JP4872003B2 - 光ｏｆｄｍ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法 - Google Patents

Description

本発明は、光通信に関する。特に、本発明は、光ＯＦＤＭ(orthogonal frequency division multiplexing)伝送システムの光ＯＦＤＭ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法に関する。
本願は、２００８年２月２２日に日本へ出願された特願２００８−０４１３０６号、および、２００８年９月１９日に日本へ出願された特願２００８−２４１４８９号に基づき優先権を主張し、それらの内容をここに援用する。

インターネット等のトラフィックの増大により光伝送システムの大容量化が望まれているが、現在、光ファイバの伝送可能な帯域はほぼ限界近くまで使用されており、同じ伝送帯域でさらに多くの情報を伝達できる周波数利用効率の良い伝送方式が望まれている。ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing;直交周波数分割多重)は光周波数の直交性を利用し、隣接チャネルの信号が重なった状態でも干渉が無く信号を伝達できるため、周波数利用効率を増大でき、次世代の光通信方式として期待されている。

光ＯＦＤＭ信号を受信する方法として、コヒーレント受信をし、無線技術で用いられる手法を利用したサブキャリア分離が行われている（例えば、非特許文献１参照）。また、光ＯＦＤＭ信号を受信する別の方法として、光領域でマッハツェンダ遅延干渉計を用いてサブキャリアを分離し、直接受信（二乗検波）する方法が行われている（例えば、特許文献１、非特許文献２参照）。

S. L. Jansen, I. Morita, and H. Tanaka,"16x52.5-Gb/s, 50-GHz spaced, POLMUX-CO-OFDM transmission over 4,160 km of SSMF enabled by MIMO processing", ECOC2007, PD1.3, Berlin, Germany 日本特許３７８９７８４号 A. Sano, H. Masuda, E. Yoshida, T. Kobayashi, E. Yamada, Y. Miyamoto, F. Inuzuka, Y. Hibino, Y. Takatori, K. Hagimoto, T. Yamada, and Y. Sakamaki, "30 x 100-Gb/s all-optical OFDM transmission over 1300 km SMF with 10 ROADM nodes", ECOC2007, PD1.7, Berlin, Germany

非特許文献１では、無線と同様な方式で光ＯＦＤＭ信号を受信している。このため、ガードインターバルやトレーニング信号といった情報データ以外の信号も伝送しなければならず、１０パーセントから２０パーセント伝送レートが高くなるといった課題がある。そのために、電気回路への要求速度が増大する他、信号帯域が拡大し、情報データのみを伝送する場合に比較して周波数利用効率が低下する。

また、特許文献１、非特許文献２の方式では、光の直接受信を利用しているため、コヒーレント受信に比べて受信感度が劣る。また、電気領域での位相情報を利用した信号処理による等化、すなわち偏波分散補償、波長分散補償、帯域補償等ができないため、偏波分散、波長分散、帯域制限による劣化を引き起こしやすいという課題がある。

本発明は、このような背景の下に行われたものであって、以下に示すような利点が得られる光ＯＦＤＭ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法を提供することを目的とする。
・単純な回路で光ＯＦＤＭ信号を分離できる。
・受信感度が優れている。
・偏波分散、波長分散、帯域制限等によるシンボル間干渉を補償できる。
・偏波多重の光ＯＦＤＭ信号に対しては、等化器により偏波分離を行うことができる。
・ディジタル信号処理により、損失、帯域等の制限を受けることがなく波長分散を補償することができる。
・ガードインターバルやトレーニング信号といった電気回路への要求速度を増大させる信号を伝送する必要が無い。したがって、電気回路への要求速度が増大することも無く、信号帯域が拡大して周波数利用効率が低下することもない。

本発明の第１の態様によるサブキャリア分離回路は、２つのサブキャリアＡおよびＢからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離回路であって、受信信号光と第一の局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する第一の光受信回路と、このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換する第一のアナログ・ディジタル変換回路と、この変換されたディジタル信号を前記サブキャリアＡの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする第一の周波数シフト回路と、この周波数シフトされた信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＡの成分を分離する第一の演算回路とを備えている。

本発明のサブキャリア分離回路において、前記第一の演算回路は、前記周波数シフトされた前記信号を１／２シンボル時間遅延する遅延器と、前記周波数シフトされた前記信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した前記信号とを加算して前記サブキャリアＡの前記成分を分離する加算器とを備えていても良い。

本発明のサブキャリア分離回路において、前記第一の演算回路は、前記加算に加えて、さらに、前記周波数シフトされた信号から前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号を減算して前記サブキャリアＢの成分を分離するようにしても良い。

本発明のサブキャリア分離回路において、前記第一のアナログ・ディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号を前記サブキャリアＢの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする第二の周波数シフト回路と、この周波数シフトされた信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＢの成分を分離する第二の演算回路とをさらに備えるようにしても良い。

本発明のサブキャリア分離回路において、前記受信信号光と第二の局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する第二の光受信回路と、この第二の光受信回路から出力された前記ベースバンド電気信号をディジタル信号に変換する第二のアナログ・ディジタル変換回路と、前記第二のアナログ・ディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号を前記サブキャリアＢの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする第二の周波数シフト回路と、前記第二の周波数シフト回路により周波数シフトされた信号と前記第二の周波数シフト回路により周波数シフトされた前記信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＢの成分を分離する第二の演算回路とをさらに備えるようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器は、本発明のサブキャリア分離回路と、第一の復調器とを備え、前記第一の演算回路は、分離された前記サブキャリアＡの前記成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、前記第一の復調器は、前記第一の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する。
本発明の光ＯＦＤＭ受信器は、本発明のサブキャリア分離回路と、第一の復調器とを備え、前記第一の演算回路は、分離された前記サブキャリアＢの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、前記第一の復調器は、前記第一の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する。
本発明の光ＯＦＤＭ受信器は、本発明のサブキャリア分離回路と、第二の復調器とを備え、前記第二の演算回路は、分離された前記サブキャリアＢの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、前記第二の復調器は、前記第二の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する。
本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記第一の局部発振光を前記サブキャリアＡまたはＢの光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う各演算回路が前記サブキャリアＡまたはＢの前記光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定するようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器は、本発明のサブキャリア分離回路と、第二の復調器とを備え、前記第二の演算回路は、分離された前記サブキャリアＢの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、前記第二の復調器は、前記第二の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する。
本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記第一の演算回路は、分離された前記サブキャリアＡの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、前記第一の光受信回路については、前記第一の局部発振光を前記サブキャリアＡの中心の光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う前記第一の演算回路が前記サブキャリアＡの中心の光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定し、前記第二の光受信回路については、前記第二の局部発振光を前記サブキャリアＢの中心の光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う前記第二の演算回路が前記サブキャリアＢの中心の光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定するようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記第一の局部発振光を前記サブキャリアＡと前記サブキャリアＢとの間の中心の光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う各演算回路が前記サブキャリアＡと前記サブキャリアＢとの間の中心の光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定するようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記第一の演算回路は、トランスバーサルフィルタから構成される等化器と、このトランスバーサルフィルタの係数を、前記第一の演算回路への入力信号と前記入力信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算するような設定とする第一のモードに設定する設定部とを備えたディジタル信号処理回路であっても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記設定部は、前記第一のモード、または、前記第一の演算回路への前記入力信号から前記入力信号を１／２シンボル時間遅延した前記信号を減算するような設定とする第二のモードのいずれか一方のモードを選択し、前記第一の復調器は、前記第一のモードの設定時に前記サブキャリアＡの信号を取得し、前記第二のモードの設定時に前記サブキャリアＢの信号を取得するようにしても良い。

本発明のサブキャリア分離回路は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のサブキャリアからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離回路であって、各々が、受信信号光と少なくとも１系統の局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する少なくとも１系統の光受信回路と、各々が、このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換する少なくとも１系統のアナログ・ディジタル変換回路と、この変換されたディジタル信号を所望のサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフトするＮ系統の周波数シフト回路と、これらＮ系統の周波数シフト回路によりそれぞれ周波数シフトされた信号を所望のサブキャリアの信号帯域幅と同じ通過帯域の信号が通過するようにそれぞれ帯域制限するＮ系統の帯域制限フィルタと、これらＮ系統の帯域制限フィルタによりそれぞれ帯域制限された信号と前記帯域制限された前記信号を１／２シンボル時間遅延した信号とをそれぞれ加算して前記Ｎ個のサブキャリアの成分を分離するＮ系統の加算器とを備えている。

本発明のサブキャリア分離回路において、前記少なくとも１系統の局部発振光は、Ｎ系統の局部発振光であり、前記少なくとも１系統の光受信回路は、前記受信信号光と前記Ｎ系統の局部発振光とをそれぞれ入射してベースバンド電気信号にそれぞれ変換するＮ系統の光受信回路であり、前記少なくとも１系統のアナログ・ディジタル変換回路は、前記Ｎ系統の光受信回路からそれぞれ出力された前記ベースバンド電気信号をそれぞれディジタル信号に変換するＮ系統のアナログ・ディジタル変換回路であり、前記Ｎ系統の周波数シフト回路は、前記Ｎ系統のアナログ・ディジタル変換回路によりそれぞれ変換された前記ディジタル信号を前記所望のサブキャリアの前記中心周波数がゼロになるようにそれぞれ周波数シフトするようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器は、本発明のサブキャリア分離回路と、前記Ｎ個のサブキャリアの成分にそれぞれ等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行うＮ系統のディジタル信号処理回路と、これらＮ系統のディジタル信号処理回路によりそれぞれ前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理が行われた信号を復調するＮ系統の復調器とを備えている。
本発明光ＯＦＤＭ受信器において、前記Ｎ系統の局部発振光は、前記Ｎ系統の光受信回路のそれぞれについての所望のサブキャリアの中心周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う前記Ｎ系統のディジタル信号処理回路のそれぞれが前記所望のサブキャリアの中心光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定するようにしても良い。

