WO2020195187A1 - 波長多重光伝送システム、波長多重光伝送方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 - Google Patents

波長多重光伝送システム、波長多重光伝送方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 Download PDF

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WO2020195187A1
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mimo equalizer
optical transmission
division multiplexing
signal
wavelength division
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栄実 野口
安部　淳一
佐藤　正規
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日本電気株式会社
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    • H04J14/0298—Wavelength-division multiplex systems with sub-carrier multiplexing [SCM]

Definitions

  • the present invention relates to wavelength division multiplexing optical transmission technology.
  • the digital coherent method has been used in large-capacity backbone optical communication systems exceeding 100 Gbps (Gigabit per second). Further, in such an optical communication system, communication by a multi-level modulation method such as QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) method or 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) has been put into practical use. In addition, higher-order multi-level modulation methods such as 32QAM and 64QAM are being developed with the aim of further increasing the capacity.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • 16QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a subcarrier multiplexing method that realizes 1 Tbps transmission by wavelength division multiplexing of a plurality of subcarriers is effective in consideration of feasibility.
  • the subcarrier interval becomes denser, the frequency utilization efficiency improves, so that a technique for transmitting by narrowing the subcarrier multiplexing interval becomes important. Therefore, a technique for performing wavelength division multiplexing transmission with a close subcarrier interval is being actively developed.
  • a technique for performing wavelength division multiplexing transmission with such a close subcarrier interval for example, a technique such as Non-Patent Document 1 is disclosed.
  • the optical transmission system of Non-Patent Document 1 is a communication system that transmits a polarized multiplex multi-valued optical signal of a digital coherent method.
  • NRZ type subcarrier signals are wavelength-multiplexed at intervals equal to or less than the baud rate and transmitted, and on the receiving side, linearity is performed by MIMO (Multi Input Multi Output) processing with signals between adjacent subcarriers.
  • MIMO Multi Input Multi Output
  • Non-Patent Document 1 is not sufficient in the following points.
  • an optical transmission system that enables flexible transmission path selection such as a transmission system using a ROADM (Reconfigurable Optical Add / Drop Multiplexer) device
  • a signal composed of multiple subcarriers is combined into one signal. It is generally defined as a channel and route control is performed on a channel-by-channel basis.
  • the signal spectrum is cut by the characteristics of an optical switch such as a WSS (Wavelength Selective Switch) mounted on the ROADM device, and the signal band is narrowed. Moreover, it is affected not only by ROADM equipment but also by the limitation of the analog front end band of the transmitter / receiver and the asymmetric spectrum narrowing due to the light source frequency offset.
  • WSS Widelength Selective Switch
  • Non-Patent Document 1 discloses a MIMO equalization method in which a NRZ type subcarrier signal having a wide signal band is wavelength-multiplexed, but such a wideband NRZ type subcarrier signal is a ROADM device. It is greatly affected by band narrowing associated with passage. When such narrowing of the signal spectrum or asymmetric band narrowing occurs, the band narrowing is performed while effectively canceling the crosstalk between overlapping subcarriers, which is the original purpose of the MIMO equalizer. In order to compensate for the waveform distortion caused by the conversion with high accuracy, the filter characteristics required for the MIMO equalizer become very steep.
  • Non-Patent Document 1 the number of taps of the FIR (Finite Impulse Response) filter constituting the MIMO equalizer increases, the circuit scale increases, and CMA (Constant Modulus Algorithm) or the like is used. There is a problem that the convergence of the coefficient optimization of the MIMO equalizer is deteriorated and the characteristics are greatly deteriorated.
  • FIR Finite Impulse Response
  • CMA Constant Modulus Algorithm
  • an object of the present disclosure is a wavelength capable of suppressing deterioration of characteristics of a MIMO equalizer while suppressing an increase in circuit scale as much as possible even if a narrowing of a signal spectrum or an asymmetric spectrum deterioration occurs.
  • the wavelength-multiplexed optical transmission system separates a transmitter that performs wavelength multiplexing of a plurality of subcarrier signals to generate and transmit one channel signal and a receiver that receives the channel signal for each subcarrier signal.
  • Each of the separated subcarrier signals is provided with a receiver that performs equalization processing by a MIMO equalizer having a frequency region MIMO equalizer and a time region MIMO equalizer.
  • a plurality of subcarrier signals are wavelength-multiplexed to generate and transmit one channel signal, and the received channel signal is separated and separated for each subcarrier signal.
  • Each of the subcarrier signals is equalized by the frequency domain MIMO equalizer and then equalized by the time domain MIMO equalizer.
  • a plurality of subcarrier signals are frequency-multiplexed to generate one channel signal and transmitted, and the received channel signal is separated for each subcarrier signal, and the separated subcarrier signal is separated.
  • the computer After performing the equalization processing by the frequency domain MIMO equalizer for each of the above, the computer is made to execute the processing of performing the equalization processing by the time domain MIMO equalizer.
  • a wavelength division multiplexing optical transmission system capable of suppressing deterioration of the characteristics of a MIMO equalizer while suppressing an increase in circuit scale as much as possible even if the signal spectrum is narrowed or asymmetric spectrum deterioration occurs.
  • Multiplex optical transmission methods and programs can be provided.
  • FIG. It is a figure which shows the structure of the wavelength division multiplexing optical transmission system which concerns on embodiment. It is a figure which shows the structure of the wavelength division multiplexing optical transmission system which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the structure of the FDE-MIMO equalizer which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the structure of the wavelength division multiplexing optical transmission system which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the structure of the FDE-MIMO equalizer which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a figure which shows the structure of the wavelength division multiplexing optical transmission system which concerns on Embodiment 4.
  • Non-temporary computer-readable media include various types of tangible storage media.
  • Examples of non-temporary computer-readable media include magnetic recording media (eg, flexible disks, magnetic tapes, hard disk drives), magneto-optical recording media (eg, magneto-optical disks), CD-ROMs (Read Only Memory), CD-Rs, Includes CD-R / W and semiconductor memory (for example, mask ROM, PROM (Programmable ROM), EPROM (Erasable PROM), flash ROM, RAM (RandomAccessMemory)).
  • the program may also be supplied to the computer by various types of temporary computer-readable media (Transitory computer Readable Medium).
  • temporary computer-readable media include electrical, optical, and electromagnetic waves.
  • the temporary computer-readable medium can supply the program to the computer via a wired communication path such as an electric wire and an optical fiber, or a wireless communication path.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a wavelength division multiplexing optical transmission system of a comparative example.
  • a configuration will be described in which the two simplest subcarrier signals are wavelength-multiplexed to generate one channel signal, and the subcarrier multiplexed signal is transmitted and received.
  • the two subcarrier signals 1 and subcarrier signal 2 are NRZ type subcarrier signals.
