JP6219861B2

JP6219861B2 - 空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法

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Publication number: JP6219861B2
Application number: JP2015009593A
Authority: JP
Inventors: 斗煥李; 中川　匡夫; 匡夫中川; 健平賀; 小林　孝行; 孝行小林; 宮本　裕; 宮本　　裕; 佐野　明秀; 明秀佐野; 水野　隆之; 隆之水野; 高良　秀彦; 秀彦高良; 光樹芝原
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Priority date: 2015-01-21
Filing date: 2015-01-21
Publication date: 2017-10-25
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Also published as: JP2016134840A

Description

本発明は、光ファイバを用いた空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法に関する。

光伝送システムの大容量化を目指して、シングルコア光ファイバを用いた光伝送システムが研究されているのみならず、マルチコア／マルチモード光ファイバを用いた空間多重光伝送システムが研究されている（例えば、非特許文献１参照）。空間多重伝送システムでは、コアや伝送モードを用いることで、周波数利用効率を向上させることができるが、コア間やモード間でのクロストークにより信号品質が低下する。そのため、高品質な空間多重光伝送の実現には、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−ｉｎｐｕｔＭｕｌｔｉ−ｏｕｔｐｕｔ）等化信号処理技術の活用が必要となる。（例えば、非特許文献２，３参照）

しかしながら、ＭＩＭＯ信号処理技術を用いた空間多重光伝送方式には以下の課題がある。すなわち、空間チャネル間には群速度遅延が存在し、伝送距離に応じて累積する。空間チャネル間のクロストークの時間的な広がりは遅延量に応じて広がるため、ＭＩＭＯ等化信号処理を行うために必要なフィルタのタップ数が遅延量に応じて増加する。マルチコアファイバを用いた伝送システムでは、信号が伝搬する各コアが空間チャネルに該当し、コア間の伝搬定数差に起因した群速度遅延が存在する。

また、マルチモードファイバを用いた伝送システムでは、励起されたモードが空間チャネルに該当し、モード間の伝搬定数差に起因したＤＭＧＤ（ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＭｏｄｅＧｒｏｕｐＤｅｌａｙ）が存在する。伝送距離やマルチモードファイバの構造にもよるが、その遅延量は数十ｎｓオーダーの大きさになる。さらに、伝送距離が数百ｋｍを超えると、この遅延量は、１００ｎｓ程度まで増加する場合もある。

ＤＭＧＤやクロストークからなる遅延による影響を補正するＭＩＭＯ等化信号処理技術として、周波数領域等化処理（ＦＤＥ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）と時間領域等化処理（ＴＤＥ：ＴｉｍｅＤｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）等がある。

ＦＤＥ方式は、演算量がＴＤＥ方式より少ない特長があるが、ＤＭＧＤより長いＣＰ（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）の挿入が必要となるため、ＤＭＧＤが長い場合には、データ伝送効率が劣化する問題がある。もしくは、ＣＰとデータからなる全体のフレーム長を長くすることで、ＣＰ挿入によるデータ伝送効率の劣化を回避できるものの、全体のフレーム長が長くなるため、時間によるチャネル特性変動への追随性が劣化する問題がある（例えば、非特許文献４参照）。なお、ＦＤＥ方式の中では、ＣＰを挿入せずに、受信信号を遅延に相当する長さだけオーバーラップさせてから、ＦＤＥ方式による等化処理を複数回行い、遅延の影響を受ける部分を削除する方法（ＯＡＳ：ＯｖｅｒｌａｐａｎｄＳａｖｅ）もあるが（例えば、非特許文献５参照）、ＤＭＧＤが長い場合には、オーバーラップする区間も長くなるため、データ伝送効率が劣化するか、演算量が増加する問題がある。

ＴＤＥ方式は、ＣＰの挿入が必要ないため、データ伝送効率の向上が可能であり、さらに、時間によるチャネル特性変動への追随性が優れているものの、演算量がフィルタのタップ数の二乗（例えば、非特許文献４参照）に比例して増加するため、伝送距離の増加に伴うＤＭＧＤの増加により、演算量が膨大となる問題がある。

なお、ＴＤＥ方式とＦＤＥ方式は、動作領域はそれぞれ、時間領域と周波数領域で異なるが、基本動作は、両方式ともに、フィルタの係数の計算段階（以下、等化係数計算段階と称する。）と計算したフィルタ係数の時間による変動を追随する段階（以下、等化係数追随段階と称する。）で構成される。

従来のシングルモードファイバにおける１００Ｇｂ／ｓシングルキャリアデジタルコヒーレント伝送方式では、遅延量が大きくほぼ静的な波長分散（〜数万ｐｓ／ｎｍ）は、ＦＤＥ方式を用いて補正を行う。また、動的な変動を伴う偏波モード分散（ＰＭＤ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｍｏｄｅｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）に対しては（〜１００ｐｓ）、ＴＤＥ方式を用いて、１０〜２０ｔａｐ程度のＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを適応的に動かすことにより補正を行う。このようにすることで、光ファイバ中で生じる伝搬チャネルの変動に追随している（例えば、非特許文献６参照）。

従来のシングルキャリアデジタルコヒーレント方式を空間多重光伝送システムに拡張すると、１００Ｇｂ／ｓ級の速度で動作する１０００ｔａｐ程度の動的なＴＤＥ方式が必要になるが、タップ数が大きくなると、ＭＩＭＯ等化処理の収束性および安定性が低下し、その回路規模も増大するとともに、演算量が増加する。