本発明のサブキャリア分離回路は、Ｎ個のサブキャリアからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離回路において、受信信号光と局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する光受信回路と、このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換回路と、この変換されたディジタル信号に対し、最も低いまたは最も高いサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする周波数シフト回路と、この周波数シフト回路から出力される電気信号のシンボル位相を（ｋ／Ｎ）Ｔ（ｋは０からＮ−１までの整数、Ｔは１シンボル時間）で定まる時間だけ遅延させたＮ個の信号Ｅｋと、Ｎ系統の位相関係の係数の各系統に含まれるＮ個の係数とをそれぞれ乗算することにより、ｌ番目（ｌは０からＮ−１までの整数）の系統に含まれるＮ個の乗算信号のうちのｋ番目の乗算信号が

（ｊは虚数単位）で定まるＮ系統の乗算信号を求め、各系統に含まれるＮ個の乗算信号を加算してＮ系統の加算信号を求めて、前記Ｎ個のサブキャリアの成分を分離する演算回路とを備えている。

本発明サブキャリア分離回路において、前記演算回路は、前記周波数シフト回路から出力される前記電気信号をＮ分岐する分岐部と、前記分岐部の後に接続され、これら分岐した信号のシンボル位相をそれぞれ（ｋ／Ｎ）Ｔで定まる前記時間だけ遅延させて前記Ｎ個の信号Ｅｋを出力する遅延部と、前記遅延部により遅延された前記Ｎ個の信号Ｅｋを加算するＮ個の加算部と、前記遅延部と前記加算部との間に設けられ、ｌ番目の加算部へ入力される信号のうちｋ番目に入力される前記信号Ｅｋに対して、前記位相関係の係数のうちｌ番目の系統に含まれるｋ番目の係数を乗算する乗算部とを備えていても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器は、本発明のサブキャリア分離回路と、Ｎ個の復調器とを備え、前記演算回路は、分離された前記Ｎ個のサブキャリアの成分に対してそれぞれ等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、前記Ｎ個の復調器は、前記演算回路の出力信号からＮ個のサブキャリアの信号をそれぞれ復調する。
本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記演算回路は、前記周波数シフト回路から出力される前記電気信号に対して前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行うディジタル信号処理回路であり、このディジタル信号処理回路は、Ｎタップの（１／Ｎ）Ｔの遅延タップを持つＮ次のトランスバーサルフィルタ型適応等化器を含み、このトランスバーサルフィルタ型適応等化器は、ｌ番目の出力端子へ入力されるｋ番目の入力信号Ｅｋに対してタップ係数を乗算して、

で定まる乗算信号を出力する乗算部を有し、このタップ係数を乗算するようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記光受信回路は光直交受信回路であっても良い。
本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記信号光は偏波多重信号であって、前記光受信回路の各々は偏波ダイバーシティ型光受信回路であり、前記アナログ・ディジタル変換回路の各々は、Ｘ偏波信号用とＹ偏波信号用との２組のアナログ・ディジタル変換回路で構成され、前記復調器の各々は、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号とに対して復調を行うようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記アナログ・ディジタル変換回路の各々により変換されたディジタル信号に対して、ディジタル信号処理により伝送路の波長分散を補償する波長分散補償回路を備えるようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、前記波長分散補償回路は、トランスバーサルフィルタにより構成されるようにしても良い。

本発明光ＯＦＤＭ受信器において、前記波長分散補償回路は、離散フーリエ変換を行って時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する離散フーリエ変換部と、フーリエ変換された各周波数成分の信号に対して波長分散による位相回転と逆の位相回転を与える等化部と、この等化部から出力される周波数領域の信号に対し離散逆フーリエ変換を行って時間領域の信号に変換して出力する離散逆フーリエ変換部とを備えるようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、サブキャリア間の伝播遅延時間差から伝送ファイバの波長分散量を測定し、前記波長分散補償回路の分散補償量を設定する分散測定部を備えるようにしても良い。

本発明の光ＯＦＤＭ受信器において、各々のサブキャリアに対する前記復調器の各々の出力信号に対して差動復号化を行う差動復号化器を備えるようにしても良い。

また、本発明を、本発明の光ＯＦＤＭ受信器を備えた光伝送システムとしての観点から観ることもできる。

本発明サブキャリア分離方法は、２つのサブキャリアＡおよびＢからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離方法において、受信信号光と局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換し、このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換し、この変換されたディジタル信号を前記サブキャリアＡの中心周波数がゼロになるように周波数シフトし、この周波数シフトされた信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＡの成分を分離する。

本発明によれば、遅延器，加算器，減算器といった単純な回路を用いて光ＯＦＤＭ信号を分離することができる。また、本発明によれば、コヒーレント受信を用いているため、光の直接受信に比べて受信感度が優れている。また、本発明によれば、ディジタル信号処理による等化を行うため、偏波分散、波長分散、帯域制限等によるシンボル間干渉を補償できる。また、本発明によれば、偏波多重の光ＯＦＤＭ信号に対しては、等化器により偏波分離を行うことができる。また、本発明はガードインターバルやトレーニング信号といった情報データ以外の信号を伝送する必要が無いため、電気回路への要求速度が増大することも無く、信号帯域が拡大して周波数利用効率が低下することもない。また、本発明によれば、ディジタル信号処理により、損失、帯域等の制限を受けることがなく波長分散を補償することができるので分散補償量を大幅に向上できる。

第一の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第一の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成の具体例を示す図である。 第一の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図である。 第一の実施形態において２サブキャリアのＯＦＤＭ信号の分離を説明する図であって、周波数シフト回路から出力される信号を示す図である。 第一の実施形態において２サブキャリアのＯＦＤＭ信号の分離を説明する図であって、周波数シフト回路の出力信号を１／２シンボルだけ遅延させた信号を示す図である。 第一の実施形態において２サブキャリアのＯＦＤＭ信号の分離を説明する図であって、図４Ａおよび図４Ｂに示した２つの信号の和を示す図である。 第一の実施形態において２サブキャリアのＯＦＤＭ信号の分離を説明する図であって、図４Ａおよび図４Ｂに示した２つの信号の差を示す図である。 第二の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第三の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第三の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図であって、局発光の周波数を信号光のサブキャリアＡの中心周波数近傍に設定した場合の図である。 第三の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図であって、局発光の周波数を信号光のサブキャリアＢの中心周波数近傍に設定した場合の図である。 第四の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図である。 第五の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第六の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第七の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第七の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図である。 第八の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第九の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成の具体例を示すブロック図である。 第十の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 図１５に示す波長分散補償回路のトランスバーサルフィルタを示す図である。 第十一の実施形態による波長分散補償回路の構成を示すブロック図である。 図１７に示す波長分散補償回路の動作を説明するための図である。 第十二の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の波長分散補償回路の構成を示すブロック図である。 図１９に示す波長分散補償回路の動作を説明するための図である。 第十三の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 第十四の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。 図２２に示す光ＯＦＤＭ受信器における波長１５７４．５ｎｍ、５０ＧＨｚ間隔、１０波長の１１１Ｇｂｉｔ／ｓ、偏波多重２サブキャリアＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号を、分散シフトファイバで線形中継伝送した場合のＱ値の伝送距離依存性の測定結果を示す図である。 各サブキャリアに対して、前のシンボルとの差分をとって復号化する方式を説明する図である。 同一シンボル内で、サブキャリア同士で差分をとって復号化する方式を説明する図である。

符号の説明

１、１Ａ、１Ｂ、１−１、１−２、…、１−Ｎ 局発光
２、２Ａ、２Ｂ、２−１、２−２、…、２−Ｎ 光直交受信回路
３、３Ａ、３Ｂ、３−１、３−２、…、３−Ｎ アナログ・ディジタル変換回路
４、４Ａ、４Ｂ、４−１、４−２、…、４−Ｎ 周波数シフト回路
５、５Ａ、５Ｂ、５−１、５−２、…、５−Ｎ 遅延器
６、６Ａ、６Ｂ、６−１、６−２、…、６−Ｎ 加算器
７ 減算器
８、８Ａ、８Ｂ、８−１、８−２、…、８−Ｎ ディジタル信号処理回路
９、９Ａ、９Ｂ、９−１、９−２、…、９−Ｎ 復調器
１０ ディジタル信号処理回路（トランスバーサルフィルタの係数がＯＦＤＭサブキャリア分離演算と一致するように設定した等化器）
１１−１、１１−２、…、１１−Ｎ 帯域制限フィルタ
２１ ９０度光ハイブリッドカプラ
２２ バランスド受信器
２３ リサンプル回路
２４ ＣＭＡアルゴリズムを用いた適応等化器
２５ キャリア位相リカバリ回路
２６ ＬＭＳアルゴリズムを用いた適応等化器
２７、２７Ａ、２７Ｂ、２７Ｃ 波長分散補償回路
３０、４０ 直／並列変換部
３１、４１ 離散フーリエ変換部
３２、４２ 等化部
３３、４３ 離散逆フーリエ変換部
３４、４６ 並／直列変換部
３５、４５ データ保持部
４４ 加算回路
５０ 分散測定回路
６０ 差動復号化部

以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。

（第一の実施形態）
図１を参照して本発明の第一の実施形態の光ＯＦＤＭ受信器の構成を説明する。図１は、本発明の第一の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。信号光は２サブキャリアの光ＯＦＤＭ信号であり、各サブキャリアは各々たとえばＱＰＳＫ（４相位相シフト変調）で変調されているものとする。なお、以下では局部発振光を局発光と略す。局発光１は連続光である。各サブキャリアの変調フォーマットは、ＱＰＳＫの他に、ＢＰＳＫ（２相位相シフト変調）、強度変調、直交振幅変調、多値位相変調等の任意の変調方式が可能である。

情報を送る符号の１単位を１シンボルといい、各サブキャリアの信号は、例えば、１１．１ＧＳｙｍｂｏｌｓ／ｓ（＝１１．１ＧＢａｕｄ／ｓ）等で変調されているものとする。ＱＰＳＫの場合は、１Ｓｙｍｂｏｌで４値（２の２乗）の値を取ることが出来るので、情報の伝達速度としては２２．２Ｇｂｉｔ／ｓとなる。