  • the subcarrier signal 1 and the subcarrier signal 2 are converted into optical signals by the first optical transmitter 11 and the second optical transmitter 12, which are composed of a digital / analog converter, a light source, an optical modulator, and the like, respectively.
  • the optical signals from the first optical transmitter 11 and the second optical transmitter 12 are wavelength-multiplexed by the combiner 13 to generate one channel signal.
  • the channel signal whose wavelength is multiplexed in this way is further wavelength-multiplexed together with other channel signals, and is transmitted to the receiver 2 through the optical fiber transmission line 6 and the ROADM device 7.
  • the received channel signal is separated for each subcarrier signal by the demultiplexer 21.
  • a time domain MIMO equalizer (TDE (Time-Domain Equalizer) is passed through a first optical receiver 22 and a second optical receiver 23 composed of a coherent mixer, an optical / electric converter, an analog / digital converter, and the like. ) -MIMO equalizer) 9 is transmitted.
  • TDE Time-Domain Equalizer
  • FIG. 11 shows a spectral image of a wavelength division multiplexing signal composed of a plurality of channels composed of subcarrier multiplexing signals of a comparative example.
  • the spectra of the subcarrier signals overlap on the frequency axis and are shown by diagonal lines. Occurs.
  • the crosstalk can be suppressed and the subcarrier signal can be separated by performing MIMO equalization processing of each subcarrier signal on the receiving side.
  • TDE-MIMO equalizer 5 A specific configuration of the TDE-MIMO equalizer 5 is shown in FIG. As shown in FIG. 12, in the TDE-MIMO equalizer 5, a total of four time domain signals (Stinx1, Stiny1, Stinx2, Stiny2) of the X polarization component / Y polarization component of the two subcarrier signals are preferably used.
  • the TDE-MIMO core equalizer 51 is provided with 4 ⁇ 4 time domain FIR filters 53. That is, the TDE-MIMO equalizer 5 is a 4 ⁇ 4 TDE-MIMO equalizer composed of 4 ⁇ 4 FIR filters 53.
  • the TDE-MIMO equalizer 5 weights and adds the components between the subcarriers and outputs them (Stoutx1, Stouty1, Stoutx2, Stouty2).
  • the tap coefficients (W11 to W44) of each FIR filter 53 are set to tap coefficients of about 10 to 20 taps, respectively, from the viewpoint of circuit scale and dynamic coefficient update.
  • the tap coefficient of each FIR filter 53 is sequentially updated by the CMA coefficient updating unit 52 so as to be the optimum coefficient while calculating the error using a blind equalization algorithm such as CMA (Constant Modulus Algorithm).
  • CMA Constant Modulus Algorithm
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a wavelength division multiplexing optical transmission system 10 according to an embodiment.
  • the wavelength-multiplexed optical transmission system 10 separates a transmitter 1 that performs wavelength multiplexing of a plurality of subcarrier signals to generate and transmits one channel signal, and a received channel signal for each subcarrier signal, and separates the subcarriers.
  • FDE-MIMO equalizer For each signal, MIMO equalizer (hereinafter referred to as FDE-MIMO equalizer) 4 by FDE (Frequency-Domain Equalizer) which is a frequency region MIMO equalizer and TDE (hereinafter referred to as FDE-MIMO equalizer) 4 which is a time region MIMO equalizer ( It is provided with a receiver 2 that performs equalization processing by a MIMO equalizer 3 having a MIMO equalizer (hereinafter referred to as TDE-MIMO equalizer) 5 by Time-Domain Equalizer).
  • FDE-MIMO equalizer Frequency-Domain Equalizer
  • TDE-MIMO equalizer Time-Domain Equalizer
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a wavelength division multiplexing optical transmission system according to the first embodiment.
  • the first embodiment similarly to the comparative example, a configuration in which two simplest subcarrier signals are wavelength-multiplexed to generate one channel signal and the subcarrier multiplexed signal is transmitted and received will be described.
  • the difference from the comparative example of FIG. 10 described above lies in the configuration of the MIMO equalizer on the receiving side.
  • the receiving side MIMO equalizer of the first embodiment includes two MIMO equalizers, an FDE-MIMO equalizer 4 and a TDE-MIMO equalizer 5.
  • the FDE has a filter configuration in which a received signal sequence is once converted into a frequency domain by FFT (Fast Fourier Transform) processing, multiplied by a filter shape, and returned to the time domain by IFFT (Inverse Fast Fourier Transform).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the number of frequency domain filter coefficients of FDE is equivalent to the size of FFT / IFFT, and is one digit or more larger than the number of time domain tap coefficients of TDE.
  • FDE is not suitable for an equalizer that compensates for waveform distortion with dynamic fluctuations, but is very effective for compensating for static or very slow fluctuation waveform distortion with high accuracy. It is a method.
  • TDE in order to construct a relatively small equalizer with 30 taps or less, TDE can suppress the circuit scale and can cope with dynamic fluctuations.
  • TDE is not suitable for realizing highly accurate and steep filter characteristics due to the problem of circuit scale due to the increase in the number of taps.
  • a hybrid MIMO equalizer in which the FDE-MIMO equalizer 4 and the TDE-MIMO equalizer 5 are operated in cooperation with each other is configured.
  • the TDE-MIMO equalizer 5 is provided after the FDE-MIMO equalizer 4.
  • the two subcarrier signals including the received crosstalk component are equalized by the FDE-MIMO equalizer 4.
  • the FDE-MIMO equalizer 4 can efficiently implement steep filter characteristics in a circuit.
  • Such an FDE-MIMO equalizer 4 has the influence of band narrowing due to the passage of the ROADM device 7, which hardly fluctuates once the transmission path is determined, and the temperature fluctuation and aging deterioration such as the light source frequency offset. It is possible to highly accurately equalize asymmetric spectral narrowing and the like caused by very slow fluctuations, and effectively cancel static crosstalk between subcarriers.
  • the FDE-MIMO equalizer 4 includes an FFT circuit 41, an FDE-MIMO core circuit 42, an IFFT circuit 43, and a filter coefficient multiplier 44.
  • Each subcarrier signal in the time domain (Stinx1, Stiny1, Stinx2, Stiny2) is converted into a frequency domain signal (Sfinx1, Sfiny1, Sfinx2, Sfiny2) by the FFT circuit 41 and transmitted to the FDE-MIMO core circuit 42. ..
  • the FDE-MIMO core circuit 42 has a 4 ⁇ 4 filter configuration to reduce waveform distortion due to crosstalk components and band narrowing. Compensate.
  • TDE is composed of an FIR filter that realizes the convolution operation
  • FDE can be realized by a filter coefficient multiplier 44 that only multiplies the filter characteristics (filter coefficients H11 to H44). That is, the FDE-MIMO equalizer 4 is a 4 ⁇ 4 FDE-MIMO equalizer composed of 4 ⁇ 4 filter coefficient multipliers 44. Therefore, the FDE-MIMO core circuit 42 having steep and highly accurate filter characteristics can be efficiently mounted.
