JP6458733B2 - 光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、互いに近接する異なる経路をそれぞれ伝送してきた複数の光信号を受信する光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法に関する。

長距離光伝送において伝送容量の大容量化が強く要請されている。近年、さらなる伝送容量の大容量化のために、空間の自由度を利用して信号を多重化する空間多重伝送技術が検討されている。空間多重伝送のための伝送路として、１本のクラッド中に複数のコアを有するマルチコアファイバや、複数の伝播モードを持つコアが配置されたマルチモードファイバなどの利用が検討されている。

特に、Ｎ個のコアを有するマルチコアファイバを用いた空間多重伝送においては、それぞれのコアに異なる光信号を伝送させることにより、シングルモードファイバと比較してＮ倍の伝送容量が達成できる。しかし、空間利用効率を高くするためにマルチコアファイバ内に配置するコア間距離を小さくする場合、コア間でクロストークが生じ、受信信号品質が低下する。

そこで、空間多重した信号間のクロストークを補償し、それぞれを分離するために、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）処理を適用することが提案されている。例えば、非特許文献１には結合型３コアマルチコアファイバ伝送におけるＭＩＭＯ処理が開示されている。また、非特許文献２には３モードマルチモードファイバ伝送のＭＩＭＯ処理が開示されている。

Ｎ個の信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理においては、一般的に、Ｎ×Ｎ行列型のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが用いられる。クロストークを含むＮ個の信号について、Ｎ×Ｎ行列型のＦＩＲフィルタを用いて伝送路の逆特性を付与することにより、互いに分離されたＮ個の信号を得ることができる。

ここで、マルチコアファイバ伝送において伝送路の状態は時間的に変動するため、個々のＦＩＲフィルタの係数は、既知のパターンを用いたトレーニング、または、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）・ＤＤＬＭＳ（Decision Directed Least Mean Square）等のアルゴリズムによる適応等化によって決定される。ＦＩＲフィルタのタップ数をＭとすると、上記のＭＩＭＯ処理の出力は式（１）で記載される。

ここで、ＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を適切に行うには、ＦＩＲフィルタで表現可能な時間幅が伝送路で生じる時間広がりを上回るように、ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを選ぶ必要がある。シングルモードファイバでの偏波モード分散に比べて、マルチコアファイバでのコア間伝播遅延差やマルチモードファイバでのモード間伝播遅延差は大きいため、長距離伝送を想定する場合はＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを大きくとる必要がある。また、１つのデジタル信号処理回路で様々な伝送路に対応できることが望ましいことから、ターゲットとする伝送路で生じる最大の時間広がりに対応できるようにＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを最大値に設計することが望ましい。

一方、入力する信号には伝送路中で付加されるＡＳＥ（Amplified Spontaneous Emission）雑音等の雑音成分が含まれていることを考えると、雑音成分の影響により、各ＦＩＲフィルタの係数は適応等化後にも伝送路の逆特性からわずかに異なる。ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍが大きい場合、各タップにおける誤差が累積されて大きくなり、信号品質が低下する。この信号品質の低下は、ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを最大値に設計したデジタル信号処理回路を、時間広がりが小さい伝送路に適用した場合に顕著に表れる。

ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍと信号品質との関係を図１６に示す。図１６は、２つの１２８Ｇｂ／ｓ 偏波多重ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号を２コアマルチコアファイバのそれぞれのコアで伝送した信号をＭＩＭＯ処理した場合のシミュレーション結果である。なお、マルチコアファイバ伝送路の総距離を７００ｋｍ、２つのコア間の伝播遅延差を１ｎｓ、クロストークの総量を−１０ｄＢに設定し、コア間のクロストークがマルチコアファイバ伝送路の長手方向にわたって一様に分散的に生じると仮定した。ファイバ伝播に伴う非線形効果については考慮しない。受信ＯＳＮＲ（Optical Signal-to-Noise Ratio）を１５ｄＢ／０．１ｎｍとし、コヒーレント検波後に２倍のオーバーサンプリングを行い、デジタル信号処理においてＣＭＡを用いたＭＩＭＯ処理を施した。

図１６から分かるように、ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍが増加するにつれて、各タップのタップ係数の最適値からのずれによる雑音が蓄積され、受信信号品質が低下する。

そこで、特許文献１には、ＦＩＲフィルタを用いた等化処理において、誤り率が基準値以下の場合にタップをバイパスし、基準値以下の範囲内で誤り率の増加を許しつつ消費電力と遅延時間を低減する方法が開示されている。また、特許文献２には、ＦＩＲフィルタの各タップ間の遅延時間を各光受信機が受信した光信号の群遅延差の整数倍に設定してＭＩＭＯ処理を行うことにより、長距離伝送を実現する方法が開示されている。

特開２００６−３３２９２０号公報 特開２０１２−２２７７６５号公報

R. Ryf et al., "Space-Division Multiplexed Transmission over 4200 km 3-Core Microstructured Fiber," OFC2012, PDP5C.2. S. Randel et al., "Mode-Multiplexed 6×20-GBd QPSK Transmission over 1200-km DGD-Compensated Few-Mode Fiber," OFC2012, PDP5C.5.