ＯＦＤＭ信号において、複数のサブキャリアからなる合成信号は、ＯＦＤＭブロックまたはＯＦＤＭフレームと呼ばれ、また、送信側では、全サブキャリアのシンボルの開始時刻と終了時刻は一致しているのが望ましく、これをスキューが無いという。また、本発明の光ＯＦＤＭ受信器を用いる光伝送システム、光伝送方法では、ガードインターバルやトレーニングシンボルが無く、ＯＦＤＭブロックの長さと各サブキャリアのシンボルの長さは一致し、１ＯＦＤＭブロックは１シンボルと等しい。そこで、本発明では１ＯＦＤＭブロックと１シンボルを区別せずに説明する。

信号光と局発光１を９０度光ハイブリッドカプラと光検出器とから構成される光直交受信回路２に入射する。光直交受信回路２では、９０度光ハイブリッドカプラの出力で信号光のＩ相成分とＱ相成分に分離され、Ｉ相成分とＱ相成分が各々、光検出器で電気信号に変換される。光検出器としては、バランスドレシーバとバランスドレシーバでない通常の光検出器が考えられるが、バランスドレシーバの方が受信感度とＤＣオフセットの除去の点からは望ましい。

信号光と局発光１とは偏波方向が一致していないと信号光のＩ相成分とＱ相成分が発生しないので、通常は、９０度光ハイブリッドカプラは偏波ダイバーシティ構成にする。すなわち、信号光成分を偏波ビームスプリッタでＸ偏波とＹ偏波に分離し、また、局発光を１：１に２分岐し、２つの９０度光ハイブリッドカプラに入射する。

すなわち、Ｘ偏波用の９０度光ハイブリッドカプラに信号光のＸ偏波成分と局発光の半分をＸ偏波に一致させた成分とを入射すると、９０度光ハイブリッドカプラの出力で信号光のＸ偏波成分のＩ相成分とＱ相成分に分離され、Ｘ偏波成分のＩ相成分とＱ相成分が各々、光検出器で電気信号に変換される。また、Ｙ偏波用の９０度光ハイブリッドカプラに信号光のＹ偏波成分と局発光の半分をＹ偏波に一致させた成分とを入射すると、９０度光ハイブリッドカプラの出力で信号光のＹ偏波成分のＩ相成分とＱ相成分に分離され、Ｙ偏波成分のＩ相成分とＱ相成分が各々、光検出器で電気信号に変換される。

あるいは、偏波ダイバーシティ構成にせずに、局発光の偏波方向を信号光の偏波に一致させるように制御してもよい。そのためには、９０度光ハイブリッドカプラの出力から発生する信号光のＩ相成分とＱ相成分が最大になるように偏波コントローラ等を用いて局発光の偏波方向を制御する。あるいは、信号光の偏波方向を検出する偏波検出器を光直交受信回路内に設置し、局発光の偏波方向が信号光の偏波に一致するように偏波コントローラ等を用いて局発光の偏波方向を制御してもよい。

アナログ・ディジタル変換回路３により、信号光のＩ相成分とＱ相成分からなるアナログの電気信号は時間において離散化され（標本化またはサンプリング）、また、数値的に量子化されたディジタル信号に変換される。信号光のＩ相成分とＱ相成分の２つの成分があるから、２つのアナログ・ディジタル変換回路を用いる。また、偏波ダイバーシティ構成を用いるときは、Ｘ偏波成分のＩ相成分とＱ相成分およびＹ偏波成分のＩ相成分とＱ相成分の４つの成分があるため、４つのアナログ・ディジタル変換回路を用いる。アナログ・ディジタル変換回路としては、４ビットから１６ビット程度の精度を用いる。我々の実験による検証においては８ビット精度のアナログ・ディジタル変換回路を用いた。

サンプリング速度は後述するディジタル信号処理回路８を構成する等化器の動作に関係する。シンボル速度と等しい速度でサンプリングし、シンボルレートで動作する等化器を用いて等化した場合（シンボルレート等化器）、標本時刻が例えばシンボルの中心に最適化された場合は、信号の全情報を得て信号を等化することができるが、標本時刻をシンボルの中心に最適化できない場合には、等化性能が劣化する。標本時刻をシンボルの中心に最適化できない場合には、分数間隔で標本化し、分数間隔等化器を用いて等化することで、標本化のタイミング位相を考慮せずに済む。したがって、シンボル速度の２倍以上でオーバーサンプリングし、分数間隔等化器を用いて等化することが望ましい。

また、後述するように、２サブキャリアのＯＦＤＭ信号を分離するためには、１／２シンボルの遅延を行うので、２の倍数でオーバーサンプリングする。さらにこのとき、サブキャリアの分離を行うと、サブキャリア信号として有効な成分は１シンボル時間の半分にのみ含まれるため、この部分を用いて分数間隔で標本化し、分数間隔等化器を用いて等化するためには、シンボル速度の４倍以上でオーバーサンプリングし、分数間隔等化器を用いて等化することが望ましい。

我々の実験による検証においては、シンボル速度の４倍でサンプリングした。すなわち１シンボルを４点でサンプリングしたので４Ｓａｍｐｌｅ／Ｓｙｍｂｏｌである。我々の実験による検証においては、シンボル速度が１１．１ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓであるので、サンプリング速度は４４．４ＧＳａｍｐｌｅ／ｓである。このサンプリングを得るために、実際に４４．４ＧＳａｍｐｌｅ／ｓでサンプリングしてもよいし、また、数値的補間等を用いて、他のサンプリング速度でサンプリングした信号をリサンプリングしてもよい。我々の実験による検証においても、５０ＧＳａｍｐｌｅ／ｓでサンプリングした信号を４４．４ＧＳａｍｐｌｅ／ｓへリサンプリングした。

ディジタル信号はＩ、Ｑ信号を一括して扱う場合は、複素数として一括して扱うことが出来る。Ｉ、Ｑ信号を別々に扱う場合は、それぞれを別々の実数として扱い、Ｉ信号用、Ｑ信号用にそれぞれの回路が必要である。本発明の説明では、アナログ回路ではＩ、Ｑ信号を実数として別々に扱い、ディジタル信号に変換後は、一括して複素数として扱って説明する。

次に、周波数シフト回路（自動周波数制御回路）４を用いて、２つのサブキャリア信号Ａ，Ｂからなる光ＯＦＤＭ信号がディジタルに変換された電気信号において、一方のサブキャリア、例えば、サブキャリアＡの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする。周波数シフト回路４の働きは、後述するディジタル信号処理回路８においてサブキャリア周波数の周波数ずれ、位相ずれを検出し、そのずれがゼロになるように、周波数シフト回路４において信号の周波数をシフトさせることにある。周波数シフト回路４への入力信号はディジタル信号であるので、信号の周波数をｆだけシフトするためにはディジタル信号にｅｘｐ（ｊ２πｆｔ）を掛けることにより実現する（ｊは虚数単位、ｔは時間）。

次に、加算器６によって、遅延器５を用いて周波数シフト回路４の出力信号を１／２シンボル（１／２ＯＦＤＭブロックに等しい）だけ遅延させた信号と、遅延させない信号との和の演算を行う。和の演算により、２つのサブキャリアのうち、サブキャリアＡ成分を取り出し、また、他方のサブキャリアＢ成分を除去する。また、減算器７によって、周波数シフト回路４の出力信号を１／２シンボル（１／２ＯＦＤＭブロックに等しい）だけ遅延させた信号と、遅延させない信号との差の演算を行う（すなわち、周波数シフトされた信号から、この周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延させた信号を減算する）ことにより、サブキャリアＡ成分を除去し、また、サブキャリアＢ成分を取り出す。これらの動作をＯＦＤＭサブキャリア分離演算と呼ぶことにする。この動作については後で図４Ａ〜図４Ｄを用いて説明する。

ディジタル信号処理回路８の一つの構成例として、適応等化器とキャリア位相リカバリ回路とからなり、取り出されたサブキャリア成分の信号を等化し、送信器の変調信号を推定する構成が挙げられる。

等化器（第１の等化器）としてトランスバーサルフィルタから構成される線形等化器を用いることができる。また、ディシジョンフィードバックを備えた非線形等化器を用いることが出来る。

等化器のトランスバーサルフィルタの係数を決定するアルゴリズムはＣＭＡ(Constant Modulus Algorithm:定包絡線アルゴリズム）を用いる。ＣＭＡは、サブキャリアの位相情報を使用せず、また、振幅が一定であるという情報のみで等化器の係数を決定できるため、トレーニング信号を用いないブラインド等化をすることができる。

さらに、ＣＭＡで等化してキャリア位相リカバリをして復調した信号をトレーニング信号の代わりとしてＬＭＳ(Least Mean Square:最小平均自乗）、ＲＬＳ(Recursive Least Square:逐次最小二乗）アルゴリズムを用いた第２の等化器でさらに等化し、等化性能を高めることが出来る。

また、ＣＭＡを用いた第１の等化器の等化出力をもとに復調した信号をトレーニング信号の代わりとしてＬＭＳやＲＬＳアルゴリズムで第２の等化器で等化し、第２の等化器のタップ係数が安定した後は、ＣＭＡを用いた第１の等化器の等化出力をもとに復調した信号の代わりに第２の等化器の出力をもとに復調した信号をトレーニング信号の代わりとして第２の等化器へ戻して等化するようにしても良い。これにより、ＣＭＡによる第１の等化器を動作させずに等化することができる。また、等化性能の低いＣＭＡによる第１の等化器を用いないため、等化性能を高めることができる。

等化器でさまざまな符号間干渉、たとえば、偏波分散、波長分散、帯域制限等を補償する。これにより、偏波分散耐力、波長分散耐力、帯域制限耐力を高めることができる。これは、非特許文献１等で使用するサイクリックプレフィックス等で構成されたガードインターバルを用いることなく、偏波分散耐力、波長分散耐力を向上できることを意味する。

等化器による等化の後にキャリア位相リカバリを行う。ＱＰＳＫの場合は４乗法を用いて、キャリア位相を補正し、各サブキャリア信号の絶対位相を確定する。一般にＮ値の位相変調の場合は、等化器への入力信号をＮ乗することにより、キャリア位相を補正し、各サブキャリア信号の絶対位相を確定する。また、位相のずれの情報を利用して周波数シフト回路４を制御する。位相の変化速度は周波数であるので周波数ずれを検出することができる。最後に、復調器９で信号を復調し、符号判定をする。