  • Each subcarrier signal (Sfoutx1, Sfouty1, Sfoutx2, Sfouty2) in the frequency domain in which crosstalk and band narrowing are compensated in this way is returned to the time domain signal (Sfoutx1, Stouty1, Stoutx2, Stouty2) by the IFFT circuit 43. Is converted to.
  • each filter coefficient of the filter coefficient multiplier 44 differs depending on the transmission path and the characteristics of the system, but since it is static, the method of training at system startup and the characteristics of each transmission path / system in advance. It is conceivable to evaluate the above and pre-calculate the optimum filter coefficient.
  • the static equalization of the predetermined filter coefficient by the FDE-MIMO equalizer 4 alone cannot completely compensate for the crosstalk between subcarriers, and the crosstalk fluctuation and waveform accompanying the polarization fluctuation. Residual crosstalk and residual waveform distortion components due to distortion and various other causes remain.
  • the output of the FDE-MIMO equalizer 4 is equalized using the TDE-MIMO equalizer 5.
  • the TDE-MIMO equalizer 5 the 4 ⁇ 4 TDE-MIMO equalizer 5 of the comparative example shown in FIG. 11 can be used.
  • the tap coefficient is updated in real time using an algorithm such as CMA, it is possible to adaptively equalize crosstalk and waveform distortion that accompany fluctuations, and FDE-. Residual crosstalk and waveform distortion that could not be suppressed by the MIMO equalizer 4 alone are appropriately compensated, and the subcarrier signal can be suitably demodulated.
  • TDE-MIMO in addition to the FDE-MIMO equalizer 4 capable of realizing a steep and highly accurate filter with high circuit mounting efficiency, TDE-MIMO capable of dynamically and adaptively crosstalk compensation is possible.
  • An equalizer 5 is used.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a wavelength division multiplexing optical transmission system according to the second embodiment.
  • the difference from the first embodiment shown in FIG. 2 is the configuration of the TDE-MIMO equalizer.
  • a TDE-MIMO equalizer 5 having a 4 ⁇ 4 filter configuration is used to compensate for the crosstalk component between subcarriers.
  • the TDE-MIMO equalizer 8 having the 2 ⁇ 2 filter configuration shown in FIG. 5 is arranged for each subcarrier signal.
  • TDE-MIMO equalizer 8 in order to preferably separate the two time domain signals (Stinx, Tiny) of the X polarization component / Y polarization component of each subcarrier signal, TDE- The MIMO core circuit 81 is provided with 2 ⁇ 2 time domain FIR filters 83. That is, the TDE-MIMO equalizer 8 is a 2 ⁇ 2 TDE-MIMO equalizer composed of 2 ⁇ 2 FIR filters 83. Further, as described above, the tap coefficient of each FIR filter 83 is sequentially updated by the CMA coefficient updating unit 82.
  • the FDE-MIMO equalizer 4 is provided in front of the 2 ⁇ 2 TDE-MIMO equalizer 8. Under the condition that crosstalk between subcarriers is suppressed to some extent by the effect of the FDE-MIMO equalizer 4 in the previous stage, it is possible to demodulate the subcarrier signal to the extent that there is no problem in communication even with the configuration of the second embodiment. Is.
  • FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the FDE-MIMO equalizer 4 according to the third embodiment.
  • the FDE-MIMO equalizer 4'in the third embodiment includes a wavelength dispersion compensation filter 45 in addition to the configuration of the FDE-MIMO equalizer 4 of the first embodiment shown in FIG. Be prepared.
  • the wavelength dispersion compensation filter 45 is arranged immediately after the FFT circuit 41 and compensates for waveform distortion due to wavelength dispersion that occurs in the optical fiber transmission line 6.
  • the output from the wavelength dispersion compensation filter 45 is input to the subsequent FDE-MIMO core circuit 42. That is, the wavelength dispersion compensation filter 45 is arranged between the FFT circuit 41 and the FDE-MIMO core circuit 42.
  • Wavelength dispersion compensation requires an equalizer with an impulse response length that is extremely long as the transmission distance increases. Therefore, it is efficient to configure FDE with high circuit mounting efficiency. Therefore, as shown in FIG. 6, the wavelength dispersion compensation filter 45 can be arranged in the FDE-MIMO equalizer 4', and wavelength dispersion compensation can be performed at the same time as crosstalk compensation and band narrowing deterioration. ..
  • the wavelength dispersion compensation filter 45 is arranged immediately after the FFT circuit 41, but the present invention is not limited to this. For example, it may be arranged immediately before the IFFT circuit 43. That is, the wavelength dispersion compensation filter 45 is arranged between the FDE-MIMO core circuit 42 and the IFFT circuit 43. Further, although an example of wavelength dispersion compensation is described here, compensation for waveform distortion known in advance other than wavelength dispersion compensation, such as the influence of band narrowing due to the passage of the ROADM device, may be performed.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a wavelength division multiplexing optical transmission system according to the fourth embodiment.
  • the calculation unit includes a static tap coefficient extraction unit 24, a coefficient conversion unit 25, and a coefficient multiplication unit 26.
  • the fixed filter coefficient calculated in advance is input as the coefficient of the FDE-MIMO equalizer 4.
  • the tap coefficient optimized by CMA or the like is obtained from the dynamic TDE-MIMO equalizer 5 deployed after the FDE-MIMO equalizer 4. It is delivered to the static tap coefficient extraction unit 24.
  • the static tap coefficient extraction unit 24 extracts only the static time domain tap coefficient that hardly fluctuates from the received optimized tap coefficient.
  • the extracted static time domain tap coefficient is transmitted to the coefficient conversion unit 25.
  • the coefficient conversion unit 25 converts the static time domain tap coefficient into a filter coefficient in the frequency domain.
  • the filter coefficient in the frequency domain converted by the coefficient conversion unit 25 is transmitted to the coefficient multiplication unit 26.
  • the coefficient multiplication unit 26 multiplies the fixed filter coefficient calculated in advance by the filter coefficient converted into the frequency domain, and inputs the calculation result as the filter coefficient to the FDE-MIMO equalizer 4.
  • the static crosstalk component and waveform distortion component that were equalized by the TDE-MIMO equalizer 5 are now equalized by the FDE-MIMO equalizer 4, and the TDE-MIMO equalizer 5 Then, only the dynamic crosstalk component and the waveform distortion component are compensated.
  • the unknown static crosstalk component and waveform distortion component that could not be calculated in advance can be compensated by the FDE-MIMO equalizer 4, and the load of the TDE-MIMO equalizer 5 is increased. It becomes lighter, the number of taps required is reduced, the circuit scale is reduced, and the FIR filter of unnecessary taps can be partially stopped to reduce power consumption.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a wavelength division multiplexing optical transmission system according to the fifth embodiment.
