代わりに、「算術演算のVLSIアルゴリズム」（高木直史著、コロナ社、２００５年）に記載のＣＯＲＤＩＣ(Cordinate Rotation DIgital Computer)回路を用いてＯＦＤＭ復調装置を構成することも可能である。これは、複素信号Ｚ＝Ｉ＋ｊＱと位相θを入力するとＺｅｘｐ（ｊθ）を出力する回路である。この様に位相回転処理を行う方法であれば、上述した各実施形態として説明した方法に限定されない。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以下のように構成してもよい。

本発明のＯＦＤＭ復調装置は、有効シンボルおよび有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルで構成された伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するによって、補正ＯＦＤＭ信号を出力するキャリア周波数誤差補正手段と、上記補正ＯＦＤＭ信号と、有効シンボル期間長前に入力された遅延補正ＯＦＤＭ信号との複素相関値を算出する複素相関演算手段と、上記複素相関を１シンボル間隔で積分を行う手段と、上記１シンボル間隔で積分された複素相関から同一チャンネル妨害による相関のオフセット量を推定し、除去するオフセット除去手段と、上記オフセット除去された相関のガードインターバル区間積分を行う手段と、上記区間積分値の強度をあらわす振幅成分を算出する手段と、上記振幅成分から上記伝送シンボルの境界を推定し、シンボルタイミングを生成する手段とを備えていてもよい。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、有効シンボルおよび有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルで構成された伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するによって、補正ＯＦＤＭ信号を出力するキャリア周波数誤差補正手段と、上記補正ＯＦＤＭ信号と、有効シンボル期間長前に入力された遅延補正ＯＦＤＭ信号との複素相関値を算出する複素相関演算手段と、上記複素相関を１シンボル間隔で積分を行う手段と、上記１シンボル間隔で積分された複素相関から同一チャンネル妨害による相関のオフセット量を推定し、除去するオフセット除去手段と、上記オフセット除去された相関のガードインターバル区間積分を行う手段と、上記区間積分値より一有効シンボル期間における位相回転量を求め、狭帯域キャリア周波数誤差を検出する手段とを備えていてもよい。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記検出した狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を検出する手段を備え、上記安定性を検出する手段より、上記１シンボル間隔で積分を行う手段の積分点数を動的に変更する手段を備えていてもよい。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記検出した狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を検出する手段を備え、上記安定性を検出する手段より、上記１シンボル間隔で積分を行う手段の積分値のリセットを行う手段を備えていてもよい。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記安定性を検出する手段が、一定期間内における上記位相回転量の最大値と最小値により検出するように構成されていてもよい。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記安定性を検出する手段が、一定期間内における上記位相回転量の分散により検出するように構成されていてもよい。

最後に、各実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の各ブロックは、上述したようにハードウェアロジックによって構成してもよいし、次のようにＣＰＵを用いてソフトウェアによって実現してもよい。

すなわち、ＯＦＤＭ復調装置は、上述した各機能を実現するプログラムの命令を実行するＣＰＵ（central processing unit）、上記プログラムを格納したＲＯＭ（read only memory）、上記プログラムを展開するＲＡＭ（random access memory）、上記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）などを備えている。そして、本発明の目的は、上述した機能を実現するソフトウェアであるプログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録した記録媒体を、ＯＦＤＭ復調装置に供給し、そのコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し実行することによっても、達成可能である。

上記記録媒体としては、例えば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ−ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ／ＣＤ−Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などを用いることができる。

また、ＯＦＤＭ復調装置を通信ネットワークと接続可能に構成し、上記プログラムコードを通信ネットワークを介して供給してもよい。この通信ネットワークとしては、特に限定されず、例えば、インターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（virＴual private network）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等が利用可能である。また、通信ネットワークを構成する伝送媒体としては、特に限定されず、例えば、ＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、携帯電話網、衛星回線、地上波デジタル網等の無線でも利用可能である。なお、本発明は、上記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、少なくとも、ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との相関値を１伝送シンボル期間おきに加算することによって、シンボルナンバー方向に積分された相関値を算出するシンボルナンバー方向積分手段と、上記積分された相関値に基づいて推定したオフセットを、上記積分された相関値から除去するオフセット除去手段と、を備えている。

したがって、ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との相関値に妨害波による振動成分が含まれている場合でも、シンボルナンバー方向に積分された相関値は、ＯＦＤＭ信号自体の相関値と、妨害波による一定のオフセットとの和になる。上記オフセット除去手段は、シンボルナンバー方向に積分された相関値からオフセットを除去する。したがって、オフセットが除去された相関値は、ＯＦＤＭ信号自体の相関値になる。

このため、狭帯域キャリア周波数誤差の補正とシンボル同期とを正確に行うことができる。

発明の詳細な説明の項においてなされた具体的な実施形態または実施例は、あくまでも、本発明の技術内容を明らかにするものであって、そのような具体例にのみ限定して狭義に解釈されるべきものではなく、本発明の精神と次に記載する請求の範囲内で、いろいろと変更して実施することができるものである。

本発明は、受信信号を直交周波数分割多重方式により復調するＯＦＤＭ復調装置に対して広く利用することができる。

Claims (8)

1. 有効シンボルと該有効シンボルの一部の信号波形が複写されたガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
   ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との複素相関値を１伝送シンボル期間おきに加算することによって、シンボルナンバー方向に積分された複素相関値を算出するシンボルナンバー方向積分手段と、
   上記積分された複素相関値に基づいて推定したオフセットを、上記積分された複素相関値から除去するオフセット除去手段と、
   オフセットが除去された上記積分された複素相関値に基づいて、狭帯域キャリア周波数誤差を検出する誤差検出手段と、
   上記誤差検出手段により検出された狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を判定する安定性判定手段と、を備えている、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 上記安定性判定手段は、上記シンボルナンバー方向積分手段が１伝送シンボルおきに加算する複素相関値の個数を判定結果に応じて定めることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 上記安定性判定手段は、上記シンボルナンバー方向積分手段が記憶している１伝送シンボルおきに加算された複素相関値の和を判定結果に応じてリセットすることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 上記安定性判定手段は、一定期間における上記狭帯域キャリア周波数誤差の最大値と最小値との差を所定の閾値と比較することにより、上記狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を判定する、
   ことを特徴とする請求の範囲第２項または第３項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 上記安定性判定手段は、一定期間における位相回転量の分散を所定の閾値と比較することにより、上記狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を判定する、
   ことを特徴とする請求の範囲第２項または第３項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 有効シンボルと該有効シンボルの一部の信号波形が複写されたガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
   ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号との複素相関値を１伝送シンボル期間おきに加算することによって、シンボルナンバー方向に積分された複素相関値を算出するシンボルナンバー方向積分工程と、
   上記積分された複素相関値に基づいて推定したオフセットを、上記積分された複素相関値から除去するオフセット除去工程と、
   オフセットが除去された上記積分された複素相関値に基づいて、狭帯域キャリア周波数誤差を検出する狭帯域キャリア周波数誤差検出工程と、
   上記狭帯域キャリア周波数誤差検出工程により検出された狭帯域キャリア周波数誤差の安定性を判定する安定性判定工程と、を含んでいる、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
7. 請求の範囲第１項に記載のＯＦＤＭ復調装置を動作させるためのＯＦＤＭ復調プログラムであって、
   コンピュータを、上記各手段として機能させるためのＯＦＤＭ復調プログラム。
8. 請求の範囲第７項に記載のＯＦＤＭ復調プログラムが記録されているコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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