JP6378654B2 - 空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法 - Google Patents

Description

本発明は、光ファイバを用いた空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法に関する。

光伝送システムの大容量化を目指して、マルチモード光ファイバ、もしくは、マルチコア・マルチモード光ファイバを用いた空間多重光伝送システムが研究されている（例えば、非特許文献１参照）。空間多重伝送システムでは、伝送モードを用いることで、周波数利用効率を向上させることができるが、モード間でのクロストークにより信号品質が低下する。そのため、高品質な空間多重光伝送の実現には、ＭＩＭＯ（Multi-input Multi-output）等化信号処理技術の活用が必要となる（例えば、非特許文献２、３参照）。

しかしながら、ＭＩＭＯ信号処理技術を用いた空間多重光伝送方式には、以下の課題がある。すなわち、異なるモードからなる空間チャネル間には群速度遅延が存在し、伝送距離に応じて累積する。空間チャネル間のクロストークの時間的な広がりは遅延量に応じて広がるため、ＭＩＭＯ等化信号処理を行うために必要なフィルタのタップ数が遅延量に応じて増加する。

また、マルチモードファイバを用いた伝送システムでは、励起されたモードが空間チャネルに該当し、モード間の伝搬定数差に起因したＤＭＧＤ（Differential Mode Group Delay：モード間の伝搬定数差に起因した群遅延）が存在する。伝送距離やマルチモードファイバの構造にもよるが、その遅延量は数十ｎｓオーダーの大きさになる。さらに、伝送距離が数百ｋｍを超えると、その遅延量は、１００ｎｓ程度まで増加する場合もある。

従来のＭＩＭＯ等化信号処理技術は、１０〜２０タップ程度のＦＩＲ（Finite impulse response）フィルタを適応的に動かすことにより補正を行う。このようにすることで、光ファイバ中で生じる伝搬チャネルの変動に追随している（例えば、非特許文献４参照）。ここで、ＭＩＭＯ等化処理に必要なＦＩＲフィルタのタップ数を最大ＤＭＧＤに基づいて設定する（例えば、非特許文献５参照）。これは、最大ＤＭＧＤを持つモードの信号に十分なタップ数を設けることで、最大値ＤＭＧＤより小さいＤＭＧＤを持つモードの信号も等化処理ができるためである。しかしながら、最大値ＤＭＧＤより小さいＤＭＧＤを持つモードの信号に、必要以上のタップ数を設ける結果となり、ＭＩＭＯ等化処理を行う際に雑音が増加されるため、ＭＩＭＯ等化処理の性能が劣化する問題がある。

一方、それぞれ異なるＤＭＧＤを持つモード毎に、異なるＭＩＭＯ等化処理のタップ数を設けることで、最大値ＤＭＧＤより小さいＤＭＧＤを持つ信号に対する性能劣化を防ぐ方法もあり得るが、この場合は、モード毎のＤＭＧＤの計算を行い、それぞれ異なるタップ数を設ける手順が必要となり、演算量が増加する問題がある。また、それぞれ異なるタップ数を持つＭＩＭＯ等化処理を行うためには、それぞれ異なる回路が必要であるため、最大ＤＭＧＤを用いてすべてのモードの信号のＭＩＭＯ等化処理を行う場合に比べて、回路規模が増加する可能性がある。

T. Morioka, "New generation optical infrastructure technologies: "EXAT initiative" towards 2020 and beyond," OECC2009, FT-4, 2009. R. Ryf et al., "23 Tbit/s Transmission over 17-km Conventional 50-μm Graded-Index Multimode Fiber," Proc. OFC2014, Th5B.1, 2014 R. Ryf et al., "MIMO-Based Crosstalk Suppression in Spatially Multiplexed 3×56-Gb/s PDM-QPSK Signals for Strongly Coupled Three-Core Fiber," Photonics Technology Letters, IEEE , vol.23, no.20, pp.1469-,1471, Oct.15, 2011 E. Yamazaki et al., "Fast optical channel recovery in field demonstration of 100-Gbit/s Ethernet over OTN using real-time DSP," Opt. Express, Vol. 19, No.14, pp. 13179-13184, 2011 K. Shibahara et al., "Dense SDM (12-core x 3-mode) Transmission over 527 km with 33.2-ns Mode-Dispersion Employing Low-Complexity Parallel MIMO Frequency-Domain Equalization,"Pro. OFC, TH5C.3, 2015.

前述したように、従来のＭＩＭＯ等化信号処理技術による空間多重光伝送システムにあっては、異なるＤＭＧＤを持つすべてのモードの信号に対して、最大ＤＭＧＤの長さに相当するＦＩＲフィルタのタップ数を用いて等化処理を行う。これにより、ＤＭＧＤが最大ＤＭＧＤより小さいモードの信号には、必要より大きいＦＩＲフィルタのタップ数が設定されることになり、雑音増加による性能劣化の問題がある。

この問題に対して、等化係数毎に信号の有無を判断し、信号の無い係数をゼロとすることで雑音増加を防ぐ方法が考えられるが、すべてのモードの等化係数に対する信号有無の判断を行うためには、膨大な計算量が必要となる問題がある。

一方、異なるＤＭＧＤを持つ各モードの信号に、それぞれのＤＭＧＤの長さに合わせてＦＩＲフィルタのタップ数を設定し、ＭＩＭＯ等化信号処理を行う手法も考えられるが、すべてのモードの信号に対して、ＤＭＧＤの計算とＦＩＲフィルタのタップ数の計算が必要となるため、計算量増加の問題がある。さらに、それぞれ異なるＦＩＲフィルタのタップ数からなる回路の設計も必要となり、回路規模が増加するという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、雑音増加による性能劣化を軽減することができる低計算量で低回路規模の空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様は、光マルチキャリア信号を送信する際に、光伝送路の遅延量より長い既知信号を反復して周期的に挿入し、前記既知信号の次に既知の等化用トレーニング信号を周期的に挿入する送信部と、前記光マルチキャリア信号を伝送する空間多重パスを有する光伝送路と、前記光伝送路を介して前記光マルチキャリア信号を受信する受信部と、受信された前記光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償する等化処理を行うＭＩＭＯ等化処理部と、前記等化処理後の信号の位相と周波数の補償を行う位相・周波数オフセット補償部と、前記位相と周波数の補償後の出力すべき信号が、前記既知信号または前記トレーニング信号であるか、データ信号であるかを判定し、前記既知信号または前記トレーニング信号である場合には、ＤＡ（Decision aided method）法を用いた復調結果を出力し、前記データ信号である場合には、ＤＤ（Decision Directed Method）法を用いた復調結果を出力する判定部とを備える空間多重光伝送システムであって、前記ＭＩＭＯ等化処理部は、前記既知信号を用いて前記光マルチキャリア信号の先頭部分の検出し、前記光伝送路の遅延量の計算を行うＤＭＧＤ計算部と、前記遅延量に基づいて等化用のＦＩＲフィルタのタップ数設定を行うとともに、前記既知信号及び前記トレーニング信号を用いた前記ＤＡ法による、または、データ判定結果を用いた前記ＤＤ法による等化係数の計算と等化係数の更新を行う等化係数計算部と、前記等化係数を用いて前記光マルチキャリア信号の等化処理を行う等化処理部とを備える空間多重光伝送システムである。

本発明の一態様は、前記空間多重光伝送システムであって、前記光伝送路は、マルチモード光ファイバである。

本発明の一態様は、前記空間多重光伝送システムであって、前記光伝送路は、マルチコア光ファイバである。

本発明の一態様は、前記空間多重光伝送システムであって、前記光伝送路は、マルチコア・マルチモード光ファイバである。

本発明の一態様は、前記空間多重光伝送システムであって、前記受信部は、前記光マルチキャリア信号を一括受信し、受信した前記光マルチキャリア信号に対して波長分散補償を一括して行う波長分散補償部と、前記波長分散補償部から出力された信号を各サブキャリアに分離するサブキャリア分離部とをさらに備える。