一方、動的変動を適応的な周波数領域等化で処理するＯＦＤＭ方式におけるＦＤＥ方式の研究も行われており、シングルキャリアのＴＤＥ方式に比べて、大きな遅延量に対する演算コストの面ではすぐれているが、伝送路の変動に対する追随性は低い（例えば、非特許文献７参照）。また、ＦＤＥ方式を使うためには、送信データにＤＭＧＤより長いＣＰを挿入する必要があり、ＤＭＧＤが大きいマルチモードファイバでは、必要なＣＰの長さが長くなるため、データ伝送効率が劣化する問題がある。

マルチキャリア方式による空間多重光伝送システムは、シングルキャリア方式による空間多重光伝送システムに比べて、ＴＤＥ方式のＭＩＭＯ等化処理に必要なフィルタのタップの数が「シングルキャリア方式に必要な等化フィルタのタップ数／マルチキャリア数」に少なくなる。少なくなるタップ数からなる等化フィルタによるＭＩＭＯ等化処理をキャリアの数分だけ、複数回行う必要はあるが、ＴＤＥ方式によるＭＩＭＯ等化処理の計算量は、タップ数の長さの二乗に比例して増加するため（例えば、非特許文献４、８参照）、短いタップを持つフィルタによるＭＩＭＯ等化処理を複数回行うことが、長いタップを持つ等化フィルタによるＭＩＭＯ等化処理を１回行うことより、演算量の面では有利である。同様に、マルチキャリア方式によるＭＩＭＯ等化処理では、シングルキャリアによるＭＩＭＯ等化処理に比べて、全体的な演算量の軽減が可能となる。

一方、マルチキャリア方式の採用する場合でも、伝送距離が数百ｋｍ以上になると、伝送距離の増加に伴うＤＭＧＤの増加により、ＭＩＭＯ等化処理に必要な演算量も増えるため、その演算量の軽減が課題となる。

T. Morioka, "New generation optical infrastructure technologies: "EXAT initiative" towards 2020 and beyond," OECC2009, FT-4, 2009. R. Ryf et al., "23 Tbit/s Transmission over 17-km Conventional 50-μm Graded-Index Multimode Fiber," Proc. OFC2014, Th5B.1, 2014 R. Ryf et al., "MIMO-Based Crosstalk Suppression in Spatially Multiplexed 3×56-Gb/s PDM-QPSK Signals for Strongly Coupled Three-Core Fiber," Photonics Technology Letters, IEEE , vol.23, no.20, pp.1469-1471, Oct.15, 2011 S. Arik et al., "Adaptive Frequency-Domain Equalization in Mode-Division Multiplexing Systems," Journal of Lightwave Technology, Vol.32, No. 10, pp. 1841-1852, May, 2014. R. Kudo et al., "Coherent Optical Single Carrier Transmission Using Overlap Frequency Domain Equalization for Long-Haul Optical Systems," Journal of Lightwave Technology, Vol.27, No.16, pp.3721-3728, Aug. 2009. E. Yamazaki et al., "Fast optical channel recovery in field demonstration of 100-Gbit/s Ethernet over OTN using real-time DSP," Opt. Express, Vol. 19, No.14, pp. 13179-13184 (2011) 竹島ら, "MIMO処理技術を用いた偏波多重光伝送方式における偏波変動追従速度の高速化に関する検討," 電子情報通信学会論文誌B, IEICE, vol. J96-B, No.3, pp.274-282, 2013 T. Mizuno et al., "12-core × 3-mode Dense Space Division Multiplexed Transmission over 40 km Employing Multi-carrier Signals with Parallel MIMO Equalization," Proc. OFC2014, Th5B.2, 2014.

前述したように、従来のシングルキャリア方式による空間多重光伝送システムの信号処理方法及び信号処理装置にあっては、ＦＤＥ方式の等化処理を採用する場合には、ＣＰの挿入やＯＡＳ方式のオーバーラップ処理が必要であるため、データ伝送効率の劣化や時間変動への追随性の劣化の問題がある。また、ＴＤＥ方式の等化処理を採用する場合には、必要なタップの数が１０００タップ程度になるため、演算量が膨大となり、ＭＩＭＯ等化処理の収束性や安定性が低く、高品質の伝送を実現することができないという問題がある。

一方、従来のマルチキャリア方式による空間多重光伝送システムの信号処理方法及び信号処理装置にあっては、ＦＤＥ方式の等化処理を採用する場合には、シングルキャリア方式の場合と同様に、ＣＰの挿入やオーバーラップ処理によるデータ伝送効率の劣化や時間変動への追随性の劣化の問題がある。また、ＴＤＥ方式の等化処理を採用する場合には、伝送距離が数百ｋｍ以上になると、伝送距離の増加に伴うＤＭＧＤの増加により、ＭＩＭＯ等化処理に必要なタップの数も増えるため、演算量が増加する。これにより、高品質の伝送を実現することができないという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、ＭＩＭＯ等化信号処理の収束性や安定性を向上するとともに、演算量を軽減する高品質な伝送を実現することができる空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法を提供することを目的とする。

本発明は、光マルチキャリア信号を複数の空間多重パスを有する光伝送路を介して伝送する空間多重光伝送システムであって、受信装置は、受信した光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償するＭＩＭＯ等化処理部を備え、送信装置は、空間多重パス間で生じる遅延量が受信装置のＭＩＭＯ等化処理部のタップ数の時間ウインドウ内に収まるように、光マルチキャリア信号のサブキャリアのボーレートを設定し、かつ該遅延量より長い既知信号を２回以上反復して周期的に送信信号に挿入し、前記ＭＩＭＯ等化処理部は、周波数領域等化処理方式により周波数領域の等化係数を計算する等化係数計算部と、計算した前記周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数に変換する等化係数変換部と、時間領域等化処理方式により前記時間領域の等化係数追随を行う等化係数追随部とを備えることを特徴とする。