  • the difference from the first embodiment is that a band narrowing filter 14 is provided on the transmitting side to narrow the signal band in advance.
  • a band narrowing filter 14 is provided in front of the first optical transmitter 11 and the second optical transmitter 12, respectively.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a wavelength division multiplexing light transmission signal spectrum image obtained by the wavelength division multiplexing optical transmission system of FIG.
  • the broken line shows the spectrum of the NRZ type subcarrier signal
  • the solid line shows the subcarrier signal 1 and the subcarrier signal 2 whose signal band is narrowed by the band narrowing filter 14.
  • the band narrowing filter 14 can shape the subcarrier signal into a left-right asymmetric spectrum. As a result, the outermost signal spread is suppressed, and the wavelength division multiplexing interval between adjacent channels can be narrowed. This also has the effect of improving frequency utilization efficiency.
  • each subcarrier on the receiving side The signal is equalized by a frequency region MIMO equalizer and further equalized by a time region MIMO equalizer.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and can be appropriately modified without departing from the spirit.
  • an example in which two simplest subcarrier signals are multiplexed to form one channel signal has been described, but the present invention is not limited to this.
  • the technique according to the embodiment is also applicable to, for example, a case where three or more subcarrier signals are wavelength-multiplexed to form one channel signal.
  • the number of filters constituting the MIMO equalizer is 6 ⁇ 6 when three subcarrier signals are wavelength-multiplexed, and 10 ⁇ 10 when five subcarrier signals are wavelength-multiplexed.
  • a similar effect can be obtained by increasing the scale of the filter according to the number of subcarrier signals to be equalized.
  • the configuration in which the optical transmitter / receiver is used for each subcarrier signal is described, but the present invention is not limited to this.
  • improvements in device performance have made it possible to realize wider-band optical transceivers. Therefore, for example, it is possible to transmit and receive two subcarrier signals collectively by a single optical transmitter / receiver. Needless to say, the same effect can be obtained even with such a configuration.
  • Transmitter 2 Receiver 3 MIMO equalizer 4 FDE-MIMO equalizer 5 TDE-MIMO equalizer 6 Optical fiber transmission line 7 ROADM equipment 8 TDE-MIMO equalizer 10 Wavelength multiplex optical transmission system 11 1st optical Transmitter 12 2nd optical transmitter 13 Transmitter 14 Band narrowing filter 21 Demultiplexer 22 1st optical receiver 23 2nd optical receiver 24 Static tap coefficient extraction unit 25 Coefficient conversion unit 26 Coefficient multiplication unit 41 FFT circuit 42 FDE-MIMO core circuit 43 IFFT circuit 44 Filter coefficient multiplier 45 Wavelength dispersion compensation filter 51 TDE-MIMO core equalizer 52 CMA coefficient updater 53 FIR filter 81 TDE-MIMO core circuit 82 CMA coefficient updater 83 FIR filter

Abstract

信号スペクトルの狭窄化や非対称なスペクトル劣化が生じても、回路規模の増大を極力抑えながらＭＩＭＯ等化器の特性劣化を抑圧する。 実施の形態に係る波長多重光伝送システム（１０）は、複数のサブキャリア信号が重なり合うように波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信する送信機（１）と、受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離したサブキャリア信号のそれぞれに対し、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器（４）とＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器（５）とを有するＭＩＭＯ等化器（３）によって等化処理を行う受信機（２）とを備える。

Description

波長多重光伝送システム、波長多重光伝送方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体
　本発明は、波長多重光伝送技術に関する。
　近年、１００Ｇｂｐｓ（Giga bit per second）超の大容量基幹系光通信システムでは、デジタルコヒーレント方式が用いられている。また、そのような光通信システムでは、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）といった多値変調方式による通信が実用化されている。また、さらなる大容量化を目指して３２ＱＡＭや６４ＱＡＭといった、より高次の多値変調方式の開発も行われている。
　このような多値化による大容量化と並行して、信号帯域を狭窄化して波長多重化（Wavelength Division Multiplexing：ＷＤＭ）することにより周波数利用効率を向上させる伝送方式の研究開発も盛んに行われている。代表的な例としては、これまで広く用いられてきたＮＲＺ（Non Return to Zero）方式の伝送と比べて、より信号スペクトルの狭帯域化が可能なナイキスト伝送方式のような方式が挙げられる。また、信号ボーレートよりもさらに信号帯域幅を狭くするスーパーナイキスト伝送方式といった高度な信号帯域狭窄技術も研究されている。このように、信号帯域を狭窄化することにより波長多重伝送時のチャネル間隔を密にし、光ファイバ１本当たりの伝送容量を向上させるアプローチも、多値化と合わせて重要視されている。
　特に、１Ｔｂｐｓ（Tera bit per second）以上の光伝送システムでは、実現可能性を考慮すると、複数のサブキャリアを波長多重して１Ｔｂｐｓ伝送を実現するサブキャリア多重方式が有効である。サブキャリア間隔が密になればなるほど、周波数利用効率が向上するため、サブキャリア多重間隔を狭くして伝送を行う技術が重要となる。そのため、サブキャリア間隔を密にして波長多重伝送を行う技術の開発が盛んに行われている。そのような、サブキャリア間隔を密にして波長多重伝送を行う技術としては、例えば、非特許文献１のような技術が開示されている。
