WO2015052874A1 - 光伝送システム - Google Patents

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WO2015052874A1
WO2015052874A1 PCT/JP2014/004696 JP2014004696W WO2015052874A1 WO 2015052874 A1 WO2015052874 A1 WO 2015052874A1 JP 2014004696 W JP2014004696 W JP 2014004696W WO 2015052874 A1 WO2015052874 A1 WO 2015052874A1
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frequency
optical
light
signal
phase rotation
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PCT/JP2014/004696
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松田　俊哉
福太郎 濱岡
明 那賀
航平 齋藤
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日本電信電話株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission system that performs MIMO signal processing using digital coherent technology and a plurality of receivers.
  • Non-Patent Document 1 is a standard modulation / demodulation method in a 100 Gbit / s long-distance optical transmission system.
  • a 100 Gbit / s long-distance optical transmission system for example, a 32 Gbit / s signal is generated using quaternary phase modulation, and this signal is multiplexed twice to generate a coherent optical signal, and two more polarizations are used. In this way, a multiplex 128 Gbit / s coherent optical signal is generated.
  • An optical transmission system having a transmission capacity of several Tbit / s can be realized by wavelength-multiplexing DP-QPSK optical signals having different wavelengths.
  • coherent reception is performed using local light having the same wavelength as the signal light, and the received signal is digitized using an A / D converter and then subjected to digital signal processing by the DSP.
  • excellent transmission characteristics are realized by performing chromatic dispersion compensation, polarization dispersion compensation, polarization signal separation, phase estimation, and the like of the transmission line.
  • Non-Patent Document 2 proposes a MIMO diversity technique for improving reception sensitivity using a plurality of receivers as an approach for further improving reception characteristics.
  • the effect is most apparent when the correlation between signals to be synthesized is low.
  • signal light transmitted through different paths or signal light having different wavelengths is used in order to obtain a signal having low correlation in optical transmission, the transmission capacity of the entire system is reduced from the viewpoint of transmission capacity.
  • An object of the present invention is to provide an optical transmission system that can improve reception characteristics without reducing transmission capacity by using a plurality of coherent receivers for one or a plurality of signal lights. .
  • the first invention is an optical transmission system for transmitting signal light between a transmitter and a receiver connected via an optical fiber transmission line, wherein the transmitter transmits an optical carrier signal of optical frequency ⁇ f1 with two data
  • the signal light that is polarization multiplexed and modulated by the signal train is generated and sent to the optical fiber transmission line, and the receiving unit is close to the optical frequency f1 of the signal light and has optical frequencies f11 and f12 that satisfy 11f11 ⁇ f12.
  • Digital signal processing by inputting two coherent receivers for coherent detection of signal light using two LO lights controlled at a predetermined optical frequency interval ⁇ F and electric signals output from each coherent receiver And a digital signal processing unit that demodulates two data signal sequences.
  • the digital signal processing unit is a virtual reference that is close to the optical frequency f1 of the signal light with respect to the two LO lights.
  • a process of obtaining the frequency difference ⁇ f2 of the other LO light from ⁇ f1- ⁇ F is performed, and two coherent receivers Applicable to the output of multiple phase rotation compensation circuits that input the electrical signals output from each of them and compensate for the phase rotation that occurs in each electrical signal due to the frequency difference ⁇ f1, ⁇ f2.
  • a waveform equalization circuit that performs equalization processing, and a phase estimation circuit that compensates for the residual component of phase rotation caused by the frequency difference between the optical frequency f1 ⁇ of the signal light and the virtual reference frequency f1 'with respect to the output of the waveform equalization circuit With.
  • the receiving unit includes a frequency difference measuring device that measures the frequency interval ⁇ F ′ instead of controlling the optical frequency interval of the two LO lights to ⁇ F
  • the digital signal processing unit includes: Based on the measured frequency interval ⁇ F ′, when the frequency difference ⁇ f1 of one LO light with respect to the reference frequency f1 ′ is set, a process of obtaining the frequency difference ⁇ f2 of the other LO light from ⁇ f1 ⁇ F ′ is performed.
  • an optical transmission system for transmitting signal light between a transmitter and a receiver connected via an optical fiber transmission line, wherein the transmitter transmits an optical carrier signal having an optical frequency f1 with two data.
  • signal light that is polarization-multiplexed and modulated by the signal train is generated and transmitted to the optical fiber transmission line.
  • the receiving unit is close to the optical frequency f1 of the signal light, and f11 ⁇ f12 ⁇ ... ⁇ f1p, p is 3 Using the first LO light to pth LO light controlled at predetermined optical frequency intervals ⁇ F1 to ⁇ F (p ⁇ 1) at optical frequencies f11, f12,.
  • P coherent receivers each for coherent detection of light
  • a digital signal processing unit that receives an electric signal output from each coherent receiver, performs digital signal processing, and demodulates two data signal sequences Configuration and digital signal processing Is set to a virtual reference frequency f1 ′ that is close to the optical frequency f1 of the signal light with respect to the first LO light to the pth LO light, and the first LO light with respect to the reference frequency f1 ′ is set.
  • the frequency difference ⁇ f1 is set
  • the frequency difference ⁇ f2 of the second LO light is obtained from ⁇ f1 ⁇ F1
  • the frequency difference ⁇ fp of the pth LO light is obtained from ⁇ f (p ⁇ 1) ⁇ F (p ⁇ 1).
  • a plurality of phase rotation compensation circuits that perform processing to obtain, input each electrical signal output from the p coherent receivers, and compensate for phase rotation generated in each electrical signal due to the frequency difference ⁇ f1 to ⁇ fp;
  • Waveform equalization circuit that performs adaptive equalization processing on the output of the phase rotation compensation circuit and the difference between the optical frequency f1 of the signal light and the virtual reference frequency f1 ′ with respect to the output of the waveform equalization circuit
  • a phase estimation circuit that compensates for residual components of phase rotation.
  • the receiving unit controls the frequency intervals ⁇ F1 ′ to ⁇ F instead of controlling the optical frequency intervals of the first LO light to the pth LO light to ⁇ F1 to ⁇ F (p ⁇ 1).
  • (p-1) ′ is provided, and the digital signal processing unit includes the first LO light for the reference frequency f1′1 based on the measured frequency intervals ⁇ F1 ′ to ⁇ F (p ⁇ 1) ′.
  • the frequency difference ⁇ f1 is set, the frequency differences ⁇ f2 to ⁇ fp of other LO lights are obtained from ⁇ f1 ⁇ F1 ′ to ⁇ f (p ⁇ 1) ⁇ F (p ⁇ 1) ′.
  • an optical transmission system for transmitting signal light between a transmitter and a receiver connected via an optical fiber transmission line.
  • the transmitter transmits optical carrier signals having optical frequencies f1 and f2, respectively.
  • the first signal light and the second signal light that are polarization-multiplexed modulated with two data signal sequences are generated, and each signal light is wavelength-multiplexed and sent to the optical fiber transmission line.
  • Signal light wavelength-multiplexed using two LO lights that are close to the optical frequencies f1 and f2 of the signal light and have optical frequencies f11 and f12 that are f11 ⁇ f12 and controlled at a predetermined optical frequency interval ⁇ F.
  • Two coherent receivers for coherent detection of each of the signals input an electric signal output from each coherent receiver, perform digital signal processing, and transmit two data signal sequences transmitted by the first signal light;
  • the digital signal processing unit includes a digital signal processing unit that demodulates two transmitted data signal sequences, and the digital signal processing unit is close to the optical frequencies f1 and f2 of the signal light with respect to the two LO lights, respectively.
  • virtual reference frequencies f1 'and f2' are set and the frequency differences ⁇ f11 and ⁇ f12 of one LO light with respect to the reference frequencies f1 'and f2' are set, the frequency differences ⁇ f21 and ⁇ f22 of the other LO light are set.
  • a first plurality of phase rotation compensation circuits that separate and output signal components transmitted by the first signal light, and a first that performs adaptive equalization processing on the outputs of the first plurality of phase rotation compensation circuits
  • Waveform equalization circuit and first waveform A first phase estimation circuit for compensating for the residual component of phase rotation caused by the frequency difference between the optical frequency f1 of the first signal light and the virtual reference frequency f1 'with respect to the output of the conversion circuit, and two coherent receivers
  • Each electrical signal output from the second signal is input, the phase rotation generated in each electrical signal due to the frequency difference ⁇ f12, ⁇ f22 is compensated, and the signal component transmitted by the second signal light is separated and output.
  • a plurality of phase rotation compensation circuits a second waveform equalization circuit that performs adaptive equalization processing on the outputs of the second plurality of phase rotation compensation circuits, and an output of the second waveform equalization circuit
  • a second phase estimation circuit that compensates for a residual component of phase rotation caused by a frequency difference between the optical frequency f2 of the signal light and the virtual reference frequency f2 ′.
  • the receiving unit includes a frequency difference measuring device that measures the frequency interval ⁇ F ′ instead of controlling the optical frequency interval of the two LO lights to ⁇ F
  • the digital signal processing unit includes: Based on the measured frequency interval ⁇ F ′, when the frequency differences ⁇ f11 and ⁇ f12 of one LO light with respect to the reference frequencies f1 ′ and f2 ′ are set, the frequency differences ⁇ f21 and ⁇ f22 of the other LO light are set to ⁇ f11 ⁇ F ′. , ⁇ f12 ⁇ F ′.
  • a fourth invention is an optical transmission system for transmitting signal light between a transmitter and a receiver connected via an optical fiber transmission line, wherein n and m are integers of 2 or more, and k is 1 to n.
  • the transmitter When the integer, i is an integer of 2 to m, the transmitter generates n signal lights obtained by polarization-multiplexing the optical carrier signals of the optical frequencies f1 to fn with two data signal sequences, respectively. It is configured to wavelength-multiplex n signal lights and send them to the optical fiber transmission line, and the receiving unit is close to the optical frequencies f1 to fn of the signal light and has optical frequencies f11 to f11 ⁇ f12 ⁇ .
  • m coherent receivers for coherent detection of signal light using m LO lights each controlled by f1m ⁇ at predetermined optical frequency intervals ⁇ F1 to ⁇ F (m-1), and m coherent receptions 2 ⁇ n, input the electrical signal output from the machine and apply digital signal processing
  • a digital signal processing unit that demodulates the data signal sequence, and the digital signal processing unit is a virtual reference frequency fk ′ that is close to the optical frequency fk of the signal light with respect to m LO lights.
  • phase rotation compensation circuits that input each electrical signal output from the m coherent receivers and compensate for phase rotation generated in each electrical signal due to the frequency difference ⁇ fk, and a plurality of phase rotation compensation circuits Waveform equalization circuit that performs adaptive equalization processing on the output of the signal, and residual components of phase rotation caused by the frequency difference between the optical frequency ⁇ fk of the signal light and the virtual reference frequency fk ′ for the output of the waveform equalization circuit And a phase estimation circuit that compensates for.
  • the receiving unit controls the frequency intervals ⁇ F1 ′ to ⁇ F (m ⁇ 1) ′ instead of controlling the optical frequency intervals of the m LO lights to ⁇ F1 to ⁇ F (m ⁇ 1).
  • the digital signal processing unit sets a frequency difference ⁇ fk of one LO light with respect to the reference frequency fk ′ based on the measured frequency interval ⁇ F1 ′ to ⁇ F (m ⁇ 1) ′. Occasionally, a process for obtaining the frequency difference ⁇ fi of other LO light from ⁇ f (i ⁇ 1) ⁇ F (i ⁇ 1) is performed.
  • the diversity effect can be achieved by the configuration using a plurality of coherent receivers for one or a plurality of signal lights, and the reception characteristics can be improved without reducing the transmission capacity.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a digital signal processing unit 25 according to the first embodiment. It is a figure which shows the structure of Example 2 of this invention. It is a figure which shows the structure of Example 3 of this invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of a digital signal processing unit 25 according to a third embodiment. It is a figure which shows the structure of Example 5 of this invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a digital signal processing unit 25 according to a fifth embodiment. It is a figure which shows the structure of Example 7 of this invention. It is a figure which shows the structure of Example 8 of this invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a digital signal processing unit 25 according to a fifth embodiment. It is a figure which shows the structure of Example 7 of this invention. It is a figure which shows the structure of Example 8 of this invention.
  • Example 10 is a diagram illustrating a configuration example of a digital signal processing unit 25 according to an eighth embodiment. It is a figure which shows the structure of Example 9 of this invention. It is a figure which shows the example of a demodulation signal by the conventional structure and this invention structure. It is a figure which shows the example of a demodulation signal by the conventional structure and this invention structure. It is a figure which shows the structure of Example 10 of this invention.
  • FIG. 1 shows a configuration of a first embodiment of an optical transmission system according to the present invention.
  • a transmission unit 10 and a reception unit 20 are connected via an optical fiber transmission line 50.
  • the transmitter 10 includes a signal light source 11 and a polarization multiplexed vector modulator 12.
  • the signal light source 11 outputs an optical carrier signal having an optical frequency f1.
  • the polarization multiplexed vector modulator 12 performs polarization multiplexing modulation on the optical carrier signal having the optical frequency f1 output from the signal light source 11 with two data signal sequences Data1x and Data1y, and the generated signal light is an optical fiber transmission line 50. Output to.
  • the receiving unit 20 includes an optical coupler 21, coherent receivers 22-1 and 22-2, a phase synchronization circuit 23, LO light sources 24-1 and 24-2, and a digital signal processing unit 25.
  • the optical coupler 21 splits the signal light received via the optical fiber transmission line 50 into two and inputs it to the coherent receivers 22-1 and 22-2.
  • the LO light sources 24-1 and 24-2 receive the LO light controlled at the predetermined optical frequency interval ⁇ F by the phase synchronization circuit 23 at the optical frequencies f11 and f12 adjacent to the optical frequency f1 of the signal light, and the coherent receiver 22- Input to 1, 22-2.
  • f11 ⁇ f12 and ⁇ F f12 ⁇ f11.
  • the coherent receivers 22-1 and 22-2 coherently detect the signal light having the optical frequency f1 branched by the optical coupler 21 with the LO light having the optical frequencies f11 and f12 and output the signal to the digital signal processing unit 25.