しかし、特許文献１の技術は、誤り率がタップ数に対して単調減少することが前提となっており、一般的な伝送に広く適用することは困難である。また、特許文献２の技術は、特定の時間の整数倍の遅延量のタップのみが用いられるため、クロストークが伝送路の長手方向にわたって分散的に生じる場合に適用することが困難であり、各種伝送路への柔軟な対応が困難である。

本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、種々の伝送路に柔軟に適用でき、互いに近接する異なる経路を伝送してきた複数の光信号のクロストークを高精度に補償できる光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る光受信装置は、クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力するデジタルコヒーレント処理部と、適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを備え、適応等化の初期収束後の係数に応じてｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いてデジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理部と、クロストークが補償された複数の信号を受信信号として処理して出力する受信処理部と、を備える。

上記目的を達成するために本発明に係る光伝送システムは、第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調および多重化することによってｋ個の多重化光信号を生成して出力する光送信装置と、出力されたｋ個の多重化光信号をそれぞれ伝播するｋ本以上の経路を備えた伝送路と、伝送路から入力された多重化光信号を第２の光源からの局発光を用いて受信し、デジタルコヒーレント処理すると共にクロストークを補償して受信信号を出力する上記の光受信装置と、を備える。ここで、光受信装置は、伝送路を伝送することによって多重化光信号に付与されたクロストークを補償する。

上記目的を達成するために本発明に係る光受信方法は、適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを用いた光受信方法であって、クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力し、適応等化の初期収束後の係数に応じてｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いてデジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償し、クロストークが補償された複数の信号を処理して受信信号として出力する。

上述した本発明の態様によれば、種々の伝送路に柔軟に適用でき、互いに近接する異なる経路を伝送してきた複数の光信号のクロストークを高精度に補償できる。

第１の実施形態に係る光受信装置１０のブロック構成図である。 第１の実施形態に係るＦＩＲフィルタ５０の構成図である。 第１の実施形態に係る光伝送システム６０のシステム構成図である。 第２の実施形態に係る光伝送システム１００のシステム構成図である。 第２の実施形態に係る光送信装置２００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るマルチコアファイバ伝送路４００の断面図である。 第２の実施形態に係る光受信装置６００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０の構成図である。 第２の実施形態に係るＦＩＲフィルタｈ_pqの構成図である。 一般的なＦＩＲフィルタｈ’_pqの構成図である。 初期収束後のタップ係数ｈ_pq[ｍ]を例示するシミュレーション結果である。 マルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答の一例である。 図８のＦＩＲフィルタｈ_pqを適用した場合のコンスタレーションである。 図９のＦＩＲフィルタｈ’_pqを適用した場合のコンスタレーションである。 第２の実施形態に係る重み付けｗ_pq[ｍ]の設定手順を示す図である。 第３の実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０Ｂの構成図である。 第３の実施形態に係るタップ係数Ｈ_pq[ｌ]の設定手順を示した図である。 一般的なＦＩＲフィルタのタップ数Ｍと信号品質との関係を示した図である。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る光受信装置のブロック構成図を図１Ａに示す。図１Ａにおいて、光受信装置１０は、デジタルコヒーレント処理部２０、ＭＩＭＯ処理部３０および受信処理部４０を備える。

デジタルコヒーレント処理部２０には、互いに近接した伝送路を伝送することによって互いの信号が混合した、クロストークを含むｋ個の多重化光信号が入力する。コヒーレント処理部２０は、入力されたｋ個の多重化光信号を、９０度光ハイブリッドや光電変換部（ＯＥＣ：ｏｐｔｉｃａｌ−ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に含まれる光検出器等によってコヒーレント検波する。さらに、デジタルコヒーレント処理部２０は、コヒーレント検波した信号をデジタル処理することによって量子化してＭＩＭＯ処理部３０へ出力する。

ＭＩＭＯ処理部３０は、入力される信号の数ｋに応じたｋ×ｋ個の行列型のＦＩＲフィルタｈ_pq（p=1〜k、q=1〜k）を備える。ＦＩＲフィルタｈ_pqは、その係数がＣＭＡ制御によって適応等化される。本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部３０は、適応等化の初期収束後のタップ係数をモニタし、モニタ結果に基づいて使用するタップ係数を選択し、タップ係数が選択されたＦＩＲフィルタを用いて、入力された信号のクロストークを補償して受信処理部４０へ出力する。

受信処理部４０は、クロストークが補償されたｋ個の信号を受信信号として処理して出力する。

ここで、ＭＩＭＯ処理部３０を構成するｋ×ｋ個のＦＩＲフィルタｈ_pqはそれぞれ、クロストークを発生する伝送路で生じる時間広がりに応じたタップ数Ｍのタップ係数ｈ_pq[ｍ]（p=1〜k、q=1〜k、ｍ＝１〜Ｍ）を備える。ＦＩＲフィルタ５０の構成図を図１Ｂに示す。

図１Ｂに示すように、ＦＩＲフィルタ５０はそれぞれ、（Ｍ−１）個の遅延素子５１、Ｍ個のタップ係数５２、適応等化部５３、係数モニタ５４および係数選択部５５を備える。

遅延素子５１は、入力された信号に所定の遅延時間を付与する。

タップ係数５２は、遅延時間が付与されていない信号および遅延素子５１により遅延時間が付与された（Ｍ−１）個の信号とそれぞれ対応し、適応等化部５３によって入力される信号のクロストークに応じて適切な値に設定される。ＦＩＲフィルタｈ_pqに入力された信号は、タップ係数５２に設定されている大きさに応じて調整される。

適応等化部５３は、ＣＭＡによる適応等化によってタップ係数５２を制御する。

係数モニタ５４は、適応等化部５３によって初期収束されたタップ係数５２をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さいタップ係数５２を、クロストークの補償に使用しないタップ係数５２として抽出し、係数選択部５５へ通知する。