これらの具体例を含めた構成を図２に示す。符号２１は９０度光ハイブリッドカプラ、符号２２はバランスド受信器、符号２３はシンボル速度の整数倍と異なるサンプル速度でサンプリングされた信号を、数値的補間を用いてシンボル速度の整数倍でリサンプリングを行うリサンプル回路、符号２４はＣＭＡアルゴリズムを用いた適応等化器、符号２５はキャリア位相リカバリ回路、符号２６はＬＭＳアルゴリズムを用いた適応等化器である。キャリア位相リカバリ回路２５で周波数や位相の誤差を検出し、周波数シフト回路４を制御する。また、ＣＭＡ側の復調器９の出力を参照信号としてＬＭＳアルゴリズムを用いて適応等化器２６で適応等化する。

図３に第一の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図を示す。局発光１の周波数は、信号光のＯＦＤＭ信号のうちの受信したいサブキャリア、例えばサブキャリアＡ（図中ではＳＣ−Ａと略している）の中心周波数と一致しているか、その近傍に設定しておく。ここで、「近傍」とは、等化器およびキャリア位相リカバリ回路が局発光１の周波数を例えばサブキャリアＡの中心周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数を言う。なお、この周波数範囲は、例えば、使用するレーザや扱う信号のシンボルレートに応じて決まる。

一つの設定方法は次の通りである。信号光はその周波数が、ＩＴＵ−Ｔグリッドと呼ばれる周波数により決まっているので、光フィルタや波長計や光スペクトラムアナライザ等を用いて計測することにより信号光の波長が求められる。そして、局発光の周波数を光フィルタや波長計や光スペクトラムアナライザ等を用いることにより信号光のＯＦＤＭ信号のうちの受信したいサブキャリアの中心周波数に一致、あるいは近傍に位置するように制御する。

このように局発光を設定することにより、光直交受信回路の出力に現れるベースバンドに変換された電気のスペクトルでは、サブキャリアＡの中心周波数がゼロ近傍に位置することになる。従って、周波数シフト回路４をわずかに動かすだけでサブキャリアＡの中心周波数をゼロに制御できる。さらには、このように設定することによりサブキャリアＡの復調に必要なベースバンドの電気回路の周波数帯域を小さくすることができる。

図４Ａ〜図４Ｄは、第一の実施形態において２サブキャリアのＯＦＤＭ信号の分離を説明する図である。２つのサブキャリアＡ、Ｂのうち、サブキャリアＡの成分の中心周波数がゼロになるように周波数シフトしているものとする。このとき、サブキャリア成分Ｂの中心周波数はサブキャリア間隔だけシフトしている。１／２シンボル（１／２ＯＦＤＭブロックに等しい）だけ周波数シフト回路４の出力を遅延させた信号（図４Ｂ参照）と、遅延させない信号（図４Ａ参照）とを１：１で加算すると（図４Ｃ参照）、同一シンボルが重なった部分は、サブキャリア成分Ｂがキャンセルされて、サブキャリア成分Ａのみが現れる。

一方、図４Ｃにおいて斜線で示した部分は、サブキャリア成分Ａ，Ｂが混ざっている。したがって、ディジタル信号処理回路８に含まれるトランスバーサルフィルタ型等化器の係数を、斜線の部分の係数を小さくし、サブキャリア成分Ａのみが現れる部分の係数を大きくするように係数を定めることにより、等化器の出力信号にサブキャリア成分Ａを取り出すことが出来る。

また、周波数シフト回路４の出力を１／２シンボル（１／２ ＯＦＤＭブロックに等しい）だけ遅延させた信号と、遅延させない信号とを１：１で減算すると（図４Ｄ参照）、同一シンボルが重なった部分は、サブキャリア成分Ａがキャンセルされて、サブキャリア成分Ｂのみが現れる。図４Ｄにおいて斜線で示した部分は、サブキャリア成分Ａ，Ｂが混ざっている。ディジタル信号処理回路８に含まれるトランスバーサルフィルタ型等化器の係数を、斜線の部分の係数を小さくし、サブキャリア成分Ｂのみが現れる部分の係数を大きくするように係数を定めることにより、等化器の出力信号にサブキャリア成分Ｂを取り出すことが出来る。

従来の無線と同様の手法を用いた光ＯＦＤＭではガードインターバルをサイクリックプレフィックスで構成したＯＦＤＭフレーム（ＯＦＤＭブロックともいう）を形成しているが、本発明ではガードインターバルが不要である。従来のＯＦＤＭはガードインターバルのあるＯＦＤＭフレームに対してＦＦＴを行うことにより各サブキャリアを分離するが、本発明ではサブキャリア分離にＦＦＴを用いない。

また、本発明ではガードインターバルを用いることなく、また、トレーニング信号を用いないブラインド等化を使用しているため、光領域でマッハツェンダ遅延干渉計を用いてサブキャリアを分離し直接受信（二乗検波）する方法と符号の構成方法、送信器構成が同じであり、直接受信方式とおなじ送信器を用いることができるという特徴がある。

光ＯＦＤＭ信号の発生器（送信器、発生方法）としては、非特許文献１に示されている送信器のように複数のサブキャリアを発生させ、そのサブキャリアごとに各々ＱＰＳＫ等で変調する方法によることができる。

あるいは、バイナリデータ信号を複数の並列信号に変換（直並列変換）した後、並列信号の各々（各々が各サブキャリアに対応する）に対してＱＰＳＫ等で変調を行った後、一括ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）することにより変調信号を生成し、それをＤ／Ａ変換し、アナログ変調信号により光変調器を駆動することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成出来る。すなわち、非特許文献２に示されている送信器と同様な方法で、ガードインターバルとトレーニングシンボルとを用いない構成でも光ＯＦＤＭ信号を発生させることができる。

（本発明の第二の実施形態）
図５を参照して本発明の第二の実施形態の光ＯＦＤＭ受信器の構成を説明する。図５は、本発明の第二実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。アナログ・ディジタル変換回路３までの部分は本発明の第一の実施形態と同じである。

アナログ・ディジタル変換回路３から出力されるディジタル信号が２分岐され、周波数シフト回路４以降の構成がサブキャリアＡ用とサブキャリアＢ用に２系統設けられている。周波数シフト回路４Ａは、ディジタルに変換された電気信号の２つのサブキャリアＡ、ＢからなるＯＦＤＭ信号の一方のサブキャリアＡの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする。ディジタル信号処理回路８Ａにおいてサブキャリア周波数の周波数ずれ、位相ずれを検出し、そのずれがゼロになるように周波数シフト回路４Ａが制御される。

次に、加算器６Ａによって、遅延器５Ａを用いて周波数シフト回路４Ａの出力を１／２シンボル（１／２ ＯＦＤＭブロックに等しい）だけ遅延させた信号と、遅延させない信号と１：１で加算演算を行う。２つのサブキャリアのうち、サブキャリア成分Ａが取り出され、また、サブキャリア成分Ｂが除去される。ディジタル信号処理回路８Ａにより等化とキャリア位相リカバリがなされた後、復調器９Ａにより復調される。

周波数シフト回路４Ｂは、ディジタルに変換された電気信号の２つのサブキャリアＡ、ＢからなるＯＦＤＭ信号の一方のサブキャリアＢの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする。ディジタル信号処理回路８Ｂにおいてサブキャリア周波数の周波数ずれ、位相ずれを検出し、そのずれがゼロになるように周波数シフト回路４Ｂが制御される。後はサブキャリアＡと同様にして復調される。

（本発明の第三の実施形態）
図６を参照して本発明の第三の実施形態の光ＯＦＤＭ受信器の構成を説明する。図６は、本発明の第三実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。光ＯＦＤＭ受信器が２系統（系統Ａおよび系統Ｂ）設けられており、信号光が２分岐されて各光ＯＦＤＭ受信器に入射される。２つのサブキャリアＡ、Ｂからなる光ＯＦＤＭ信号の一方のサブキャリアＡの中心周波数に一致させるか、近傍に局発光１Ａの光周波数を設定する。

信号光と局発光１Ａを９０度光ハイブリッドカプラと光検出器とから構成される光直交受信回路２Ａに入射する。９０度光ハイブリッドカプラの出力で信号光のＩ相成分とＱ相成分に分離され、光検出器により電気信号に変換され、アナログ・ディジタル変換回路３Ａにより信号光のＩ相成分とＱ相成分からなるアナログの電気信号は離散化、量子化されディジタル信号に変換される。

周波数シフト回路４Ａは、ＯＦＤＭ信号の一方のサブキャリアＡの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする。ディジタル信号処理回路８Ａにおいてサブキャリア周波数の周波数ずれ、位相ずれを検出し、そのずれがゼロになるように周波数シフト回路４Ａが制御される。

次に、加算器６Ａによって、遅延器５Ａを用いて周波数シフト回路４Ａの出力を１／２シンボル（１／２ＯＦＤＭブロックに等しい）だけ遅延させた信号と、遅延させない信号と１：１で加算演算を行う。２つのサブキャリアのうち、サブキャリア成分Ａが取り出され、また、サブキャリア成分Ｂが除去される。さらに、ディジタル信号処理回路８Ａにより等化とキャリア位相リカバリがなされた後、復調器９Ａによりサブキャリア成分Ａが復調される。

サブキャリアＢを取り出すには、２つのサブキャリアＡ、Ｂからなる光ＯＦＤＭ信号の一方のサブキャリアＢの中心周波数に一致させるか、近傍に局発光１Ｂの光周波数を設定する。光直交受信回路２Ｂ以降は系統Ａと同様の動作によりサブキャリア成分Ｂが復調される。

図７Ａおよび図７Ｂに第三の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図を示す。図７Ａに示すように、ベースバンドに変換されたときのサブキャリアＡの中心周波数がゼロ近傍になるように、局発光１Ａの周波数を信号光のサブキャリアＡの中心周波数近傍に設定する。このように設定すると周波数シフト回路４Ａの周波数シフト量がわずかになる。さらには、このように設定することによりサブキャリアＡの復調に必要なベースバンドのアナログ電気回路の周波数帯域を小さくすることができる。また、同様に局発光１Ｂの周波数を信号光のサブキャリアＢの中心周波数近傍に設定することにより、サブキャリアＢに対しても同様の効果を得ることができる（図７Ｂを参照）。