本発明の一態様は、光マルチキャリア信号を送信する際に、光伝送路の遅延量より長い既知信号を反復して周期的に挿入し、前記既知信号の次に既知の等化用トレーニング信号を周期的に挿入する送信部と、前記光マルチキャリア信号を伝送する空間多重パスを有する光伝送路と、前記光伝送路を介して前記光マルチキャリア信号を受信する受信部と、受信された前記光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償する等化処理を行うＭＩＭＯ等化処理部と、前記等化処理後の信号の位相と周波数の補償を行う位相・周波数オフセット補償部と、前記位相と周波数の補償後の出力すべき信号が、前記既知信号または前記トレーニング信号であるか、データ信号であるかを判定し、前記既知信号または前記トレーニング信号である場合には、ＤＡ（Decision aided method）法を用いた復調結果を出力し、前記データ信号である場合には、ＤＤ（Decision Directed Method）法を用いた復調結果を出力する判定部とを備える空間多重光伝送システムが行う空間多重光伝送方法であって、前記ＭＩＭＯ等化処理部が、前記既知信号を用いて前記光マルチキャリア信号の先頭部分の検出し、前記光伝送路の遅延量の計算を行うＤＭＧＤ計算ステップと、前記遅延量に基づいて等化用のＦＩＲフィルタのタップ数設定を行うとともに、前記既知信号及び前記トレーニング信号を用いた前記ＤＡ法による、または、データ判定結果を用いた前記ＤＤ法による等化係数の計算と等化係数の更新を行う等化係数計算ステップと、前記等化係数を用いて前記光マルチキャリア信号の等化処理を行う等化処理ステップとを有する空間多重光伝送方法である。

本発明の一態様は、前記ＤＭＧＤ計算部は、スライディングウィンドウ式により、各モードの受信信号と各モードの既知信号との相関値の最大値を求めるピーク検出法等を用いてモード毎の受信タイミング差を求め、求めた値を用いて各モードの信号の先頭部分の検出と、最大ＤＭＧＤを計算する。

本発明の一態様は、ＭＩＭＯ等化処理部は、受信した既知信号と等化用トレーニング信号を用いてＤＡ法による等化係数計算と更新を行い、また、送信部に等化用トレーニング信号の後ろに挿入されているデータ信号の判定結果を用いてＤＤ法による等化係数計算と更新を行う等化係数計算部を備える。

本発明の一態様は、ＭＩＭＯ等化処理部は、ＤＡ法、または、ＤＤ法による等化係数の計算と更新を行う際に、等化係数毎の信号有無の判断をすることなく、更新前の等化係数の分布のスパーシティ（係数スパーシティ）の計算を行い、該係数スパーシティと、等化処理部の等化処理結果とを用いて等化係数の更新を行う等化係数計算部を備える。

本発明の一態様は、ＭＩＭＯ等化処理部は、オーバーラップ・アンド・セーブ方式により、周波数領域の等化処理（Frequency Domain Equalization）を行う。

本発明の一態様は、ＭＩＭＯ等化処理部は、ＯＡＳ法によりＦＤＥを行う等化処理部を備える。

本発明によれば、最大ＤＭＧＤに基づいてＦＩＲフィルタのタップ数を設定可能で、かつ、各モードの等化係数毎の信号有無の判断を不要とすることができるため、雑音増加による性能劣化を軽減し、低計算量及び低回路規模の空間多重光伝送を実現することができるという効果が得られる。

本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。 図１に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の構成を示すブロック図である。 既知信号と送信信号の例を示す図である。 送信信号の例を示す図である。 受信信号の例を示す図である。 図２に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の動作を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。

＜第１実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第１実施形態による空間多重光伝送システムを説明する。図１は同実施形態の構成を示すブロック図である。この図において、符号１１、１２、１３は、所定のキャリア数のマルチキャリア信号を生成して送信するマルチキャリア送信機である。マルチキャリア送信機１１、１２、１３のそれぞれから信号１、２、３が送信される。

符号２は、モード変換及び結合を行うモードコンバータ・結合器である。符号３は、伝送媒体であるマルチモードファイバである。符号４は、分波及びモード変換を行う分波器・モードコンバータである。符号５１、５２、５３は、マルチキャリア送信機１１、１２、１３が送信した信号１、２、３をマルチモードファイバ３を介して受信する受信機である。

符号６は、受信機５１、５２、５３からそれぞれ出力した信号の波長分散を補償する波長分散補償部である。符号７は、波長分散補償部６から出力する信号からサブキャリアを抽出して周波数変換を行うサブキャリア抽出・周波数変換部である。

符号８１は、サブキャリア抽出・周波数変換部７から出力するサブキャリア毎に信号処理を行うＳＣ＃１（第１のサブキャリア）処理部である。ＳＣ＃ｎ（ｎは１からサブキャリアの数と同数まで）処理部は、サブキャリアと同数だけ設けられる。図１においては、ＳＣ＃１処理部８１、ＳＣ＃２処理部８２、ＳＣ＃２０処理部８３のみを図示したが実際には、２０個（ここでは、サブキャリア数が２０）の処理部が設けられる。

符号８１１は、各モードの受信信号の分離及び等化処理を適応的に行うＭＩＭＯ等化処理部である。このＭＩＭＯ等化処理部８１１については後述する。符号８１２１、８１２２、８１２３は、受信信号毎に位相と周波数オフセットを補償する位相・周波数オフセット補償部である。

符号８１３１、８１３２、８１３３は、位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３それぞれから出力する信号に対して判定を行って信号１、２、３を復調する判定部である。ＳＣ＃１処理部８１の判定部８１３１、８１３２、８１３３からはそれぞれ信号１ＳＣ（サブキャリア）１、信号２ＳＣ１、信号３ＳＣ１が出力されることになる。他のＳＣ＃ｎ処理部からも同様に信号が出力される。また、判定部８１３１、８１３２、８１３３は、判定した結果を等化係数更新に用いるため、ＭＩＭＯ等化処理部８１１に出力する。

次に、図２を参照して、図１に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の構成を説明する。図２は、図１に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の構成を示すブロック図である。この図において、符号８１１１は、送信信号のモード毎に挿入されている既知信号を用いて各モードの信号の先頭部分の検出と、最大ＤＭＧＤの計算を行うＤＭＧＤ計算部である。符号８１１２は、最大ＤＭＧＤの値を用いたＦＩＲフィルタのタップ数設定と、送信信号のモード毎に挿入されている既知信号及びトレーニング信号を用いるＤＡ法（軟判定帰還方式：Decision aided method）による、もしくは、データ判定結果を用いるＤＤ法（仮判定方式：Decision Directed Method）による等化係数の計算と等化係数の更新を行う等化係数計算部である。符号８１１３は、等化係数計算部８１１２が出力する各モードの等化係数を用いて各モードの信号の等化処理と判定を行う等化処理部である。

次に、図１を参照して、図１に示す空間多重光伝送システムの動作を説明する。本実施形態では、空間多重の伝送媒体としてマルチモードファイバ３を利用し、使用するモード数（空間多重数）は３、サブキャリアのボーレートは１Ｇｂａｕｄとする。例えば、１２．５ＧＨｚのＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）スロットを考えると、サブキャリア間のガードバンド２５ＭＨｚで１Ｇｂａｕｄの１０キャリアの信号が収容可能である。これはシングルキャリア信号に換算すると１０Ｇｂａｕｄに相当する。また、マルチモードファイバの最大ＤＭＧＤを６０ｎｓとする。

この場合、６０ｎｓＤＭＧＤの信号を時間領域の等化処理（ＴＤＥ：Time Domain Equalization）を行うためには、ＤＭＧＤの正負も考慮すると、１２０ｎｓ分以上の長さの等化回路が必要となる。１Ｇｂａｕｄの場合、１シンボルの長さは１ｎｓに相当するため、この例の等化処理を行うため、ＴＤＥ処理における必要なＦＩＲフィルタのタップ数は、１２０となる。