係数選択部５５は、係数モニタ５４から通知されたタップ係数５２の大きさを小さくする。これにより、初期収束されたタップ係数５２の大きさが所定の閾値よりも大きいタップのみがクロストークの補償に使用される。

上記のように構成されたＭＩＭＯ処理部３０（ｋ×ｋ行列型ＦＩＲフィルタｈ_pq）は、例えば、次のように動作する。すなわち、係数モニタ５４は、適応等化の初期収束後にその大きさが閾値ｈ_thよりも小さいタップ係数ｈ_pq[ｍ]を抽出して係数選択部５５へ通知する。係数選択部５５は、通知されたタップ係数ｈ_pq[ｍ]の値を「０」に変更し、そのタップを不使用とする。

タップ係数ｈ_pq[ｍ]は雑音等の影響による誤差を含んでいるが、係数モニタ５４がクロストークの補償にあまり寄与していないタップ係数ｈ_pq[ｍ]を抽出し、係数選択部５５が抽出されたタップ係数ｈ_pq[ｍ]を小さくすることにより、クロストーク補償にあまり寄与していないタップが有する誤差による影響を低減することができる。

上記のように構成された光受信装置１０は、初期収束の後などに設定されているＦＩＲフィルタｈ_pqのタップ係数ｈ_pq[ｍ]を監視し、クロストークの補償にあまり寄与していないタップのタップ係数ｈ_pq[ｍ]を小さくする。この場合、入力される信号が通過して来た伝送路の特性に関わらず、復号に有効なタップのみが選択的に使用される。従って、本実施形態に係る光受信装置１０は、種々の伝送路において入力された複数の信号間のクロストークを高精度に補償することができる。

ここで、本実施形態に係る光受信装置１０は、マルチコアファイバを用いた空間多重伝送に適用することができる。本実施形態に係る光受信装置１０が配置された光伝送システムのシステム構成図を図２に示す。図２において、光伝送システム６０は、光送信装置７０、伝送路８０および光受信装置１０を備える。

光送信装置７０は、第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調および多重化することによってｋ個の多重化光信号を生成し、伝送路８０へ出力する。

伝送路８０は、光送信装置７０から入力されたｋ個の多重化光信号を光受信装置１０まで伝播させる。伝送路８０は、例えば、入力された多重化光信号と同数以上のコアがクラッド内に並列配置された、１本のマルチコアファイバによって構成される。

光受信装置１０は、図１に示した上述の光受信装置１０を適用することができる。光受信装置１０は、伝送路８０から入力されたｋ個の多重化光信号を第２の光源からの局発光を用いてそれぞれデジタルコヒーレント受信し、クロストークを補償した後、受信信号として出力する。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について説明する。本実施形態に係る光伝送システムのシステム構成図を図３に示す。図３において、光伝送システム１００は、光送信装置２００、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００、ファンアウト５００および光受信装置６００を備える。

光送信装置２００は、各種情報を含む変調光を生成して出力する。光送信装置２００から出力された変調光は、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００およびファンアウト５００を介して光受信装置６００に入力される。本実施形態に係る光送信装置２００のブロック構成図を図４に示す。図４において、光送信装置２００は、光源２１０および光変調器２２１、２２２を備える。

光源２１０は、変調光の元となる単一光を生成して出力する。光源２１０から出力された単一光は２分岐されて光変調器２２１、２２２へそれぞれ入力される。

光変調器２２１には、光源２１０から一方の単一光が、外部から各種情報を表すデータ信号が、入力される。光変調器２２１は、光源２１０から入力された一方の単一光を外部から入力されたデータ信号に基づいて変調し、変調光をファンイン３００を介して後述するコア４２０へ出力する。同様に、光変調器２２１は、光源２１０から入力された他方の単一光を外部から入力されたデータ信号に基づいて変調し、変調光をファンイン３００を介して後述するコア４３０へ出力する。本実施形態においては、光変調器２２１、２２２は変調光として、１２８Ｇｂ／ｓの偏波多重ＱＰＳＫ信号を生成する。

ファンイン３００は、光送信装置２００から入力された変調光を、マルチコアファイバ伝送路４００を構成するマルチコアファイバのコア４２０およびコア４３０へそれぞれ結合させる。

マルチコアファイバ伝送路４００は、複数のコアを共通のクラッド内に配置することによって形成される。本実施形態に係るマルチコアファイバ伝送路４００の断面図を図５に示す。図５において、マルチコアファイバ伝送路４００は、クラッド４１０内に２つのコア４２０、４３０が配置されたマルチコアファイバによって構成される。マルチコアファイバ伝送路４００は、ファンイン３００によってコア４２０、コア４３０に結合された変調光をファンアウト５００まで伝播する。なお、コアの数は３以上であっても良い。また、ファイバ伝播に伴う光学ロスを補償するために、マルチコアファイバ伝送路４００に光増幅器等を配置することもできる。

ファンアウト５００は、マルチコアファイバ伝送路４００により伝播されてきた変調光をコア４２０、コア４３０から分離して光受信装置６００へ出力する。

光受信装置６００は、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００およびファンアウト５００を介して光送信装置２００から入力された変調光をデジタルコヒーレント処理すると共に変調光間のクロストークを補償し、処理結果を受信情報として出力する。本実施形態に係る光受信装置６００のブロック構成図を図６に示す。図６において、光受信装置６００は、光源６１０、光フロントエンド６２１、６２２、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog Digital Converter）６３１、６３２、波長分散補償部６４１、６４２、ＭＩＭＯ処理部６５０、キャリア位相補償部６６１、６６２およびシンボル識別部６７１、６７２を備える。