本発明は、前記光伝送路は、マルチモード光ファイバであることを特徴とする。

本発明は、前記光伝送路は、マルチコア光ファイバであることを特徴とする。

本発明は、前記光伝送路は、マルチコア・マルチモード光ファイバであることを特徴とする。

本発明は、前記受信装置は、前記光マルチキャリア信号を一括受信し、受信した光マルチキャリア信号に対して波長分散補償を一括して行う波長分散補償部と、前記波長分散補償部から出力された信号を各サブキャリアに分離するサブキャリア分離部とをさらに備えることを特徴とする。

本発明は、光マルチキャリア信号を複数の空間多重パスを有する光伝送路を介して伝送する空間多重光伝送システムが行う空間多重光伝送方法であって、受信装置は、受信した光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償するＭＩＭＯ等化処理部を備え、送信装置は、空間多重パス間で生じる遅延量が受信装置のＭＩＭＯ等化処理部のタップ数の時間ウインドウ内に収まるように、光マルチキャリア信号のサブキャリアのボーレートを設定し、かつ該遅延量より長い既知信号を２回以上反復して周期的に送信信号に挿入し、前記ＭＩＭＯ等化処理部が、周波数領域等化処理方式により周波数領域の等化係数を計算する等化係数計算ステップと、計算した前記周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数に変換する等化係数変換ステップと、時間領域等化処理方式により前記時間領域の等化係数追随を行う等化係数追随ステップとを有することを特徴とする。

本発明によれば、伝送距離が数百ｋｍ以上になっても、ＭＩＭＯ等化信号処理の収束性や安定性を向上するとともに、演算量を軽減する高品質な伝送の実現することができるという効果が得られる。

本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。図１に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の構成を示すブロック図である。本発明の既知信号とデータ信号の例を示す図である。本発明の送信信号の例を示す図である。図２に示す等化係数計算部８１１１の動作の例を示す図である。図２に示す等化係数変換部８１１２の動作の例を示す図である。本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。

＜第１実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第１実施形態による空間多重光伝送システムを説明する。図１は同実施形態の構成を示すブロック図である。この図において、符号１１、１２、１３は、所定のキャリア数のマルチキャリア信号を生成して送信するマルチキャリア送信機である。マルチキャリア送信機１１、１２、１３のそれぞれから信号１、２、３が送信される。

符号２は、モード変換及び結合を行うモードコンバータ・結合器である。符号３は、伝送媒体であるマルチモードファイバである。符号４は、分波及びモード変換を行う分波器・モードコンバータである。符号５１、５２、５３は、マルチキャリア送信機１１、１２、１３が送信した信号１、２、３をマルチモードファイバ３を介して受信する受信機である。

符号６は、受信機５１、５２、５３からそれぞれ出力した信号の波長分散を補償する波長分散補償部である。符号７は、波長分散補償部６から出力する信号からサブキャリアを抽出して周波数変換を行うサブキャリア抽出・周波数変換部である。

符号８１は、サブキャリア抽出・周波数変換部７から出力するサブキャリア毎に信号処理を行うＳＣ＃１（第１のサブキャリア）処理部である。ＳＣ＃ｎ（ｎは１からサブキャリアの数と同数まで）処理部は、サブキャリアと同数だけ設けられる。図１においては、ＳＣ＃１処理部８１、ＳＣ＃２処理部８２、ＳＣ＃２０処理部８３のみを図示したが実際には、２０個（ここでは、サブキャリア数が２０）の処理部が設けられる。

符号８１１は、各モードの受信信号の分離及び等化処理を適応的に行うＭＩＭＯ等化処理部である。このＭＩＭＯ等化処理部８１１については後述する。符号８１２１、８１２２、８１２３は、受信信号毎に位相と周波数オフセットを補償する位相・周波数オフセット補償部である。

符号８１３１、８１３２、８１３３は、位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３それぞれから出力する信号に対して判定を行って信号１、２、３を復調する判定部である。ＳＣ＃１処理部８１の判定部８１３１、８１３２、８１３３からはそれぞれ信号１ＳＣ（サブキャリア）１、信号２ＳＣ１、信号３ＳＣ１が出力されることになる。他のＳＣ＃ｎ処理部からも同様に信号が出力される。

次に、図２を参照して、図１に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の構成を説明する。図２は、図１に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の構成を示すブロック図である。この図において、符号８１１１は、ＦＤＥ方式を用いて、周波数領域の演算で周波数領域の等化係数を求める等化係数計算部である。符号８１１２は、周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数に換算する係数変換部である。符号８１１３は、ＴＤＥ方式を用いて、時間領域の演算で時間領域の等化係数の追随段階の処理を行う係数追随部である。

次に、図１を参照して、図１に示す空間多重光伝送システムの動作を説明する。本実施形態では、空間多重の伝送媒体としてマルチモードファイバ３を利用し、使用するモード数（空間多重数）は３、マルチモードファイバのＤＭＧＤを６０ｎｓ、２オーバーサンプルのシステムで実装可能なＭＩＭＯ等化処理回路の規模を３×３×１８０タップとする。

６０ｎｓのＤＭＧＤの存在下でクロストークを含む波形劣化を１８０ｔａｐのフィルタで等化するためには、ＤＭＧＤの正負も考慮すると、サブキャリアのボーレートは７５０Ｍｂａｕｄ（＝１８０ｔａｐ／（６０ｎｓ×２×２ｏｖｅｒｓａｍｐｌｅ））以下であることが望ましい。例えば、１２．５ＧＨｚのＷＤＭスロットを考えると、サブキャリア間のガードバンド４０ＭＨｚで５２５Ｍｂａｕｄの２０キャリアの信号が収容可能である。これはシングルキャリア信号に換算すると１０．５Ｇｂａｕｄに相当する。