  • the digital signal processing unit 25 performs digital signal processing on the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 and 22-2, and demodulates the data signal sequences Data1x and Data1y.
  • the optical frequencies f11 and f12 of the LO light sources 24-1 and 24-2 are set in the vicinity of the optical frequency f1 of the signal light. It is difficult to match the optical frequency f1 of the signal light.
  • the phase synchronization circuit 23 can control the optical frequency interval ⁇ F of the two LO lights to a specified value, and the two LO lights fluctuate in the same frequency direction.
  • FIG. 1 (2) when the frequency difference ⁇ f1 of one LO light is set with respect to a virtual reference frequency f1 ′ substantially equal to the optical frequency f1 of the signal light, the other LO light is set.
  • phase rotation amount ⁇ f1 due to one LO light is determined based on the virtual reference frequency f1 ′ close to the optical frequency f1 of the signal light
  • the phase rotation amount ⁇ f2 due to the other LO light is obtained.
  • phase rotation amounts ⁇ f1 and ⁇ f2 included in the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 and 22-2 are configured to compensate in the frequency domain.
  • FIG. 2 illustrates a configuration example of the digital signal processing unit 25 according to the first embodiment.
  • two complex signals corresponding to orthogonal polarization components output from the coherent receivers 22-1 and 22-2 are converted into A / D converters 1-11, 1-12, 1-21, and 1, respectively.
  • Each dispersion compensation circuit performs common dispersion compensation corresponding to the total amount of chromatic dispersion in the optical fiber transmission line 50 on each input complex signal, and outputs complex signals E 1x , E 1y , E 2x , E 2y . To do.
  • the phase rotation compensation circuits 3-11 and 3-12 receive the complex signals E 1x and E 1y , and the complex signal E compensates the phase rotation amount ⁇ f1 due to the frequency difference between the signal light having the optical frequency f1 and the LO light having the optical frequency f11. 1tx and E 1ty are output.
  • the phase rotation compensation circuits 3-21 and 3-22 receive the complex signals E 2x and E 2y , and the complex signal E compensates the phase rotation amount ⁇ f2 due to the frequency difference between the signal light having the optical frequency f1 and the LO light having the optical frequency f12. 2tx and E 2ty are output.
  • the waveform equalization circuit 4 inputs the complex signals E 1tx , E 1ty , E 2tx , E 2ty output from the phase rotation compensation circuits 3-11 , 3-12 , 3-21 , 3-22 and receives the polarization component. Each time, adaptive signal processing of the FIR filter is performed by maximum likelihood estimation, and complex signals E 1X and E 1Y are output.
  • the complex signals E 1X and E 1Y include a phase rotation residual component generated by a frequency difference and a phase difference between the optical frequency f1 of the signal light and the virtual reference frequency f1 ′ of each LO light.
  • the phase estimation circuits 5-1 and 5-2 output the complex signals compensated for the phase rotation residual components of the complex signals E 1X and E 1Y input from the waveform equalization circuit 4 to the discrimination circuits 6-1 and 6-2. .
  • the identification circuits 6-1 and 6-2 demodulate and output the data signal sequences Data1x and Data1y from the input complex signal.
  • the complex electric field of each polarization component of the signal light generated by polarization multiplexing modulation in the transmission unit 10 is represented as E1 , ix and E1 , iy .
  • the complex electric fields E 1, ox and E 1, oy of the respective polarization components of the signal light transmitted through the optical fiber transmission line 50 are expressed by equation (1) using the transfer function matrix T 1 of the optical fiber transmission line 50.
  • the signal light transmitted through the optical fiber transmission line 50 represented by the equation (1) is coherently detected by the coherent receivers 22-1 and 22-2, and the complex signals E 1x , E 1y , E shown in the equation (2) are obtained. 2x and E2y are output.
  • Figures 1 (2) and (3) show the image.
  • R 1 and R 2 in Expression (2) indicate matrices representing frequency characteristics of the coherent receiver generated from the phase rotation amounts ⁇ f1 and ⁇ f2 caused by the respective LO lights.
  • exp (j2 ⁇ f1t) and exp (j2 ⁇ f2t) indicate phase rotation terms corresponding to the phase rotation amounts ⁇ f1 and ⁇ f2 by the respective LO lights.
  • ⁇ 0 (t) represents a matrix representing the phase rotation generated from the frequency difference f1 ⁇ f1 ′ between the optical frequency f1 of the signal light and the virtual reference frequency f1 ′ of each LO light.
  • [Phi] 1 and [Phi] 2 indicate matrices representing phase rotations resulting from the phase difference between the signal light and each LO light.
  • t is time.
  • phase rotation compensation circuits 3-11, 3-12, 3-21, 3-22 complex signals E 1tx , E 1ty , E 2tx in which the phase rotation amounts ⁇ f1, ⁇ f2 due to the frequency difference between the signal light and each LO light are compensated.
  • E 2ty is expressed as in equation (3).
  • phase rotation compensation circuits 3-11, 3-12, 3-21, 3-22 an adaptive equalization algorithm such as CMA or LMS generally used in the digital coherent method is used, and R 1 ⁇ 1 , R 2 -1 , ⁇ 1 -1 , ⁇ 2 -1 , T 1 -1 can be approximately calculated, and the phase rotation amounts ⁇ f1 and ⁇ f2 by each LO light can be compensated.
  • An adaptive equalization algorithm such as CMA or LMS is described in Non-Patent Document 3.
  • Fig. 1 (4) shows the image.
  • the frequency difference between the optical frequency f1 of the signal light and the virtual reference frequency f1 ′ of each LO light, that is, ⁇ 0 (t) caused by the fluctuation remains uncompensated, but is common to the equation (3),
  • the relative phase fluctuation of each equation is zero. Therefore, ⁇ 0 (t) can be compensated by the subsequent phase estimation circuits 5-1 and 5-2, similarly to a general digital coherent method.
  • the transmission data E 1, ix , E 1, iy can be calculated with high accuracy by the diversity effect by using two different equations for the transmission signals E 1, ix , E 1, iy .
  • FIG. 12 shows an example of a demodulated signal according to the conventional configuration and the configuration of Embodiment 1 of the present invention.
  • a calculation example in the case of using two receiving systems having a frequency interval ⁇ F of each LO light of 12 GHz for a single polarization QPSK signal of 64 Gbit / s is shown.
  • the OSNR at the time of reception was adjusted to 14 dB.
  • the BER (Bit error rate) when using the conventional receiving system was 3.4 ⁇ 10 ⁇ 4
  • the BER when using the present invention was confirmed to be 3.5 ⁇ 10 ⁇ 5 , an improvement of one digit. It was done.
  • FIG. 3 shows the configuration of the second embodiment of the present invention.
  • the receiving unit 20 of the first embodiment controls the frequency interval ⁇ F to a predetermined value by synchronizing the phases of each LO light, and compensates for the phase rotation amounts ⁇ f1 and ⁇ f2 obtained by the digital signal processing unit 25 in relation to ⁇ F. It was a configuration.
  • the receiving unit 20 according to the second embodiment has a configuration in which the frequency interval ⁇ F of each LO light is measured and input to the digital signal processing unit 25 for processing.
  • the frequency difference measuring device 26 measures the frequency interval ⁇ F of each LO light of the LO light sources 24-1 and 24-2, and gives it to the digital signal processing unit 25.
  • ⁇ F can be obtained from the cycle of a beat signal obtained by combining two LO lights. Further, it can be calculated from the cos ( ⁇ F) component or sin ( ⁇ F) component obtained by inputting the two LO lights to the coherent receivers 22-1 and 22-2.
  • the digital signal processing unit 25 determines the phase rotation amount ⁇ f1 due to the frequency difference between the signal light and one LO light, and further obtains the phase rotation amount ⁇ f2 due to the frequency difference between the signal light and the other LO light from the measured ⁇ F. In this configuration, the phase rotation amounts ⁇ f1 and ⁇ f2 are compensated. Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • FIG. 4 shows the configuration of the third embodiment of the present invention.
  • a transmission unit 10 and a reception unit 20 are connected via an optical fiber transmission line 50.
  • the receiving unit 20 according to the third embodiment is configured to include p coherent receivers. p is an integer of 3 or more.
  • the transmission unit 10 includes a signal light source 11 and a polarization multiplexed vector modulator 12.
  • the signal light source 11 outputs an optical carrier signal having an optical frequency f1.
  • the polarization multiplexing vector modulator 12 performs polarization multiplexing modulation on the optical carrier signal output from the signal light source 11 with the two data signal sequences Data1x and Data1y, and generates the signal light to the optical fiber transmission line 50. Output to.
  • the receiving unit 20 includes an optical coupler 21, coherent receivers 22-1 to 22-p, a phase synchronization circuit 23, LO light sources 24-1 to 24-p, and a digital signal processing unit 25.
  • the optical coupler 21 p-branches the signal light received via the optical fiber transmission line 50 and inputs it to the coherent receivers 22-1 to 22-p.
  • the LO light sources 24-1 to 24-p have optical frequencies f11, f12,..., F1p that are close to the optical frequency f1 of the signal light, and predetermined optical frequency intervals ⁇ F1, ⁇ F2,. -1)
  • the controlled LO light is input to the coherent receivers 22-1 to 22-p.
  • the coherent receivers 22-1 to 22-p coherently detect the signal light having the optical frequency f1 branched by the optical coupler 21 with the LO light having the optical frequencies f11 to f1p, and output to the digital signal processing unit 25.
  • the digital signal processing unit 25 performs digital signal processing on the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 to 22-p, and demodulates the data signal sequences Data1x and Data1y.
  • the frequency difference ⁇ f1 of one LO light is set with respect to a virtual reference frequency f1 ′ substantially equal to the optical frequency f1 of the signal light, the frequency differences ⁇ f2 to ⁇ fp with the other LO lights are sequentially as follows: I want.
  • ⁇ fp ⁇ f (p-1) - ⁇ F (p-1)
  • the phase rotation amounts ⁇ f1 to ⁇ fp included in the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 to 22-p are compensated.
  • the data signal sequence can be demodulated without being affected by the frequency fluctuation of each LO light.
  • FIG. 5 illustrates a configuration example of the digital signal processing unit 25 according to the third embodiment.
  • two complex signals corresponding to orthogonal polarization components output from the coherent receivers 22-1 to 22-p are respectively converted into A / D converters 1-11, 1-12,. , 1-p2 is converted into a digital signal with a sampling period T, and then input to dispersion compensation circuits 2-11, 12-12,..., 2-p1, 2-p2.
  • Each dispersion compensation circuit performs common dispersion compensation corresponding to the total chromatic dispersion amount in the optical fiber transmission line 50 on each input complex signal, and the complex signals E 1x , E 1y ,..., E px , E py Is output.
  • phase rotation compensation circuits 3-11, 3-12,..., 3-p1, 3-p2 input complex signals E 1x , E 1y ,..., E px , E py , respectively,
  • Complex signals E 1tx , E 1ty , ⁇ , E ptx , E pty that compensate for phase rotation amounts ⁇ f 1 to ⁇ fp due to the frequency difference are output.
  • the waveform equalization circuit 4 inputs the complex signals E 1tx , E 1ty ,..., E ptx , E pty output from the phase rotation compensation circuits 3-11, 3-12,. Then, adaptive signal processing of the FIR filter is performed by maximum likelihood estimation for each polarization component, and complex signals E 1X and E 1Y are output.
  • the complex signals E 1X and E 1Y include a phase rotation residual component generated by a frequency difference and a phase difference between the optical frequency f1 of the signal light and the virtual reference frequency f1 ′ of each LO light.
  • the phase estimation circuits 5-1 and 5-2 output the complex signals compensated for the phase rotation residual components of the complex signals E 1X and E 1Y input from the waveform equalization circuit 4 to the discrimination circuits 6-1 and 6-2. .
  • the identification circuits 6-1 and 6-2 demodulate and output the data signal sequences Data1x and Data1y from the input complex signal.
  • the frequency interval ⁇ F1 ′ to ⁇ F (p -1) is assumed to have a frequency difference measuring device for measuring '.
  • the frequency difference measuring device can be handled by the same configuration as in the second embodiment.
  • the digital signal processing unit 25 determines the phase rotation amount ⁇ f1 depending on the frequency difference between the signal light and one LO light, and further determines the frequency of the signal light and the other LO light from the measured frequency interval ⁇ F1 ′ to ⁇ F (p ⁇ 1) ′.
  • the phase rotation amounts ⁇ f2 to ⁇ fp due to the difference are sequentially obtained, and the respective phase rotation amounts ⁇ f1 to ⁇ fp are compensated.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • FIG. 6 shows the configuration of the fifth embodiment of the present invention.
  • the transmission unit 10 and the reception unit 20 are connected via an optical fiber transmission line 50.
  • the transmission unit 10 according to the fifth embodiment is configured to wavelength-multiplex and transmit the signal light having the optical frequencies f1 and f2.
  • the transmission unit 10 includes signal light sources 11-1 and 11-2, polarization multiplexed vector modulators 12-1 and 12-2, and a wavelength multiplexer 13.
  • the signal light source 11-1 outputs an optical carrier signal having an optical frequency f1.
  • the signal light source 11-2 outputs an optical carrier signal having an optical frequency f2.
  • the polarization multiplexed vector modulator 12-1 generates signal light obtained by polarization multiplexing modulation of the optical carrier signal having the optical frequency f1 output from the signal light source 11-1 with two data signal sequences Data1x and Data1y.
  • the polarization multiplexing vector modulator 12-2 generates signal light obtained by polarization multiplexing modulation of the optical carrier signal having the optical frequency f2 output from the signal light source 11-2 with two data signal sequences Data2x and Data2y.
  • the wavelength multiplexer 13 outputs signal light obtained by combining the signal lights of the optical frequencies f1 and f2 output from the polarization multiplexing vector modulators 12-1 and 12-2 to the optical fiber transmission line 50.
  • the receiving unit 20 includes an optical coupler 21, coherent receivers 22-1 and 22-2, a phase synchronization circuit 23, LO light sources 24-1 and 24-2, and a digital signal processing unit 25.
  • the optical coupler 21 splits the signal light received via the optical fiber transmission line 50 into two and inputs it to the coherent receivers 22-1 and 22-2.