光源６１０は、局発光を生成して出力する。光源６１０から出力された局発光は２分岐されて光フロントエンド６２１、６２２へそれぞれ入力される。

光フロントエンド６２１、６２２には、マルチコアファイバ伝送路４００のコア４２０、４３０を伝播して来た光送信装置２００の光変調器２２１、２２２において生成された変調光と、光源６１０において生成された局発光と、がそれぞれ入力される。光フロントエンド６２１、６２２は、入力された変調光を局発光を用いてコヒーレント検波してＡＤＣ６３１、６３２へ出力する。

ここで、光フロントエンド６２１、６２２は、偏波多重ＱＰＳＫ信号が入力される場合、偏波多重型９０度光ハイブリッド、バランス型フォトダイオード、トランスインピーダンスアンプ等を含む。光フロントエンド６２１、６２２に入力された偏波多重ＱＰＳＫ信号は、９０度光ハイブリッドと光電変換部に含まれる光検出器により検波され、２つの偏波（Ｘ、Ｙ）の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）に相当する４つの電気信号が取り出される。なお、図６では、同相成分を実部に、直交成分を虚部にとった複素数の形で信号を表して、Ｘ、Ｙ偏波に相当する２つの出力をそれぞれ表示した。

ＡＤＣ６３１、６３２は、光フロントエンド６２１、６２２から入力された２つの偏波（Ｘ、Ｙ）の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）に相当する４つの電気信号を量子化して波長分散補償部６４１、６４２へそれぞれ出力する。

波長分散補償部６４１、６４２は、ＡＤＣ６３１、６３２において量子化された、受信側でのコア４２０のＸ偏波成分およびＹ偏波成分、コア４３０のＸ偏波成分およびＹ偏波成分に対応する４つの信号について、マルチコアファイバ伝送路４００で蓄積された波長分散を補償し、ＭＩＭＯ処理部６５０へ出力する。本実施形態に係る波長分散補償部６４１、６４２は、一般的なコヒーレント受信時に適用されるデジタル信号処理により、４つの信号の波長分散をそれぞれ補償する。

ＭＩＭＯ処理部６５０は、波長分散補償部６４１、６４２から入力された４つの信号間のクロストークを補償し、キャリア位相補償部６６１、６６２へ出力する。ＭＩＭＯ処理部６５０は、入力される信号の数に応じた４×４の行列フィルタによって構成される。本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０の構成図を図７に示す。

図７に示すように、本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０は、４×４のＦＩＲフィルタｈ_pq（p=1〜4、q=1〜4）から成る。各ＦＩＲフィルタｈ_pqのタップ係数は、図７に図示しない適応等化部により、適宜、ＣＭＡを用いた適応処理が施される。ＭＩＭＯ処理部６５０に入力されたコア４２０のＸ偏波成分Ｅ_in1、コア４２０のＹ偏波成分Ｅ_in2、コア４３０のＸ偏波成分Ｅ_in3およびコア４３０のＹ偏波成分Ｅ_in4は、ＭＩＭＯ処理部６５０を通過することによって４つの信号間のクロストークが補償され、互いに分離されたコア４２０のＸ偏波成分Ｅ_out1、コア４２０のＹ偏波成分Ｅ_out2、コア４３０のＸ偏波成分Ｅ_out3およびコア４３０のＹ偏波成分Ｅ_out4が出力される。ＦＩＲフィルタｈ_pqについては後述する。

キャリア位相補償部６６１、６６２は、ＭＩＭＯ処理部６５０から入力された互いに分離された４つの信号について、光信号と局発光間の周波数差や位相オフセット等を補償して、シンボル識別部６７１、６７２へ出力する。キャリア位相補償として、例えば、M-th Power Algorithmや仮判定を用いたＰＬＬ（Phase Locked Loop)等を適用することができる。なお、本実施形態においては、ＭＩＭＯ処理部６５０の係数制御は出力信号の振幅を一定にするＣＭＡによって行うが、ＭＩＭＯ処理部６５０で用いられる係数制御アルゴリズムがＤＤＬＭＳなどの出力信号の位相に敏感なものである場合、ＭＩＭＯ処理部６５０の内部にキャリア位相補償部６６１、６６２の機能を設けることもできる。

シンボル識別部６７１、６７２は、キャリア位相補償部６６１、６６２から入力された４つの信号についてシンボル識別を行い、識別された４つのデータストリームとして出力する。

次に、ＭＩＭＯ処理部６５０を構成するＦＩＲフィルタｈ_pqについて詳細に説明する。本実施形態に係るＦＩＲフィルタｈ_pqの構成図を図８に示す。また、比較のため、一般的なＦＩＲフィルタｈ’_pqの構成図を図９に示す。本実施形態に係るＦＩＲフィルタｈ_pqおよび一般的なＦＩＲフィルタｈ’_pqはそれぞれタップ係数ｈ_pq[ｍ]（p=1〜k、q=1〜k、ｍ＝１〜Ｍ）およびタップ係数ｈ’_pq[ｍ]（p=1〜k、q=1〜k、ｍ＝１〜Ｍ）をそれぞれ有する。ここで、kは信号の多重数(k=4)、Ｍはタップ数である。本実施形態において、タップ数Ｍにはマルチコアファイバ伝送路４００で生じる最大の時間広がりをサンプリング間隔で割った値、もしくはそれより大きい値が設定される。