この例の等化処理を、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて速いＦＤＥ（Frequency Domain Equalization）を行うため、ＦＤＥ処理における必要なＦＩＲフィルタのタップ数は、１２０より大きい２のべき乗の数である（例えば、１２８）。従来のＦＤＥは、ＦＦＴ処理により等化の計算量を削減できるが、データにＣＰ（Cyclic Prefix）を周期的に挿入する必要があり、挿入したＣＰの長さ分データ伝送率が低下する。

このＣＰの挿入による伝送率の低下を防ぐため、本実施形態では、ＣＰの挿入を不要とし、データ伝送率の低下を回避しながらも、ＦＦＴ処理による処理速度の向上を図るため、ＯＡＳ法（オーバーラップ・アンド・セーブ方式：Overlap-and-save、参考文献１「N. Bai and G. Li, “Adaptive frequency-domain equalization for the transmission of the fundamental mode in a few mode fiber,” Optics Express, vol.20, no.21, Oct. 2012.」参照）を用いたＦＤＥ処理による等化処理を想定する。このＯＡＳ法によるＦＤＥ処理において、必要なＦＩＲフィルタのタップ数は、ＣＰを挿入するＦＤＥの場合の２倍となる。この例では、ＣＰを挿入するＦＤＥ処理に必要なＦＩＲフィルタのタップ数が１２８であるため、ＯＡＳ法によるＦＤＥ処理には、必要なＦＩＲフィルタのタップ数が２５６となる。

一般に、ＣＰの長さは、データの１０分の１程度であるため、ＣＰを挿入するＦＤＥ処理によると全体の伝送容量の１０％程度の無駄が生じるため、ＯＡＳ法によるＦＤＥ処理は、その分の伝送率低下を防ぐことができる。また、ＣＰを挿入するＦＤＥ処理も、ＯＡＳ法によるＦＤＥ処理も、計算量がＮｌｏｇ２（Ｎ）に比例して増加するＦＦＴにより、処理を行うため、ＦＩＲフィルタのタップ数を２倍になっても、処理量の増加は大きくない。すなわち、ＯＡＳ法によるＦＤＥ処理には、従来のＣＰを挿入するＦＤＥより、ＦＩＲフィルタのタップ数を２倍に設定する必要はあるものの、それによる計算量の増加より、ＣＰの挿入が不要とすることで得られる伝送率の向上がもっと有利であるため、効率的である。

マルチキャリア送信機１１、１２、１３は、設計値に応じたキャリア数のマルチキャリア信号を生成し（ここでは１０キャリア）、各サブキャリアの３つの伝送モードに対して互いに異なる既知信号と等化用トレーニング信号を周期的にデータの先頭に挿入した互いに異なるデータが重畳された信号が、モードコンバータ・結合器２を通してマルチモードファイバ３に入力する。既知信号挿入の周期は、伝送路の特性変動の速度によるが、予め設定することとする（例えば、１秒毎に１回挿入など）。また、等化用トレーニング信号の挿入周期も、伝送路の特性変動の速度によるが、予め設定することとする（例えば、１秒毎に１回挿入など）。既知信号挿入の周期と等化用トレーニング信号の挿入周期は、必ずしも一致する必要はないが、それぞれの挿入周期は、送受信側が両方既知であるとする。

ここで、サブキャリア毎に同じ既知信号を挿入してもよいし、サブキャリア毎に異なる既知信号を挿入してもよい。ただし、各サブキャリアのモード毎には、お互いに異なる既知信号を挿入する。各既知信号の長さは、ＤＭＧＤやクロストークによる遅延量より長くなるように生成する。また、生成した既知信号は、２回以上繰り返して送信信号に周期的に挿入する。

既知信号の次は、等化用のトレーニング信号を挿入する。等化用のトレーニング信号も、サブキャリア毎に同じ既知信号を挿入してもよいし、サブキャリア毎に異なる既知信号を挿入してもよい。ただし、各サブキャリアのモード毎には、お互いに異なる既知信号を挿入する。また、トレーニング信号の長さと周期は、伝送路の特性変動の速度によるが、予め設定することとする。また、等化用のトレーニング信号の次は、データ信号を挿入する。

図３は、本実施形態における一つのサブキャリアにおける既知信号、等化用トレーニング信号、データ信号の挿入の例を示す図である。この例では、モード毎に異なる１２８の長さの既知信号が各モードの送信信号の先頭に２回繰り返して挿入されている。既知信号の次は、モード毎に異なる等化用トレーニング信号が１０，０００個挿入されている。また、その次には、モード毎に異なる１，０００，０００個のデータ信号が挿入されている。

本実施形態では、３０（３モード×１０キャリア）の異なる信号が重畳可能である。重畳する信号は、高速な信号を分割したものでもよいし、低速な信号をそれぞれのキャリアの伝搬モードに割り当ててもよい。図１においては、各伝送モードに割り当てる１０キャリアのマルチキャリア信号群を、それぞれ信号１、信号２、信号３と表している。

次に、マルチモードファイバ３を伝送した信号は分波器・モードコンバータ４を通してシングルモードに変換され、それぞれの受信信号に対応した受信機５１、５２、５３で受信する。受信機５１、５２、５３のそれぞれでは、マルチキャリア信号を一括して受信し、量子化・標本化する。そして、波長分散補償部６は、マルチキャリア信号一括で波長分散を補償する。

次に、サブキャリア抽出・周波数変換部７は、サブキャリア抽出を行い、それぞれのサブキャリアをベースバンド信号に周波数変換する。この受信信号は、モードコンバータ・結合器２、分波器・モードコンバータ４やマルチモードファイバ上で生じるクロストークおよびＤＭＧＤの影響を受けて、お互いに混ざり合っているため、サブキャリアごとに実装されるＭＩＭＯ等化処理部８１１は、等化処理を行い、それぞれのモードの信号の復調を行う。

ＭＩＭＯ等化処理部８１１における、ＭＩＭＯ等化処理は、ＤＭＧＤ計算部８１１１による、送信信号のモード毎に挿入されている既知信号を用いて各モードの信号の先頭部分の検出と、最大ＤＭＧＤの計算と、等化係数計算部８１１２による、最大ＤＭＧＤの値を用いたＦＩＲフィルタのタップ数設定と、受信した既知信号と等化用トレーニング信号を用いるＤＡ法、もしくは、判定部８１３１、８１３２、８１３３の出力結果を用いるＤＤ法による等化係数の計算と更新と、等化処理部８１１３による各モードの等化係数を用いた各モードの信号の等化処理が行われる。

次に、図４を参照し、図２に示すＤＭＧＤ計算部８１１１による各モードの信号の先頭部分の検出及び最大ＤＭＧＤの計算について説明する。図４は、送信信号の例を示す図である。ここで、送信信号を、それぞれｘ_１（ｎ），ｘ_２（ｎ），ｘ_３（ｎ）と表す。また、図５を参照し、図４に示す例で送信された信号の各モード各モードの受信信号を、それぞれ、ｙ_１（ｎ），ｙ_２（ｎ），ｙ_３（ｎ）と表す。図５は、受信信号の例を示す図である。ここで、ｎは、時間を表す。例えば、ｘ_１（２）は、ｘ_１（１）の次の時間に送信された信号であり、ｙ_１（２）は、ｙ_１（１）の次の時間に受信された信号である。

ＤＭＧＤ計算部８１１１は、スライディングウィンドウ式により、各モードの受信信号と各モードの既知信号との相関値の最大値を求めるピーク検出法等を用いてモード毎の受信タイミング差を求め、求めた値を用いて各モードの信号の先頭部分を検出する。図５に示す例では、モード１の信号が受信されてから、モード２とモード３の信号は、それぞれ、３０、６０個の信号分の時間差で受信される。ここで、各モードの先頭の受信時間の差を用いて最大ＤＭＧＤを計算する。図５に示す例では、最大ＤＭＧＤは、６０個の信号分の時間となる。