まず、マルチキャリア送信機１１、１２、１３は、設計値に応じたキャリア数のマルチキャリア信号を生成し（ここでは２０キャリア）、各サブキャリアの３つの伝送モードに対して互いに異なる既知信号を周期的にデータの先頭に挿入した互いに異なるデータが重畳された信号が、モードコンバータ・結合器２を通してマルチモードファイバ３に入力する。既知信号挿入の周期は、伝送路の特性変動の速度によるが、あらかじめ設定することとする（例えば、１秒毎に１回挿入など）。

ここで、サブキャリア毎に同じ既知信号を挿入してもよいし、サブキャリア毎に異なる既知信号を挿入してもよい。ただし、各サブキャリアのモード毎には、お互いに異なる既知信号を挿入する。各既知信号の長さは、ＤＭＧＤやクロストークによる遅延量より長くなるように生成する。また、生成した既知信号は、２回以上繰り返して送信信号に周期的に挿入する。

図３を参照して、一つのサブキャリアにおける既知信号の挿入の例を示す。図３は、既知信号とデータ信号の例を示す図である。この例では、モード毎に異なる２５６の長さの既知信号がモード毎に異なるデータの先頭に２回繰り返して挿入されている。また、該既知信号は、１，０００，０００個のデータ毎に周期的に挿入されている。

従来のＦＤＥ方式では、等化処理ブロックごとにＣＰを挿入する必要がある。例えば、ＣＰとデータの長さの比が１対９の場合、伝送効率の最大値は０．９である（＝９／（１＋９））。しかし、本実施形態では、データの先頭にＤＭＧＤより長い既知信号を２回以上挿入するが、データ部分にはＣＰを挿入しないため、伝送効率が従来のＣＰを用いたＦＤＥ方式より優れている。例えば、図３の場合、２５６個の長さの既知信号が２回挿入されてから、データが１，０００，０００個挿入されるため、伝送効率は、０．９９９４８８である（＝１，０００，０００／１，０００，５１２）。また、既知信号の挿入周期を長くすることでさらなる伝送効率の向上も可能となる。

ここで、従来のＦＤＥ方式におけるＣＰの挿入は、等化処理ブロック毎に、データの後半部の一部のデータを、そのままデータの先頭部にコピーして伝送することを示す。ＣＰの長さをＤＭＧＤより長く設定することで、ＤＭＧＤによるチャネルの遅延の影響が、等化処理ブロック内に収まるため、等化処理ブロック毎のＤＦＴ処理で得られた周波数係数を用いた周波数用域での等化処理を可能とする。本実施形態では、モード毎に、ＤＭＧＤより長い同一の既知信号を２回以上繰り返して挿入する。

このように既知信号を２回反復して挿入することで、ＣＰを挿入することと同様の効果が得られるため、周波数領域の等化処理が可能となる。例えば、図４は、本実施形態におけるモードごとに異なる長さ２５６の既知信号を２回反復して挿入する例を示す図である。各モードの２回反復して挿入した既知信号の次には、各モードのデータ信号を挿入する。

本実施形態では、６０（３ｍｏｄｅ×２０キャリア）の異なる信号が重畳可能である。重畳する信号は、高速な信号を分割したものでもよいし、低速な信号をそれぞれのキャリアの伝搬モードに割り当ててもよい。図１においては、各伝送モードに割り当てる２０キャリアのマルチキャリア信号群を、それぞれ信号１、信号２、信号３と表している。

次に、マルチモードファイバ３を伝送した信号は分波器・モードコンバータ４を通してシングルモードに変換され、それぞれの受信信号に対応した受信機５１、５２、５３で受信する。受信機５１、５２、５３のそれぞれでは、マルチキャリア信号を一括して受信し、量子化・標本化する。そして、波長分散補償部６は、マルチキャリア信号一括で波長分散を補償する。

次に、サブキャリア抽出・周波数変換部７は、サブキャリア抽出を行い、それぞれのサブキャリアをベースバンド信号に周波数変換する。この受信信号は、モードコンバータ・結合器２、分波器・モードコンバータ４やマルチモードファイバ上で生じるクロストークおよびＤＭＧＤの影響を受けて、お互いに混ざり合っているため、サブキャリアごとに実装されるＭＩＭＯ等化処理部８１１は、信号分離・等化処理を行う。

ＭＩＭＯ等化処理部８１１における、ＭＩＭＯ等化処理は、等化係数計算部８１１１による、ＦＤＥ方式を用いた周波数領域の等化係数計算処理と、等化係数変換部８１１２による周波数領域で計算した等化係数を、時間領域の等化係数等化係数に変換する係数変換処理と、等化係数追随部８１１３による、ＴＤＥ方式を用いた時間領域の等化係数を用いた等化係数追随処理で行われる。

次に、図５を参照し、図２に示す等化係数計算部８１１１による等化係数計算処理を説明する。図５は、図２に示す等化係数計算部８１１１による等化係数計算処理を示す説明図である。等化係数計算部８１１１は、ＤＭＧＤの影響により異なる遅延で受信される各モードの信号をすべて受信してから、各モードのＭ個の信号をＭポイントのＤＦＴ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行い、周波数領域に変換する。図５に示す例では、モード１の信号が受信されてから、モード２とモード３の信号は、それぞれ、１５０、１８０個の信号分の時間差で受信される。最後に受信されるモード３の信号を受信してから、各モードのＭ個の信号のＤＦＴ処理を行う。

この例では、モード１、モード２、モード３の受信信号は、それぞれ、１８１番目からＭ個の受信信号、３１番目からＭ個の受信信号、１番目からＭ個の受信信号が、ＤＦＴ処理の対象となる。図５に示すＹ１，Ｙ２，Ｙ３は、ぞれぞれ、各モードの受信信号ｙ１，ｙ２，ｙ３のＤＦＴ処理後の長さＭの列ベクトルを表す。ここで、各モードの受信タイミングは、スライディングウィンドウ式により、各モードの受信信号と各モードの既知信号との相関値の最大値を求めるピーク検出法等を用いて求める。