図８および図９から分かるように、本実施形態に係るＦＩＲフィルタは、一般的なＦＩＲフィルタｈ’_pqに、重み付けｗ_pq[ｍ] （p=1〜k、q=1〜k、ｍ＝１〜Ｍ）、係数モニタ６５０ａおよび重み制御６５０ｂを追加することによって構成される。

重み付けｗ_pq[ｍ]は、対応するタップ係数ｈ_pq[ｍ]に重み付けを行い、使用するタップの選択を行う。本実施形態に係るＦＩＲフィルタｈ_pq（図８）において全ての重み付けｗ_pq[ｍ]を「１」に設定した時、一般的なＦＩＲフィルタｈ’_pq（図９）と同じになる。

係数モニタ６５０ａは、復号に有意でなく信号品質を低下させるタップ係数ｈ_pq[ｍ]を抽出し、抽出したタップ係数ｈ_pq[ｍ]のフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)を重み制御６５０ｂへ出力する。復号に有意でないタップの抽出方法については後述する。

重み制御６５０ｂは、抽出されたタップ係数ｈ_pq[ｍ]に対応する重み付けｗ_pq[ｍ]を「０」に設定する。

上記のように構成されたＭＩＭＯ処理部６５０は、復号に有意でなく信号品質を低下させるタップの重み付けｗ_pq[ｍ]を小さくすることによって、信号品質を改善する。例えば、１２８Ｇｂ／ｓ 偏波多重ＱＰＳＫ信号を２コアマルチコアファイバのそれぞれのコアで伝送した２コア多重伝送において、ＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を行った場合の適応等化の初期収束後のタップ係数ｈ_pq[ｍ]のシミュレーション結果を図１０に示す。また、マルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答のうち、波長分散を除き、クロストークとコア間伝播遅延に関係する成分を表示した場合のチャネル応答を図１１に示す。

ここで、タップ係数ｈ_pq[ｍ]とマルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答とは互いに逆行列の関係になることから、図１０、図１１では、対応する係数が同じ位置に配置されるようにした。また、簡単化のため、コア２→２間、コア１→２間、コア２→１間、コア１→１間を移動する成分にのみ着目し、偏波については平均化してその大きさを縦軸ｄＢにて表した。

また、マルチコアファイバ伝送路４００の総距離を７００ｋｍ、２つのコア４２０、４３０間の伝播遅延差を１ｎｓ、クロストークの総量を−１０ｄＢに設定し、コア４２０、４３０間のクロストークがマルチコアファイバ伝送路４００の長手方向にわたって一様に分散的に生じると仮定した。さらに、受信ＯＳＮＲを１５ｄＢ／０．１ｎｍとし、コヒーレント検波後に２倍のオーバーサンプリングを行い、デジタル信号処理による波長分散補償を行った後にＣＭＡを用いたＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を行った。なお、ＦＩＲフィルタのタップ数はＭ＝８０１とした。

図１０および図１１から分かるように、図１０に示した初期収束後のタップ係数ｈ_pq[ｍ]は、図１１に示したマルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答を反映しているものの、本来０(dB表示では負方向に無限大)となるべきタップにも微小な値が残っている。従って、適切な重み付けｗ_pq[ｍ]を設定して、復号に有意なタップ係数を選択的に使用することにより、信号品質を改善することができる。

重み付けｗ_pq[ｍ]を適切に設定した図８のＦＩＲフィルタｈ_pqを適用した場合のコンスタレーションを図１２Ａに、重み付けｗ_pq[ｍ]を備えない図９の一般的なＦＩＲフィルタｈ’_pqを適用した場合のコンスタレーションを図１２Ｂに示す。なお、復号に有意でないタップの判別方法として、後述する偏波については平均化した閾値判定を用いて、閾値を−４０ｄＢとした。

図１２Ａ、図１２Ｂから分かるように、適切に設定された重み付けｗ_pq[ｍ]を備えることによって、復号に有意でなく信号品質を低下させるタップの影響が低減され、品質の高い信号を得ることができる。

すなわち、重み付けｗ_pq[ｍ]を備えない図９の一般的なＦＩＲフィルタｈ’_pqを適用した場合の受信Ｑ値は、背景技術の図１６に示したように、タップ数Ｍ＝８０１の場合は８．１ｄＢであったのに対して、適切に設定された重み付けｗ_pq[ｍ]を備える図８のＦＩＲフィルタｈ_pqを適用した場合の受信Ｑ値はタップ数Ｍ＝８０１の場合、９．５ｄＢとなった。重み付けｗ_pq[ｍ]を適切に設定することによってＱ値が１．４ｄＢ改善し、より長距離の伝送に対応することができる。

次に、復号に有意なタップ係数を選択して重み付けｗ_pq[ｍ]を設定する方法について説明する。重み付けｗ_pq[ｍ]の第１の設定方法として、例えば、信号の送受信に先立って、光送信装置２００から既知のトレーニング信号をマルチコアファイバ伝送路４００に送出し、光受信装置６００においてそれを受信した結果から、マルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答を求め、コア間伝播遅延差および復号に有意なタップを選択する。具体的には、求めたチャネル応答に対応する値が所定の閾値以上であるタップ係数ｈ_pq[ｍ]を抽出することにより、コア間伝播遅延差および復号に有意なタップを選択する。そして、選択されたタップの重み付けｗ_pq[ｍ]を「１」に、それ以外のタップの重み付けｗ_pq[ｍ]を「０」に設定した後、適応等化を行う。これにより、復号に有意でないタップからの雑音の蓄積が低減され、信号品質が改善される。