（本発明の第四の実施形態）
本発明の第四の実施形態の構成は、第一あるいは第二の実施形態と同様な構成である。しかしながら、局発光１の周波数の設定方法が異なる。図８に第四の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図を示す。局発光１の周波数をサブキャリアＡ、Ｂ間の中心の光周波数近傍に設定する。なお、「近傍」とは、上述したのと同様に、等化器およびキャリア位相リカバリ回路が局発光１の周波数をサブキャリアＡ、Ｂ間の中心の光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数を言う。このように設定すると、ベースバンドに変換されたＯＦＤＭ信号は、サブキャリアＡ、Ｂ間の中心の光周波数がゼロ近傍になり、サブキャリアＡ、Ｂの中心周波数がそれぞれサブキャリア間隔の周波数の半分だけシフトするようになる。このように設定することによりサブキャリアＡ、Ｂの復調に必要なベースバンドのアナログ電気回路の周波数帯域を最小にすることができる。

このアナログ信号をディジタル化し、周波数シフト回路４によりサブキャリア間隔の周波数の半分だけ周波数シフトすることにより、サブキャリアＡあるいはＢの中心周波数をゼロ近傍に設定することができ、第一あるいは第二の実施形態と同様な構成で復調することができる。

（本発明の第五の実施形態）
図９を参照して本発明の第五の実施形態の光ＯＦＤＭ受信器の構成を説明する。図９は、本発明の第五の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。符号１０はディジタル信号処理回路であるが、第五の実施形態のディジタル信号処理回路は、トランスバーサルフィルタの係数がＯＦＤＭサブキャリア分離演算と一致するように設定した等化器である。

このように等化器としてトランスバーサルフィルタから構成される等化器を用いる場合は、トランスバーサルフィルタの係数がＯＦＤＭサブキャリア分離演算と一致するように設定すれば、ＯＦＤＭサブキャリア分離演算のための遅延器、加算器（あるいは減算器）を用いる必要が無い。符号間干渉が無い場合には、例えば、トランスバーサルフィルタの１／２シンボルだけ遅延させたタップと、遅延させない信号タップとの係数を１：１にすることにより、２つのサブキャリアのうち、サブキャリア成分Ａが取り出される。また、例えば、トランスバーサルフィルタの１／２シンボルだけ遅延させたタップと、遅延させない信号タップとの係数を１：−１にすることにより、サブキャリア成分Ｂが取り出される。
そのためには、例えば、トランスバーサルフィルタへの入力信号とこの入力信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算するようにトランスバーサルフィルタの係数を設定する第一のモード、および、トランスバーサルフィルタへの入力信号からこの入力信号を１／２シンボル時間遅延した信号を減算するようにトランスバーサルフィルタの係数を設定する第二のモードのいずれか一方のモードを選択する手段を備えるようにする。符号間干渉が有る場合には、単純ではないが、適応等化アルゴリズムにより係数が最適化され、サブキャリア成分Ａあるいはサブキャリア成分Ｂが得られる。

（本発明の第六の実施形態）
図１０を参照して本発明の第六の実施形態の光ＯＦＤＭ受信器を説明する。図１０は、本発明の第六の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。受信信号（信号光）はＮサブキャリア光ＯＦＤＭ信号であるところが第二の実施形態と異なる。ディジタルに変換された電気信号に対して、所望のサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフト回路４−１、４−２、．．．、４−Ｎにより周波数シフトし、帯域制限フィルタ１１−１、１１−２、．．．、１１−Ｎにより所望のサブキャリアの信号帯域幅と同じ通過帯域の信号が通過するように帯域制限した後、サブキャリア分離回路以降の動作を行う。それにより所望のサブキャリアの信号を得ることができる。

なお、帯域制限フィルタ１１−１、１１−２、．．．、１１−Ｎにより帯域制限している理由は次の通りである。分離すべきサブキャリアをｋとした場合、加算器による加算演算を行うことで、サブキャリアｋの両隣にあり且つベースバンドのスペクトルがサブキャリアｋと重なるサブキャリア（ｋ−１）やサブキャリア（ｋ＋１）を除去できる。しかし、これらサブキャリア（ｋ−１）や（ｋ＋１）にそれぞれ隣接するサブキャリア（ｋ−２）や（ｋ＋２）が存在する場合、これらサブキャリア（ｋ−２）やサブキャリア（ｋ＋２）は、加算演算で除去されることなく加算器から出力される。同様に、サブキャリア（ｋ−４）やサブキャリア（ｋ＋４）なども、加算演算で除去されることなく加算器から出力される。そこで、帯域制限フィルタを用いて、例えば、サブキャリアｋの信号帯域幅と同じ通過帯域の信号が通過するように帯域制限しておく。そうすることで、所望のサブキャリアｋのみが加算器から分離される。

（本発明の第七の実施形態）
図１１を参照して本発明の第七の実施形態の光ＯＦＤＭ受信器の構成を説明する。図１１は、本発明の第七の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。受信信号（信号光）はＮサブキャリア光ＯＦＤＭ信号であるところが第三の実施形態とは異なる。光ＯＦＤＭ受信器がＮ系統設けられており、信号光がＮ分岐されて各光ＯＦＤＭ受信器に入射される。

Ｎ個のサブキャリアからなる光ＯＦＤＭ信号の各々のサブキャリアの中心周波数に一致させるか、近傍に各局発光１−１、１−２、．．．、１−Ｎの光周波数を設定する。各サブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフト回路４−１、４−２、．．．、４−Ｎによって周波数シフトし、帯域制限フィルタ１１−１、１１−２、．．．、１１−Ｎにより所望のサブキャリアの信号帯域幅と同じ通過帯域の信号が通過するように帯域制限した後、サブキャリア分離回路以降の動作を行う。それにより所望のサブキャリアの信号を得ることができる。

図１２は第七の実施形態において局発光の周波数の設定方法を説明する図である。ｋ番目（ｋは１からＮまでの整数）のサブキャリアを得る場合を示す。局発光１−ｋの周波数をＮ個のサブキャリアからなる光ＯＦＤＭ信号のｋ番目のサブキャリアの中心周波数近傍に設定する。このように設定すると、ベースバンドに変換されたｋ番目のサブキャリアの中心周波数がゼロ近傍になる。これによって、周波数シフト回路４−ｋに必要な周波数シフト量がわずかになり、また、復調に必要なベースバンドのアナログ電気回路の周波数帯域を小さくすることができる。

（本発明の第八の実施形態）
図１３を参照して本発明の第八の実施形態の光ＯＦＤＭ受信器の構成を説明する。図１３は、本発明の第八の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。受信信号（信号光）はＮサブキャリアの光ＯＦＤＭ信号であり、アナログ・ディジタル変換回路３までは他の実施形態と同様である。ディジタルに変換された電気信号に対して、最も低いないしは最も高いサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフト回路４により周波数シフトする。

周波数シフト回路４の出力の電気信号を分岐し、遅延器６１−２〜６１−Ｎにより（ｋ／Ｎ）Ｔ［ｓ］（ここで、ｋは０からＮ−１までの整数、Ｔは１シンボル時間）で定まる時間のシンボル位相を遅延させ、Ｎ個の信号（以下、信号Ｅｋとする）を出力する。ただし、ｋが０の場合は周波数シフト回路４から出力される電気信号を遅延させないため、信号Ｅ０は周波数シフト回路４の出力と同じである。また、信号Ｅ１は遅延器６１−２から出力される信号であり、信号Ｅ２は遅延器６１−３から出力される信号である。以下同様にして、信号ＥＮは遅延器６１−Ｎから出力される信号である。Ｎ個の信号Ｅｋを加算器で加算することによりサブキャリアを分離する。加算器はＮ個（０番目の加算器６３−１〜（Ｎ−１）番目の加算器６３−Ｎ）あり、Ｎサブキャリアを分離できる。ｌ番目（ここで、ｌは０からＮ−１までの整数、ｊは虚数単位）の加算器へ入力される信号において、ｋ番目の入力信号に対して、以下の式

で定まる位相関係の係数（すなわち、「・Ｅｋ」を除いた部分。以下、係数ｗｌｋとする）を掛けることによりサブキャリアが分離できる。具体的には、乗算器６２−１１，６２−２１，．．．，６２−Ｎ１を用いて、周波数シフト回路４の出力と係数ｗ１１，ｗ２１，．．．，ｗＮ１をそれぞれ乗算する。また、乗算器６２−１２，６２−２２，．．．，６２−Ｎ２を用いて、遅延器６１−２の出力と係数ｗ１２，ｗ２２，．．．，ｗＮ２をそれぞれ乗算する。また、乗算器６２−１３，６２−２３，．．．，６２−Ｎ３を用いて、遅延器６１−３の出力と係数ｗ１３，ｗ２３，．．．，ｗＮ３をそれぞれ乗算する。以下同様にして、乗算器６２−１Ｎ，６２−２Ｎ，．．．，６２−ＮＮを用いて、遅延器６１−Ｎの出力と係数ｗ１Ｎ，ｗ２Ｎ，．．．，ｗＮＮをそれぞれ乗算する。

また、最も低いないしは最も高いサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフトしない場合もサブキャリアが分離できる。この場合は、式（１）とは係数が異なる。

さらには、これら遅延器と乗算器とそれら乗算器の出力先の加算器から構成されるＮサブキャリア分離回路は、（１／Ｎ）Ｔの遅延タップを持つＮ次のトランスバーサルフィルタそのものであり、符号間干渉が無い場合、ディジタル信号処理回路８−１〜８−Ｎに含まれる等化器のトランスバーサルフィルタの係数を式（１）のように設定することにより、Ｎサブキャリア分離回路を省くことができる。具体的な例としては、ディジタル信号処理回路８−１〜８−Ｎに含まれる等化器として、（１／Ｎ）Ｔの遅延タップ（Ｎタップ）を持つＮ次のトランスバーサルフィルタ型適応等化器を用いる。このトランスバーサルフィルタ型適応等化器は、ｌ番目（ｌは０からＮ−１までの整数）の出力端子へ入力されるｋ番目（ｋは０からＮ−１までの整数）の入力信号Ｅｋに対して、式（１）で定まるタップ係数（すなわち、「・Ｅｋ」を除いた部分）を乗算する乗算手段を有し、これらタップ係数を乗算するディジタル信号処理を行う。