一方、前述のＤＦＴの長さＭは、等化係数追随部８１１３のＴＤＥ方式のＦＩＲ等化フィルタのタップ数以上、既知信号の２倍から該等化フィルタのタップ数を引いた値以下に設定する。例えば、等化係数追随部８１１３の等化フィルタのタップ数が１８０、既知信号の長さが２５６の場合、Ｍは、１８０以上、３３２（２５６×２−１８０＝３３２）以下に設定する（図５に示す例では、Ｍは１８０に設定されている）。このようにＤＦＴの長さを設定することで、ＭポイントのＤＦＴ処理は、受信信号の中で、既知信号の後に挿入されたデータ部分を除いて、既知信号のみを対象とすることになる。

すなわち、各モードの信号はお互いに混ざり合っているが、ＦＤＥ等化処理は、混ざり合っている既知信号のみを用いるようになる。また、ＤＭＧＤより長い既知信号を２回以上繰り返して挿入することで、ＣＰを挿入した効果が得られる。この効果により、受信信号を周波数領域に変換して周波数領域の等化処理を行うことが可能となる。したがって、従来のＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）法やＲＬＳ（ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅ）法等のＦＤＥ方式を用いることができる。

次に、前述のピーク検出法で求めた各モードの受信タイミングから、各モード間の遅延差を計算し、その値を用いて送信信号と受信信号のタイミングを合わせてから、送信した既知信号のＭポイントのＤＦＴ処理を行う。例えば、図５の例では、モード１の信号が受信されてから、モード２とモード３の信号は、それぞれ、１５０、１８０個の信号分の時間差で受信されるため、モード１の１８１番目からＭ個の既知信号のＤＦＴ処理と、モード２の３１番目からＭ個の既知信号のＤＦＴ処理と、モード３の１番目からＭ個の既知信号のＤＦＴ処理を行う。

このように、各モードの受信タイミングに合わせて、送信した既知信号のタイミングを合わせてＤＦＴ処理を行うことで、ＤＭＧＤによりモード毎に異なる遅延が生じても、後述するＦＤＥ方式により求めた周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数への変換することで、時間領域で等化処理を行ったことと同様になるため、演算量の軽減が可能となる。ここで、Ｍ個の信号に相当する時間では、各モードのチャネル特性は変わらないことを前提とする。各モードの既知信号ｘ１，ｘ２，ｘ３のＤＦＴ処理後の長さＭの列ベクトルの信号を、それぞれ、Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３とする。

次に、長さＭの列ベクトルＹ１，Ｙ２，Ｙ３と、長さＭの列ベクトルＸ１，Ｘ２，Ｘ３を、列成分毎にＦＤＥ方式により周波数領域の３Ｘ３のＭＩＭＯ等化処理を行い、３Ｘ３の周波数領域の等化係数を求める。例えば、式（１）にＬ列目（１≦Ｌ≦Ｍ）の成分の９個の周波数領域の等化係数（Ｗ_１１ ^Ｌ，Ｗ_１２ ^Ｌと，．．．，Ｗ_３３ ^Ｌ）と、Ｙ１、Ｙ２，Ｙ３とＸ１，Ｘ２，Ｘ３のＬ列目の成分の関係式を示す。

ここで、Ｗ_ｉｊＬは、Ｙｊ(１≦ｊ≦３）のＬ列目の信号からＸｉ(１≦ｉ≦３）のＬ列目の信号への周波数領域の等化係数を示す。式（１）にＬＭＳやＲＬＳ等の手法を用いて３Ｘ３のＭＩＭＯ等化処理を行うことで、Ｌ列目の成分に対する３Ｘ３の周波数領域の等化係数が求まる。この３Ｘ３のＭＩＭＯ等化処理を、Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３とＸ１，Ｘ２，Ｘ３のすべての列の成分に関して行うことで、各列の、３Ｘ３の９個の等化係数が求まる。例えば、Ｍが２５６の場合、合計２３０４（２５６×９）個の周波数領域の等化係数が求まる。

周波数領域の等化処理では、列成分ごとにＦＤＥ方式による周波数領域の等化処理を反復して行われるが、周波数成分毎の等化処理の演算量が少ないため、時間領域の等化処理より演算量の軽減が可能となる。

次に、図６を参照し、等化係数変換部８１１２により、等化係数計算部８１１１が出力する周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数へ変換する係数変換処理を説明する。図６は、図２に示す等化係数変換部８１１２の動作の例を示す図である。等化係数変換部８１１２は、等化係数計算部８１１１が出力するＭ個の３Ｘ３の等化係数の行列の同じ行と同じ列の等化係数を合わせて、ＩＤＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行い、時間領域の等化係数を計算する。

例えば、図６では、等化係数計算部８１１１が出力するＭ個の３Ｘ３の等化係数の行列の内、各３Ｘ３行列の１行目の１行列成分（１，１）を用いて、ＭポイントのＩＤＦＴ処理を行う。このＩＤＦＴ処理の出力は、受信モード１から送信モード１への時間領域の等化係数となる。同様に、前記等化係数計算部８１１１が出力する各３Ｘ３行列のｉ番目の行とｊ列の成分（ｉ，ｊ）を用いて、ＭポイントのＩＤＦＴ処理を行うと、受信モードｊから送信モードｉ（１≦ｉ，ｊ≦３）への時間領域の等化係数が求まる。式（２）は、この関係式を示す。ここで、ｗ_ｉｊ（ｌ≦ｋ≦Ｍ）は、受信モードｊから送信モードｉへの時間領域の等化係数を表す長さＭの列ベクトルのｋ列目の成分である。