　非特許文献１の光伝送システムは、デジタルコヒーレント方式の偏波多重多値光信号の伝送を行う通信システムである。非特許文献１の光伝送システムでは、ＮＲＺ方式のサブキャリア信号をボーレート以下の間隔で波長多重して送信し、受信側において隣接サブキャリア間の信号とのＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）処理による線形等化を行う事により、サブキャリア間のクロストークを抑圧し、周波数軸上で重なったサブキャリア信号を、元の各々の信号に分離する方式が示されている。
濱岡福太郎他、「超高密度マルチキャリア偏波多重ＱＰＳＫ信号におけるＭＩＭＯ処理を用いた信号間クロストーク補償の実験評価」、Ｂ－１０－３２、Ｐ.２０６（通信講演論文集２）、２０１４年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会
　しかしながら、非特許文献１の技術は次のような点で十分ではない。例えば、ＲＯＡＤＭ（Reconfigurable Optical Add/Drop Multiplexer）機器を用いた伝送システムのようにフレキシブルな伝送経路選択を可能とする光伝送システムにおいては、複数のサブキャリアを多重して構成された信号を一つのチャネルとして定義し、チャネル単位で経路制御するのが一般的である。
　このとき、ＲＯＡＤＭ機器に搭載されるＷＳＳ（Wavelength Selective Switch）などの光スイッチの特性によって信号スペクトルが削られ、信号帯域が狭窄化される。また、ＲＯＡＤＭ機器だけでなく、送受信機のアナログフロントエンド帯域の制限や、光源周波数オフセットによる非対称なスペクトル狭窄の影響を受ける。
　これに対し、非特許文献１では、広信号帯域を有するＮＲＺ方式のサブキャリア信号を波長多重したＭＩＭＯ等化方式について開示されているが、このような広帯域のＮＲＺ方式のサブキャリア信号はＲＯＡＤＭ機器通過に伴う帯域狭窄の影響を大きく受ける。このような、信号スペクトルの狭帯域化や非対称な帯域狭窄化が生じた場合、本来のＭＩＭＯ等化器の目的である、重なり合うサブキャリア間のクロストークを効果的にキャンセルしつつ、前記帯域狭窄化などに起因する波形歪みを高精度に補償するためには、ＭＩＭＯ等化器に求められるフィルタ特性が非常に急峻になる。
　このため、非特許文献１に示す技術では、ＭＩＭＯ等化器を構成するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタのタップ数が増大し、回路規模が増大するだけでなく、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）等によるＭＩＭＯ等化器の係数最適化の収束性が悪くなり、特性が大きく劣化するという問題がある。
　本開示の目的は、上述した問題を鑑み、信号スペクトルの狭窄化や非対称なスペクトル劣化が生じても、回路規模の増大を極力抑えながらＭＩＭＯ等化器の特性劣化を抑圧することが可能な波長多重光伝送システム、波長多重光伝送方法及びプログラムを提供することにある。
　本発明の一態様に係る波長多重光伝送システムは、複数のサブキャリア信号を波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信する送信機と、受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離した前記サブキャリア信号のそれぞれに対し、周波数領域ＭＩＭＯ等化器と時間領域ＭＩＭＯ等化器とを有するＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行う受信機とを備えるものである。
　本発明の一態様に係る波長多重光伝送方法は、複数のサブキャリア信号を波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信し、受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離した前記サブキャリア信号のそれぞれに対し、周波数領域ＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行った後に、時間領域ＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行う。
　本発明の一態様に係るプログラムは、複数のサブキャリア信号を波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信し、受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離した前記サブキャリア信号のそれぞれに対し、周波数領域ＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行った後に、時間領域ＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行う処理をコンピュータに実行させる。
　本発明によれば、信号スペクトルの狭窄化や非対称なスペクトル劣化が生じても、回路規模の増大を極力抑えながらＭＩＭＯ等化器の特性劣化を抑圧することが可能な波長多重光伝送システム、波長多重光伝送方法及びプログラムを提供することができる。
実施の形態にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。 実施の形態１にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。 実施の形態１にかかるＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す図である。 実施の形態２にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。 実施の形態２にかかるＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す図である。 実施の形態３にかかるＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す図である。 実施の形態４にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。 実施の形態５にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。 実施の形態５にかかる波長多重光送信信号スペクトルイメージを示す図である。 比較例の波長多重光伝送システムの構成を示す図である。 比較例の波長多重光送信信号のスペクトルイメージを示す図である。 比較例のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回線で構成することができる。また、本発明は、任意の処理を、ＣＰＵ（Central Processing Unit）にコンピュータプログラムを実行させることにより実現することも可能である。従って、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。
　また、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-Transitory computer Readable Medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage Medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（Transitory computer Readable Medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
　実施の形態は、デジタルコヒーレント方式の光送受信機を使用した波長多重光伝送技術に関する。実施の形態について説明する前に、比較例の波長多重光伝送システムについて説明する。図１０は、比較例の波長多重光伝送システムの構成を示す図である。ここでは、最も簡単な２つのサブキャリア信号を波長多重して１つのチャネル信号を生成し、サブキャリア多重信号を送受信する構成について説明する。
　２つのサブキャリア信号１、サブキャリア信号２は、ＮＲＺ方式のサブキャリア信号である。サブキャリア信号１、サブキャリア信号２は、それぞれデジタル／アナログ変換器や光源、光変調器などから構成される第１光送信機１１、第２光送信機１２によって光信号に変換される。第１光送信機１１、第２光送信機１２からの光信号は、合波器１３によって波長多重され、１つのチャネル信号が生成される。
　このようにして波長多重されたチャネル信号は、他のチャネル信号と合わせて更に波長多重されて、光ファイバ伝送路６、ＲＯＡＤＭ機器７を通過して受信機２へと伝送される。受信機２では、受信したチャネル信号が分波器２１によってサブキャリア信号毎に分離される。そして、コヒーレントミキサや光／電気変換器、アナログ／デジタル変換器などから構成される第１光受信機２２、第２光受信機２３を介して時間領域ＭＩＭＯ等化器（ＴＤＥ（Time-Domain Equalizer）－ＭＩＭＯ等化器）９へと伝達される。
　分波器２１によって分離されたサブキャリア信号には、２つのサブキャリア間のクロストーク成分が残っているため、そのままでは各サブキャリア信号を復調できない。そこで、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５を用いて、クロストーク成分をキャンセルしてサブキャリア信号を復調する構成が採用されている。動作原理の理解のため、比較例のサブキャリア多重信号で構成された複数チャネルからなる波長多重信号のスペクトルイメージを図１１に示す。
　図１１に示すように、比較例では、広帯域のＮＲＺ方式のサブキャリア信号１、サブキャリア信号２を波長多重することから、各サブキャリア信号のスペクトルが周波数軸上で重なり合い斜線で示したクロストークが生じる。このクロストーク領域のサブキャリア信号は、受信側において各サブキャリア信号のＭＩＭＯ等化処理を行うことにより、クロストークが抑圧されてサブキャリア信号を分離することができる。