次に、等化係数計算部８１１２は、最大ＤＭＧＤの値を用いて、ＦＩＲフィルタのタップ数を設定する。図５に示す例では、ＦＩＲフィルタのタップ数は、ＤＭＧＤの正負を考慮し、１２０以上になる必要がある。ここで、ＦＤＥ処理による等化処理を行うため、ＦＩＲフィルタのタップ数は、１２０より大きい２のべき乗の数の中で最小値である１２８と設定する必要があるが、さらに、ＯＡＳ法によるＦＤＥ処理を行うために、１２８の２倍である２５６とする。このＦＩＲフィルタのタップ数の計算は、受信信号の既知信号の挿入周期に合わせて周期的に行われる。

次に、等化係数計算部８１１２と等化処理部８１１３による、ＯＡＳ法によるＦＤＥ処理について説明する。等化係数計算部８１１２は、前述のピーク検出法で求めた各モードの受信の中で、受信タイミングが最も早かったモード１の信号の受信タイミングを基準として、各モードの受信信号を、ＦＩＲフィルタのタップ数分である２５６個の信号ごとに区切って、２５６×１の列ベクトルからなるフレームを生成する。以下、モードｊのｋ番目のフレームをｙ_ｊ ^ｋと表す。例えば、モード２の１００番目のフレームは、ｙ_２ ^１００と表す。なお、等化係数計算部８１１２は、ｙ_ｊ ^ｋの２５６ポイントのＦＦＴ処理を行う。以下、ｙ_ｊ ^ｋのＦＦＴ処理の結果をＹ_ｊ ^ｋと表す。ｙ_ｊ ^ｋとＹ_ｊ ^ｋは、それぞれ２５６×１の列ベクトルである。以下、ｙ_ｊ ^ｋとＹ_ｊ ^ｋのｉ番目の成分を、それぞれｙ_ｊ ^ｋ（ｉ）、Ｙ_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。等化係数計算部８１１２は、ｙ_ｊ ^ｋとＹ_ｊ ^ｋを後述する等化係数の計算と更新に用いる。また、Ｙ_ｊ ^ｋを等化処理部８１１３に出力する。

次に、フレーム生成の具体例を説明する。まず、１番目のフレームの生成に関して説明する。１番目のフレームの先頭には、各モードの受信タイミング差を考慮し、受信タイミングが最も早かったモード以外のモードの受信信号の先頭には、それぞれの受信タイミングの差に相当する数のゼロを挿入する。例えば、図５に示す例では、モード２とモード３の受信は、モード１の受信信号と、それぞれ、３０個と６０個の差があるため、それぞれ、１番目のフレームの先頭に３０個と６０個のゼロを挿入する。

具体的には、ｙ_１ ^１は、ｙ_１（１）からｙ_１（２５６）までの２５６個の信号からなる２５６×１の列ベクトルとなる。つまり、ｙ_１ ^１＝［ｙ_１（１），ｙ_１（２），・・・，ｙ_１（２５６）］^Ｔとなる。ｙ_２ ^１は、ｙ_２（１）の前に３０個のゼロを挿入し、このゼロを含めて、ｙ_２（１）からｙ_２（２２６）の２５６個の信号からなる２５６×１の列ベクトルとなる。つまり、ｙ_２ ^１＝［０，０，・・・，０，ｙ_２（１），ｙ_２（２），・・・，ｙ_２（２２６）］^Ｔである。ここで、ｙ_２ ^１の前段のゼロは３０個である。同様に、ｙ_３ ^１は、ｙ_３（１）の前に６０個のゼロを挿入し、このゼロを含めて、ｙ_３（１）からｙ_３（１９６）の２５６個の信号からなる２５６×１の列ベクトルとなる。つまり、ｙ_３ ^１＝［０，０，・・・，０，ｙ_３（１），ｙ_３（２），・・・，ｙ_３（１９６）］^Ｔである。ここで、ｙ_３ ^１の前段のゼロは６０個である。ここで、［・］^Ｔは、転置行列を表す。

各モードの２番目以降のフレームは、受信信号を１２８個ずつシフトしながら生成する。つまり、以前のフレームの後半の１２８個の信号と、その次に受信する各モードの１２８個の信号を用いて生成する。例えば、ｙ_１ ^２は、ｙ_１（１２９）からｙ_１（３８４）までの２５６の信号からなる２５６×１の列ベクトルであり、ｙ_１ ^２＝［ｙ_１（１２９），ｙ_１（１３０），・・・，ｙ_１（３８４）］^Ｔである。

同様に、ｙ_１ ^３は、ｙ_１（２５７）からｙ_１（５１２）までの２５６の信号からなる２５６×１の列ベクトルである。つまり、ｙ_１ ^３＝［ｙ_１（２５７），ｙ_１（２５８），・・・，ｙ_１（５１２）］^Ｔである。他のフレームも、同様に生成する。他のモードの２番目以降のフレームの生成も同様である。ここで、各フレームの長さは、２５６であるが、信号は１２８個ずつシフトしながら挿入する理由は、ＯＡＳ法を用いるためである。

次に、等化係数計算部８１１２は、ＤＡ法による等化係数の計算と更新のため、各モードの既知信号と等化用トレーニング信号を用いて送信信号のフレームを生成する。この送信信号のフレームは、前述の受信信号のフレームと異なり、各モードの受信タイミングを考慮せずに、各モードが送信した既知信号と等化用トレーニングの先頭から生成する。以下、モードｊのｋ番目の送信信号のフレームを、１２８×１の列ベクトルのｘ_ｊ ^ｋと表す。また、ｘ_ｊ ^ｋのｉ番目の成分をｘ_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。例えば、図５に示す例では、ｘ_１ ^１は、ｘ１（１）からｘ１（１２８）までの送信信号を用いて生成する。つまり、ｘ_１ ^１＝［ｘ_１（１）、ｘ_１（２），・・・，ｘ_１（１２８）］^Ｔである。モード２とモード３の送信信号のフレームも、同様に生成する。つまり、ｘ_２ ^１＝［ｘ_２（１），ｘ_２（２），・・・，ｘ_２（１２８）］^Ｔとｘ_３ ^１＝［ｘ_３（１），ｘ_３（２），・・・，ｘ_３（１２８）］^Ｔである。

各モードの２番目以降の送信信号のフレームは、以前の送信信号フレームの次の１２８個の送信信号を用いて生成する。例えば、ｘ_１ ^２＝［ｘ_１（１２９），ｘ_１（１３０），・・・，ｘ_１（２５６）］^Ｔ、ｘ_２ ^２＝［ｘ_２（１２９），ｘ_２（１３０），・・・，ｘ_２（２５６）］^Ｔ、ｘ_３ ^２＝［ｘ_３（１２９），ｘ_３（１３０），・・・，ｘ_３（２５６）］^Ｔである。これらの既知信号と等化用トレーニング信号からなる送信信号のフレームは、送受信側に既知であるため、ＤＡ法による等化係数の計算と更新を行う際に、真値として使われる。

ここで、等化用トレーニング信号の最後の信号が、最後の送信信号のフレームの途中に入る場合は、残りの成分には、ゼロを挿入する。例えば、この例では、既知信号と等化用トレーニングを合わせた信号の長さが、１０，２５６個であり、８１番目の送信信号のフレームの後ろには、１１２個のゼロを挿入してから生成する。つまり、Ｘ_１ ^８１＝［ｘ１（１０２４１），ｘ_１（１０２４２），・・・，ｘ_１（１０２５６），０，０，・・・，０］^Ｔである。ここで、ｘ_１ ^８１の後半のゼロは、１１２個である。ｘ_２ ^８１とｘ_３ ^８１も同様に、１１２個のゼロを挿入し生成する。既知信号と等化用トレーニング信号の長さは、受信側にも既知であるため、後述するように各モードの判定部は、既知信号と等化用トレーニング信号は、判定をせずにそのまま既知信号と等化用トレーニング信号を出力し、既知信号と等化用トレーニング信号以降のデータ信号は、等化処理、位相・周波数オフセットの補償後の信号の判定を行い、その結果を出力する。