次に、等化係数追随部８１１３による等化係数追随段階の処理を説明する。まず、等化係数追随部８１１３は、等化係数変換部８１１２が出力する時間領域の等化係数を用いて受信信号の等化を行い、送信信号を復元し、位相・周波数オフセット補償部に出力する。各モードの復元された送信信号は、式（３）で表すように、各モードの受信信号と時間領域の等化係数の組み合わせで求まる。

ここで、ｘ_ｉ’（ｍ）（１≦ｉ≦３）は、モードｉのｍ番目の送信信号を復元した信号である。ここで、フィルタのタップの数は、前述のように１８０に設定している。

次に、等化係数追随部８１１３は、時間により変わるチャネルの変動に対応するため、時間領域の等化係数の追随処理を行う。この追随処理は、チャネル変動の特性により処理頻度を調整するが、既知信号挿入部が既知信号を挿入する周期より短い周期に設定する。

ここで、時間領域の等化係数の追随処理は、式（３）により復元された送信信号ｘ_ｉ’（ｎ）を用いて、時間領域の等化係数を更新することで行われる。式（４）と式（５）は、この時間領域の等化係数を更新する際に用いる式を表す。

式（４）のＡ_ｊ（１≦ｊ≦３）、式（５）で表す１８０Ｘ１８０の行列である。

また、式（４）の［Ａ_１Ａ_２Ａ_３］は、式（５）で生成した、それぞれ１８０Ｘ１８０のサイズのＡ_１とＡ_２とＡ_３を１８０Ｘ５４０の行列に合成した行列を表す。

時間領域の等化係数の追随処理は、式（３）により復元された各モードの送信信号「ｎ＋１」番目から「ｎ＋１８０」番目の信号と、各モードが受信する「ｎ＋１」番目の信号から「ｎ＋３５９」番目の信号を用いて、式（４）で表す時間領域の等化係数の更新を行うことを示す。この際に、時間領域のＬＭＳ方式やＲＬＳ方式等を使い、等化係数を求める。普通の時間領域のＬＭＳ方式やＲＬＳ方式による時間領域の等化係数の計算は、初期値を０ベクトルに設定してから行うため、演算量が高く収束速度が遅くなるが、本実施形態における、時間領域の等化係数の追随処理は、更新前の等化係数をＬＭＳ方式やＲＬＳ方式の初期値として用いるため、収束速度が速くなるとともに、演算量の軽減も可能となる。これにより、ＴＤＥ方式を用いて等化係数の追随処理を行っても、少ない演算量で、チャネルを時間変動への追随が可能となる。

次に、式（４）で新たに求めた時間領域の等化係数を式（３）の等化係数として用いることで、チャネルの変動に応じて更新した等化係数による送信信号の復元が得られる。また、この等化信号処理は、ＬＭＳ方式やＲＬＳ方式のみならず、送信側でサブキャリアごとに挿入された既知信号を用いたＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍｍｅａｎｓｑｕａｒｅｅｒｒｏｒ）規範、もしくは、ゼロフォーシング規範を用いてもよいし、マルチユーザーＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔｍｏｄｕｌｕｓａｌｇｏｒｉｔｈｍ）のようなブラインド信号処理アルゴリズムを用いてもよい。

次に、位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３は、受信信号毎に位相リカバリと周波数オフセット補償を行う。そして、判定部８１３１、８１３２、８１３３は判定を行い、データを復調して出力する。

ここでは、５２５Ｍｂａｕｄのクロックで３×３×１８０タップの信号処理を２０並列で独立に行えばよく、ＭＩＭＯ等化処理部８１１単位で考えれば、合計のボーレートが等しい１０．５Ｇｂａｕｄのシングルキャリア方式に比べて、タップ数の削減にともなう、ＭＩＭＯ等化処理の回路規模の削減や収束性・安定性が向上、及び計算量が軽減することは明らかである。また、等化係数計算処理と等化係数追随処理を、それぞれ、ＦＤＥ方式とＴＤＥ方式に分けて行うことにより、すべての処理をＴＤＥ方式で行う技術より、演算量の軽減を可能とする。

なお、本実形態では、単一偏波信号の例を説明したが、送信信号が偏波多重信号の場合は、ＭＩＭＯ処理回路を６×６×１８０ｔａｐとすることによって対応すればよい。この場合、等化係数計算処理は、６×６×１のＭＩＭＯ処理をＦＤＥ方式より１８０個の周波数成分毎に１８０回行う。次に、この計算で得た周波数領域の等化係数を時間領域に変換し、６×６×１８０ｔａｐのＴＤＥ方式により、等化係数追随処理を行う。

また、前述した説明においては、光マルチキャリア信号を一括受信する例を説明したが、光マルチキャリア信号の受信は必ずしも一括でなく個別に受信する構成であってもよい。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態による空間多重光伝送システムを説明する。第１実施形態では伝送モード数が３の時について説明したが、第２実施形態では、Ｎ個の伝送モードを使用する場合の空間多重光伝送システムの信号処理装置について説明する。本実施形態の信号処理装置の構成は、図１に示す構成と同等であり、異なる点はマルチキャリア送信機および受信機の数とＭＩＭＯ等化処理部の後段に接続されている回路の並列数がＮ個になっているという点である。サブキャリア処理部の数は、第１実施形態と同様、ＳＣ＃１〜ＳＣ＃２０の２０個である。

ＯＳをオーバーサンプリングレート、伝送路のＤＭＧＤがＴ（ｎｓ）で、Ｎ×Ｎ×１のＦＤＥ方式による等化係数計算部８１１１とＮ×Ｎ×ＰタップのＴＤＥ方式による等化係数追随部８１１３が実装可能と仮定すると、マルチキャリア信号のボーレートの上限値が（６）式より決定する。