  • the LO light source 24-1 inputs LO light having an optical frequency f11 adjacent to the optical frequency f1 of the signal light to the coherent receiver 22-1.
  • the LO light source 24-2 inputs LO light having an optical frequency f12 close to the optical frequency f2 of the signal light to the coherent receiver 22-2.
  • the optical frequencies LOf11 and f12 of the LO light are controlled by the phase synchronization circuit 23 at a predetermined optical frequency interval ⁇ F.
  • f11 ⁇ f12 and ⁇ F f12 ⁇ f11.
  • the coherent receiver 22-1 coherently detects the signal light having the optical frequencies f1 and f2 branched by the optical coupler 21 with the LO light having the optical frequency f11 and outputs the signal light to the digital signal processing unit 25.
  • the coherent receiver 22-2 coherently detects the signal light having the optical frequencies f1 and f2 branched by the optical coupler 21 with the LO light having the optical frequency f12 and outputs the signal light to the digital signal processing unit 25.
  • the digital signal processing unit 25 performs digital signal processing on the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 and 22-2, and demodulates the data signal sequences Data1x and Data1y and the data signal sequences Data2x and Data2y.
  • the optical frequencies f11 and f12 of the LO light sources 24-1 and 24-2 are set in the vicinity of the optical frequencies f1 and f2 of the signal light.
  • the optical frequency interval ⁇ F is controlled to a specified value.
  • ⁇ f21 ⁇ f11 - ⁇ F
  • phase rotation amounts ⁇ f11 and ⁇ f12 by one LO light are determined based on virtual reference frequencies f1 ′ and f2 ′ that are close to the optical frequencies f1 and f2 of each signal light, phase rotation by the other LO light
  • the amounts ⁇ f21 and ⁇ f22 are obtained.
  • the phase rotation amounts ⁇ f11 and ⁇ f12 due to one LO light included in the electric signals input from the coherent receivers 22-1 and 22-2 are compensated, and the other LO light is compensated.
  • FIG. 7 illustrates a configuration example of the digital signal processing unit 25 according to the fifth embodiment.
  • two complex signals corresponding to orthogonal polarization components output from the coherent receivers 22-1 to 22-2 are converted into A / D converters 1-11, 1-12, 1-21, 1 respectively.
  • Each dispersion compensation circuit performs common dispersion compensation corresponding to the total amount of chromatic dispersion in the optical fiber transmission line 50 on each input complex signal, and outputs complex signals E 1x , E 1y , E 2x , E 2y . To do.
  • the phase rotation compensation circuits 3-111 and 3-112 receive the complex signals E 1x and E 1y , and the complex signal E compensates the phase rotation amount ⁇ f11 due to the frequency difference between the signal light of the optical frequency f1 and the LO light of the optical frequency f11. 11tx and E 11ty are output.
  • the phase rotation compensation circuits 3-121 and 3-122 receive the complex signals E 2x and E 2y , and the complex signal E compensates the phase rotation amount ⁇ f21 due to the frequency difference between the signal light of the optical frequency f1 and the LO light of the optical frequency f12. Outputs 12tx and E 12ty .
  • Phase rotation compensation circuit 3-211, 3-212 is a complex signal E 1x, enter the E 1y, the optical frequency f2 signal light and the complex signal E obtained by compensating the phase rotation amount ⁇ f12 by the frequency difference between the LO light optical frequency f11 21tx , E21ty ) is output.
  • the phase rotation compensation circuits 3-221 and 3-222 receive the complex signals E 2x and E 2y and compensate the complex signal E that compensates for the phase rotation amount ⁇ f22 caused by the frequency difference between the signal light having the optical frequency f2 and the LO light having the optical frequency f12. 22tx and E 22ty are output.
  • the waveform equalization circuit 4-1 receives the complex signals E 11tx , E 11ty , E 12tx , E 12ty output from the phase rotation compensation circuits 3-111, 3-112, 3-121 and 3-122, FIR filter adaptive signal processing is performed by maximum likelihood estimation for each wave component, and complex signals E 1X and E 1Y are output.
  • the complex signals E 1X and E 1Y include a phase rotation residual component generated by a frequency difference and a phase difference between the optical frequency f1 of the signal light and the virtual reference frequency f1 ′ of each LO light.
  • the phase estimation circuits 5-11 and 5-12 input the complex signals compensated for the phase rotation residual components of the complex signals E 1X and E 1Y input from the waveform equalization circuit 4-1 to the discrimination circuits 6-11 and 6-12. Output.
  • the identification circuits 6-11 and 6-12 demodulate and output the data signal sequences Data1x and Data1y from the input complex signal.
  • the waveform equalization circuit 4-2 receives the complex signals E 21tx , E 21ty , E 22tx , E 22ty output from the phase rotation compensation circuits 3-211, 3-212, 3-221, 3-222, FIR filter adaptive signal processing is performed by maximum likelihood estimation for each wave component, and complex signals E 2X and E 2Y are output.
  • the complex signals E 2X and E 2Y include a phase rotation residual component generated by a frequency difference and a phase difference between the optical frequency f2 of the signal light and the virtual reference frequency f2 ′ of each LO light.
  • the phase estimation circuits 5-21 and 5-22 provide the complex signals compensated for the phase rotation residual components of the complex signals E 2X and E 2Y input from the waveform equalization circuit 4-2 to the discrimination circuits 6-21 and 6-22. Output.
  • the identification circuits 6-21 and 6-22 demodulate and output the data signal sequences Data2x and Data2y from the input complex signal.
  • FIG. 13 shows an example of a demodulated signal according to the conventional configuration and the configuration of the fifth embodiment.
  • the OSNR at the time of reception was adjusted to 15 dB.
  • a frequency interval of 32 GHz is the limit of wavelength demultiplexing for an optical signal with a symbol rate of 32 Gboud.
  • the cross-talk component was separated from the optical signal having a symbol rate of 32 Gboud and the wavelength multiplexed signal having a frequency interval of 25 GHz, and the DP-QPSK signal was demodulated. .
  • Example 6 is configured to include a frequency difference measuring device that measures the frequency interval ⁇ F ′ ⁇ ⁇ instead of controlling the optical frequency interval of each LO light to ⁇ F instead of the phase synchronization circuit 23 of Example 5.
  • the frequency difference measuring device can be handled by the same configuration as in the second embodiment.
  • the digital signal processing unit 25 determines phase rotation amounts ⁇ f11 and ⁇ f12 depending on the frequency difference between each signal light and one LO light, and further performs phase rotation due to the frequency difference between each signal light and the other LO light from the measured frequency interval ⁇ F ′.
  • the amounts ⁇ f21 and ⁇ f22 are obtained, and the respective phase rotation amounts ⁇ f11, ⁇ f12, ⁇ f21, and ⁇ f22 are compensated.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • an electric signal detected by using two coherent receivers for one signal light is input to a digital signal processing unit, and a signal subjected to phase rotation compensation is subjected to diversity signal processing.
  • the signal light is demodulated.
  • an electrical signal detected using p coherent receivers for one signal light is input to a digital signal processing unit, and each signal subjected to phase rotation compensation is subjected to diversity signal processing to demodulate the signal light. It is the structure to do. Thus, the diversity effect can be enhanced by increasing the number of coherent receivers.
  • electrical signals detected using two coherent receivers for two signal lights are input to a digital signal processing unit, and signals output from dispersion compensation circuits corresponding to the respective coherent receivers are input.
  • the signal light is branched into the same number of two as the signal light, and the signals subjected to phase rotation compensation are each subjected to diversity signal processing to demodulate the two signal lights.
  • two coherent receivers are shared for each signal light, branched in the digital signal processing unit, and processed for each signal light
  • the two signal lights can be separated and demodulated with a minimum configuration.
  • three or more coherent receivers are used as in the third embodiment shown in FIGS. 4 and 5, and output from the dispersion compensation circuit corresponding to each coherent receiver in the digital signal processing unit. It is also possible to increase the diversity effect by branching the signal to the same number as the signal light and performing the same processing.
  • a dispersion compensation circuit corresponding to each coherent receiver in the digital signal processing unit as in the fifth embodiment shown in FIGS. 6 and 7, using any plurality of coherent receivers for three or more signal lights. It is also possible to increase the diversity effect by branching the signal output from the same number as the signal light and performing the same processing.
  • FIG. 8 shows a configuration of the seventh embodiment of the present invention.
  • the transmission unit 10 and the reception unit 20 are connected via an optical fiber transmission line 50.
  • the transmission unit 10 according to the seventh embodiment is configured to transmit wavelength-multiplexed signal light having optical frequencies f1 and f2.
  • the transmission unit 10 includes signal light sources 11-1 and 11-2, polarization multiplexed vector modulators 12-1 and 12-2, and a wavelength multiplexer 13.
  • the signal light source 11-1 outputs an optical carrier signal having an optical frequency f1.
  • the signal light source 11-2 outputs an optical carrier signal having an optical frequency f2.
  • the polarization multiplexed vector modulator 12-1 generates signal light obtained by polarization multiplexing modulation of the optical carrier signal having the optical frequency f1 output from the signal light source 11-1 with two data signal sequences Data1x and Data1y.
  • the polarization multiplexing vector modulator 12-2 generates signal light obtained by polarization multiplexing modulation of the optical carrier signal having the optical frequency f2 output from the signal light source 11-2 with two data signal sequences Data2x and Data2y.
  • the wavelength multiplexer 13 outputs signal light obtained by combining the signal lights of the optical frequencies f1 and f2 output from the polarization multiplexing vector modulators 12-1 and 12-2 to the optical fiber transmission line 50.
  • the receiving unit 20 includes an optical coupler 21, coherent receivers 22-1 to 22-3, a phase synchronization circuit 23, LO light sources 24-1 to 24-3, and a digital signal processing unit 25.
  • the optical coupler 21 splits the wavelength multiplexed signal light received via the optical fiber transmission line 50 into three and inputs it to the coherent receivers 22-1 to 22-3.
  • the LO light source 24-1 inputs LO light having an optical frequency f11 adjacent to the optical frequency f1 of the signal light to the coherent receiver 22-1.
  • the LO light source 24-2 inputs LO light having an optical frequency f12 near the optical frequencies f1 and f2 of the signal light to the coherent receiver 22-2.
  • the LO light source 24-3 inputs LO light having an optical frequency f13 adjacent to the optical frequency f2 of the signal light to the coherent receiver 22-3.
  • the optical frequencies f11, f12, and f13 of the LO light are controlled by the phase synchronization circuit 23 at predetermined optical frequency intervals ⁇ F1 and ⁇ F2, respectively.
  • the coherent receivers 22-1 to 22-3 coherently detect the signal lights of the optical frequencies f1 and f2 branched by the optical coupler 21 with the LO lights of the optical frequencies f11, f12, and f13, respectively, and send them to the digital signal processing unit 25. Output.
  • the digital signal processing unit 25 performs digital signal processing on the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 to 22-3, and demodulates the data signal sequences Data1x and Data1y and the data signal sequences Data2x and Data2y.
  • the optical frequencies f11, f12, and f13 of the LO light sources 24-1 to 24-3 are set in the vicinity of the optical frequencies f1 and f2 of the signal light.
  • the optical frequency interval ⁇ F1, ⁇ F2 of light is controlled to a specified value.
  • the frequency difference ⁇ f12 of the LO light source 24-1 is set with respect to a virtual reference frequency f2 ′ substantially equal to the optical frequency f2 of the other signal light
  • phase rotation amounts ⁇ f11 and ⁇ f12 by one LO light are determined based on virtual reference frequencies f1 ′ and f2 ′ that are close to the optical frequencies f1 and f2 of each signal light, phase rotation by other LO lights
  • the quantities ⁇ f21, ⁇ f31, ⁇ f22, and ⁇ f32 are obtained.
  • the phase rotation compensation circuit of the digital signal processing unit 25 compensates for phase rotation amounts ⁇ f11 and ⁇ f12 due to one LO light included in the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 to 22-3, and other LO light.
  • the frequency intervals ⁇ F1 ′ and ⁇ F2 ′ are measured to perform digital signal processing. It is good also as composition given to part 25.
  • FIG. 9 shows the configuration of the eighth embodiment of the present invention.
  • the optical transmission system of the eighth embodiment includes the optical frequencies f1 and f2 of the signal light sources 11-1 and 11-2 of the transmitting unit 10 in the optical transmission system of the fifth embodiment illustrated in FIG.
  • the LO light sources 24-1 and 24-2 are set so that the optical frequencies f11 and f12 are substantially equal. That is, the optical frequency f11 of the LO light source 24-1 is set to a frequency f1 ′ substantially equal to the optical frequency f1 of one signal light, and the optical frequency f12 of the LO light source 24-2 is set to the optical frequency f2 of the other signal light. Is set to a frequency f2 ′ substantially equal to
  • the optical frequencies f1 and f2 of the signal light sources 11-1 and 11-2 of the transmission unit 10 are controlled by the phase synchronization circuit 14 at a predetermined optical frequency interval ⁇ F.
  • the optical frequencies f11 and f12 of the LO light sources 24-1 and 24-2 of the receiving unit 20 are controlled by the phase synchronization circuit 23 at a predetermined optical frequency interval ⁇ F. Therefore, the two signal lights and the two LO lights are maintained in an almost equal optical frequency relationship while their optical frequency intervals ⁇ F are controlled equally.
  • the optical frequencies f11 and f12 of the LO light sources 24-1 and 24-2 are set to optical frequencies f1 ′ and f2 ′ substantially equal to the optical frequencies f1 and f2 of the signal light, respectively.
  • the optical frequency interval ⁇ F between the two signal lights and the two LO lights is controlled to a specified value.
  • phase rotation amount ⁇ f12 by one LO light is determined based on the frequencies f1 ′ and f2 ′ that are substantially equal to the optical frequencies f1 and f2 of each signal light
  • the phase rotation amount ⁇ f21 by the other LO light can be obtained.
  • the phase rotation compensation circuit of the digital signal processing unit 25 compensates for the phase rotation amounts ⁇ f12 and ⁇ f21 due to the other LO light included in the electrical signals input from the coherent receivers 22-1 and 22-2, thereby obtaining each LO light.