ＣＭＡやその他のアルゴリズムを用いて適応等化の最適化を行うことによりトランスバーサルフィルタの係数がＮサブキャリアを分離できるように決定される。等化とキャリア位相リカバリの後、復調器９−１、．．．、９−ＮによりＮサブキャリアの送信符号が復調される。また、同様に、最も低いないしは最も高いサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフトしない場合も（１／Ｎ）Ｔの遅延タップを持つＮ次のトランスバーサルフィルタのみでサブキャリア分離できる。この場合は、式（１）とは係数が異なる。

（本発明の第九の実施形態）
本発明の第九の実施形態は信号光が偏波多重信号光の場合である。信号光が偏波多重信号の場合であっても、光ＯＦＤＭ受信器の構成は上記実施形態のすべての構成が適用できる。ただし、光直交受信回路２は偏波ダイバーシティ構成である必要が有る。ディジタル信号処理回路８以降の構成としては、Ｘ偏波用およびＹ偏波用の２系統のディジタル信号処理回路と復調器を備える必要がある。適応等化回路は同一のアルゴリズムで偏波分離を実現できる。また、Ｘ偏波とＹ偏波の光周波数が全く同じではない場合は、周波数シフト回路４以降がＸ偏波用とＹ偏波用の２系統の回路構成を取る必要が有る。

図１４に第九の実施形態による光ＯＦＤＭ受信器の構成の具体例を示すブロック図を示す。９０度ハイブリッドカプラ２１に入射される信号光は偏波多重２サブキャリアのＯＦＤＭ信号光であるところが図２とは異なる。また適応等化器２４，２６の出力は、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号の２組を出力するところが図２とは異なる。ＣＭＡ等化器（適応等化器２４）、ＬＭＳ等化器（適応等化器２６）は偏波分離の働きもしており、Ｘ偏波のサブキャリアＡ（Ｘ，ＳＣ−Ａ）、Ｘ偏波のサブキャリアＢ（Ｘ，ＳＣ−Ｂ）、Ｙ偏波のサブキャリアＡ（Ｙ，ＳＣ−Ａ）、Ｙ偏波のサブキャリアＢ（Ｙ，ＳＣ−Ｂ）の４つの出力が得られる。

（本発明の第十の実施形態）
本発明の第十の実施形態を図１５および図１６を参照して説明する。図１５は、本発明の第十の実施形態における光ＯＦＤＭ受信器の構成を示すブロック図である。本実施形態は、アナログ・ディジタル変換回路３の後段に波長分散補償回路２７を設けたことを特徴とする。光ファイバを伝播後の光信号は、光ファイバの波長分散により、周波数に依存した遅延の影響を受けて、隣接シンボルと干渉する。このために受信後の符号誤り率の低下を引き起こすという課題がある。

従来の直接検波型の受信器では、ＯＥ変換する前に光学的分散補償デバイスを用いて分散補償をする方法が用いられている。この方法では、光学的分散補償デバイスの損失、サイズ、通過帯域等の制限により、補償できる分散量が大きく制限されている。これに対し、本実施形態では、ＯＥ変換、アナログ・ディジタル変換後のディジタル信号に対して、ディジタル信号処理により分散補償を行うため、損失、帯域等の制限を受けることなく波長分散を補償することができ、分散補償量を大幅に向上できるという特徴がある。

本実施形態では、図１５に示すように波長分散補償回路２７を同相／直交成分、Ｘ／Ｙ偏波用に４系統設けている。各々の波長分散補償回路２７では、伝送路の波長分散と逆の遅延を付加する必要があり、本実施形態では、図１６に示すようにトランスバーサルフィルタを用いている。伝送路の波長分散をＤとすると、波長分散補償回路２７の応答関数は、周波数領域で、
Ｈ（ｆ）＝ｅｘｐ（−ｊ（πλ²Ｄｆ²／ｃ）） （２）
と表される。ここで、ｃは光速、λは信号の波長である。

トランスバーサルフィルタの係数は、逆フーリエ変換を行うことにより、（２）式のインパルスレスポンスから求めることができる。１１１Ｇｂｉｔ／ｓの２サブキャリア偏波多重のＯＦＤＭ信号において、サンプリングレートを５５．５ＧＳ／ｓとした場合、３０００ｋｍの１．３μｍ零分散シングルモードファイバ（分散量６２０００ｐｓ／ｎｍ）を用いた場合には、トランスバーサルフィルタの次数（ｍ）としては４０９６程度とすれば、波長分散によるペナルティを十分に抑圧することが可能である。

なお、局発光１の周波数は、ＯＦＤＭ信号の中心付近（２サブキャリアの場合にはサブキャリアＡ、Ｂの間の中心の周波数近傍）に設定することがより有効である。これは、後段のアナログ・ディジタル変換回路３の帯域に対する要求を緩和できるとともに、局発光１と各サブキャリアの周波数差に起因する分散補償量の誤差を最小化することができるからである。

事前の測定などによって波長分散の値がわかっていれば、トランスバーサルフィルタの係数に固定値を与えればよいため、ＣＭＡなどの適応アルゴリズムを適用する必要がない。このため、適応フィルタを用いる場合に比べて演算量の低減が期待できる。

なお、図１６に示したトランスバーサルフィルタは、入力信号を順次遅延させる遅延器７１−２〜７１−ｍと、入力信号に係数ｗ１を乗算する乗算器７２−１と、遅延器７１−２〜７１−ｍで遅延された信号にそれぞれ係数ｗ２〜ｗｍを乗算する乗算器７２−２〜７２−ｍと、乗算器７２−１〜７２−ｍの出力を加算する加算器７３とで構成される。

（本発明の第十一の実施形態）
本発明の第十一の実施形態を図１７、図１８を参照して説明する。図１７は、本発明の第十一の実施形態における光ＯＦＤＭ受信器の波長分散補償回路２７Ａの構成を示すブロック図である。本実施形態は、受信した時間領域の信号を、離散フーリエ変換を行って周波数領域で等化を行うことを特徴とする。

図１８を参照して本実施形態の波長分散補償の動作を説明する。図１８の縦軸は周波数で横軸は時間である。波長分散の影響で入力信号の各サブキャリアは波長により伝播遅延時間が異なる。図１８の入力信号が平行四辺形によって図示されている理由は、各サブキャリアの伝播遅延時間が異なることを表現するためである。よって、図１８の上段に示す入力信号長Ｌに対し、波長分散の影響により各サブキャリア波長の伝播遅延時間に差が生じるため、図１８の中段に示す光信号にはＭ１、Ｍ２のような突出部が生じる。その結果、波長分散の影響を受けた光信号の長さは、入力信号長Ｌに突出部Ｍ１、Ｍ２の長さが加算されてＮ（＞Ｌ）となる。

したがって、この入力信号をＬ個のデータからなるブロックを単位として離散フーリエ変換を行っても、両端付近の信号には隣接ブロックの信号からの干渉が入ってきてしまうため、正常な分散補償を行うことができない。これを回避するためには、Ｌ個のデータに対して、直前のＭ１個、直後のＭ２個を加えた合計Ｎ（＝Ｌ＋Ｍ１＋Ｍ２）個のデータを１ブロックとして、離散フーリエ変換、逆フーリエ変換の処理を行うようにすればよい。ここで、Ｍ１、Ｍ２は波長分散によって生じる遅延量よりも大きい時間幅としておく必要がある。

本実施形態の波長分散補償回路２７Ａでは、入力された信号に対して、Ｎ個のデータを１ブロックとして直／並列変換部３０により直／並列変換し、離散フーリエ変換部３１により離散フーリエ変換を施して周波数領域の信号に変換し、等化部３２により各周波数成分に対して（２）式で与えられる位相回転を与えた後、離散逆フーリエ変換部３３により離散逆フーリエ変換を施して時間領域の信号に変換する。このとき、各ブロックの両端付近の信号（前半部：Ｍ１点、後半部：Ｍ２点）は、隣接ブロックからの干渉が含まれるため、この部分は切り捨てる必要がある。なお、並／直列変換部３４は、離散逆フーリエ変換部３３からの出力信号を並／直列変換する。

このため、図１７に示すように、直／並列変換部３０の出力の後半Ｍ１＋Ｍ２個分のデータをデータ保持部３５に保持しておき、次のブロックにおいて時間軸上の前半部分に読み込むようにする。そして、離散フーリエ変換後、（２）式で与えられる位相回転を施し、離散逆フーリエ変換して時間領域に戻す。このとき、時間軸上で各ブロックの両端Ｍ１個、Ｍ２個分のデータを除去し、中央のＬ（＝Ｎ−Ｍ１−Ｍ２）個のデータを連結することにより、正常に波長分散補償された信号を得ることができる。

本実施形態における離散フーリエ変換部３１、離散逆フーリエ変換部３３については、１ブロックのデータ数Ｎを２のべき乗とし、高速フーリエ変換、高速逆フーリエ変換アルゴリズムを適用することにより、計算の効率化を図ることができるのはいうまでもない。この場合の演算量はＮｌｏｇ₂Ｎのオーダとなる。これに対し、トランスバーサルフィルタで構成した場合は演算量がＮ²で増加することになる。このため、本実施形態は、タップ数の大きい領域において、演算量低減の面で効果がある。

また、本実施形態のように、波長分散補償回路２７Ａをディジタル信号処理回路８の前段に置くことで、ディジタル信号処理回路８で用いる等化器のタップ数を低く抑えることができ、演算負荷の低減およびチャネルの時間変動に対する耐力を向上させることができる。

（本発明の第十二の実施形態）
本発明の第十二の実施形態を図１９、図２０を参照して説明する。図１９は、本発明の第十二の実施形態における光ＯＦＤＭ受信器の波長分散補償回路２７Ｂの構成を示すブロック図である。本実施形態では、入力信号のＬ個のデータを１ブロックとして直／並列変換部４０により直／並列変換し、離散フーリエ変換部４１によりＬ個のデータの前後にそれぞれＭ１個、Ｍ２個の値がゼロのデータを付加して、Ｎ（＝Ｌ＋Ｍ１＋Ｍ２）個のブロックとする。そしてこのブロックに対して離散フーリエ変換を施す。さらに、等化部４２による位相回転付与、および離散逆フーリエ変換部４３による離散逆フーリエ変換の処理を行い、離散逆フーリエ変換部４３および加算回路４４からの出力信号を並／直列変換部４６で並／直列変換する。この結果、出力されるＮ個のデータの前半のＭ１個には、前のシンボルの干渉成分が格納され、それに続くＭ２個の部分には、前のシンボルへの干渉成分を差し引いた値が格納される。