また、復号に有意なタップ係数を選択するための重み付けｗ_pq[ｍ]の第２の設定方法として、トレーニング信号を使用しない方法がある。第２の設定方法の動作手順を図１３に示す。図１３に示すように、先ず、全ての重み付けｗ_pq[ｍ]を「１」に設定し（Ｓ１０１）、ＣＭＡによる適応等化を開始してタップ係数ｈ_pq[ｍ]の初期収束を行う（Ｓ１０２）。コア間伝播遅延差に比べて同等以上のタップ数Ｍが設定されているため、いくつかのタップではそのタップ係数ｈ_pq[ｍ]は本来「０」であるべきであるが、雑音成分の加わった受信信号に対して適応等化が行われることにより、それらのタップにも微小な値が残る。

そこでさらに、係数モニタ６５０ａによって各タップ係数ｈ_pq[ｍ]を順次モニタし（Ｓ１０３）、モニタしているタップ係数ｈ_pq[ｍ]の大きさが閾値ｈ_thよりも小さい場合（Ｓ１０４のＹＥＳ）、すなわち、式（２）に該当する場合、そのタップが復号に有意でないと判断する。
｜ｈ_pq[ｍ]｜＜ｈ_th 式（２）
係数モニタ６５０ａは、式（２）を満足するタップのフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)を、重み制御６５０ｂに通知する。重み制御６５０ｂは、式（２）に該当するタップ係数ｈ_pq[ｍ]のフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)が通知された場合、それに対応する重み付けｗ_pq[ｍ]を「０」に設定する（Ｓ１０５）。

そして、全てのｈ_pq[ｍ]をモニタして重み付けｗ_pq[ｍ]を設定した後（Ｓ１０６のＹＥＳ）、再度、適応等化を開始することにより（Ｓ１０７）、復号に有意でないタップからの雑音の蓄積が低減され、信号品質が改善される。

さらに、重み付けｗ_pq[ｍ]の第３の設定方法として、各種の平均化を利用することによって係数モニタ６５０ａの精度を向上させることができる。すなわち、監視対象のタップ係数ｈ_pq[ｍ]について、係数の大きさをその前後２Ｒ個のタップとの移動平均を演算し、演算結果を閾値ｈ_thと比較する。

そして、重み制御６５０ｂは、式（３）に該当するタップ係数ｈ_pq[ｍ]のフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)が係数モニタ６５０ａから通知された場合、そのタップの重み付けｗ_pq[ｍ]を「０」に設定する。式（３）を適用することにより、初期収束時に、あるタップが雑音成分の影響により大きな係数を持ち、誤って有意なタップと判定される頻度を低減することができる。

さらに、第４の設定方法として、偏波については平均化してＭＩＭＯ処理によりコアｓ−コアt間を移動する成分にのみ着目し、閾値の判定に式（４）を適用することもできる。

重み制御６５０ｂは、式（４）に該当するコア（ｓ,ｔ）およびタップ位置(ｍ)が通知された場合、ｗ_st[ｍ]＝ｗ_s(t+N)[ｍ]＝ｗ_(s+N)t[ｍ]＝ｗ_(s+N)(t+N)[ｍ]＝０に設定する。これにより、マルチコアファイバ伝送路４００中での大きい偏波状態変動の判定への影響を低減することができる。

ここで、上述の判定式において、所定の閾値ｈ_thを適用する代わりに、タップ係数の大きさの雑音レベル、すなわち、雑音成分の加わった受信信号に対して適応等化が行われることよって本来「０」であるべきタップがもつ微小な係数の大きさのレベルを検出して閾値ｈ_thを設定することができる。

初期収束を開始する前は光受信装置６００がマルチコアファイバ伝送路４００の応答に関する情報を持っていないことから、典型的にはタップ係数は、４×４行列型フィルタの対角要素に位置する４つのフィルタｈ_pqの中央のタップのみ「１」、ほかのタップは「０」となるように初期設定される。つまり、コア間伝播遅延差に比べて同等以上のタップ数Ｍを用意しているＦＩＲフィルタで適応等化の初期収束を行うと、各ＦＩＲフィルタの端付近に位置するタップ、つまり、最初段に位置するｈ_pq[１]や最終段に位置するｈ_pq[Ｍ]は復号に有意でないタップとなる可能性が高い。

そこで、ｈ_pq[１]やｈ_pq[Ｍ]などのＦＩＲフィルタの端付近のタップの初期収束後のタップ係数の大きさの平均値を算出することで、タップ係数の大きさの雑音レベルを推定することができる。これにあるマージンを加えたものを閾値ｈ_thとして適用することにより、より信頼性の高い判別が可能となる。

ここで、本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０は、波長ごとに同様のシステムを構築し、それぞれのコアに送出する光信号を波長多重した後に各コアに結合し、伝送後の各コアの光信号を波長分離して各光受信装置に入力することで波長多重を行う場合にも、適用できる。同様に、より多くのコアを使用して空間多重伝送を行う場合にも適用できる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態について説明する。第２の実施形態では、ＭＩＭＯ処理部６５０として、４×４行列型ＦＩＲフィルタｈ_pqを適用し、各ＦＩＲフィルタｈ_pqにタップ数Ｍを設定し、遅延素子、タップ係数ｈ_pq[ｍ]、重み付けｗ_pq[ｍ]、係数モニタ６５０ａおよび重み制御６５０ｂによって構成した（図７、図８）。