Ｎ個の伝送モードを使用する場合、式（１）から式（５）は、それぞれ、式（７）から式（１１）となる。

ここで、Ｍは前述のように、ＤＦＴ及びＩＤＦＴのサイズである。

ここで、式（１０）の［Ａ_１Ａ_２，…Ａ_Ｎ］は、式（１１）を用いて生成した、Ｎ個のＰ×Ｐの行列を合成したＰ×ＮＰの行列である。

これよりＷＤＭスロットの帯域幅からボーレートとガードバンドを考慮して、キャリア数を決定した信号処理装置においても、等化係数計算処理と等化係数追随処理を、それぞれＦＤＥ方式とＴＤＥ方式で行うことで、Ｎモード伝送の場合でもシングルキャリア方式に比べ、ＭＩＭＯ等化処理の回路規模の削減や収束性・安定性の向上、及び計算量の軽減が得られる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態による空間多重光伝送システムを説明する。第１、第２実施形態では、マルチモードファイバ３を伝送媒体として用いた場合の信号処理装置を説明したが、第３実施形態では、空間多重の伝送媒体としてマルチコアファイバを用いる場合の信号処理装置である。図７は、第３実施形態による空間多重光伝送システムの信号処理装置の構成を示す図である。この図において、図１に示す信号処理装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を簡単に行う。

図７において、符号１１、１２、１３は、所定のキャリア数のマルチキャリア信号を生成して送信するマルチキャリア送信機である。マルチキャリア送信機１１、１２、１３のそれぞれから信号１、２、３が送信される。

符号９は、結合を行う結合部である。符号１０は、伝送媒体であるマルチコアファイバである。符号１１は、結合を行う結合部である。符号５１、５２、５３は、マルチキャリア送信機１１、１２、１３が送信した信号１、２、３をマルチコアファイバ１０を介して受信する受信機である。

符号８１は、サブキャリア抽出・周波数変換部７から出力するサブキャリア毎に信号処理を行うＳＣ＃１（第１のサブキャリア）処理部である。ＳＣ＃ｎ（ｎは１からサブキャリアの数と同数まで）処理部は、サブキャリアと同数だけ設けられる。

符号８１１は、信号分離・等化処理を行うＭＩＭＯ等化処理部である。符号８１２１、８１２２、８１２３は、受信信号毎に位相と周波数オフセットを補償する位相・周波数オフセット補償部である。

図７に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１は、第１、第２実施形態と同様に、ＦＤＥ方式を用いた周波数領域の演算で、等化係数計算処理を行う等化係数計算部８１１１と、この処理で計算した周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数に換算する等化係数変換部８１１２と、ＴＤＥ方式を用いた時間領域の演算で、等化係数追随段階の処理を行う等化係数追随部８１１３（図２参照）とで構成され、それぞれの動作は、第１、第２実施形態と同様である。

符号８１３１、８１３２、８１３３は、位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３それぞれから出力する信号に対して判定を行って信号１、２、３を復調する判定部である。ＳＣ＃１処理部８１の判定部８１３１、８１３２、８１３３からはそれぞれ信号１ＳＣ（サブキャリア）１、信号２ＳＣ２、信号３ＳＣ１が出力されることになる。他のＳＣ＃ｎ処理部からも同様に信号が出力される。

このように、基本的な構成はマルチモードファイバ３を用いる場合と同様である。異なる点は、空間多重信号が、異なるコアに入力される点と、伝送する信号が受ける信号劣化要因がコア間のクロストークであることと、コアごとの伝搬定数βが製造上の理由等から異なるため、コア間で群遅延差が生じることである。

したがって、第１、第２実施形態で説明したＤＭＧＤをこのコア間の群遅延差に置き換えれば、（６）式を用いて、マルチモードファイバ使用時と同様のマルチキャリア信号の設計手法及び第１、第２実施形態で説明したＭＩＭＯ等化信号処理技術が適用可能になる。

前述した説明では、３コアファイバの例を説明したが、３より大きなコア数を持つファイバにも適用可能である。したがって、マルチコアファイバ１０を用いる場合でも、ＭＩＭＯ等化処理回路単位で考えれば、合計のボーレートが等しいシングルキャリア方式に比べて、タップ数の削減に伴い、ＭＩＭＯ等化処理の回路規模の削減や収束性・安定性の向上が得られるとともに、等化係数計算処理と等化係数追随処理を、それぞれＦＤＥ方式とＴＤＥ方式で行うことで、ＭＩＭＯ等化処理に必要な計算量の軽減が可能であることは明らかである。

なお、図１に示すシステム構成と、図７に示すシステム構成とを組み合わせ、伝送媒体としてマルチコア・マルチモード光ファイバを用いるようにしてもよい。

このように、光マルチキャリア信号と独立かつ並列なＭＩＭＯ等化処理を行うことで、少数タップでの等化処理により、空間多重光伝送システムにおいてＭＩＭＯ等化処理の収束性や安定性を向上し、高品質な伝送が実現できる。さらに、ＭＩＭＯ等化処理を行う際に、周波数領域の等化係数計算処理と時間領域の等化係数追随処理を行うことで、すべての処理を時間領域で行った場合に比べ、計算量の軽減が可能となる。また、すべての処理を周波数領域で行う場合に比べ、ＣＰの挿入を不要とするためデータ伝送効率の向上ができる。

また、前述のすべての実施形態は、空間多重光伝送システムの実施形態として説明してきたが、空間多重光伝送システムの信号処理方法の実施形態と、発明のカテゴリは異なるが、発明を構成する技術的に思想が同様である。すなわち、前述の空間多重光伝送システムの信号処理装置の実施形態は、空間多重光伝送システムの信号処理方法の実施形態としても同様に活用することができる。