  • FIG. 10 illustrates a configuration example of the digital signal processing unit 25 according to the eighth embodiment.
  • two complex signals corresponding to orthogonal polarization components output from the coherent receivers 22-1 to 22-2 are converted into A / D converters 1-11, 1-12, 1-21, 1 respectively.
  • Each dispersion compensation circuit performs common dispersion compensation corresponding to the total amount of chromatic dispersion in the optical fiber transmission line 50 on each input complex signal, and outputs complex signals E 1x , E 1y , E 2x , E 2y . To do.
  • the complex signals E 1x and E 1y output from the dispersion compensation circuits 2-11 and 2-12 are input to the waveform equalization circuit 4-1 as they are.
  • the phase rotation compensation circuits 3-121 and 3-122 receive the complex signals E 2x and E 2y from the dispersion compensation circuits 2-21 and 22-22, and the frequency of the signal light at the optical frequency f1 and the LO light at the optical frequency f12.
  • Complex signals E 2tx and E 2ty compensated for the phase rotation amount ⁇ f21 due to the difference are output.
  • the complex signals E 2x and E 2y output from the dispersion compensation circuits 2-21 and 2-22 are input to the waveform equalization circuit 4-2 as they are.
  • the phase rotation compensation circuits 3-211 and 3-212 receive the complex signals E 1x and E 1y from the dispersion compensation circuits 2-11 and 12-12, and the frequency difference between the signal light at the optical frequency f2 and the LO light at the optical frequency f11.
  • the complex signals E 1tx and E 1ty compensated for the phase rotation amount ⁇ f12 by the above are output.
  • the waveform equalization circuit 4-1 receives complex signals E 1x , E 1y , E 2tx , E 2ty , performs adaptive signal processing of the FIR filter by maximum likelihood estimation for each polarization component, and outputs complex signals E 1X , E 1Y is output.
  • the complex signals E 1X and E 1Y include a phase rotation residual component caused by a frequency difference and a phase difference between the optical frequency f1 of the signal light and the optical frequency f11 of each LO light.
  • the phase estimation circuits 5-11 and 5-12 input the complex signals compensated for the phase rotation residual components of the complex signals E 1X and E 1Y input from the waveform equalization circuit 4-1 to the discrimination circuits 6-11 and 6-12. Output.
  • the identification circuits 6-11 and 6-12 demodulate and output the data signal sequences Data1x and Data1y from the input complex signal.
  • the waveform equalization circuit 4-2 receives complex signals E 2x , E 2y , E 1tx , E 1ty , performs adaptive signal processing of the FIR filter by maximum likelihood estimation for each polarization component, and outputs complex signals E 2X , E 2Y is output.
  • the complex signals E 2X and E 2Y include a phase rotation residual component generated by a frequency difference and a phase difference between the optical frequency f2 of the signal light and the optical frequency f12 of each LO light.
  • the phase estimation circuits 5-21 and 5-22 provide the complex signals compensated for the phase rotation residual components of the complex signals E 2X and E 2Y input from the waveform equalization circuit 4-2 to the discrimination circuits 6-21 and 6-22. Output.
  • the identification circuits 6-21 and 6-22 demodulate and output the data signal sequences Data2x and Data2y from the input complex signal.
  • FIG. 11 shows the configuration of the ninth embodiment of the present invention.
  • the optical transmission system according to the ninth embodiment includes signal light sources 11-1 and 11-2 controlled by the phase synchronization circuit 14 according to the eighth embodiment, and an LO light source 24-1 controlled by the phase synchronization circuit 23.
  • mode-lock light sources 32 and 42 are used, respectively, and a transmission / reception shared configuration is further provided. That is, the signal light that is polarization-multiplexed and modulated by the transmission / reception unit 101 and further wavelength-multiplexed is transmitted to the transmission / reception unit 102 via the optical fiber transmission line 50 and demodulated, and is also polarization-modulated by the transmission / reception unit 102. Further, the wavelength-multiplexed signal light is transmitted to the transmission / reception unit 101 via the optical fiber transmission line 50 ′ and demodulated.
  • the mode-lock light source 32 of the transmission / reception unit 101 generates CW light of n frequencies f1, f2,..., Fn having a uniform frequency interval ⁇ f that is phase-synchronized based on a signal of frequency ⁇ f input from the oscillator 31.
  • n is an integer of 2 or more, and f1 ⁇ f2 ⁇ .
  • the wavelength demultiplexer 33 demultiplexes the output from the mode-locked light source 32 into n CW lights having a uniform frequency interval ⁇ f, and inputs the demultiplexed signals to the wavelength multiplexed vector modulators 12-1 to 12-n, respectively.
  • Other configurations are the same as those of the eighth embodiment shown in FIG.
  • the mode-locked light source 42 of the transmitting / receiving unit 102 generates CW light of m frequencies f1 ′, f2 ′,..., Fm ′ with a uniform frequency interval ⁇ f that is phase-synchronized based on the signal of the frequency ⁇ f input from the oscillator 41 To do.
  • m is an integer of 2 or more
  • the wavelength demultiplexer 43 branches the output from the mode-locked light source 42 into m CW lights having a uniform frequency interval ⁇ f, and inputs them to the coherent receivers 22-1 to 22-m, respectively.
  • Other configurations are the same as those of the eighth embodiment shown in FIG.
  • the mode-locked light source 42 of the transmitting / receiving unit 102 also generates CW light of n frequencies f1, f2,..., Fn with a uniform frequency interval ⁇ f, like the mode-locked light source 32 of the transmitting / receiving unit 101.
  • the wavelength demultiplexer 33 demultiplexes the output from the mode-locked light source 32 into n CW lights having a uniform frequency interval ⁇ f, and inputs the demultiplexed signals to the wavelength multiplexed vector modulators 12-1 to 12-n, respectively.
  • Other configurations are the same as those of the eighth embodiment shown in FIG.
  • the mode-locked light source 32 of the transmission / reception unit 101 also generates CW light of m frequencies f1 ′, f2 ′,..., Fm ′ with a uniform frequency interval ⁇ f, like the mode-locking light source 42 of the transmission / reception unit 102.
  • the wavelength demultiplexer 43 demultiplexes the output from the mode-locked light source 32 into m CW lights having a uniform frequency interval ⁇ f, and inputs them to the coherent receivers 22-1 to 22-m, respectively.
  • Other configurations are the same as those of the eighth embodiment shown in FIG.
  • the signal light can be transmitted bidirectionally between the transmission / reception unit 101 and the transmission / reception unit 102 while sharing the mode-lock light sources 32 and 42, respectively.
  • the LO light source controlled by the phase synchronization circuit 23 is the ninth embodiment. It can replace with the structure using the mode lock light source shown in FIG.
  • FIG. 14 shows the configuration of Embodiment 10 of the present invention.
  • the optical transmission system according to the tenth embodiment includes M transmission units 10-1 to 10-M similar to the transmission unit 10 according to the first embodiment illustrated in FIG.
  • the receivers 20-1 to 20-M are configured to perform wavelength multiplexing transmission of signal light having different optical frequencies via the optical fiber transmission line 50.
  • M is an integer of 2 or more.
  • the transmitting unit 10-1 outputs signal light having an optical frequency f1 that has been polarization multiplexed.
  • the transmission unit 10-M outputs signal light having an optical frequency fM subjected to polarization multiplexing modulation.
  • the signal light of each optical frequency is wavelength multiplexed by the wavelength multiplexer 51 and output to the optical fiber transmission line 50.
  • the wavelength multiplexed signal light received via the optical fiber transmission line 50 is wavelength-separated by the wavelength demultiplexer 52 and input to the receiving units 20-1 to 20-M.
  • the receiving unit 20-1 processes the signal light having the optical frequency f1.
  • the receiving unit 20-M processes the signal light having the optical frequency fM.
  • the structure of the transmission part 10 and the receiving part 20 is not restricted to Example 1 shown in FIG. 1, The structure in another Example may be sufficient.

Landscapes

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Abstract

受信部は、信号光の光周波数 f1 と近接する光周波数 f11，f12 で、所定の光周波数間隔ΔＦに制御された２つのＬＯ光を用いる２つのコヒーレント受信機と、各コヒーレント受信機から出力から送信データ信号列を復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、デジタル信号処理部は、２つのＬＯ光に対して、信号光の光周波数 f1 と近接する仮想的な基準周波数f1' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf1が設定されたときに、他方のＬＯ光の周波数差Δf2をΔf1－ΔＦから求める処理を行い、２つのコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、周波数差Δf1，Δf2に起因して各電気信号に生じる位相回転を補償する。

Description

光伝送システム
　本発明は、デジタルコヒーレント技術と複数の受信機を用いてＭＩＭＯ信号処理を行う光伝送システムに関する。
　１波長あたりの伝送速度が 100Ｇbit/s 以上の超高速伝送システムでは、コヒーレント光通信技術とデジタル信号処理技術を組み合わせたデジタルコヒーレント技術が広く用いられるようになってきた。非特許文献１に記載のＤＰ－ＱＰＳＫ（Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying ）方式は、 100Ｇbit/s 長距離光伝送システムにおける変復調方式として標準となっている。 100Ｇbit/s 長距離光伝送システムでは、例えば４値の位相変調を用いて32Ｇbit/s の信号を生成し、さらにこの信号を２多重してコヒーレント光信号を生成し、さらに２つの偏波を用いることで２多重して 128Ｇbit/s のコヒーレント光信号を生成する。異なる波長のＤＰ－ＱＰＳＫ光信号を波長多重することにより、数Ｔbit/s の伝送容量をもつ光伝送システムも可能になっている。
　受信側では、信号光と同じ波長のローカル光を用いてコヒーレント受信し、その受信信号をＡ／Ｄコンバータを用いてデジタル化した後にＤＳＰによるデジタル信号処理する。これにより、伝送路の波長分散補償、偏波分散補償、偏波信号の分離、位相推定等を行うことで優れた伝送特性が実現されている。
　一方、無線伝送の分野では、更なる受信特性向上のアプローチとして、複数の受信機を用いて受信感度を向上するＭＩＭＯダイバーシチ技術が非特許文献２で提案されている。
OIF,"100G Ultra Long Haul DWDM Framework Document" 佐和橋衛，樋口健一，前田規行，田岡秀和, "マルチアンテナ無線伝送技術　その１マルチアンテナ無線伝送技術の概要", NTT DoCoMoテクニカル・ジャーナル, Vol.13, No.3, pp.68-75, 2005 Yojiro Mori, Chao Zhang, and Kazuro Kikuchi,"Novel configuration of finite-impulse-response filters tolerant to carrier-phase fluctuations in digital coherent optical receivers for higherorder quadrature amplitude modulation signals ", Optics Express, vol. 20, no. 24, pp.26236-26251, 2012.