次に、等化係数に関して説明する。まず、モードｊのｋ番目フレームの信号ｙ_ｊ ^ｋに用いる時間領域の等化係数と周波数領域の等化係数を、それぞれ、ｗ_ｊ ^ｋとＷ_ｊ ^ｋと表す。ｗ_ｊ ^ｋとＷ_ｊ ^ｋは、それぞれ、２５６×１の列ベクトルであり、そのｉ番目の各成分を、それぞれ、ｗ_ｊ ^ｋ（ｉ）とＷ_ｊ ^ｋ（ｉ）に表す。ここで、ｗ_ｊ ^ｋとＷ_ｊ ^ｋは、ｗ_ｊ ^ｋにＦＦＴ処理をするとＷ_ｊ ^ｋが得られ、Ｗ_ｊ ^ｋにＩＦＦＴ処理（Inverse Fast Fourier Transform）をするとｗ_ｊ ^ｋが得られる関係である。ｗ_１ ^１とＷ_ｊ ^１は、すべての成分がゼロになるように初期設定が行われる。等化係数計算部８１１２は、ｗ_１ ^１とＷ_ｊ ^１を、各モードのフレームごとに更新処理を行う。なお、Ｗ_ｊ ^１を等化処理部８１１３に出力する。

等化係数計算部８１１２による等化係数の更新の詳細を説明する前に、等化処理部８１１３の動作に関して説明する。等化処理部８１１３は、等化係数計算部８１１２から入力されるＹ_ｊ ^ｋの共役である（Ｙ_ｊ ^ｋ）^＊とＷ_ｊ ^ｋと成分毎のかけ算を行う。ここで、（・）^＊は、共役行列を表す。以下、式（１）のように、（Ｙ_ｊ ^ｋ）^＊とＷ_ｊ ^ｋと成分毎のかけ算からなる２５６×１の列ベクトルをＳ_ｊ ^ｋと表し、Ｓ_ｊ ^ｋのi番目の成分をＳ_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。

また、Ｓ_ｊ ^ｋのＩＦＦＴ処理から得られる２５６×１の列ベクトルをｓ_ｊ ^ｋと表し、ｓ_ｊ ^ｋ i番目の成分をｓ_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。

等化処理部８１１３は、Ｓ_ｊ ^ｋのＩＦＦＴ処理を行い、ｓ_ｊ ^ｋを計算する。このｓ_ｊ ^ｋの内、後半の１２８個の成分のみを、各モードの位相・周波数オフセット補償部に入力する。つまり、ｓ_ｊ ^ｋ（１２９）からｓ_ｊ ^ｋ（２５６）までの１２８個の成分のみを各モードの位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３に入力する。また、各モードのｓ_ｊ ^ｋ（１２９）からｓ_ｊ ^ｋ（２５６）までの１２８個の成分を等化係数の更新に用いるため、等化処理部８１１２に入力する。

次に、各モードの位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３は、位相と周波数のオフセットを補償し、その結果を判定部８１３１、８１３２、８１３３に出力する。ここで、位相と周波数のオフセットを補償は、従来の技術のいずれかを使ってもよい。

次に、各モードの判定部８１３１、８１３２、８１３３は、それぞれのモードの位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３から入力される信号の内、既知信号と等化用トレーニング信号に相当する受信信号は、既知であるため、その情報をそのまま外部に出力する。なお、それぞれのモードの位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３から入力される信号の内、データ部分に相当する信号は、復調判定を行ってから外部に出力する。ここで、判定部８１３１、８１３２、８１３３の復調判定は、従来のいずれかの技術を使ってもよい。また、判定部８１３１、８１３２、８１３３は、外部に出力する信号と同じ信号を、等化係数の更新に使うため、等化係数計算部８１１２に出力する。

以下、等化処理部８１１３から、各モードの位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３に入力された、ｓ_ｊ ^ｋ（１２９）からｓ_ｊ ^ｋ（２５６）までの１２８個の信号の判定部８１３１、８１３２、８１３３の出力結果を、１２８×１の列ベクトルとして、＾ｓ_ｊ ^ｋ（＾は続く文字の上に付く、以下同様）と表す。また、＾ｓ_ｊ ^ｋのi番目の各成分を、＾ｓ_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。

次に、等化係数計算部８１１２による等化係数の更新に用いるエラーベクトルの生成に関して説明する。まず、等化係数計算部８１１２は、判定部８１３１、８１３２、８１３３から入力される＾ｓ_ｊ ^ｋとｙ_ｊ ^ｋの差を計算し、１２８×１の列ベクトルを生成する。以下、＾ｓ_ｊ ^ｋとｙ_ｊ ^ｋの差に相当する１２８×１の列ベクトルを、時間領域のエラーベクトルと称し、ｅ_ｊ ^ｋと表す。また、ｅ_ｊ ^ｋのi番目の各成分を、ｅ_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。ｅ_ｊ ^ｋ（ｉ）は、式（２）にように得られる。

次に、等化係数計算部８１１２は、式（２）より計算したｅ_ｊ ^ｋの後ろに１２８個のゼロを挿入し、２５６×１の列ベクトルを生成し、生成した２５６×１列ベクトルにＦＦＴ処理を行う。以下、このＦＦＴ処理後の２５６×１の列ベクトルを、周波数領域のエラーベクトルと称し、Ｅ_ｊ ^ｋと表す。また、Ｅ_ｊ ^ｋのi番目の各成分を、Ｅ_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。つまり、Ｅ_ｊ ^ｋ＝ｆｆｔ（［ｅ_ｊ ^ｋ（１），ｅ_ｊ ^ｋ（２），・・・，ｅ_ｊ ^ｋ（１２８），０，０，・・・，０］^Ｈ）である。ここで、ｆｆｔ（・）は、ＦＦＴ処理を表し、Ｅ_ｊ ^ｋの後半部のゼロの数は、１２８個である。

次に、等化係数計算部８１１２による等化係数の更新に用いる係数スパーシティ（更新前の等化係数の分布のスパーシティ）の計算に関して説明する。等化係数計算部８１１２は、式（３）のように、各モードの時間領域の等化係数ｗ_ｊ ^ｋを用いて、係数スパーシティを計算する。以下、モードｊのｋ番目のフレームの係数スパーシティをζ_ｊ ^ｋと表す。ζ_ｊ ^ｋ（０≦ζ_ｊ ^ｋ≦１）は、ｗ_ｊ ^ｋの分布のスパーシティを表し、ｗ_ｊ ^ｋがスパースに分布する程、１に近い値となる。また、ｗ_ｊ ^ｋの分布が密である程０に近い値となる。一般に、ｗ_ｊ ^ｋの２５６個の係数の中で、その値がゼロである、もしくはゼロに近い係数の数が多ければ多いほど、その分布はスパースであると言われている。また、ＤＭＧＤが大きいモードの信号は、ゼロでない、もしくは、ゼロに近い値でない値を持つ係数の数も多くなるため、ζ_ｊ ^ｋが小さければ、ＤＭＧＤが大きいと解釈ができる。また、ζ_ｊ ^ｋが大きければ、ＤＭＧＤが小さいと解釈ができる。このように、各モードのＤＭＧＤを各フレーム毎に計算することなく、ζ_ｊ ^ｋの計算のみで、ＤＭＧＤの大小判断ができるようになる。

ここで、Ｌは、等化係数ｗ_ｊ ^ｋの長さを表し、２５６×１の列ベクトルからなるｗ_ｊ ^ｋの場合には、Ｌは２５６となる。‖・‖_１は、各成分の絶対値の和を表す。つまり、‖ｗ_ｊ ^ｋ‖_１＝ｗ_ｊ ^ｋ（１）＋ｗ_ｊ ^ｋ（２）＋・・・＋ｗ_ｊ ^ｋ（２５６）である。‖・‖_２は、各成分の２乗の和のルートを表す。