　具体的なＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５の構成が図１２に示される。図１２に示すように、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５において、２つのサブキャリア信号のＸ偏波成分／Ｙ偏波成分の計４つの時間領域信号（Ｓｔｉｎｘ１、Ｓｔｉｎｙ１、Ｓｔｉｎｘ２、Ｓｔｉｎｙ２）を好適に分離するため、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器５１に４×４個の時間領域のＦＩＲフィルタ５３が設けられている。すなわち、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５は、４×４個のＦＩＲフィルタ５３で構成される４×４ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器である。
　ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５は、サブキャリア間の成分をそれぞれ重み付け加算して出力（Ｓｔｏｕｔｘ１、Ｓｔｏｕｔｙ１、Ｓｔｏｕｔｘ２、Ｓｔｏｕｔｙ２）する。ここで、各ＦＩＲフィルタ５３のタップ係数（Ｗ１１～Ｗ４４）は、回路規模や動的係数更新の観点から、それぞれ１０～２０タップ程度のタップ係数とされる。
　また、各ＦＩＲフィルタ５３のタップ係数は、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）などのブラインド等化アルゴリズムを用いて誤差を計算しながら最適な係数となるよう、ＣＭＡ係数更新部５２により逐次更新される。これにより、サブキャリア間に生じるクロストークが互いにキャンセルされるようタップ係数が最適化されるため、周波数軸上で重なり合ったサブキャリア信号から、元々のサブキャリア信号を各々復調することが可能となる。
　しかしながら、図１１の点線で示したＲＯＡＤＭ機器７の通過に伴う帯域狭窄や、光源周波数オフセットなどに起因する非対称なスペクトル狭窄などが生じると、２つの重なりあったＮＲＺ方式のサブキャリア信号のスペクトルの最外側が急峻に削れて情報を失う。このような帯域狭窄などの影響をうけた信号を受信する場合、受信側のＭＩＭＯ等化器において、本来の目的であるサブキャリア間のクロストークの抑圧と、帯域狭窄化などによる波形歪みの高精度な補償を両立するためには、ＭＩＭＯ等化器に要求される各ＦＩＲフィルタの特性が急峻となり、タップ数が大幅に増大してしまう。
　これにより、回路規模の増大を招くという問題があった。さらに、たとえ、タップ数を増大できたとしても、ＣＭＡに代表されるブラインド等化アルゴリズムの収束性が劣化し、結果として信号品質の劣化を生じるという問題があった。これらの問題に鑑み、本発明者は以下の実施の形態を考案した。
　図１は、実施の形態にかかる波長多重光伝送システム１０の構成を示す図である。波長多重光伝送システム１０は、複数のサブキャリア信号を波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信する送信機１と、受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離したサブキャリア信号のそれぞれに対し、周波数領域ＭＩＭＯ等化器であるＦＤＥ（Frequency-Domain Equalizer）によるＭＩＭＯ等化器（以下、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と記す）４と時間領域ＭＩＭＯ等化器であるＴＤＥ（Time-Domain Equalizer）によるＭＩＭＯ等化器（以下、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と記す）５とを有するＭＩＭＯ等化器３によって等化処理を行う受信機２とを備える。
　これにより、ＲＯＡＤＭ機器の通過に伴う信号スペクトルの狭窄化や光周波数オフセットなどに起因する非対称なスペクトル劣化が生じても、回路規模の増大を極力抑えながらＭＩＭＯ等化器の特性劣化を抑圧することが可能となる。以下、実施の形態の具体的な構成例について説明する。
　実施の形態１．
　図２は、実施の形態１にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。なお、実施の形態１においても比較例と同様に、最も簡単な２つのサブキャリア信号を波長多重して１つのチャネル信号を生成し、サブキャリア多重信号を送受信する構成について説明する。先に説明した図１０の比較例との違いは、受信側のＭＩＭＯ等化器の構成にある。
　図２に示すように、実施の形態１の受信側のＭＩＭＯ等化器は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４と、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５の２つのＭＩＭＯ等化器を備える。ＦＤＥは、受信信号系列を一旦ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により周波数領域に変換してフィルタ形状を乗算し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast FourierTransform）により再度時間領域に戻すフィルタ構成を有するものである。その特徴は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路のオーバーヘッドは生じるものの、畳み込み演算を必要とするＴＤＥと比べて回路実装効率がよい。例えば、３０タップ以上のタップ数を必要とするフィルタであれば、ＴＤＥよりもＦＤＥの方が小さな回路規模で実現することが可能となる。したがって、ＦＤＥによれば、インパルス応答長の長い急峻かつ高精度なフィルタ特性を要する等化器であっても、効率よく回路実装することが可能となる。
　一方、ＦＤＥの周波数領域フィルタ係数の数は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴのサイズと同等であり、ＴＤＥの時間領域タップ係数の数よりも一桁以上多い。このため、ＦＤＥは、動的な変動を伴う波形歪みを補償する等化器には向いていないが、静的もしくは非常にゆっくりとした変動の波形歪みを高精度に補償するには非常に有効な方法である。
　また、対照的に、ＴＤＥは３０タップ以下の比較的小規模な等化器を構成するには、回路規模も抑えられ、なおかつ、動的な変動にも対応することが可能である。しかし、ＴＤＥは、タップ数の増大による回路規模の問題により、高精度かつ急峻なフィルタ特性を実現するには向いていない。
　従って、図２に示すＭＩＭＯ等化器３では、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４とＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５の２つを協調動作させたハイブリッドＭＩＭＯ等化器が構成される。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の後段に設けられる。まず、受信したクロストーク成分を含む２つのサブキャリア信号は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４により等化される。
　上述の通り、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４は、急峻なフィルタ特性を効率よく回路実装できる。このようなＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４は、伝送経路が決まれば、ほぼ変動することはないＲＯＡＤＭ機器７の通過に伴う帯域狭窄の影響や、光源周波数オフセット等のように温度変動や経年劣化などに起因する、変動が非常にゆっくりとした非対称なスペクトル狭窄等を高精度に等化して、サブキャリア間の静的なクロストークを効果的にキャンセルすることができる。
　具体的なＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の構成が図３に示される。図３に示すように、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４は、ＦＦＴ回路４１、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路４２、ＩＦＦＴ回路４３、フィルタ係数乗算器４４を含む。時間領域の各サブキャリア信号（Ｓｔｉｎｘ１、Ｓｔｉｎｙ１、Ｓｔｉｎｘ２、Ｓｔｉｎｙ２）は、ＦＦＴ回路４１で周波数領域の信号（Ｓｆｉｎｘ１、Ｓｆｉｎｙ１、Ｓｆｉｎｘ２、Ｓｆｉｎｙ２）に変換され、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路４２へと伝達される。
　ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路４２は、上述した図１２のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５のＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器５１と同様に、４×４のフィルタ構成によりクロストーク成分や帯域狭窄による波形歪みを補償する。しかし、ＴＤＥは畳み込み演算を実現するＦＩＲフィルタで構成されるのに対し、ＦＤＥでは単なるフィルタ特性（フィルタ係数Ｈ１１～Ｈ４４）の乗算のみを行うフィルタ係数乗算器４４で実現できる。すなわち、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４は、４×４個のフィルタ係数乗算器４４で構成される４×４ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器である。このため、急峻かつ高精度なフィルタ特性のＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路４２を効率よく実装できる。