　ＭＩＭＯダイバーシチ技術において、その効果が最も現れるのは、合成する信号間の相関が低い場合である。しかし、光伝送において相関の低い信号を得るために異なる経路を伝送した信号光や異なる波長の信号光を用いると、伝送容量の観点では、システム全体の伝送容量は低下することになる。
　本発明は、１つまたは複数の信号光に対して複数のコヒーレント受信機を用いる構成により、伝送容量を低下することなく受信特性を改善することができる光伝送システムを提供することを目的とする。
　第１の発明は、光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、送信部は、光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列で偏波多重変調した信号光を生成し、光ファイバ伝送路に送出する構成であり、受信部は、信号光の光周波数 f1 と近接しかつ f11＜f12 である光周波数f11,f12 で、所定の光周波数間隔ΔＦに制御された２つのＬＯ光を用いて、信号光をそれぞれコヒーレント検波する２つのコヒーレント受信機と、各コヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、２つのデータ信号列を復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、デジタル信号処理部は、２つのＬＯ光に対して、信号光の光周波数 f1 と近接する仮想的な基準周波数f1' が設定され、当該基準周波数f1' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf1が設定されたときに他方のＬＯ光の周波数差Δf2をΔf1－ΔＦから求める処理を行い、２つのコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、周波数差Δf1，Δf2に起因して各電気信号に生じる位相回転を補償する複数の位相回転補償回路と、複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う波形等化回路と、波形等化回路の出力に対して信号光の光周波数 f1 と仮想的な基準周波数f1' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する位相推定回路とを備える。
　第１の発明の光伝送システムにおいて、受信部は、２つのＬＯ光の光周波数間隔をΔＦに制御する代わりにその周波数間隔ΔＦ’を測定する周波数差測定器を備え、デジタル信号処理部は、測定した周波数間隔ΔＦ’に基づいて、基準周波数f1' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf1を設定したときに他方のＬＯ光の周波数差Δf2をΔf1－ΔＦ’から求める処理を行う。
　第２の発明は、光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、送信部は、光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列で偏波多重変調した信号光を生成し、光ファイバ伝送路に送出する構成であり、受信部は、信号光の光周波数 f1 と近接しかつ f11＜ f12＜…＜f1p 、ｐは３以上の整数である光周波数f11, f12, …, f1p で、それぞれ所定の光周波数間隔ΔＦ1 ～ΔＦ(p-1) に制御された第１のＬＯ光～第ｐのＬＯ光を用いて、信号光をそれぞれコヒーレント検波するｐ個のコヒーレント受信機と、各コヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、２つのデータ信号列を復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、デジタル信号処理部は、第１のＬＯ光～第ｐのＬＯ光に対して、信号光の光周波数 f1 と近接する仮想的な基準周波数f1' が設定され、当該基準周波数f1' に対する第１のＬＯ光の周波数差Δf1が設定されたときに第２のＬＯ光の周波数差Δf2をΔf1－ΔＦ1 から求め、さらに第ｐのＬＯ光の周波数差ΔfpをΔf(p-1)－ΔＦ(p-1) から求める処理を行い、ｐ個のコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、周波数差Δf1～Δfpに起因して各電気信号に生じる位相回転を補償する複数の位相回転補償回路と、複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う波形等化回路と、波形等化回路の出力に対して信号光の光周波数 f1 と仮想的な基準周波数f1' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する位相推定回路とを備える。
　第２の発明の光伝送システムにおいて、受信部は、第１のＬＯ光～第ｐのＬＯ光の光周波数間隔をΔＦ1 ～ΔＦ(p-1) に制御する代わりにその周波数間隔ΔＦ1'～ΔＦ(p-1)'を測定する周波数差測定器を備え、デジタル信号処理部は、測定した周波数間隔ΔＦ1'～ΔＦ(p-1)'に基づいて、基準周波数f1' に対する第１のＬＯ光の周波数差Δf1を設定したときに他のＬＯ光の周波数差Δf2～ΔfpをΔf1－ΔＦ1'～Δf(p-1)－ΔＦ(p-1)'から求める処理を行う。
　第３の発明は、光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、送信部は、光周波数 f1 ，f2の光キャリア信号をそれぞれ２つのデータ信号列で偏波多重変調した第１の信号光および第２の信号光を生成し、さらに各信号光を波長多重して光ファイバ伝送路に送出する構成であり、受信部は、信号光の光周波数 f1 ，f2とそれぞれ近接しかつ f11＜f12 である光周波数 f11，f12 で、所定の光周波数間隔ΔＦに制御された２つのＬＯ光を用いて、波長多重伝送された信号光をそれぞれコヒーレント検波する２つのコヒーレント受信機と、各コヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、第１の信号光で伝送された２つのデータ信号列と、第２の信号光で伝送された２つのデータ信号列とを復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、デジタル信号処理部は、２つのＬＯ光に対して、信号光の光周波数 f1 ，f2とそれぞれ近接する仮想的な基準周波数 f1'，f2' が設定され、当該基準周波数 f1'，f2' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf11 ，Δf12 が設定されたときに、他方のＬＯ光の周波数差Δf21 ，Δf22 をΔf11 －ΔＦ，Δf12 －ΔＦから求める処理を行い、２つのコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、周波数差Δf11 ，Δf21 に起因して各電気信号に生じる位相回転を補償し、第１の信号光で伝送された信号成分を分離して出力する第１の複数の位相回転補償回路と、第１の複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う第１の波形等化回路と、第１の波形等化回路の出力に対して第１の信号光の光周波数 f1 と仮想的な基準周波数f1' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する第１の位相推定回路と、２つのコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、周波数差Δf12 ，Δf22 に起因して各電気信号に生じる位相回転を補償し、第２の信号光で伝送された信号成分を分離して出力する第２の複数の位相回転補償回路と、第２の複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う第２の波形等化回路と、第２の波形等化回路の出力に対して信号光の光周波数 f2 と仮想的な基準周波数f2' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する第２の位相推定回路とを備える。
　第３の発明の光伝送システムにおいて、受信部は、２つのＬＯ光の光周波数間隔をΔＦに制御する代わりにその周波数間隔ΔＦ’を測定する周波数差測定器を備え、デジタル信号処理部は、測定した周波数間隔ΔＦ’に基づいて、基準周波数f1' ，f2' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf11 ，Δf12 が設定されたときに、他方のＬＯ光の周波数差Δf21 ，Δf22 をΔf11 －ΔＦ' ，Δf12 －ΔＦ’から求める処理を行う。
　第４の発明は、光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、ｎ，ｍを２以上の整数、ｋを１～ｎの整数、ｉを２～ｍの整数としたときに、送信部は、光周波数f1～fnの光キャリア信号をそれぞれ２つのデータ信号列で偏波多重変調したｎ個の信号光を生成し、さらにｎ個の信号光を波長多重して光ファイバ伝送路に送出する構成であり、受信部は、信号光の光周波数f1～fnと近接しかつ f11＜f12 ＜…＜f1m である光周波数 f11～f1m で、それぞれ所定の光周波数間隔ΔF1～ΔF(m-1)に制御されたｍ個のＬＯ光を用いて、信号光をそれぞれコヒーレント検波するｍ個のコヒーレント受信機と、ｍ個のコヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、２×ｎ個のデータ信号列を復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、デジタル信号処理部は、ｍ個のＬＯ光に対して、信号光の光周波数 fk と近接する仮想的な基準周波数fk' が設定され、当該基準周波数fk' に対する１つのＬＯ光の周波数差Δfkが設定されたときに他のＬＯ光の周波数差ΔfiをΔf(i-1)－ΔF(i-1)から求める処理を行い、ｍ個のコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、周波数差Δfkに起因して各電気信号に生じる位相回転を補償する複数の位相回転補償回路と、複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う波形等化回路と、波形等化回路の出力に対して信号光の光周波数 fk と仮想的な基準周波数fk' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する位相推定回路とを備える。
　第４の発明の光伝送システムにおいて、受信部は、ｍ個のＬＯ光の光周波数間隔をΔF1～ΔF(m-1)に制御する代わりにその周波数間隔ΔF1’～ΔF(m-1)’を測定する周波数差測定器を備え、デジタル信号処理部は、測定した周波数間隔ΔF1’～ΔF(m-1)’に基づいて、基準周波数fk' に対する１つのＬＯ光の周波数差Δfkを設定したときに他のＬＯ光の周波数差ΔfiをΔf(i-1)－ΔF(i-1)から求める処理を行う。
　本発明は、受信部の複数のコヒーレント受信機で用いる複数のＬＯ光の光周波数間隔を規定値に制御することにより、信号光の光周波数と各ＬＯ光の光周波数との間にゆらぎが存在しても、信号光と各ＬＯ光の周波数差による位相回転を補償して安定した復調処理を行うことができる。
　また、１つまたは複数の信号光に対して複数のコヒーレント受信機を用いる構成によりダイバーシチ効果を可能とし、伝送容量を低下することなく受信特性を改善することができる。
本発明の実施例１の構成を示す図である。 実施例１のデジタル信号処理部２５の構成例を示す図である。 本発明の実施例２の構成を示す図である。 本発明の実施例３の構成を示す図である。 実施例３のデジタル信号処理部２５の構成例を示す図である。 本発明の実施例５の構成を示す図である。 実施例５のデジタル信号処理部２５の構成例を示す図である。 本発明の実施例７の構成を示す図である。 本発明の実施例８の構成を示す図である。 実施例８のデジタル信号処理部２５の構成例を示す図である。 本発明の実施例９の構成を示す図である。 従来構成および本発明構成による復調信号例を示す図である。 従来構成および本発明構成による復調信号例を示す図である。 本発明の実施例１０の構成を示す図である。
　図１は、本発明の光伝送システムの実施例１の構成を示す。
　図１において、実施例１の光伝送システムは、送信部１０と受信部２０が光ファイバ伝送路５０を介して接続される。送信部１０は、信号光源１１と偏波多重ベクトル変調器１２とにより構成される。信号光源１１は、光周波数 f1 の光キャリア信号を出力する。偏波多重ベクトル変調器１２は、信号光源１１から出力される光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列Data1x，Data1yで偏波多重変調し、生成された信号光を光ファイバ伝送路５０に出力する。
　受信部２０は、光カプラ２１と、コヒーレント受信機２２－１，２２－２と、位相同期回路２３と、ＬＯ光源２４－１，２４－２と、デジタル信号処理部２５とにより構成される。光カプラ２１は、光ファイバ伝送路５０を介して受信した信号光を２つに分岐してコヒーレント受信機２２－１，２２－２に入力する。ＬＯ光源２４－１，２４－２は、信号光の光周波数 f1 と近接する光周波数 f11，f12 で、位相同期回路２３により所定の光周波数間隔ΔＦに制御されたＬＯ光をコヒーレント受信機２２－１，２２－２に入力する。ここで、 f11＜f12 、ΔＦ＝ f12－f11 である。コヒーレント受信機２２－１，２２－２は、光カプラ２１で分岐された光周波数f1の信号光を光周波数 f11，f12 のＬＯ光でそれぞれコヒーレント検波してデジタル信号処理部２５に出力する。デジタル信号処理部２５は、コヒーレント受信機２２－１，２２－２から入力する電気信号をデジタル信号処理し、データ信号列Data1x，Data1yを復調する。
　実施例１では、ＬＯ光源２４－１，２４－２の光周波数 f11，f12 は、信号光の光周波数 f1 の近傍に設定されるが、現実的には光源の周波数ゆらぎもあって安定的に信号光の光周波数 f1 と一致させることは困難である。ただし、位相同期回路２３により、２つのＬＯ光の光周波数間隔ΔＦを規定値に制御することは可能であり、２つのＬＯ光は同じ周波数方向にゆらぐことになる。この制御により、図１(2) に示すように、信号光の光周波数f1とほぼ等しい仮想的な基準周波数f1' に対して、一方のＬＯ光の周波数差Δf1を設定すると、他方のＬＯ光との周波数差Δf2は以下のように求まる。
　　　Δf2＝Δf1－ΔＦ
　すなわち、信号光の光周波数 f1 に近接する仮想的な基準周波数f1' を基準に、一方のＬＯ光による位相回転量Δf1を決めると、他方のＬＯ光による位相回転量Δf2が求まる関係となる。デジタル信号処理部２５の位相回転補償回路では、図１(3),(4) に示すように、コヒーレント受信機２２－１，２２－２から入力する電気信号に含まれる位相回転量Δf1，Δf2を補償することにより、各ＬＯ光の周波数ゆらぎに影響されずにデータ信号列の復調が可能となる。なお、位相回転補償は、周波数領域で補償する構成でもよい。
　図２は、実施例１のデジタル信号処理部２５の構成例を示す。
　図２において、コヒーレント受信機２２－１，２２－２から出力された直交する偏波成分に相当するそれぞれ２つの複素信号は、Ａ／Ｄコンバータ１－１１，１－１２，１－２１，１－２２によってサンプリング周期Ｔでデジタル信号に変換された後、分散補償回路２－１１，２－１２，２－２１，２－２２に入力される。各分散補償回路は、入力された各複素信号に対して光ファイバ伝送路５０における総波長分散量に相当する共通の分散補償を施し、複素信号Ｅ1x，Ｅ1y，Ｅ2x，Ｅ2yを出力する。
　位相回転補償回路３－１１，３－１２は複素信号Ｅ1x，Ｅ1yを入力し、光周波数f1の信号光と光周波数f11 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf1を補償した複素信号Ｅ1tx ，Ｅ1ty を出力する。位相回転補償回路３－２１，３－２２は複素信号Ｅ2x，Ｅ2yを入力し、光周波数f1の信号光と光周波数f12 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf2を補償した複素信号Ｅ2tx ，Ｅ2ty を出力する。