つまり、‖ｗ_ｊ ^ｋ‖_２＝√（（ｗ_ｊ ^ｋ（１））^２＋（ｗ_ｊ ^ｋ（２））^２＋・・・＋（ｗ_ｊ ^ｋ（２５６））^２）である。σは、分母がゼロとならないように設定する小さい定数である。例えば、σ＝０．０００１と設定する。また、ζ_ｊ ^ｋの範囲は、式（３）の定義から、０≦ζ_ｊ ^ｋ≦１となる。

ｗ_ｊ ^ｋの係数を個別に判定することなく、式（３）のζ_ｊ ^ｋの計算のみで、ｗ_ｊ ^ｋのスパーシティが計算できるため、計算量の削減が可能となる。また、前述したように、ＤＭＧＤが小さいモードの信号に、最大ＤＭＧＤの値に合わせて等化フィルタのタップ数を設定することで、生じる雑音の増加問題も、後述するζ_ｊ ^ｋの値により調整したパラメータを用いるＩＰＮＬＭＳ（Improved Proportionate Normalized Least Mean Square、例えば、参考文献２：「J. Benesty et al., “An improved PNLMS algorithm” Proc. IEEE ICASSP, Vol. 2, p. 1881-1884, 2002.」参照）手法による等化係数の更新により、解決できるようになる。この詳細は後述する。

次に、等化係数計算部８１１２は、等化係数更新に使うため、式（４）のようにＩＰＮＬＭＳ手法に必要なパラメータα_ｊ ^ｋの計算を行う。ここで、α_ｊ ^ｋの範囲は、−１≦α_ｊ ^ｋ≦１とする。

ここで、式（４）のＧと、ｕと、α_{ｃｏｎｓｔ}は、式（３）で計算したζ_ｊ ^ｋがｗ_ｊ ^ｋの値により０≦ζ_ｊ ^ｋ≦１の範囲で変わっても、α_ｊ ^ｋの値を予め決めたα_ｊ ^ｋの最小値α_ｍｉｎと、α_ｊ ^ｋの最大値α_ｍａｘの範囲になるように予め計算しておく実数の定数である。つまり、ζ_ｊ ^ｋ＝０の場合α_ｊ ^ｋ＝α_ｍｉｎになるように、ζ_ｊ ^ｋ＝１の場合α_ｊ ^ｋ＝α_ｍａｘになるように設定する。例えば、α_ｍｉｎ＝−１、α_ｍａｘ＝１、ｕ＝２と予め設定した場合、Ｇとα_{ｃｏｎｓｔ}は、それぞれ、−２と１になる。

ここで、α_ｊ ^ｋ＝−１の場合は、ＩＰＮＬＭＳによる等化係数の更新は、ＮＬＭＳ（Normalized Least Mean Square）の場合と同様になり、α_ｊ ^ｋ＝１の場合は、ＩＰＮＬＭＳによる等化係数の更新は、ＰＮＬＭＳ（Proportionate Normalized Least Mean Square）の場合と同様になる。−１＜α_ｊ ^ｋ＜１の場合は、ＩＰＮＬＭＳによる等化係数の更新は、ＮＬＭＳによる手法とＰＮＬＭＳによる手法をα_ｊ ^ｋにより重みをつけて組み合わせて使う効果になる。

一般に、受信信号のＤＭＧＤの値が大きい場合には、α_ｊ ^ｋを−１に近く設定し、ＮＬＭＳの効果を大きくする方が効果的であり、また、ＤＭＧＤの値が小さい場合には、α_ｊ ^ｋを１に近く設定し、ＰＮＬＭＳの効果を大きくする方が効果的であるが、前述のように、各モードの信号に対するＤＭＧＤを、等化処理のフレームごとに計算すると計算負荷が増える。このため、式（３）と式（４）により、等化係数の係数スパーシティのみを用いて、ＤＭＧＤの計算を等化処理のフレームごとにすることなく、前述のα_ｊ ^ｋの調整ができるため、計算量の軽減効果が得られる。また、直接ＤＭＧＤの計算をすることなく、等化係数の係数スパーシティの計算のみで、多様なＤＭＧＤを持つマルチモードの信号への対応が可能となる。

次に、等化係数計算部８１１２は、モードｊのｋ番目のフレームの信号における、ＩＰＮＬＭＳ手法による等化係数更新に必要な対角行列の生成を行う。ここで、モードｊのｋ番目の等化係数の更新に使われる２５６×２５６の対角行列を、Ｋ_ｊ ^ｋと表す。また、Ｋ_ｊ ^ｋの（ｉ，ｉ）の各成分を、Ｋ_ｊ ^ｋ（ｉ，ｉ）と表す。Ｋ_ｊ ^ｋは、対角行列であるため、対角成分以外は、すべてゼロである。Ｋ_ｊ ^ｋ（ｉ，ｉ）は、式（５）の式により生成される。

ここで、α_ｊ ^ｋは、式（４）により計算したものであり、Ｌは、前述のように等化係数ｗ_ｊ ^ｋの長さである。‖・‖_１は、各成分の絶対値の和である。εは、分母がゼロとならないように設定する小さい定数である。例えば、ε＝０．０００１と設定する。つまり、Ｋ_ｊ ^ｋは、式（５）により計算した２５６個の値を用いて生成される。

次に、等化係数計算部８１１２は、モードｊのｋ番目のフレームの信号における、ＯＡＳ法によるＦＤＥ処理の等化係数の更新を、ＩＰＮＬＭＳ手法により式（６）、式（７）を用いて行う。まず、等化係数計算部８１１２は、式（６）の計算を行う。

ここで、∇_ｊ ^ｋは、表現の便利上用いる２５６×１の列ベクトルである。なお、∇_ｊ ^ｋのｉ番目の成分を∇_ｊ ^ｋ（ｉ）と表す。ｉｆｆｔ（・）は、ＩＦＦＴ処理を表す。Ｋ_ｊ ^ｋ＊Ｙ_ｊ ^ｋは、Ｋ_ｊ ^ｋとＹ_ｊ ^ｋと係数ごとの掛け算からなる２５６×１の列ベクトルである。

次に、等化係数計算部８１１２は、∇_ｊ ^ｋの後半の１２８個の成分をゼロとする。つまり、∇_ｊ ^ｋ（１２９）から∇_ｊ ^ｋ（２５６）をゼロとする。次に、等化係数計算部８１１２は、この後半部の１２８個の成分をゼロとした∇_ｊ ^ｋを用いて式（７）の計算を行う。

ここで、βは、予め決めた適応等化処理に使われるステップサイズである（例えば、β＝０．００１）。一般に、βは大きいほど収束速度は、速くなるが安定性は低下する。最適なステップサイズ決め方などは、いずれの従来技術を使ってもよい。

次に、等化係数計算部８１１２は、更新した周波数領域の等化係数Ｗ_ｊ ^Ｋ＋１を等化処理部８１１３に出力する。等化処理部８１１３は、このＷ_ｊ ^Ｋ＋１を用いて、Ｙ_ｊ ^Ｋ＋１の等化処理を行う。また、Ｗ_ｊ ^Ｋ＋１のＩＦＦＴ処理を行い、ｗ_ｊ ^Ｋ＋１を計算する。このｗ_ｊ ^Ｋ＋１は、Ｗ_ｊ ^Ｋ＋２を計算する際に必要な、係数スパーシティζ_ｊ ^ｋ＋１の計算に使われる。

次に、図６を参照し、図２に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の処理手順について説明する。図６は、図２に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１の動作を示すフローチャートである。まず、各サブキャリアの処理部のＤＭＧＤ計算部８１１１は、サブキャリア抽出・周波数変換部７から信号が入力されると処理を開始する（ステップＳ８１１１）。次に、スライディングウィンドウ式による信号検出処理を行う（ステップＳ８１１２）。続いて、この結果のピーク値検査により信号有無判断を行う（ステップＳ８１１３）。信号が検出するまで、ステップＳ８１１２とステップＳ８１１３の動作を繰り返し、信号が検出されると次にステップに移る。また、信号が検出された以降は、信号検出処理を行う必要はないため、ステップＳ８１１４により信号の先頭でないと判断されると、Ｓ８１１２とステップＳ８１１３の処理はストップする。つまり、信号の先頭が検出されるまで、信号検出処理を行い、検出された以降は、ステップ８１２５により全体の処理が終了してから、改めてステップ８１１１により処理が再開されるまで、ステップＳ８１１２とステップＳ８１１３の処理は行わずに入力される信号をそのまま用いて次のステップの処理を行う。