同様に、Ｎ個のデータのうち、最後のＭ２個の部分には次のシンボルの干渉成分が格納され、その直前のＭ１個の部分には、次のシンボルへの干渉成分を差し引いた値が格納される。したがって、図２０に示すように、データ保持部４５に保持したＮ個のデータの後半Ｍ１＋Ｍ２個のデータを、加算回路４４により次のブロックのデータに加算することにより、シンボル間の干渉を除去することができ、分散補償の機能が実現される。

本実施形態の場合でも、トランスバーサルフィルタを用いる場合に比べて、ＦＦＴ、ＩＦＦＴを用いることにより演算量の低減が期待できる。また、ゼロを挿入するので、この部分の演算を省略することによってＦＦＴ計算時の演算量を低減できるという効果が期待できる。

（本発明の第十三の実施形態）
図２１を参照して本発明の第十三の実施形態を説明する。本実施形態では、アナログ・ディジタル変換された信号から、伝送ファイバの波長分散量を分散測定回路５０により測定して、その結果に基づいて波長分散補償回路２７Ｃの分散量を設定することを特徴とする。

ＯＦＤＭ信号では、異なる周波数（すなわち異なる波長）のサブキャリアを用いているが、波長分散の影響により、伝播遅延が波長毎に異なってくる。このため、本実施形態では、この遅延時間差を測定することにより、波長分散量を求める構成をとっている。これを実現するためには、例えば、通常のデータ送信フェーズと区別して分散測定フェーズを設け、送信側において分散測定用の試験信号を送信する方式を用いてもよい。この場合、各サブキャリア間で同期の取れた低周波のクロック信号（周波数ｆ）で各サブキャリアの振幅あるいは位相を変調して、試験信号として送信する。受信側では任意の２組のサブキャリア間（波長間隔Δλ）の位相差Δθを検出することにより遅延時間差を求め、波長分散を測定する。このとき、波長分散Ｄは、
Ｄ＝（Δθ／２πｆΔλ） （３）
により求めることができる。

また、データ送信フェーズと分散測定フェーズとを分けて試験信号を送信するのに代えて、データ信号に低周波のクロック信号を重畳し、受信側でディジタルフィルタによりこの周波数成分を抜き出して位相差を測定する方式を用いてもよい。

本実施形態のように、ＯＦＤＭ受信器のみで波長分散測定を行うことによりシステム導入時の波長分散測定作業が不要になり、保守運用の利便性の改善を期待できる。

（本発明の第十四の実施形態）
本発明の第十四の実施形態を図２２から図２５を参照して説明する。本実施形態では、各サブキャリア用の復調器の出力信号に対して差動復号化を行う差動復号化部６０を設けたことを特徴とする。

光ファイバ中の伝播が長距離に及ぶと、光ファイバ中での非線形光学効果により、受信信号光の位相には光信号の強度に比例した変調成分が重畳される。このため、局発光との位相差が不安定になり、位相ロックが外れ易くなるため、急速に誤り率が低下するという課題がある。ここで、位相ロックが外れるとき、基準位相がシフトして、バースト誤りが発生する現象が起こり易くなる。したがって、ＤＱＰＳＫ符号などを用いて予め差動符号化したＯＦＤＭ信号を送信信号として用い、受信側において復調器の出力に対して差動復号化を適用すると、基準位相がシフトしてしまった場合でも、直前のシンボルの位相との差分は変化しないため、バースト誤りの発生を抑圧することができる。

図２３に、波長１５７４．５ｎｍ、５０ＧＨｚ間隔、１０波長の１１１Ｇｂｉｔ／ｓ、偏波多重２サブキャリアＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号を、分散シフトファイバで線形中継伝送した場合のＱ値の伝送距離依存性の測定結果を示す。図２３は、横軸に距離（ｋｍ）をとり、縦軸にＱ値（ｄＢ）をとる。なお、点線のグラフは光ファイバの入力パワーが−５ｄＢｍでＷＤＭ伝送を行った場合で、かつ、ＷＤＭ差動デコーディング無しの場合である。また、実線のグラフは光ファイバの入力パワーが−５ｄＢｍでＷＤＭ伝送を行った場合で、かつ、ＷＤＭ差動デコーディング有りの場合である。

この例では、差動復号化は各サブキャリアに対して前のシンボルとの差分を取ることにより行った。ここで、Ｑ値は符号誤り率ＢＥＲと、
ＢＥＲ＝（１／２）ｅｒｆｃ（Ｑ／√（２）） （４）
の関係がある。なお、ｅｒｆｃは補誤差関数を表す。

差動復号化をしない場合には、伝送距離が増加するにつれて、非線形光学効果の影響により急速にＱ値が劣化（すなわち誤り率が劣化）しているのに対し、差動復号化を行った場合には、Ｑ値の劣化が低減されており、２０００ｋｍを超える領域では差動符号化を行った場合の方が高いＱ値が得られている。

なお、上記の例では、図２４に示すように、各サブキャリアに対して、前のシンボルとの差分をとって復号化する方式とした。別の波長からの非線形効果により各サブキャリアが受ける位相シフトは、サブキャリア間の周波数間隔が狭いため、ほぼ同様の位相シフト量を受けることになる。したがって、図２５のように、同一シンボル内で、サブキャリア同士で差分をとって復号化する方式を用いた場合には、非線形光学効果による位相シフトをキャンセルすることができるため有効である。

以上説明したように、差動復号化を用いることにより、非線形光学効果の影響によるバースト誤りの発生を抑圧し、伝送距離の延伸を実現することが可能となる。

なお、上述した実施形態において、周波数シフト回路と復調器との間に設けられた構成要素（第六の実施形態（図１０）および第七の実施形態（図１１）を除く）、または、帯域制限フィルタと復調器との間に設けられた構成要素（第六の実施形態および第七の実施形態の場合）が、本発明の各種演算回路（演算回路、第一の演算回路、または、第二の演算回路）に相当する。
また、上述した実施形態において、等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行う回路の前段までに配置された回路が、本発明のサブキャリア分離回路に相当する。なお、図４Ｃに関連して説明した構成（すなわち、ディジタル信号処理回路８に含まれるトランスバーサルフィルタ型等化器の係数を、図４Ｃの斜線の部分の係数を小さくし、サブキャリア成分Ａのみが現れる部分の係数を大きくして、等化器の出力信号にサブキャリア成分Ａを取り出すようにした構成）を本発明のサブキャリア分離回路に組み込んでもよい。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で構成の付加，省略，置換，およびその他の変更が可能である。
例えば、上述した実施形態では、光受信回路として光直交受信回路を例に挙げて説明したが、光直交受信回路以外の光受信回路を用いてもサブキャリアの分離を行うことができる。光直交受信回路を用いることによりＩ相成分とＱ相成分を同時に取り出せるため回路規模が小さくなることから、光直交受信回路を用いることが望ましい。
また、例えば、上述した実施形態を適宜組み合わせるようにしても良い。本発明は前述した説明によって限定されることはなく、添付の請求の範囲によってのみ限定される。

本発明は、高性能な光ＯＦＤＭ伝送システムの実現に利用することができる。

Claims (31)

1. ２つのサブキャリアＡおよびＢからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離回路において、
   受信信号光と第一の局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する第一の光受信回路と、
   このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換する第一のアナログ・ディジタル変換回路と、
   この変換されたディジタル信号を前記サブキャリアＡの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする第一の周波数シフト回路と、
   この周波数シフトされた信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＡの成分を分離する第一の演算回路と
   を備えたサブキャリア分離回路。
2. 前記第一の演算回路は、
   前記周波数シフトされた前記信号を１／２シンボル時間遅延する遅延器と、
   前記周波数シフトされた前記信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した前記信号とを加算して前記サブキャリアＡの前記成分を分離する加算器と
   を備えた請求項１記載のサブキャリア分離回路。
3. 前記第一の演算回路は、前記加算に加えて、さらに、前記周波数シフトされた信号から前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号を減算して前記サブキャリアＢの成分を分離する請求項１記載のサブキャリア分離回路。
4. 前記第一のアナログ・ディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号を前記サブキャリアＢの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする第二の周波数シフト回路と、
   この周波数シフトされた信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＢの成分を分離する第二の演算回路と
   をさらに備えた請求項１記載のサブキャリア分離回路。
5. 前記受信信号光と第二の局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する第二の光受信回路と、
   この第二の光受信回路から出力された前記ベースバンド電気信号をディジタル信号に変換する第二のアナログ・ディジタル変換回路と、
   前記第二のアナログ・ディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号を前記サブキャリアＢの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする第二の周波数シフト回路と、
   前記第二の周波数シフト回路により周波数シフトされた信号と前記第二の周波数シフト回路により周波数シフトされた前記信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＢの成分を分離する第二の演算回路と
   をさらに備えた請求項１記載のサブキャリア分離回路。
6. 請求項２記載のサブキャリア分離回路と、
   第一の復調器とを備え、
   前記第一の演算回路は、分離された前記サブキャリアＡの前記成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、
   前記第一の復調器は、前記第一の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する光ＯＦＤＭ受信器。
7. 請求項３記載のサブキャリア分離回路と、
   第一の復調器とを備え、
   前記第一の演算回路は、分離された前記サブキャリアＢの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、
   前記第一の復調器は、前記第一の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する光ＯＦＤＭ受信器。
8. 請求項４記載のサブキャリア分離回路と、
   第二の復調器とを備え、
   前記第二の演算回路は、分離された前記サブキャリアＢの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、
   前記第二の復調器は、前記第二の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する光ＯＦＤＭ受信器。
9. 前記第一の局部発振光を前記サブキャリアＡまたはＢの光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う各演算回路が前記サブキャリアＡまたはＢの前記光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定する請求項６から８のいずれか１項記載の光ＯＦＤＭ受信器。
10. 請求項５記載のサブキャリア分離回路と、
    第二の復調器とを備え、
    前記第二の演算回路は、分離された前記サブキャリアＢの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、
    前記第二の復調器は、前記第二の演算回路が前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行った信号を復調する光ＯＦＤＭ受信器。
11. 前記第一の演算回路は、分離された前記サブキャリアＡの成分に等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、
    前記第一の光受信回路については、前記第一の局部発振光を前記サブキャリアＡの中心の光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う前記第一の演算回路が前記サブキャリアＡの中心の光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定し、前記第二の光受信回路については、前記第二の局部発振光を前記サブキャリアＢの中心の光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う前記第二の演算回路が前記サブキャリアＢの中心の光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定する請求項１０記載の光ＯＦＤＭ受信器。
12. 前記第一の局部発振光を前記サブキャリアＡと前記サブキャリアＢとの間の中心の光周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う各演算回路が前記サブキャリアＡと前記サブキャリアＢとの間の中心の光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定する請求項６から８のいずれか１項記載の光ＯＦＤＭ受信器。
13. 前記第一の演算回路は、
    トランスバーサルフィルタから構成される等化器と、
    このトランスバーサルフィルタの係数を、前記第一の演算回路への入力信号と前記入力信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算するような設定とする第一のモードに設定する設定部と
    を備えたディジタル信号処理回路である請求項６記載の光ＯＦＤＭ受信器。
14. 前記設定部は、前記第一のモード、または、前記第一の演算回路への前記入力信号から前記入力信号を１／２シンボル時間遅延した前記信号を減算するような設定とする第二のモードのいずれか一方のモードを選択し、
    前記第一の復調器は、前記第一のモードの設定時に前記サブキャリアＡの信号を取得し、前記第二のモードの設定時に前記サブキャリアＢの信号を取得する請求項１３記載の光ＯＦＤＭ受信器。
15. Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のサブキャリアからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離回路において、
    各々が、受信信号光と少なくとも１系統の局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する少なくとも１系統の光受信回路と、
    各々が、このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換する少なくとも１系統のアナログ・ディジタル変換回路と、
    この変換されたディジタル信号を所望のサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフトするＮ系統の周波数シフト回路と、
    これらＮ系統の周波数シフト回路によりそれぞれ周波数シフトされた信号を所望のサブキャリアの信号帯域幅と同じ通過帯域の信号が通過するようにそれぞれ帯域制限するＮ系統の帯域制限フィルタと、
    これらＮ系統の帯域制限フィルタによりそれぞれ帯域制限された信号と前記帯域制限された前記信号を１／２シンボル時間遅延した信号とをそれぞれ加算して前記Ｎ個のサブキャリアの成分を分離するＮ系統の加算器と
    を備えたサブキャリア分離回路。
16. 前記少なくとも１系統の局部発振光は、Ｎ系統の局部発振光であり、
    前記少なくとも１系統の光受信回路は、前記受信信号光と前記Ｎ系統の局部発振光とをそれぞれ入射してベースバンド電気信号にそれぞれ変換するＮ系統の光受信回路であり、
    前記少なくとも１系統のアナログ・ディジタル変換回路は、前記Ｎ系統の光受信回路からそれぞれ出力された前記ベースバンド電気信号をそれぞれディジタル信号に変換するＮ系統のアナログ・ディジタル変換回路であり、
    前記Ｎ系統の周波数シフト回路は、前記Ｎ系統のアナログ・ディジタル変換回路によりそれぞれ変換された前記ディジタル信号を前記所望のサブキャリアの前記中心周波数がゼロになるようにそれぞれ周波数シフトする請求項１５記載のサブキャリア分離回路。
17. 請求項１６記載のサブキャリア分離回路と、
    前記Ｎ個のサブキャリアの成分にそれぞれ等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行うＮ系統のディジタル信号処理回路と、
    これらＮ系統のディジタル信号処理回路によりそれぞれ前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理が行われた信号を復調するＮ系統の復調器と
    を備えた光ＯＦＤＭ受信器。
18. 前記Ｎ系統の局部発振光は、前記Ｎ系統の光受信回路のそれぞれについての所望のサブキャリアの中心周波数または前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行う前記Ｎ系統のディジタル信号処理回路のそれぞれが前記所望のサブキャリアの中心光周波数に補正可能な周波数範囲にある光周波数に設定する請求項１７記載の光ＯＦＤＭ受信器。
19. Ｎ個のサブキャリアからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離回路において、
    受信信号光と局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換する光受信回路と、
    このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換回路と、
    この変換されたディジタル信号に対し、最も低いまたは最も高いサブキャリアの中心周波数がゼロになるように周波数シフトする周波数シフト回路と、
    この周波数シフト回路から出力される電気信号のシンボル位相を（ｋ／Ｎ）Ｔ（ｋは０からＮ−１までの整数、Ｔは１シンボル時間）で定まる時間だけ遅延させたＮ個の信号Ｅｋと、Ｎ系統の位相関係の係数の各系統に含まれるＮ個の係数とをそれぞれ乗算することにより、ｌ番目（ｌは０からＮ−１までの整数）の系統に含まれるＮ個の乗算信号のうちのｋ番目の乗算信号が
    

    

    （ｊは虚数単位）で定まるＮ系統の乗算信号を求め、各系統に含まれるＮ個の乗算信号を加算してＮ系統の加算信号を求めて、前記Ｎ個のサブキャリアの成分を分離する演算回路と
    を備えたサブキャリア分離回路。
20. 前記演算回路は、
    前記周波数シフト回路から出力される前記電気信号をＮ分岐する分岐部と、
    前記分岐部の後に接続され、これら分岐した信号のシンボル位相をそれぞれ（ｋ／Ｎ）Ｔで定まる前記時間だけ遅延させて前記Ｎ個の信号Ｅｋを出力する遅延部と、
    前記遅延部により遅延された前記Ｎ個の信号Ｅｋを加算するＮ個の加算部と、
    前記遅延部と前記加算部との間に設けられ、ｌ番目の加算部へ入力される信号のうちｋ番目に入力される前記信号Ｅｋに対して、前記位相関係の係数のうちｌ番目の系統に含まれるｋ番目の係数を乗算する乗算部と
    を備えた請求項１９記載のサブキャリア分離回路。
21. 請求項１９記載のサブキャリア分離回路と、
    Ｎ個の復調器とを備え、
    前記演算回路は、分離された前記Ｎ個のサブキャリアの成分に対してそれぞれ等化処理およびキャリア位相リカバリ処理を行い、
    前記Ｎ個の復調器は、前記演算回路の出力信号からＮ個のサブキャリアの信号をそれぞれ復調する光ＯＦＤＭ受信器。
22. 前記演算回路は、前記周波数シフト回路から出力される前記電気信号に対して前記等化処理および前記キャリア位相リカバリ処理を行うディジタル信号処理回路であり、
    このディジタル信号処理回路は、
    Ｎタップの（１／Ｎ）Ｔの遅延タップを持つＮ次のトランスバーサルフィルタ型適応等化器を含み、
    このトランスバーサルフィルタ型適応等化器は、ｌ番目の出力端子へ入力されるｋ番目の入力信号Ｅｋに対してタップ係数を乗算して、
    

    

    で定まる乗算信号を出力する乗算部を有し、
    このタップ係数を乗算するディジタル信号処理を行う請求項２１記載の光ＯＦＤＭ受信器。
23. 前記光受信回路は光直交受信回路である請求項６〜１４，１７，１８，２１，２２のいずれか１項に記載の光ＯＦＤＭ受信器。
24. 前記信号光は偏波多重信号であって、
    前記光受信回路の各々は偏波ダイバーシティ型光受信回路であり、
    前記アナログ・ディジタル変換回路の各々は、Ｘ偏波信号用とＹ偏波信号用との２組のアナログ・ディジタル変換回路で構成され、
    前記復調器の各々は、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号とに対して復調を行う
    請求項６〜１４，１７，１８，２１〜２３のいずれか１項記載の光ＯＦＤＭ受信器。
25. 前記アナログ・ディジタル変換回路の各々により変換されたディジタル信号に対して、ディジタル信号処理により伝送路の波長分散を補償する波長分散補償回路を備える請求項６〜１４，１７，１８，２１〜２４のいずれか１項記載の光ＯＦＤＭ受信器。
26. 前記波長分散補償回路は、トランスバーサルフィルタにより構成される請求項２５記載の光ＯＦＤＭ受信器。
27. 前記波長分散補償回路は、
    離散フーリエ変換を行って時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する離散フーリエ変換部と、
    フーリエ変換された各周波数成分の信号に対して波長分散による位相回転と逆の位相回転を与える等化部と、
    この等化部から出力される周波数領域の信号に対し離散逆フーリエ変換を行って時間領域の信号に変換して出力する離散逆フーリエ変換部と
    を備える
    請求項２５記載の光ＯＦＤＭ受信器。
28. サブキャリア間の伝播遅延時間差から伝送ファイバの波長分散量を測定し、前記波長分散補償回路の分散補償量を設定する分散測定部を備える請求項２５から２７のいずれか１項記載の光ＯＦＤＭ受信器。
29. 各々のサブキャリアに対する前記復調器の各々の出力信号に対して差動復号化を行う差動復号化器を備える請求項６〜１４，１７，１８，２１〜２８のいずれか１項記載の光ＯＦＤＭ受信器。
30. 請求項６〜１４，１７，１８，２１〜２９のいずれか１項記載の光ＯＦＤＭ受信器を備えた光伝送システム。
31. ２つのサブキャリアＡおよびＢからなる光ＯＦＤＭ信号を受信してサブキャリア成分を分離するサブキャリア分離方法において、
    受信信号光と局部発振光とを入射してベースバンド電気信号に変換し、
    このベースバンド電気信号をディジタル信号に変換し、
    この変換されたディジタル信号を前記サブキャリアＡの中心周波数がゼロになるように周波数シフトし、
    この周波数シフトされた信号と前記周波数シフトされた信号を１／２シンボル時間遅延した信号とを加算して前記サブキャリアＡの成分を分離するサブキャリア分離方法。

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