　波形等化回路４は、位相回転補償回路３－１１，３－１２，３－２１，３－２２から出力される複素信号Ｅ1tx ，Ｅ1ty ，Ｅ2tx ，Ｅ2ty を入力し、偏波成分ごとに最尤推定によりＦＩＲフィルタの適応信号処理を行い、複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yを出力する。この複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yには、信号光の光周波数f1と各ＬＯ光の仮想的な基準周波数f1' との周波数差および位相差によって生じる位相回転残留成分が含まれる。
　位相推定回路５－１，５－２は、波形等化回路４から入力する複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yの位相回転残留成分を補償した複素信号を識別回路６－１，６－２に出力する。識別回路６－１，６－２は、入力する複素信号からデータ信号列Data1x，Data1yを復調して出力する。　
  ここで、コヒーレント受信機２２－１，２２－２が出力する複素信号の位相回転成分の補償原理について説明する。
　送信部１０で偏波多重変調し、生成された信号光の各偏波成分の複素電界をＥ1,ix，Ｅ1,iyと表す。光ファイバ伝送路５０を伝送した信号光の各偏波成分の複素電界Ｅ1,ox，Ｅ1,oyは、光ファイバ伝送路５０の伝達関数行列Ｔ1 を用いて式(1) で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式(1) で表される光ファイバ伝送路５０を伝送した信号光は、コヒーレント受信機２２－１，２２－２でコヒーレント検波され、式(2) に示す複素信号Ｅ1x，Ｅ1y，Ｅ2x，Ｅ2yとして出力される。図１(2),(3) にそのイメージを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式(2) のＲ1 ，Ｒ2 は、各ＬＯ光による位相回転量Δf1，Δf2から生じるコヒーレント受信機の周波数特性を表す行列を示す。exp(j2πΔf1t)およびexp(j2πΔf2t)は、各ＬＯ光による位相回転量Δf1，Δf2に応じた位相回転項を示す。Φ0(t)は、信号光の光周波数f1と各ＬＯ光の仮想的な基準周波数f1' との周波数差f1－f1' から生じる位相回転を表す行列を示す。Φ1 ，Φ2 は、信号光と各ＬＯ光の位相差から生じる位相回転を表す行列を示す。ｔは時間である。
　位相回転補償回路３－１１，３－１２，３－２１，３－２２において、信号光と各ＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf1，Δf2を補償した複素信号Ｅ1tx ，Ｅ1ty ，Ｅ2tx ，Ｅ2ty は、式(3) のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式(3) において、信号光の光周波数 f1 と各ＬＯ光の仮想的な基準周波数f1' はほぼ等しく、各ＬＯ光の光周波数間隔ΔＦは一定であるため、Ｒ1 ，Ｒ2 はほぼ定数行列となる。また、ＬＯ光間の位相は同期しているため、Φ1 ，Φ2 は定数行列と見なすことができる。よって、位相回転補償回路３－１１，３－１２，３－２１，３－２２では、デジタルコヒーレント方式で一般に用いられるＣＭＡまたはＬＭＳ等の適応等化アルゴリズムを用いて、Ｒ1 -1，Ｒ2 -1，Φ1 -1，Φ2 -1，Ｔ1 -1 が近似的に計算可能であり、各ＬＯ光による位相回転量Δf1，Δf2の補償が可能となる。なお、ＣＭＡまたはＬＭＳ等の適応等化アルゴリズムは非特許文献３に記載されている。図１(4) にそのイメージを示す。
　一方、信号光の光周波数 f1 と各ＬＯ光の仮想的な基準周波数f1' の周波数差、すなわちゆらぎによって生じるΦ0(t)は補償されずに残るが、式(3) で共通であり、各式の相対的な位相ゆらぎは０である。よって、Φ0(t)は、一般的なデジタルコヒーレント方式と同様に、後段の位相推定回路５－１，５－２によって補償可能である。さらに、送信信号Ｅ1,ix，Ｅ1,iyに対する２つの異なる式を用いることによるダイバーシチ効果により、高精度に送信データＥ1,ix，Ｅ1,iyを計算することができる。
　図１２は、従来構成および本発明の実施例１の構成による復調信号例を示す。ここでは、64Ｇbit/s の単一偏波ＱＰＳＫ信号に対して、各ＬＯ光の周波数間隔ΔＦとして12ＧHzをもつ２つの受信系を用いた場合の計算例を示す。受信時のＯＳＮＲは14ｄＢになるように調整した。従来の受信系を用いた場合のＢＥＲ（Bit error rate) が 3.4×10-4であったのに対して、本発明を用いた場合のＢＥＲは 3.5×10-5と１桁の改善が確認された。
　図３は、本発明の実施例２の構成を示す。
　実施例１の受信部２０は、各ＬＯ光を位相同期させることにより周波数間隔ΔＦを規定値に一定制御し、デジタル信号処理部２５でΔＦとの関係で求まる位相回転量Δf1，Δf2を補償する構成であった。実施例２の受信部２０は、各ＬＯ光の周波数間隔ΔＦを測定してデジタル信号処理部２５に入力して処理する構成である。
　図３において、周波数差測定器２６は、ＬＯ光源２４－１，２４－２の各ＬＯ光の周波数間隔ΔＦを測定し、デジタル信号処理部２５に与える。例えば、２つのＬＯ光を合成したビート信号の周期からΔＦを求めることができる。また、２つのＬＯ光をコヒーレント受信機２２－１，２２－２に入力して得られるcos(ΔＦ）成分またはsin(ΔＦ）成分から計算することができる。デジタル信号処理部２５では、信号光と一方のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf1を決め、さらに測定したΔＦから信号光と他方のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf2を求め、それぞれの位相回転量Δf1，Δf2を補償する構成である。その他の構成は、実施例１と同様である。
　図４は、本発明の実施例３の構成を示す。
　図４において、実施例３の光伝送システムは、送信部１０と受信部２０が光ファイバ伝送路５０を介して接続される。実施例３の受信部２０は、ｐ個のコヒーレント受信機を有する構成である。ｐは３以上の整数である。
　送信部１０は、信号光源１１と偏波多重ベクトル変調器１２とにより構成される。信号光源１１は、光周波数 f1 の光キャリア信号を出力する。偏波多重ベクトル変調器１２は、信号光源１１から出力される光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列Data1x，Data1yで偏波多重変調し、生成された信号光を光ファイバ伝送路５０に出力する。
　受信部２０は、光カプラ２１と、コヒーレント受信機２２－１～２２－ｐと、位相同期回路２３と、ＬＯ光源２４－１～２４－ｐと、デジタル信号処理部２５とにより構成される。光カプラ２１は、光ファイバ伝送路５０を介して受信した信号光をｐ分岐してコヒーレント受信機２２－１～２２－ｐに入力する。ＬＯ光源２４－１～２４－ｐは、信号光の光周波数 f1 と近接する光周波数f11, f12, …, f1p で、位相同期回路２３により所定の光周波数間隔ΔＦ1 ，ΔＦ2 ，…，ΔＦ(p-1) に制御されたＬＯ光をコヒーレント受信機２２－１～２２－ｐに入力する。ここで、f11 ＜f12 ＜…＜f1p 、ΔＦ1 ＝ f12－f11 、…、ΔＦ(p-1) ＝ f1p－f1(p-1) である。コヒーレント受信機２２－１～２２－ｐは、光カプラ２１で分岐された光周波数f1の信号光を光周波数 f11～f1p のＬＯ光でそれぞれコヒーレント検波してデジタル信号処理部２５に出力する。デジタル信号処理部２５は、コヒーレント受信機２２－１～２２－ｐから入力れる電気信号をデジタル信号処理し、データ信号列Data1x，Data1yを復調する。
　実施例３は、図１および図２に示す実施例１の構成におけるＬＯ光を３以上に増やした構成となり、位相回転補償原理は同様である。すなわち、図４に示すように、隣接するＬＯ光の光周波数間隔ΔＦj は既知であり、一定制御される。なお、ｊ＝1, 2, …, p-1 である。信号光の光周波数 f1 とほぼ等しい仮想的な基準周波数f1' に対して、１つのＬＯ光の周波数差Δf1を設定すると、他のＬＯ光との周波数差Δf2～Δfpは、順次以下のように求まる。
　　Δf2＝Δf1－ΔＦ1 
　　Δf3＝Δf2－ΔＦ2 
　　　　　…
　　Δfp＝Δf(p-1)－ΔＦ(p-1) 
　したがって、実施例３に示したデジタル信号処理部２５では、実施例１と同様に、コヒーレント受信機２２－１～２２－ｐから入力する電気信号に含まれる位相回転量Δf1～Δfpを補償することにより、各ＬＯ光の周波数ゆらぎに影響されずにデータ信号列の復調が可能となる。
　図５は、実施例３のデジタル信号処理部２５の構成例を示す。
　図５において、コヒーレント受信機２２－１～２２－ｐから出力された直交する偏波成分に相当するそれぞれ２つの複素信号は、Ａ／Ｄコンバータ１－１１，１－１２，～，１－ｐ１，１－ｐ２によってサンプリング周期Ｔでデジタル信号に変換された後、分散補償回路２－１１，２－１２，～，２－ｐ１，２－ｐ２に入力される。各分散補償回路は、入力された各複素信号に対して光ファイバ伝送路５０における総波長分散量に相当する共通の分散補償を施し、複素信号Ｅ1x，Ｅ1y，～，Ｅpx，Ｅpyを出力する。
　位相回転補償回路３－１１，３－１２，～，３－ｐ１，３－ｐ２は、複素信号Ｅ1x，Ｅ1y，～，Ｅpx，Ｅpyをそれぞれ入力し、信号光と各ＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf1～Δfpを補償した複素信号Ｅ1tx ，Ｅ1ty ，～，Ｅptx ，Ｅpty を出力する。
　波形等化回路４は、位相回転補償回路３－１１，３－１２，～，３－ｐ１，３－ｐ２から出力される複素信号Ｅ1tx ，Ｅ1ty ，～，Ｅptx ，Ｅpty を入力し、偏波成分ごとに最尤推定によりＦＩＲフィルタの適応信号処理を行い、複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yを出力する。この複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yには、信号光の光周波数f1と各ＬＯ光の仮想的な基準周波数f1' との周波数差および位相差によって生じる位相回転残留成分が含まれる。
　位相推定回路５－１，５－２は、波形等化回路４から入力する複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yの位相回転残留成分を補償した複素信号を識別回路６－１，６－２に出力する。識別回路６－１，６－２は、入力する複素信号からデータ信号列Data1x，Data1yを復調して出力する。
　実施例４は、実施例３の位相同期回路２３に代えて、ｐ個のＬＯ光の光周波数間隔をΔＦ1 ～ΔＦ(p-1) に制御する代わりに、その周波数間隔ΔＦ1'～ΔＦ(p-1)'を測定する周波数差測定器を備える構成とする。周波数差測定器については、実施例２と同様の構成により対応できる。デジタル信号処理部２５では、信号光と１つのＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf1を決め、さらに測定した周波数間隔ΔＦ1'～ΔＦ(p-1)'から信号光と他のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf2～Δfpを順次求め、それぞれの位相回転量Δf1～Δfpを補償する構成である。その他の構成は、実施例１と同様である。
　図６は、本発明の実施例５の構成を示す。
　図６において、実施例５の光伝送システムは、送信部１０と受信部２０が光ファイバ伝送路５０を介して接続される。実施例５の送信部１０は、光周波数f1，f2の信号光を波長多重して送信する構成である。
　送信部１０は、信号光源１１－１，１１－２と、偏波多重ベクトル変調器１２－１，１２－２と、波長合波器１３とにより構成される。信号光源１１－１は、光周波数 f1 の光キャリア信号を出力する。信号光源１１－２は、光周波数 f2 の光キャリア信号を出力する。ここで、f1＜f2である。偏波多重ベクトル変調器１２－１は、信号光源１１－１から出力される光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列Data1x，Data1yで偏波多重変調した信号光を生成する。偏波多重ベクトル変調器１２－２は、信号光源１１－２から出力される光周波数 f2 の光キャリア信号を２つのデータ信号列Data2x，Data2yで偏波多重変調した信号光を生成する。波長合波器１３は、偏波多重ベクトル変調器１２－１，１２－２から出力される光周波数f1，f2の各信号光を合波した信号光を光ファイバ伝送路５０に出力する。
　受信部２０は、光カプラ２１と、コヒーレント受信機２２－１，２２－２と、位相同期回路２３と、ＬＯ光源２４－１，２４－２と、デジタル信号処理部２５とにより構成される。光カプラ２１は、光ファイバ伝送路５０を介して受信した信号光を２つに分岐してコヒーレント受信機２２－１，２２－２に入力する。ＬＯ光源２４－１は、信号光の光周波数 f1 と近接する光周波数f11 のＬＯ光をコヒーレント受信機２２－１に入力する。ＬＯ光源２４－２は、信号光の光周波数 f2 と近接する光周波数f12 のＬＯ光をコヒーレント受信機２２－２に入力する。このＬＯ光の光周波数 f11，f12 は、位相同期回路２３により所定の光周波数間隔ΔＦに制御される。ここで、 f11＜f12 、ΔＦ＝ f12－f11 である。コヒーレント受信機２２－１は、光カプラ２１で分岐された光周波数f1，f2の信号光を光周波数f11 のＬＯ光でコヒーレント検波してデジタル信号処理部２５に出力する。コヒーレント受信機２２－２は、光カプラ２１で分岐された光周波数f1，f2の信号光を光周波数f12 のＬＯ光でコヒーレント検波してデジタル信号処理部２５に出力する。デジタル信号処理部２５は、コヒーレント受信機２２－１，２２－２から入力する電気信号をデジタル信号処理し、データ信号列Data1x，Data1yとデータ信号列Data2x，Data2yを復調する。　
　実施例５では、ＬＯ光源２４－１，２４－２の光周波数 f11，f12 は、信号光の光周波数 f1, f2 のそれぞれ近傍に設定されるが、位相同期回路２３により、２つのＬＯ光の光周波数間隔ΔＦは規定値に制御される。この制御により、図６に示すように、一方の信号光の光周波数f1とほぼ等しい仮想的な基準周波数f1' に対して、一方のＬＯ光の周波数差Δf11 を設定すると、他方のＬＯ光との周波数差Δf21 は以下のように求まる。
　　Δf21 ＝Δf11 －ΔＦ
また、他方の信号光の光周波数f2とほぼ等しい仮想的な基準周波数f2' に対して、一方のＬＯ光の周波数差Δf12 を設定すると、他方のＬＯ光との周波数差Δf22 は以下のように求まる。
　　Δf22 ＝Δf12 －ΔＦ
　すなわち、各信号光の光周波数 f1, f2 に近接する仮想的な基準周波数f1',f2' を基準に、一方のＬＯ光による位相回転量Δf11 ，Δf12 を決めると、他方のＬＯ光による位相回転量Δf21 ，Δf22 が求まる関係となる。デジタル信号処理部２５の位相回転補償回路では、コヒーレント受信機２２－１，２２－２から入力する電気信号に含まれる一方のＬＯ光による位相回転量Δf11 ，Δf12 を補償し、かつ他方のＬＯ光による位相回転量Δf21 ，Δf22 を補償することにより、各ＬＯ光の周波数ゆらぎに影響されずに、波長多重伝送された各信号光のデータ信号列の復調が可能となる。
　図７は、実施例５のデジタル信号処理部２５の構成例を示す。
　図７において、コヒーレント受信機２２－１～２２－２から出力された直交する偏波成分に相当するそれぞれ２つの複素信号は、Ａ／Ｄコンバータ１－１１，１－１２，１－２１，１－２２によってサンプリング周期Ｔでデジタル信号に変換された後、分散補償回路２－１１，２－１２，２－２１，２－２２に入力される。各分散補償回路は、入力された各複素信号に対して光ファイバ伝送路５０における総波長分散量に相当する共通の分散補償を施し、複素信号Ｅ1x，Ｅ1y，Ｅ2x，Ｅ2yを出力する。