以上説明したように、光マルチキャリア信号を複数の空間多重パスを有する光伝送路を介して伝送する空間多重光伝送システムにおいて、受信装置は、受信した光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償するＭＩＭＯ等化処理部を備え、送信装置は、空間多重パス間で生じる遅延量が受信装置のＭＩＭＯ等化処理部のタップ数の時間ウインドウ内に収まるように、光マルチキャリア信号のサブキャリアのボーレートを設定し、かつ該遅延量より長い既知信号を２回以上反復して周期的に送信信号に挿入し、ＭＩＭＯ等化処理部は、周波数領域等化処理（ＦＤＥ）方式により周波数領域の等化係数を計算する等化係数計算部と、計算した周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数に変換する等化係数変換部と、時間領域等化処理（ＴＤＥ）方式により時間領域の等化係数追随を行う等化係数追随部とから構成するようにした。

この構成によれば、所望の少数タップでの等化処理により、ＭＩＭＯ等化処理の収束性や安定性を向上することができ、高品質な伝送を実現することが可能となる。ＭＩＭＯ等化処理における等化係数計算処理と等化係数追随処理をそれぞれＦＤＥ方式とＴＤＥ方式で行うことで、演算負荷を軽減することができる。送信信号の等化処理単位毎にＣＰを挿入する必要がないため、ＤＭＧＤやクロストークによる遅延量が増加しても、伝送効率が劣化しない。

このように、光マルチキャリア信号毎に独立かつ並列なＭＩＭＯ等化処理を行うことで、シングルキャリアデジタルコヒーレント方式より、少数タップでの等化処理が可能になる。また、ＭＩＭＯ等化処理を行う際に、等化係数計算処理と等化係数追随処理を、それぞれＦＤＥ方式とＴＤＥ方式で行うことで、演算負荷を軽減するとともに、ＭＩＭＯ等化処理の収束性や安定性を向上し、高品質な伝送が実現できるという効果が得られる。また、従来のＦＤＥ方式と異なり、送信信号の等化処理単位毎のＣＰの挿入を不要とするため、伝送距離の増加によりＤＭＧＤやクロストークによる遅延量が増加しても、伝送効率が劣化しない。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

空間多重光伝送システムの信号処理方法、もしくはその信号処理装置において、ＭＩＭＯ等化処理の収束性や安定性を向上するとともに、計算量を軽減し、高品質な伝送の実現することが不可欠な用途に適用できる。

１１、１２、１３・・・マルチキャリア送信機、２・・・モードコンバータ・結合器、３・・・マルチモードファイバ、４・・・分波器・モードコンバータ、５１、５２、５３・・・受信機、６・・・波長分散補償部、７・・・サブキャリア抽出・周波数変換部、８１・・・ＳＣ＃１処理部、８２・・・ＳＣ＃２処理部、８３・・・ＳＣ＃２０処理部、８１１・・・ＭＩＭＯ等化処理部、８１２１、８１２２、８１２３・・・位相・周波数オフセット補償部、８１３１、８１３２、８２３３・・・判定部、９・・・結合部、１０・・・マルチコアファイバ、１１・・・結合部、８１１１・・・等化係数計算部、８１１２・・・等化係数変換部、８１１３・・・等化係数追随部

Claims

光マルチキャリア信号を複数の空間多重パスを有する光伝送路を介して伝送する空間多重光伝送システムであって、
受信装置は、受信した光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償するＭＩＭＯ等化処理部を備え、
送信装置は、空間多重パス間で生じる遅延量が受信装置のＭＩＭＯ等化処理部のタップ数の時間ウインドウ内に収まるように、光マルチキャリア信号のサブキャリアのボーレートを設定し、かつ該遅延量より長い既知信号を２回以上反復して周期的に送信信号に挿入し、
前記ＭＩＭＯ等化処理部は、
周波数領域等化処理方式により周波数領域の等化係数を計算する等化係数計算部と、
計算した前記周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数に変換する等化係数変換部と、
時間領域等化処理方式により前記時間領域の等化係数追随を行う等化係数追随部と
を備えることを特徴とする空間多重光伝送システム。
前記光伝送路は、マルチモード光ファイバであることを特徴とする請求項１に記載の空間多重光伝送システム。
前記光伝送路は、マルチコア光ファイバであることを特徴とする請求項１に記載の空間多重光伝送システム。
前記光伝送路は、マルチコア・マルチモード光ファイバであることを特徴とする請求項１に記載の空間多重光伝送システム。
前記受信装置は、前記光マルチキャリア信号を一括受信し、
受信した光マルチキャリア信号に対して波長分散補償を一括して行う波長分散補償部と、
前記波長分散補償部から出力された信号を各サブキャリアに分離するサブキャリア分離部と
をさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の空間多重光伝送システム。
光マルチキャリア信号を複数の空間多重パスを有する光伝送路を介して伝送する空間多重光伝送システムが行う空間多重光伝送方法であって、
受信装置は、受信した光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償するＭＩＭＯ等化処理部を備え、
送信装置は、空間多重パス間で生じる遅延量が受信装置のＭＩＭＯ等化処理部のタップ数の時間ウインドウ内に収まるように、光マルチキャリア信号のサブキャリアのボーレートを設定し、かつ該遅延量より長い既知信号を２回以上反復して周期的に送信信号に挿入し、
前記ＭＩＭＯ等化処理部が、
周波数領域等化処理方式により周波数領域の等化係数を計算する等化係数計算ステップと、
計算した前記周波数領域の等化係数を時間領域の等化係数に変換する等化係数変換ステップと、
時間領域等化処理方式により前記時間領域の等化係数追随を行う等化係数追随ステップと
を有することを特徴とする空間多重光伝送方法。