次に、ＤＭＧＤ計算部８１１１は、検出された各モードの信号の先頭判断を行う（ステップＳ８１１４）。ここで、信号の先頭でないと判断する場合は、前述のように、信号検出ステップＳ８１１２とステップＳ８１１３をストップする。検出された各モードの信号の先頭である場合は、各モードの信号のＤＭＧＤの差と最大ＤＭＧＤの計算を行う（ステップＳ８１１５）。次に、計算した最大ＤＭＧＤの値を用いてＦＩＲフィルタのタップ数を決定し（ステップＳ８１１６）、等化処理に必要な各種のパラメータの設定を行う（ステップＳ８１１７）。

ＤＭＧＤ計算部８１１１は、Ｓ８１１４において、信号の先頭でないと判断した場合は、既知信号と等化用トレーニングの挿入周期が終了したかの判断を行う（ステップＳ８１１８）周期が終了した場合、Ｓ８１１５、Ｓ８１１６、Ｓ８１１７を改めて行う。ここで、ステップＳ８１１８より周期後の再開されるＳ８１１７の処理の場合、各週パラメータの初期化は、行わずに以前のパラメータをそのまま使ってもよいし、初期化してもよい。

次に、ＤＭＧＤ計算部８１１１は、信号の末段部であるか判断し（ステップＳ８１１９）、信号の末段部であれば、等化処理を終了する（ステップＳ８１２５）。ここで、信号の末段部の判断は、信号が入力される度に行ってもよいし、周期的に行ってもよい（例えば、１０秒ごとに１回など）。

次に、等化係数計算部８１１２は、前述したフレーム構成、等化係数の計算、等化係数の更新を行う（ステップＳ８１２０）。この際に、ステップＳ８１２１とステップＳ８１２３の結果を用いる。なお、等化処理部８１１３は、等化係数を用いて等化処理を行い、その結果を位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３に出力する。また、等化処理部８１１３は、同じ信号を等化係数計算部８１１２に出力する（ステップＳ８１２１）。

次に、位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３は、ＭＩＭＯ等化処理部８１１から出力された信号に対して、位相・周波数オフセットの補償を行う（ステップＳ８１２２）。続いて、判定部８１３１、８１３２、８１３３は、判定を行い（ステップＳ８１２３）、その判定結果をＭＩＭＯ等化処理部８１１に対して出力する（ステップＳ８１２４）。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態による空間多重光伝送システムを説明する。第１実施形態では伝送モード数が３の時について説明したが、第２実施形態では、Ｎ個の伝送モードを使用する場合の空間多重光伝送システムの信号処理装置について説明する。本実施形態の空間多重光伝送システムの構成は、図１に示す構成と同等であり、異なる点はマルチキャリア送信機の数とＭＩＭＯ等化処理部の後段に接続されている回路の並列数がＮ個になっているという点である。

これよりＷＤＭスロットの帯域幅からボーレートとガードバンドを考慮して、キャリア数を決定した信号処理装置においても、Ｎモード伝送の場合でもＤＭＧＤが異なる複数のモードの信号を独立かつ並列なＭＩＭＯ等化処理を行う際に、モード毎に異なるＤＭＧＤの値に合わせて、モード毎に等化フィルタのタップ数を調整することなく、最大ＤＭＧＤの値に合わせてＭＩＭＯ等化フィルタのタップ数を設定しても、雑音による性能劣化を軽減する効果が得られる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態による空間多重光伝送システムを説明する。第１、第２実施形態では、マルチモードファイバ３を伝送媒体として用いた場合の空間多重光伝送システムを説明したが、第３実施形態では、空間多重の伝送媒体としてマルチコアファイバ１０を用いる場合の空間多重光伝送システムである。図７は、第３実施形態による空間多重光伝送システムの構成を示す図である。この図において、図１に示す空間多重光伝送システムと同一の部分には同一の符号を付し、その説明を簡単に行う。

図７において、符号１１、１２、１３は、所定のキャリア数のマルチキャリア信号を生成して送信するマルチキャリア送信機である。マルチキャリア送信機１１、１２、１３のそれぞれから信号１、２、３が送信される。

符号９は、結合を行う結合部である。符号１０は、伝送媒体であるマルチコアファイバである。符号１４は、結合を行う結合部である。符号５１、５２、５３は、マルチキャリア送信機１１、１２、１３が送信した信号１、２、３をマルチコアファイバ１０を介して受信する受信機である。

符号６は、受信機５１、５２、５３からそれぞれ出力した信号の波長分散を補償する波長分散補償部である。符号７は、波長分散補償部６から出力する信号からサブキャリアを抽出して周波数変換を行うサブキャリア抽出・周波数変換部である。

符号８１は、サブキャリア抽出・周波数変換部７から出力するサブキャリア毎に信号処理を行うＳＣ＃１（第１のサブキャリア）処理部である。ＳＣ＃ｎ（ｎは１からサブキャリアの数と同数まで）処理部は、サブキャリアと同数だけ設けられる。

符号８１１は、等化処理を行うＭＩＭＯ等化処理部である。符号８１２１、８１２２、８１２３は、受信信号毎に位相と周波数オフセットを補償する位相・周波数オフセット補償部である。

図７に示すＭＩＭＯ等化処理部８１１は、第１、第２実施形態と同様に、ＤＭＧＤ計算部８１１１、等化係数計算部８１１２、等化処理部８１１３で構成される。ＤＭＧＤ計算部８１１１は、第１、第２実施形態で説明したＤＭＧＤではなく、コア間の群遅延差を求めて、最大群遅延値を用いたＦＩＲフィルタのタップ数設定を行う。等化係数計算部８１１２、等化処理部８１１３それぞれの動作は、第１、第２実施形態と同様である。

符号８１３１、８１３２、８１３３は、位相・周波数オフセット補償部８１２１、８１２２、８１２３それぞれから出力する信号に対して判定を行って信号１、２、３を復調する判定部である。ＳＣ＃１処理部８１の判定部８１３１、８１３２、８１３３からはそれぞれ信号１ＳＣ（サブキャリア）１、信号２ＳＣ２、信号３ＳＣ１が出力されることになる。他のＳＣ＃ｎ処理部からも同様に信号が出力される。

このように、基本的な構成はマルチモードファイバ３を用いる場合と同様である。異なる点は、空間多重信号が、異なるコアに入力される点と、伝送する信号が受ける信号劣化要因がコア間のクロストークであることと、コア毎の伝搬定数βが製造上の理由等から異なるため、コア間で群遅延差が生じることである。

したがって、第１、第２実施形態で説明したＤＭＧＤをこのコア間の群遅延差に置き換えれば、マルチモードファイバ使用時と同様のマルチキャリア信号の設計手法及び第１、第２実施形態で説明したＭＩＭＯ等化信号処理技術が適用可能になる。

前述した説明では、３コアファイバの例を説明したが、３より大きなコア数を持つファイバにも適用可能である。したがって、マルチコアファイバ１０を用いる場合でも、ＭＩＭＯ等化処理回路単位で考えれば、Ｎコア伝送の場合でもコア間の群遅延差が異なる複数のコアの信号を独立かつ並列なＭＩＭＯ等化処理を行う際に、コア毎異なる群遅延差に合わせて、コア毎に等化フィルタのタップ数を調整することなく、最大コア間の群遅延差に合わせてＭＩＭＯ等化フィルタのタップ数を設定しても、雑音による性能劣化を軽減する効果が得られる。