　位相回転補償回路３－111 ，３－112 は複素信号Ｅ1x，Ｅ1yを入力し、光周波数f1の信号光と光周波数f11 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf11 を補償した複素信号Ｅ11tx，Ｅ11tyを出力する。位相回転補償回路３－121 ，３－122 は複素信号Ｅ2x，Ｅ2yを入力し、光周波数f1の信号光と光周波数f12 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf21 を補償した複素信号Ｅ12tx，Ｅ12tyを出力する。
　位相回転補償回路３－211 ，３－212 は複素信号Ｅ1x，Ｅ1yを入力し、光周波数f2の信号光と光周波数f11 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf12 を補償した複素信号Ｅ21tx，Ｅ21ty）を出力する。位相回転補償回路３－221 ，３－222 は複素信号Ｅ2x，Ｅ2yを入力し、光周波数f2の信号光と光周波数f12 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf22 を補償した複素信号Ｅ22tx，Ｅ22tyを出力する。
　波形等化回路４－１は、位相回転補償回路３－111 ，３－112 ，３－121 ，３－122 から出力される複素信号Ｅ11tx，Ｅ11ty，Ｅ12tx，Ｅ12tyを入力し、偏波成分ごとに最尤推定によりＦＩＲフィルタの適応信号処理を行い、複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yを出力する。この複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yには、信号光の光周波数f1と各ＬＯ光の仮想的な基準周波数f1' との周波数差および位相差によって生じる位相回転残留成分が含まれる。
　位相推定回路５－１１，５－１２は、波形等化回路４－１から入力する複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yの位相回転残留成分を補償した複素信号を識別回路６－１１，６－１２に出力する。識別回路６－１１，６－１２は、入力する複素信号からデータ信号列Data1x，Data1yを復調して出力する。
　波形等化回路４－２は、位相回転補償回路３－211 ，３－212 ，３－221 ，３－222 から出力される複素信号Ｅ21tx，Ｅ21ty，Ｅ22tx，Ｅ22tyを入力し、偏波成分ごとに最尤推定によりＦＩＲフィルタの適応信号処理を行い、複素信号Ｅ2X，Ｅ2Yを出力する。この複素信号Ｅ2X，Ｅ2Yには、信号光の光周波数f2と各ＬＯ光の仮想的な基準周波数f2' との周波数差および位相差によって生じる位相回転残留成分が含まれる。
　位相推定回路５－２１，５－２２は、波形等化回路４－２から入力する複素信号Ｅ2X，Ｅ2Yの位相回転残留成分を補償した複素信号を識別回路６－２１，６－２２に出力する。識別回路６－２１，６－２２は、入力する複素信号からデータ信号列Data2x，Data2yを復調して出力する。
　図１３は、従来構成および実施例５の構成による復調信号例を示す。ここでは、周波数間隔Δｆ＝25ＧHzで波長多重された２つの 128Ｇbit/s ＤＰ－ＱＰＳＫ信号に適用した実験結果を示す。受信時のＯＳＮＲは15ｄＢになるように調整した。従来のＣＭＡを用いた復調信号では、シンボルレートが32Ｇboudの光信号に対して周波数間隔32ＧHzが波長多重分離の限界であった。一方、本発明構成では、シンボルレートが32Ｇboudの光信号に対して、周波数間隔25ＧHzの波長多重信号に対してもクロストーク成分が分離され、ＤＰ－ＱＰＳＫ信号が復調されていることが確認された。
　実施例６は、実施例５の位相同期回路２３に代えて、各ＬＯ光の光周波数間隔をΔＦに制御する代わりに、その周波数間隔ΔＦ' を測定する周波数差測定器を備える構成とする。周波数差測定器については、実施例２と同様の構成により対応できる。デジタル信号処理部２５は、各信号光と一方のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf11 ，Δf12 を決め、さらに測定した周波数間隔ΔＦ’から各信号光と他方のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf21 ，Δf22 を求め、それぞれの位相回転量Δf11 ，Δf12 ，Δf21 ，Δf22 を補償する構成である。その他の構成は、実施例１と同様である。
　以上説明したように、実施例１は、１つの信号光に対して２個のコヒーレント受信機を用いて検波した電気信号をデジタル信号処理部に入力し、それぞれ位相回転補償した信号をダイバーシチ信号処理して信号光を復調する構成である。実施例３は、１つの信号光に対してｐ個のコヒーレント受信機を用いて検波した電気信号をデジタル信号処理部に入力し、それぞれ位相回転補償した信号をダイバーシチ信号処理して信号光を復調する構成である。このように、コヒーレント受信機の数を増やすことにより、ダイバーシチ効果を高めることができる。
　実施例５は、２つの信号光に対して２個のコヒーレント受信機を用いて検波した電気信号をデジタル信号処理部に入力し、各コヒーレント受信機に対応する分散補償回路から出力される信号を信号光と同数の２つに分岐し、それぞれ位相回転補償した信号をダイバーシチ信号処理して２つの信号光を復調する構成である。このように、２つの信号光が波長多重伝送される場合でも、２個のコヒーレント受信機を各信号光に対して共用し、デジタル信号処理部内で分岐して各信号光ごとに処理する構成とすることにより、最小限の構成で２つの信号光を分離して復調することができる。
　なお、２つの信号光に対して、図４，図５に示す実施例３のように３以上のコヒーレント受信機を用い、デジタル信号処理部内で各コヒーレント受信機に対応する分散補償回路から出力される信号を信号光と同数に分岐して同様の処理を行い、ダイバーシチ効果を高めることも同様に可能である。
　さらに、３以上の信号光に対して、任意の複数のコヒーレント受信機を用い、図６および図７に示す実施例５のように、デジタル信号処理部内で各コヒーレント受信機に対応する分散補償回路から出力される信号を信号光と同数に分岐して同様の処理を行い、ダイバーシチ効果を高めることも同様に可能である。
　以下、実施例７として、２つの信号光に対して３個のコヒーレント受信機を用いる場合の構成例について説明する。
　図８は、本発明の実施例７の構成を示す。
　図８において、実施例７の光伝送システムは、送信部１０と受信部２０が光ファイバ伝送路５０を介して接続される。実施例７の送信部１０は、光周波数f1，f2の信号光を波長多重して送信する構成である。
　送信部１０は、信号光源１１－１，１１－２と、偏波多重ベクトル変調器１２－１，１２－２と、波長合波器１３とにより構成される。信号光源１１－１は、光周波数 f1 の光キャリア信号を出力する。信号光源１１－２は、光周波数 f2 の光キャリア信号を出力する。ここで、f1＜f2である。偏波多重ベクトル変調器１２－１は、信号光源１１－１から出力される光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列Data1x，Data1yで偏波多重変調した信号光を生成する。偏波多重ベクトル変調器１２－２は、信号光源１１－２から出力される光周波数 f2 の光キャリア信号を２つのデータ信号列Data2x，Data2yで偏波多重変調した信号光を生成する。波長合波器１３は、偏波多重ベクトル変調器１２－１，１２－２から出力される光周波数f1，f2の各信号光を合波した信号光を光ファイバ伝送路５０に出力する。
　受信部２０は、光カプラ２１と、コヒーレント受信機２２－１～２２－３と、位相同期回路２３と、ＬＯ光源２４－１～２４－３と、デジタル信号処理部２５とにより構成される。光カプラ２１は、光ファイバ伝送路５０を介して受信した波長多重信号光を３つに分岐してコヒーレント受信機２２－１～２２－３に入力する。ＬＯ光源２４－１は、信号光の光周波数 f1 と近接する光周波数f11 のＬＯ光をコヒーレント受信機２２－１に入力する。ＬＯ光源２４－２は、信号光の光周波数f1，f2と近接する光周波数f12 のＬＯ光をコヒーレント受信機２２－２に入力する。ＬＯ光源２４－３は、信号光の光周波数 f2 と近接する光周波数f13 のＬＯ光をコヒーレント受信機２２－３に入力する。このＬＯ光の光周波数 f11，f12, f13は、位相同期回路２３によりそれぞれ所定の光周波数間隔ΔＦ1 ，ΔＦ2 に制御される。ここで、 f11＜f12 ＜f13 、ΔＦ1 ＝ f12－f11 、ΔＦ2 ＝ f13－f12 である。コヒーレント受信機２２－１～２２－３は、光カプラ２１で分岐された光周波数f1，f2の信号光を光周波数 f11，f12, f13のＬＯ光でそれぞれコヒーレント検波してデジタル信号処理部２５に出力する。デジタル信号処理部２５は、コヒーレント受信機２２－１～２２－３から入力する電気信号をデジタル信号処理し、データ信号列Data1x，Data1yとデータ信号列Data2x，Data2yを復調する。
　実施例７では、ＬＯ光源２４－１～２４－３の光周波数 f11, f12, f13は、信号光の光周波数 f1, f2 のそれぞれ近傍に設定されるが、位相同期回路２３により、３つのＬＯ光の光周波数間隔ΔＦ1,ΔＦ2 は規定値に制御される。この制御により、図８に示すように、一方の信号光の光周波数f1とほぼ等しい仮想的な基準周波数f1' に対して、ＬＯ光源２４－１の周波数差Δf11 を設定すると、他のＬＯ光との周波数差Δf21 ，Δf31 は以下のように求まる。
　　Δf21 ＝Δf11 －ΔＦ1 
　　Δf31 ＝Δf21 －ΔＦ2 
　また、他方の信号光の光周波数f2とほぼ等しい仮想的な基準周波数f2' に対して、ＬＯ光源２４－１の周波数差Δf12 を設定すると、他のＬＯ光との周波数差Δf22 ，Δf32 は以下のように求まる。
　　Δf22 ＝Δf12 －ΔＦ1 
　　Δf32 ＝Δf22 －ΔＦ2 
　すなわち、各信号光の光周波数 f1, f2 に近接する仮想的な基準周波数f1',f2' を基準に、１つのＬＯ光による位相回転量Δf11 ，Δf12 を決めると、他のＬＯ光による位相回転量Δf21 ，Δf31 ，Δf22 ，Δf32 が求まる関係となる。デジタル信号処理部２５の位相回転補償回路では、コヒーレント受信機２２－１～２２－３から入力する電気信号に含まれる１つのＬＯ光による位相回転量Δf11 ，Δf12 を補償し、かつ他のＬＯ光による位相回転量Δf21 ，Δf31 ，Δf22 ，Δf32 を補償することにより、各ＬＯ光の周波数ゆらぎに影響されずに、波長多重伝送された各信号光のデータ信号列の復調が可能となる。　　
　実施例７においても図３に示す実施例２と同様に、３個のＬＯ光の光周波数間隔をΔＦ1 ，ΔＦ2 に制御する代わりに、その周波数間隔ΔＦ1'，ΔＦ2'を測定してデジタル信号処理部２５に与える構成としてもよい。
　図９は、本発明の実施例８の構成を示す。
　図９において、実施例８の光伝送システムは、図６に示す実施例５の光伝送システムにおける送信部１０の信号光源１１－１，１１－２の光周波数f1，f2と、受信部２０のＬＯ光源２４－１，２４－２の光周波数 f11，f12 がほぼ等しくなるように設定する。すなわち、ＬＯ光源２４－１の光周波数f11 は、一方の信号光の光周波数f1とほぼ等しい周波数f1' に設定し、ＬＯ光源２４－２の光周波数f12 は、他方の信号光の光周波数f2とほぼ等しい周波数f2' に設定する。
　さらに、送信部１０の信号光源１１－１，１１－２の光周波数f1，f2は、位相同期回路１４により所定の光周波数間隔ΔＦに制御される。受信部２０のＬＯ光源２４－１，２４－２の光周波数 f11，f12 は、位相同期回路２３により所定の光周波数間隔ΔＦに制御される。よって、２つの信号光と２つのＬＯ光は、それぞれの光周波数間隔ΔＦが等しく制御されながら、ほぼ等しい光周波数関係が維持される。
　実施例８では、ＬＯ光源２４－１，２４－２の光周波数 f11，f12 は、それぞれ信号光の光周波数 f1, f2 にほぼ等しい光周波数 f1'，f2' に設定されるが、位相同期回路１４，２３により、２つの信号光および２つのＬＯ光の光周波数間隔ΔＦは規定値に制御される。この制御により、一方のＬＯ光源の光周波数を f11＝f1' に設定すると、他方のＬＯ光の光周波数は f12＝f2' に制御され、図６に対応するΔf11 ，Δf12 ，Δf21 ，Δf22 は以下のようになる。
　　Δf11 ＝０
　　Δf22 ＝０
　　Δf12 ＝ΔＦ
　　Δf21 ＝－ΔＦ
　すなわち、各信号光の光周波数 f1, f2 にほぼ等しい周波数f1',f2' を基準に、一方のＬＯ光による位相回転量Δf12 を決めると、他方のＬＯ光による位相回転量Δf21 が求まる関係となる。デジタル信号処理部２５の位相回転補償回路では、コヒーレント受信機２２－１，２２－２から入力する電気信号に含まれる他方のＬＯ光による位相回転量Δf12 ，Δf21 を補償することにより、各ＬＯ光の周波数ゆらぎに影響されずに、波長多重伝送された各信号光のデータ信号列の復調が可能となる。
　図１０は、実施例８のデジタル信号処理部２５の構成例を示す。
　図１０において、コヒーレント受信機２２－１～２２－２から出力された直交する偏波成分に相当するそれぞれ２つの複素信号は、Ａ／Ｄコンバータ１－１１，１－１２，１－２１，１－２２によってサンプリング周期Ｔでデジタル信号に変換された後、分散補償回路２－１１，２－１２，２－２１，２－２２に入力される。各分散補償回路は、入力された各複素信号に対して光ファイバ伝送路５０における総波長分散量に相当する共通の分散補償を施し、複素信号Ｅ1x，Ｅ1y，Ｅ2x，Ｅ2yを出力する。
　分散補償回路２－１１，２－１２から出力された複素信号Ｅ1x，Ｅ1yは、そのまま波形等化回路４－１に入力する。位相回転補償回路３－121 ，３－122 は、分散補償回路２－２１，２－２２から複素信号Ｅ2x，Ｅ2yを入力し、光周波数f1の信号光と光周波数f12 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf21 を補償した複素信号Ｅ2tx ，Ｅ2ty を出力する。
　分散補償回路２－２１，２－２２から出力された複素信号Ｅ2x，Ｅ2yは、そのまま波形等化回路４－２に入力する。位相回転補償回路３－211 ，３－212 は分散補償回路２－１１，２－１２から複素信号Ｅ1x，Ｅ1yを入力し、光周波数f2の信号光と光周波数f11 のＬＯ光の周波数差による位相回転量Δf12 を補償した複素信号Ｅ1tx ，Ｅ1ty を出力する。　
　波形等化回路４－１は、複素信号Ｅ1x，Ｅ1y，Ｅ2tx ，Ｅ2ty を入力し、偏波成分ごとに最尤推定によりＦＩＲフィルタの適応信号処理を行い、複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yを出力する。この複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yには、信号光の光周波数f1と各ＬＯ光の光周波数f11 との周波数差および位相差によって生じる位相回転残留成分が含まれる。
　位相推定回路５－１１，５－１２は、波形等化回路４－１から入力する複素信号Ｅ1X，Ｅ1Yの位相回転残留成分を補償した複素信号を識別回路６－１１，６－１２に出力する。識別回路６－１１，６－１２は、入力する複素信号からデータ信号列Data1x，Data1yを復調して出力する。
　波形等化回路４－２は、複素信号Ｅ2x，Ｅ2y，Ｅ1tx ，Ｅ1ty を入力し、偏波成分ごとに最尤推定によりＦＩＲフィルタの適応信号処理を行い、複素信号Ｅ2X，Ｅ2Yを出力する。この複素信号Ｅ2X，Ｅ2Yには、信号光の光周波数f2と各ＬＯ光の光周波数f12 との周波数差および位相差によって生じる位相回転残留成分が含まれる。
　位相推定回路５－２１，５－２２は、波形等化回路４－２から入力する複素信号Ｅ2X，Ｅ2Yの位相回転残留成分を補償した複素信号を識別回路６－２１，６－２２に出力する。識別回路６－２１，６－２２は、入力する複素信号からデータ信号列Data2x，Data2yを復調して出力する。
　図１１は、本発明の実施例９の構成を示す。