これに対して、本実施形態に係る光受信装置６００Ｂは、図１４に示すＭＩＭＯ処理部６５０Ｂを適用する。図１４のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂは、高速フーリエ変換回路（FFT ：Fast Fourier Transform）、４×４行列型フィルタＨ_pqおよび逆変換回路（IFFT：Inverse FFT)を備える。第２の実施形態のＭＩＭＯ処理部６５０が時間領域のＭＩＭＯ処理を行うのに対し、本実施形態のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂは周波数領域のＭＩＭＯ処理を行う。なお、本実施形態に係る光受信装置６００Ｂは、周波数領域用のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂを適用する以外は、第２の実施形態の光受信装置６００と同様に構成される。

大きな時間広がり効果を補償する場合、回路規模の観点から、時間領域のフィルタより周波数領域のフィルタの方がメリットのあることが知られている。図１４に示した周波数領域のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂにおいては、先ず、入力された４つの信号Ｅ_in1〜Ｅ_in4にフレーム処理（フレーム長Ｌ）を施してＦＦＴを行い、周波数領域信号をフィルタＨ_pqへ入力させる。フィルタＨ_pqの係数Ｈ_pq[ｌ]（ｌ＝１〜Ｌ）は周波数領域で演算され、４×４行列型フィルタＨ_pqからの４つの出力は、再度ＩＦＦＴされることによって時間領域に復元されて出力される。

周波数領域でのＭＩＭＯ処理の場合も、その係数は図示しない係数制御部によって適応的に設定される。つまり、周波数領域のＭＩＭＯ処理を適用する場合でも、その係数は雑音成分を含む入力信号から算出されるため、第２の実施形態で説明した時間領域のＭＩＭＯ処理と同様の信号品質低下が生じる。本実施形態に係る光受信装置６００Ｂは、図１５に示した処理によってこの信号品質低下を緩和する。

図１５において、周波数領域のフィルタＨ_pqの係数Ｈ_pq[ｌ]と、相当する時間領域のＦＩＲフィルタｈ_pqのタップ係数ｈ_pq[ｌ]とは、互いにフーリエ変換／逆変換の関係で結ばれている。従って、図１５の処理では、周波数領域の係数Ｈ_pq[ｌ]をＦＦＴによって時間領域のタップ係数ｈ_pq[ｌ]に変換し、第２の実施形態で説明した時間領域での重み制御と同様の操作を行う。

すなわち、係数モニタ６５０Ｂａによって変換した時間領域で係数ｈ_pq [ｌ]をモニタし、その大きさが閾値ｈ_thより小さい係数ｈ_pq [ｌ]の位置を抽出して重み制御６５０Ｂｂに通知する。重み制御６５０Ｂｂは、通知された位置に対応する重み付けｗ_pq[ｌ]を小さくする。重みの決定後、タップ係数ｈ_pq [ｌ]とｗ_pq[ｌ]をそれぞれ掛け合わせて新たな時間領域の係数を算出し、それを再度ＦＦＴして周波数領域に変換して新たな周波数領域のフィルタ係数を算出する。

ＭＩＭＯ処理部６５０Ｂは、これを図１４の各フィルタＨ_pqの係数に設定し、適応等化を行うことによって各フィルタ係数の最適値からのずれによる雑音の蓄積を緩和させる。これにより、信号品質が改善される。

なお、上述の実施形態では、マルチモードファイバやマルチコアファイバを伝送する光信号の伝送方式が一定である場合を想定し、トレーニング信号等を用いて初期設定を行ったが、それに限るものではない。例えば、マルチモードファイバやマルチコアファイバを伝送する多重化のパターン、すなわち使用するコア（モード）や偏波が運用中に切り替わる場合は、そのタイミングで再度タップ係数の重みづけの制御を行えば良い。これにより、運用中の光伝送信号の品質劣化を抑制することができる。

また、マルチモードファイバやマルチコアファイバを伝送する多重化された光信号の各空間的パターンに対応するトレーニング信号を用いて、初期設定のテーブルを予め複数用意し、マルチモードファイバまたはマルチコアファイバにおいて空間的に多重化された光信号が、運用中に異なる空間的な多重パターンへ切り替わる場合、それに応じて初期設定のテーブルを切り替えても良い。これにより、運用中の光伝送信号の品質劣化を抑制することができる。

本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。

本願発明は、２０１３年１０月１１日に出願された日本出願特願２０１３−２１３５１５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本願発明に係る光受信装置は、ＱＰＳＫ信号や１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号等を扱う１００Ｇｂ／ｓシステムや４００Ｇｂ／ｓシステムに等に適用することができる。

１０ 光受信装置
２０ デジタルコヒーレント処理部
３０ ＭＩＭＯ処理部
４０ 受信処理部
５０ ＦＩＲフィルタ
５１ 遅延素子
５２ タップ係数
５３ 適応等化部
５４ 係数モニタ
５５ 係数選択部
６０ 光伝送システム
７０ 光送信装置
８０ 伝送路
１００ 光伝送システム
２００ 光送信装置
２１０ 光源
２２１、２２２ 光変調器
３００ ファイン
４００ マルチコアファイバ伝送路
４１０ クラッド
４２０、４３０ コア
５００ ファンアウト
６００、６００Ｂ 光受信装置
６１０ 光源
６２１、６２２ 光フロントエンド
６３１、６３２ ＡＤＣ
６４１、６４２ 波長分散補償部
６５０、６５０Ｂ ＭＩＭＯ処理部
６５０ａ、６５０Ｂａ 係数モニタ
６５０ｂ、６５０Ｂｂ 重み制御
６６１、６６２ キャリア位相補償部
６７１、６７２ シンボル識別部

Claims (8)

1. クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力するデジタルコヒーレント処理部と、
   適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを備え、適応等化の初期収束後の係数に応じて前記ｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いて前記デジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理部と、
   前記クロストークが補償された複数の信号を受信信号として処理して出力する受信処理部と、
   を備え、
   前記ＭＩＭＯ処理部は、ＦＩＲフィルタｈ _pq （p=1〜k、q=1〜k）を備えると共にタップ数Ｍが設定され、
   前記ＦＩＲフィルタｈ _pq のタップ係数ｈ _pq [ｍ]（ｍ=1〜Ｍ）を適応等化する適応等化部と、
   前記適応等化の初期収束後のタップ係数ｈ _pq [ｍ]をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さいタップを抽出する係数モニタと、
   前記抽出されたタップのタップ係数ｈ _pq [ｍ]の大きさを小さくすることによって、前記ＦＩＲフィルタｈ _pq を調整する係数選択部と、
   を備え、
   前記係数モニタは、最初段および最終段に位置するタップ係数ｈ _pq [１]およびタップ係数ｈ _pq [Ｍ]の係数に基づいて係数に含まれている雑音レベルを推定し、推定した雑音レベルに基づいて取得した閾値を前記所定の閾値として用いることを特徴とする光受信装置。
2. 前記係数モニタは、タップ係数ｈ_pq[ｍ]の大きさの移動平均を演算し、演算結果が前記所定の閾値よりも小さいタップを抽出する、請求項１記載の光受信装置。
3. 前記係数モニタは、前記ＭＩＭＯ処理部が所定の特性が付与されたトレーニング信号を受信した場合、タップ係数ｈ_pq[ｍ]の大きさが所定の閾値よりも小さいタップを抽出する代わりに、前記トレーニング信号の受信結果と前記所定の特性との比較結果に基づいてタップを抽出する、
   請求項２記載の光受信装置。
4. 前記ＦＩＲフィルタｈ_pqは、タップ係数ｈ_pq[ｍ]にそれぞれ掛け合わされるＭ個の重み付けｗ_pq[ｍ]（ｍ＝１〜Ｍ）をさらに備え、
   前記係数選択部は、抽出されたタップのタップ係数ｈ_pq[ｍ]の大きさを小さくする代わりに、抽出されたタップに対応する重み付けｗ_pq[ｍ]の大きさを０に設定する、
   請求項２または３記載の光受信装置。
5. クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力するデジタルコヒーレント処理部と、
   適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを備え、適応等化の初期収束後の係数に応じて前記ｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いて前記デジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理部と、
   前記クロストークが補償された複数の信号を受信信号として処理して出力する受信処理部と、
   を備え、
   前記ＭＩＭＯ処理部は、周波数領域フィルタＨ_pq（p=1〜k、q=1〜k）を備えると共にフレーム長Ｌが設定され、
   前記周波数領域フィルタＨ_pqの係数Ｈ_pq[ｌ]（ｌ=1〜Ｌ）を適応等化する適応等化部と、
   前記係数Ｈ_pq[ｌ]を高速フーリエ逆変換して係数の時間領域表現ｈ_pq[ｌ]（ｌ=1〜Ｌ）を得るＩＦＦＴ回路と、
   前記適応等化の初期収束後の時間領域表現ｈ_pq[ｌ]をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さい時間領域表現ｈ_pq[ｌ]を抽出する係数モニタと、
   前記抽出された時間領域表現ｈ_pq[ｌ]の大きさを小さくすることによって、前記時間領域表現ｈ_pq[ｌ]を調整する係数選択部と、
   係数調整後の時間領域表現ｈ_pq[ｌ]を高速フーリエ変換して前記係数Ｈ_pq[ｌ]を得るＦＦＴ回路と、
   を備える、
   光受信装置。
6. 第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調および多重化することによってｋ個の多重化光信号を生成して出力する光送信装置と、
   前記出力されたｋ個の多重化光信号をそれぞれ伝播する数ｋ以上の経路を備えた伝送路と、
   前記伝送路から入力された多重化光信号を第２の光源からの局発光を用いて受信し、デジタルコヒーレント処理すると共に前記クロストークを補償して受信信号を出力する請求項１乃至５のいずれか１項記載の光受信装置と、
   を備え、
   前記光受信装置は、前記伝送路を伝送することによって前記多重化光信号に付与されたクロストークを補償する、
   光伝送システム。
7. 前記伝送路はマルチコアファイバ伝送路である、請求項６記載の光伝送システム。
8. 適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを用いた光受信方法であって、
   クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力し、
   適応等化の初期収束後の係数に応じて前記ｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いて前記デジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償し、
   前記クロストークが補償された複数の信号を処理して受信信号として出力し、
   前記クロストークの補償は、
   ＦＩＲフィルタｈ _pq （p=1〜k、q=1〜k）のタップ係数ｈ _pq [ｍ]（ｍ=1〜Ｍ）を適応等化し、
   前記適応等化の初期収束後のタップ係数ｈ _pq [ｍ]をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さいタップを抽出し、
   前記抽出されたタップのタップ係数ｈ _pq [ｍ]の大きさを小さくすることによって、前記ＦＩＲフィルタｈ _pq を調整するものであり、
   前記適応等化の初期収束後のタップ係数ｈ _pq [ｍ]をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さいタップを抽出することは、
   最初段および最終段に位置するタップ係数ｈ _pq [１]およびタップ係数ｈ _pq [Ｍ]の係数に基づいて係数に含まれている雑音レベルを推定し、推定した雑音レベルに基づいて取得した閾値を前記所定の閾値として用いるものである、
   光受信方法。

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