　このようにしてクロストークや帯域狭窄が補償された周波数領域の各サブキャリア信号（Ｓｆｏｕｔｘ１、Ｓｆｏｕｔｙ１、Ｓｆｏｕｔｘ２、Ｓｆｏｕｔｙ２）は、ＩＦＦＴ回路４３によって再び時間領域の信号（Ｓｔｏｕｔｘ１、Ｓｔｏｕｔｙ１、Ｓｔｏｕｔｘ２、Ｓｔｏｕｔｙ２）へと変換される。このとき、フィルタ係数乗算器４４の各フィルタ係数は、伝送経路やシステムの特性によって異なるが、静的なものであることから、システム起動時にトレーニングを行う方法や、予め伝送経路・システム毎に特性を評価し、最適なフィルタ係数を事前計算しておく方法などが考えられる。
　また、緩やかな変動を伴う準静的な帯域狭窄などに対しては、リアルタイムに係数を更新する必要はなく、一部の受信データ系列を抜き出して、別途ソフトウェア処理などで最適な係数を導き出してから、実際のフィルタ係数を更新してもよい。このような手法は、温度変動等に起因する光源周波数オフセットによるクロストーク量変動や帯域狭窄変動に対して有効である。あるいは、静的、準静的な変動含めて、信号自体に既知のパイロットトーンやトレーニングパターンを埋め込みフィルタ係数を決める方法でもよい。
　この予め決められたフィルタ係数のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４による静的な等化だけでは、完全にサブキャリア間のクロストークを補償することはできず、偏波変動に伴うクロストーク変動や波形歪み、その他さまざまな原因に起因する残留クロストークおよび残留波形歪み成分が残る。
　そこで、次に、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の出力を、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５を用いて等化する。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５としては、図１１に示す比較例の４×４のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５が用いることができる。また、先に説明したとおり、ＣＭＡなどのアルゴリズムを用いて、リアルタイムにタップ係数を更新していくため、変動を伴うクロストークや波形歪みを、適応的に等化する事が可能となり、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４だけでは抑圧できなかった残留クロストークおよび波形歪みが適切に補償されて、サブキャリア信号を好適に復調することができる。
　このように、実施の形態１では、急峻かつ高精度なフィルタを高い回路実装効率で実現できるＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４に加えて、動的かつ適応的にクロストーク補償が可能なＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５を用いる。これにより、ＲＯＡＤＭ機器７の通過に伴う信号スペクトルの狭窄化や光周波数オフセットなどに起因する非対称なスペクトル劣化が生じても、回路規模の増大を極力抑えるとともに、ＭＩＭＯ等化器の特性劣化を抑えながらサブキャリア間のクロストークを補償することができる。
　実施の形態２．
　図４は、実施の形態２にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。図２に示した実施の形態１との違いは、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成である。図２では４×４のフィルタ構成のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５を用いて、サブキャリア間のクロストーク成分を補償している。これに対し、図４の実施形態２では、サブキャリア信号毎に、図５に示す２×２のフィルタ構成のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器８をそれぞれ配置する構成となっている。
　図５に示すように、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器８において、各サブキャリア信号のＸ偏波成分／Ｙ偏波成分の２つの時間領域信号（Ｓｔｉｎｘ、Ｓｔｉｎｙ）を好適に分離するため、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア回路８１に２×２個の時間領域のＦＩＲフィルタ８３が設けられている。すなわち、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器８は、２×２個のＦＩＲフィルタ８３で構成される２×２ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器である。また、上述したように、各ＦＩＲフィルタ８３のタップ係数は、ＣＭＡ係数更新部８２により逐次更新される。
　このように、２×２ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器８をサブキャリア信号毎に複数設けることにより、サブキャリア内のＸ偏波／Ｙ偏波のクロストーク成分を補償することが可能である。しかしながら、この構成では、サブキャリア間のクロストーク成分は補償されない。ただし、図４に示すように、実施の形態２では、２×２ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器８の前段にＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４が設けられている。前段のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の効果により、サブキャリア間のクロストークがある程度抑えられている条件では、実施形態２の構成でも、通信に問題ない程度までサブキャリア信号を復調することが可能である。
　なお、比較例の４×４のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５と異なり、サブキャリア間の信号のやり取りが不要となるため、ＦＩＲフィルタの数が４×４＝１６個から（２×２）×２＝８個となり、回路規模を約半分に削減できるという利点がある。
　実施の形態３．
　次に、実施の形態３の構成について説明する。実施の形態３における実施の形態１との違いは、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の構成である。図６は、実施の形態３に係るＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の構成を示す図である。図６に示すように、実施の形態３ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４’は、図３に示した実施の形態１のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の構成に加えて、波長分散補償フィルタ４５をさらに備える。
　波長分散補償フィルタ４５は、ＦＦＴ回路４１の直後に配置され、光ファイバ伝送路６で生じる波長分散による波形歪みを補償する。波長分散補償フィルタ４５からの出力は、後段のＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路４２に入力される。すなわち、波長分散補償フィルタ４５は、ＦＦＴ回路４１とＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路４２との間に配置される。
　波長分散補償は、伝送距離が伸びるほど非常に長大なインパルス応答長の等化器が必要となる。このため、回路実装効率の高いＦＤＥで構成することが効率的である。そこで、図６に示すように、波長分散補償フィルタ４５をＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４’の中に配置して、クロストーク補償や帯域狭窄劣化と併せて、波長分散補償も同時に行うことができる。
　これにより、波長分散補償フィルタとＭＩＭＯ等化器とを共通化することができ、回路規模の増大を抑えられるという効果が得られる。なお、図６に示す例では、波長分散補償フィルタ４５は、ＦＦＴ回路４１の直後に配置したが、これに限らない。例えば、ＩＦＦＴ回路４３の直前に配置してもよい。すなわち、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路４２とＩＦＦＴ回路４３との間に波長分散補償フィルタ４５を配置する。また、ここでは、波長分散補償の例を記したが、ＲＯＡＤＭ機器通過に伴う帯域狭窄の影響など、波長分散補償以外の予め分かっている波形歪みの補償を行っても良い。
　実施の形態４．
　図７は、実施の形態４にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。実施の形態４において、実施の形態１との違いは、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４に入力されるフィルタ係数の計算部が追加されている点である。計算部は、静的タップ係数抽出部２４、係数変換部２５、係数乗算部２６を含む。実施形態１では、予め算出した固定のフィルタ係数をＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の係数として入力していた。これに対し、図７に示す実施形態４では、まず、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４の後段に配備されている動的なＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５からＣＭＡなどで最適化されたタップ係数が静的タップ係数抽出部２４へと受け渡される。
　静的タップ係数抽出部２４は、受け取った最適化されたタップ係数から、ほとんど変動しない静的な時間領域タップ係数のみを抽出する。抽出された静的時間領域タップ係数は、係数変換部２５へと伝達される。係数変換部２５では、静的時間領域タップ係数を周波数領域のフィルタ係数へと変換する。係数変換部２５により変換された周波数領域のフィルタ係数は、係数乗算部２６へと伝達される。係数乗算部２６は、予め算出した固定のフィルタ係数と、周波数領域に変換されたフィルタ係数とを乗算して、演算結果をフィルタ係数としてＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４へ入力する。