　図１１において、実施例９の光伝送システムは、実施例８における位相同期回路１４により制御される信号光源１１－１，１１－２と、位相同期回路２３により制御されるＬＯ光源２４－１，２４－２に代えて、それぞれモードロック光源３２，４２を用い、さらに送受信共用構成としたことを特徴とする。すなわち、送受信部１０１で偏波多重変調され、さらに波長多重された信号光は、光ファイバ伝送路５０を介して送受信部１０２に伝送されて復調されるとともに、送受信部１０２で偏波多重変調され、さらに波長多重された信号光は、光ファイバ伝送路５０’を介して送受信部１０１に伝送されて復調される構成である。
　送受信部１０１のモードロック光源３２は、発振器３１から入力する周波数Δｆの信号を基に位相同期した均一な周波数間隔Δｆのｎ個の周波数f1，f2，…，fnのＣＷ光を発生する。ここで、ｎは２以上の整数、f1＜f2＜…＜fnとする。波長分波器３３は、モードロック光源３２からの出力を均一な周波数間隔Δｆのｎ個のＣＷ光に分波し、それぞれ波長多重ベクトル変調器１２－１～１２－ｎに入力する。その他の構成は、図９に示す実施例８と同様である。
　送受信部１０２のモードロック光源４２は、発振器４１から入力する周波数Δｆの信号を基に位相同期した均一な周波数間隔Δｆのｍ個の周波数 f1'， f2'，…，fm' のＣＷ光を発生する。ここで、ｍは２以上の整数、 f1'＜ f2'＜…＜fm' とする。波長分波器４３は、モードロック光源４２からの出力を均一な周波数間隔Δｆのｍ個のＣＷ光に分岐し、それぞれコヒーレント受信器２２－１～２２－ｍに入力する。その他の構成は、図９に示す実施例８と同様である。
　さらに、送受信部１０２のモードロック光源４２は、送受信部１０１のモードロック光源３２と同様に、均一な周波数間隔Δｆのｎ個の周波数f1，f2，…，fnのＣＷ光も発生する。波長分波器３３は、モードロック光源３２からの出力を均一な周波数間隔Δｆのｎ個のＣＷ光に分波し、それぞれ波長多重ベクトル変調器１２－１～１２－ｎに入力する。その他の構成は、図９に示す実施例８と同様である。
　送受信部１０１のモードロック光源３２は、送受信部１０２のモードロック光源４２と同様に、均一な周波数間隔Δｆのｍ個の周波数 f1'， f2'，…，fm' のＣＷ光も発生する。波長分波器４３は、モードロック光源３２からの出力を均一な周波数間隔Δｆのｍ個のＣＷ光に分波し、それぞれコヒーレント受信器２２－１～２２－ｍに入力する。その他の構成は、図９に示す実施例８と同様である。
　以上の構成により、送受信部１０１と送受信部１０２との間で、それぞれモードロック光源３２，４２を共用しながら、双方向で信号光伝送が可能となる。
　なお、図１に示す実施例１、図４に示す実施例３、図６に示す実施例５、図８に示す実施例７において、位相同期回路２３により制御されるＬＯ光源は、実施例９に示すモードロック光源を用いた構成に代えることができる。
　図１４は、本発明の実施例１０の構成を示す。
　図１４において、実施例１０の光伝送システムは、図１に示す実施例１の送信部１０と同様のＭ個の送信部１０－１～１０－Ｍと、受信部２０と同様のＭ個の受信部２０－１～２０－Ｍを備え、光ファイバ伝送路５０を介して異なる光周波数の信号光を波長多重伝送する構成である。ここで、Ｍは２以上の整数である。
　送信部１０－１は、偏波多重変調した光周波数 f1 の信号光を出力する。送信部１０－Ｍは、偏波多重変調した光周波数 fM の信号光を出力する。各光周波数の信号光は、波長合波器５１で波長多重されて光ファイバ伝送路５０に出力される。
　光ファイバ伝送路５０を介して受信した波長多重信号光は、波長分波器５２で波長分離されて各受信部２０－１～２０－Ｍに入力する。受信部２０－１は、光周波数 f1 の信号光を処理する。受信部２０－Ｍは、光周波数 fM の信号光を処理する。
　なお、送信部１０と受信部２０の構成は、図１に示す実施例１に限らず、他の実施例における構成であってもよい。
　１　　Ａ／Ｄコンバータ
　２　　分散補償回路
　３　　位相回転補償回路
　４　　波形等化回路
　５　　位相推定回路
　６　　識別回路
　１０　送信部
　１１　信号光源
　１２　偏波多重ベクトル変調器
　１３　波長合波器
　１４　位相同期回路
　２０　受信部
　２１　光カプラ
　２２　コヒーレント受信機
　２３　位相同期回路
　２４　ＬＯ光源
　２５　デジタル信号処理部
　２６　周波数差測定器
　３１，４１　発振器
　３２，４２　モードロック光源
　３３，４３　波長分波器
　５０　光ファイバ伝送路
　５１　波長合波器
　５２　波長分波器

Claims (8)

  1. 　光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、
    　前記送信部は、光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列で偏波多重変調した信号光を生成し、前記光ファイバ伝送路に送出する構成であり、
    　前記受信部は、前記信号光の光周波数 f1 と近接しかつ f11＜f12 である光周波数f11,f12 で、所定の光周波数間隔ΔＦに制御された２つのＬＯ光を用いて、前記信号光をそれぞれコヒーレント検波する２つのコヒーレント受信機と、各コヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、前記２つのデータ信号列を復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　前記２つのＬＯ光に対して、前記信号光の光周波数 f1 と近接する仮想的な基準周波数f1' が設定され、当該基準周波数f1' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf1が設定されたときに他方のＬＯ光の周波数差Δf2をΔf1－ΔＦから求める処理を行い、
    　前記２つのコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、前記周波数差Δf1，Δf2に起因して各電気信号に生じる位相回転を補償する複数の位相回転補償回路と、
    　前記複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う波形等化回路と、
    　前記波形等化回路の出力に対して前記信号光の光周波数 f1 と前記仮想的な基準周波数f1' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する位相推定回路と
    　を備えたことを特徴とする光伝送システム。
  2. 　請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記受信部は、前記２つのＬＯ光の光周波数間隔をΔＦに制御する代わりにその周波数間隔ΔＦ’を測定する周波数差測定器を備え、
    　前記デジタル信号処理部は、前記測定した周波数間隔ΔＦ’に基づいて、前記基準周波数f1' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf1を設定したときに他方のＬＯ光の周波数差Δf2をΔf1－ΔＦ’から求める処理を行う
    　ことを特徴とする光伝送システム。
  3. 　光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、
    　前記送信部は、光周波数 f1 の光キャリア信号を２つのデータ信号列で偏波多重変調した信号光を生成し、前記光ファイバ伝送路に送出する構成であり、
    　前記受信部は、前記信号光の光周波数 f1 と近接しかつ f11＜ f12＜…＜f1p 、ｐは３以上の整数である光周波数f11, f12, …, f1p で、それぞれ所定の光周波数間隔ΔＦ1 ～ΔＦ(p-1) に制御された第１のＬＯ光～第ｐのＬＯ光を用いて、前記信号光をそれぞれコヒーレント検波するｐ個のコヒーレント受信機と、各コヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、前記２つのデータ信号列を復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　前記第１のＬＯ光～第ｐのＬＯ光に対して、前記信号光の光周波数 f1 と近接する仮想的な基準周波数f1' が設定され、当該基準周波数f1' に対する第１のＬＯ光の周波数差Δf1が設定されたときに第２のＬＯ光の周波数差Δf2をΔf1－ΔＦ1 から求め、さらに第ｐのＬＯ光の周波数差ΔfpをΔf(p-1)－ΔＦ(p-1) から求める処理を行い、
    　前記ｐ個のコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、前記周波数差Δf1～Δfpに起因して各電気信号に生じる位相回転を補償する複数の位相回転補償回路と、
    　前記複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う波形等化回路と、
    　前記波形等化回路の出力に対して前記信号光の光周波数 f1 と前記仮想的な基準周波数f1' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する位相推定回路と
    　を備えたことを特徴とする光伝送システム。
  4. 　請求項３に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記受信部は、前記第１のＬＯ光～第ｐのＬＯ光の光周波数間隔をΔＦ1 ～ΔＦ(p-1) に制御する代わりにその周波数間隔ΔＦ1'～ΔＦ(p-1)'を測定する周波数差測定器を備え、
    　前記デジタル信号処理部は、前記測定した周波数間隔ΔＦ1'～ΔＦ(p-1)'に基づいて、前記基準周波数f1' に対する第１のＬＯ光の周波数差Δf1を設定したときに他のＬＯ光の周波数差Δf2～ΔfpをΔf1－ΔＦ1'～Δf(p-1)－ΔＦ(p-1)'から求める処理を行う
    　ことを特徴とする光伝送システム。
  5. 　光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、
    　前記送信部は、光周波数 f1 ，f2の光キャリア信号をそれぞれ２つのデータ信号列で偏波多重変調した第１の信号光および第２の信号光を生成し、さらに各信号光を波長多重して前記光ファイバ伝送路に送出する構成であり、
    　前記受信部は、前記信号光の光周波数 f1 ，f2とそれぞれ近接しかつ f11＜f12 である光周波数 f11，f12 で、所定の光周波数間隔ΔＦに制御された２つのＬＯ光を用いて、前記波長多重伝送された信号光をそれぞれコヒーレント検波する２つのコヒーレント受信機と、各コヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、前記第１の信号光で伝送された前記２つのデータ信号列と、前記第２の信号光で伝送された前記２つのデータ信号列とを復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　前記２つのＬＯ光に対して、前記信号光の光周波数 f1 ，f2とそれぞれ近接する仮想的な基準周波数 f1'，f2' が設定され、当該基準周波数 f1'，f2' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf11 ，Δf12 が設定されたときに、他方のＬＯ光の周波数差Δf21 ，Δf22 をΔf11 －ΔＦ，Δf12 －ΔＦから求める処理を行い、
    　前記２つのコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、前記周波数差Δf11 ，Δf21 に起因して各電気信号に生じる位相回転を補償し、前記第１の信号光で伝送された信号成分を分離して出力する第１の複数の位相回転補償回路と、
    　前記第１の複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う第１の波形等化回路と、
    　前記第１の波形等化回路の出力に対して前記第１の信号光の光周波数 f1 と前記仮想的な基準周波数f1' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する第１の位相推定回路と、
    　前記２つのコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、前記周波数差Δf12 ，Δf22 に起因して各電気信号に生じる位相回転を補償し、前記第２の信号光で伝送された信号成分を分離して出力する第２の複数の位相回転補償回路と、
    　前記第２の複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う第２の波形等化回路と、
    　前記第２の波形等化回路の出力に対して前記信号光の光周波数 f2 と前記仮想的な基準周波数f2' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する第２の位相推定回路と
    　を備えたことを特徴とする光伝送システム。
  6. 　請求項５に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記受信部は、前記２つのＬＯ光の光周波数間隔をΔＦに制御する代わりにその周波数間隔ΔＦ’を測定する周波数差測定器を備え、
    　前記デジタル信号処理部は、前記測定した周波数間隔ΔＦ’に基づいて、前記基準周波数f1' ，f2' に対する一方のＬＯ光の周波数差Δf11 ，Δf12 が設定されたときに、他方のＬＯ光の周波数差Δf21 ，Δf22 をΔf11 －ΔＦ' ，Δf12 －ΔＦ’から求める処理を行う
    　ことを特徴とする光伝送システム。
  7. 　光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部との間で信号光を伝送する光伝送システムにおいて、
    　ｎ，ｍを２以上の整数、ｋを１～ｎの整数、ｉを２～ｍの整数としたときに、
    　前記送信部は、光周波数f1～fnの光キャリア信号をそれぞれ２つのデータ信号列で偏波多重変調したｎ個の信号光を生成し、さらにｎ個の信号光を波長多重して前記光ファイバ伝送路に送出する構成であり、
    　前記受信部は、前記信号光の光周波数f1～fnと近接しかつ f11＜f12 ＜…＜f1m である光周波数 f11～f1m で、それぞれ所定の光周波数間隔ΔＦ1 ～ΔＦ(m-1) に制御されたｍ個のＬＯ光を用いて、前記信号光をそれぞれコヒーレント検波するｍ個のコヒーレント受信機と、ｍ個のコヒーレント受信機から出力される電気信号を入力してデジタル信号処理を施し、２×ｎ個の前記データ信号列を復調するデジタル信号処理部とを備えた構成であり、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　前記ｍ個のＬＯ光に対して、前記信号光の光周波数 fk と近接する仮想的な基準周波数fk' が設定され、当該基準周波数fk' に対する１つのＬＯ光の周波数差Δfkが設定されたときに他のＬＯ光の周波数差ΔfiをΔf(i-1)－ΔＦ(i-1) から求める処理を行い、
    　前記ｍ個のコヒーレント受信機から出力される各電気信号を入力し、前記周波数差Δfkに起因して各電気信号に生じる位相回転を補償する複数の位相回転補償回路と、
    　前記複数の位相回転補償回路の出力に対して適応等化処理を行う波形等化回路と、
    　前記波形等化回路の出力に対して前記信号光の光周波数 fk と前記仮想的な基準周波数fk' の周波数差によって生じる位相回転の残留成分を補償する位相推定回路と
    　を備えたことを特徴とする光伝送システム。
  8. 　請求項７に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記受信部は、前記ｍ個のＬＯ光の光周波数間隔をΔＦ1 ～ΔＦ(m-1) に制御する代わりにその周波数間隔ΔＦ1 ’～ΔＦ(m-1) ’を測定する周波数差測定器を備え、
    　前記デジタル信号処理部は、前記測定した周波数間隔ΔＦ1 ’～ΔＦ(m-1) ’に基づいて、前記基準周波数fk' に対する１つのＬＯ光の周波数差Δfkを設定したときに他のＬＯ光の周波数差ΔfiをΔf(i-1)－ΔＦ(i-1) から求める処理を行う
    　ことを特徴とする光伝送システム。
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