なお、図１に示すシステム構成と、図７に示すシステム構成とを組み合わせ、伝送媒体としてマルチコア・マルチモード光ファイバを用いるようにしてもよい。

また、上記のすべての実施形態は、空間多重光伝送システムの実施形態として説明してきたが、空間多重光伝送方法の実施形態と、発明のカテゴリは異なるが、発明を構成する技術的に思想が同様である。すなわち、上記の空間多重光伝送システムの実施形態は、空間多重光伝送方法の実施形態としても同様に適用することができる。

以上説明したように、ＭＩＭＯ信号処理技術を用いた空間多重光伝送方式において、異なるＤＭＧＤ（モード間の伝搬定数差に起因した群遅延）を持つすべてのモードの信号に対して、ＦＩＲフィルタのタップ数を最大ＤＭＧＤの長さに相当する値として等化処理を行う場合、ＤＭＧＤが最大ＤＭＧＤより小さいモードの信号に対し、ＦＩＲフィルタのタップ数は必要より大きい値に設定されるため、雑音増加により性能が劣化するという問題がある。また、異なるＤＭＧＤを持つ各モードの信号に対して、それぞれのＤＭＧＤの長さに合わせてＦＩＲフィルタのタップ数を設定し、ＭＩＭＯ等化信号処理を行う場合、すべてのモードの信号に対して、ＤＭＧＤの計算とＦＩＲフィルタのタップ数の計算が必要となるため、計算量が増加するとともに回路規模が増大するという問題もある。

この問題に対して、本実施形態では、オーバーラップ・アンド・セーブ方式による周波数領域の等化処理において、最大ＤＭＧＤの値に合わせて等価フィルタのタップ数を設定し、ＩＰＮＭＬＭＳ手法を用い等価係数を更新し、更新した等価係数を用い、等価処理を行うようにした。この構成によれば、雑音による性能劣化を抑圧し、かつデータ伝送率の低下を抑えた等価処理が可能となる。

また、光マルチキャリア信号と独立かつ並列なＭＩＭＯ等化処理において、ＤＭＧＤやコア間の群遅延差が異なる複数のモードの信号もしくは複数のコアの信号を独立かつ並列なＭＩＭＯ等化処理を行う際に、最大ＤＭＧＤの値や最大コア間の群遅延差に合わせてＭＩＭＯ等化フィルタのタップ数を設定しても、雑音による性能劣化を軽減することができる。また、モード毎の、もしくはコア毎のＦＩＲフィルタのタップ数の計算と、各モードの、もしくはコア毎の、等化係数の信号有無の判断を不要とするため、計算量の軽減効果と回路の小型化の効果を得ることができる。また、ＯＡＳ法によるＦＤＥにより等化処理を行うため、ＣＰ（Cyclic Prefix）を挿入が必要となり、従来のＦＤＥよりＣＰ挿入分だけのデータ伝送率の向上が可能となる。

前述した実施形態における空間多重光伝送システムの一部をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

空間多重光伝送システムの信号処理方法、もしくはその信号処理装置において、ＭＩＭＯ等化処理の計算量を軽減し、高品質な伝送の実現することが不可欠な用途に適用できる。

１１、１２、１３・・・マルチキャリア送信機、２・・・モードコンバータ・結合器、３・・・マルチモードファイバ、４・・・分波器・モードコンバータ、５１、５２、５３・・・受信機、６・・・波長分散補償部、７・・・サブキャリア抽出・周波数変換部、８１・・・ＳＣ＃１処理部、８２・・・ＳＣ＃２処理部、８３・・・ＳＣ＃２０処理部、８１１・・・ＭＩＭＯ等化処理部、８１１１・・・ＤＭＧＤ計算部、８１１２・・・等化係数計算部、８１１３・・・等化処理部、８１２１、８１２２、８１２３・・・位相・周波数オフセット補償部、８１３１、８１３２、８２３３・・・判定部、９・・・結合部、１０・・・マルチコアファイバ、１４・・・結合部

Claims (6)

1. 光マルチキャリア信号を送信する際に、光伝送路の遅延量より長い既知信号を反復して周期的に挿入し、前記既知信号の次に既知の等化用のトレーニング信号を周期的に挿入する送信部と、
   前記光マルチキャリア信号を伝送する空間多重パスを有する光伝送路と、
   前記光伝送路を介して前記光マルチキャリア信号を受信する受信部と、
   受信された前記光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償する等化処理を行うＭＩＭＯ等化処理部と、
   前記等化処理後の信号の位相と周波数の補償を行う位相・周波数オフセット補償部と、
   前記位相と周波数の補償後の出力すべき信号が、前記既知信号または前記トレーニング信号であるか、データ信号であるかを判定し、前記既知信号または前記トレーニング信号である場合には、ＤＡ（Decision aided method）法を用いた復調結果を出力し、前記データ信号である場合には、ＤＤ（Decision Directed Method）法を用いた復調結果を出力する判定部と
   を備える空間多重光伝送システムであって、
   前記ＭＩＭＯ等化処理部は、
   前記既知信号を用いて前記光マルチキャリア信号の先頭部分の検出し、前記光伝送路の遅延量の計算を行うＤＭＧＤ計算部と、
   前記遅延量に基づいて等化用のＦＩＲフィルタのタップ数設定を行うとともに、前記既知信号及び前記トレーニング信号を用いた前記ＤＡ法による、または、データ判定結果を用いた前記ＤＤ法による等化係数の計算と等化係数の更新を行う等化係数計算部と、
   前記等化係数を用いて前記光マルチキャリア信号の等化処理を行う等化処理部と
   を備える空間多重光伝送システム。
2. 前記光伝送路は、マルチモード光ファイバである請求項１に記載の空間多重光伝送システム。
3. 前記光伝送路は、マルチコア光ファイバである請求項１に記載の空間多重光伝送システム。
4. 前記光伝送路は、マルチコア・マルチモード光ファイバである請求項１に記載の空間多重光伝送システム。
5. 前記受信部は、前記光マルチキャリア信号を一括受信し、
   受信した前記光マルチキャリア信号に対して波長分散補償を一括して行う波長分散補償部と、
   前記波長分散補償部から出力された信号を各サブキャリアに分離するサブキャリア分離部と
   をさらに備える請求項１から４のいずれか１項に記載の空間多重光伝送システム。
6. 光マルチキャリア信号を送信する際に、光伝送路の遅延量より長い既知信号を反復して周期的に挿入し、前記既知信号の次に既知の等化用のトレーニング信号を周期的に挿入する送信部と、
   前記光マルチキャリア信号を伝送する空間多重パスを有する光伝送路と、
   前記光伝送路を介して前記光マルチキャリア信号を受信する受信部と、
   受信された前記光マルチキャリア信号に対し、伝送中に生じたクロストークをサブキャリアごとに補償する等化処理を行うＭＩＭＯ等化処理部と、
   前記等化処理後の信号の位相と周波数の補償を行う位相・周波数オフセット補償部と、
   前記位相と周波数の補償後の出力すべき信号が、前記既知信号または前記トレーニング信号であるか、データ信号であるかを判定し、前記既知信号または前記トレーニング信号である場合には、ＤＡ（Decision aided method）法を用いた復調結果を出力し、前記データ信号である場合には、ＤＤ（Decision Directed Method）法を用いた復調結果を出力する判定部と
   を備える空間多重光伝送システムが行う空間多重光伝送方法であって、
   前記ＭＩＭＯ等化処理部が、
   前記既知信号を用いて前記光マルチキャリア信号の先頭部分の検出し、前記光伝送路の遅延量の計算を行うＤＭＧＤ計算ステップと、
   前記遅延量に基づいて等化用のＦＩＲフィルタのタップ数設定を行うとともに、前記既知信号及び前記トレーニング信号を用いた前記ＤＡ法による、または、データ判定結果を用いた前記ＤＤ法による等化係数の計算と等化係数の更新を行う等化係数計算ステップと、
   前記等化係数を用いて前記光マルチキャリア信号の等化処理を行う等化処理ステップと
   を有する空間多重光伝送方法。

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