　これにより、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５で等化していた静的なクロストーク成分や波形歪み成分が、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４で等化されるようになり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５では動的なクロストーク成分や波形歪み成分のみを補償することになる。こうすることによって、予め算出できなかった未知の静的クロストーク成分や波形歪み成分を、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器４で補償することが出来るようになり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器５の負荷が軽くなり、要求されるタップ数が低減して回路規模削減したり、不必要なタップのＦＩＲフィルタを一部停止させるなどして消費電力を抑える事が可能となる。
　実施の形態５．
　図８は、実施の形態５にかかる波長多重光伝送システムの構成を示す図である。実施の形態５において、実施の形態１との違いは、送信側に、帯域狭窄フィルタ１４を設け、予め信号帯域を狭くする点である。図８に示すように、第１光送信機１１、第２光送信機１２の前段にはそれぞれ帯域狭窄フィルタ１４が設けられている。
　図９は、図８の波長多重光伝送システムにより得られる波長多重光送信信号スペクトルイメージの一例を示す図である。図９において、破線がＮＲＺ方式のサブキャリア信号のスペクトルを示しており、実線が帯域狭窄フィルタ１４により信号帯域が狭くなったサブキャリア信号１、サブキャリア信号２を示している。このように、信号帯域の狭いスペクトルの光信号を生成することで、ＲＯＡＤＭ機器の帯域狭窄化やなど光周波数オフセット等に対する耐性を向上させる効果が得られる。
　また、図９に示すように、帯域狭窄フィルタ１４は、サブキャリア信号を左右非対称なスペクトルに整形することができる。これにより、最外側の信号広がりが抑圧され、隣接チャネル間の波長多重間隔を狭くすることが可能となる。これによって、周波数利用効率が向上するという効果も得られる。
　以上説明したように、実施の形態では、複数のサブキャリア信号が重なり合うように波長多重してチャネル信号を生成し、チャネル信号を複数波長多重する波長多重光伝送システムにおいて、受信側の各サブキャリア信号を周波数領域ＭＩＭＯ等化器によって等化し、さらに、時間領域ＭＩＭＯ等化器によって等化する。これにより、ＲＯＡＤＭ機器の通過に伴う信号スペクトルの狭窄化や光周波数オフセットなどに起因する非対称なスペクトル劣化が生じても、回路規模の増大を極力抑えながらＭＩＭＯ等化器の特性劣化を抑圧することが可能となる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。上記の説明では、最も簡単な２つのサブキャリア信号を多重して１つのチャネル信号を構成する例について記載したが、これに限らない。実施の形態に係る技術は、例えば、３つ以上のサブキャリア信号を波長多重して１つのチャネル信号を構成する場合についても、適用可能である。例えば、ＭＩＭＯ等化器を構成するフィルタの数が、３つのサブキャリア信号を波長多重する場合には６×６、５つのサブキャリア信号を波長多重する場合には１０×１０というように、ＭＩＭＯ等化処理を行うサブキャリア信号の数に伴ってフィルタの規模を増大させることで、同様な効果を得ることができる。
　また、上記の説明では、サブキャリア信号毎に光送受信機を用いる構成を記したが、これに限らない。近年では、デバイスの性能向上により、より広帯域な光送受信機を実現することが可能となっている。このため、例えば、２つのサブキャリア信号を単一の光送受信機で一括して送受信することも可能である。このような構成でも、同様な効果が得られる事は言うまでも無い。
　また、同じ光送受信機の帯域でも、サブキャリア信号のボーレートを下げて、サブキャリア信号の数を多くする構成を取ることも可能である。このような構成でも、同様な効果が得られる事は言うまでも無い。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１９年３月２６日に出願された日本出願特願２０１９－０５７６７４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１　送信機
　２　受信機
　３　ＭＩＭＯ等化器
　４　ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器
　５　ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器
　６　光ファイバ伝送路
　７　ＲＯＡＤＭ機器
　８　ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器
　１０　波長多重光伝送システム
　１１　第１光送信機
　１２　第２光送信機
　１３　合波器
　１４　帯域狭窄フィルタ
　２１　分波器
　２２　第１光受信機
　２３　第２光受信機
　２４　静的タップ係数抽出部
　２５　係数変換部
　２６　係数乗算部
　４１　ＦＦＴ回路
　４２　ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路
　４３　ＩＦＦＴ回路
　４４　フィルタ係数乗算器
　４５　波長分散補償フィルタ
　５１　ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器
　５２　ＣＭＡ係数更新部
　５３　ＦＩＲフィルタ
　８１　ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア回路
　８２　ＣＭＡ係数更新部
　８３　ＦＩＲフィルタ

Claims (10)

  1. 　複数のサブキャリア信号が重なり合うように波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信する送信機と、
    　受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離した前記サブキャリア信号のそれぞれに対し、周波数領域ＭＩＭＯ等化器と時間領域ＭＩＭＯ等化器とを有するＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行う受信機と、
    　を備える、
    　波長多重光伝送システム。
  2. 　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器は、前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器の後段に設けられる、
    　請求項１に記載の波長多重光伝送システム。
  3. 　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器は、前記サブキャリア信号毎に複数設けられている、
    　請求項１又は２に記載の波長多重光伝送システム。
  4. 　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、波長分散補償フィルタをさらに備える、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の波長多重光伝送システム。
  5. 　前記受信機は、
    　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器からタップ更新アルゴリズムを用いて最適化された時間領域タップ係数を受け取り、静的時間領域タップ係数を抽出する静的タップ係数抽出手段と、
    　抽出した前記静的時間領域タップ係数を周波数領域フィルタ係数へと変換する係数変換手段と、
    　変換された前記周波数領域フィルタ係数と、予め算出した固定フィルタ係数とを乗算して、演算結果をフィルタ係数として前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器に入力する係数乗算手段と、
    　をさらに備える、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の波長多重光伝送システム。
  6. 　前記送信機は、前記サブキャリア信号の帯域を狭くする帯域狭窄フィルタをさらに備える、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の波長多重光伝送システム。
  7. 　前記帯域狭窄フィルタは、前記サブキャリア信号を左右非対称なスペクトルに整形する、
    　請求項６に記載の波長多重光伝送システム。
  8. 　前記送信機は、複数の前記チャネル信号を波長多重して送信する、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の波長多重光伝送システム。
  9. 　複数のサブキャリア信号が重なり合うように波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信し、
    　受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離した前記サブキャリア信号のそれぞれに対し、周波数領域ＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行った後に、時間領域ＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行う、
    　波長多重光伝送方法。
  10. 　複数のサブキャリア信号が重なり合うように波長多重して一つのチャネル信号を生成して送信する処理と、
    　受信したチャネル信号をサブキャリア信号毎に分離し、分離した前記サブキャリア信号のそれぞれに対し、周波数領域ＭＩＭＯ等化器によって等化処理を行った後に、時間領域ＭＩＭＯ等化器によって等化する処理と、
    　をコンピュータに実行させる、
    　非一時的なコンピュータ可読媒体。
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