JP5545892B2 - 信号生成回路および信号受信回路、信号生成回路、光信号送信装置、信号受信回路、光信号同期確立方法、および光信号同期システム - Google Patents

信号生成回路および信号受信回路、信号生成回路、光信号送信装置、信号受信回路、光信号同期確立方法、および光信号同期システム Download PDF

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Description

本発明は、光通信において、特定周波数帯域信号を送信および受信することにより、信号位置、光信号送信装置と光信号受信装置間の周波数ずれ及びクロックずれ、ならびに、波長分散量を検出し、これらの補償を行うことで光信号送信装置および光信号受信装置間の同期を確立する信号生成回路、光信号送信装置、信号受信回路、光信号同期確立方法、および光信号同期システムに関する。
本願は、２００９年５月１８日に日本へ出願された特願２００９−１２０３０１号および特願２００９−１２０３０２号、ならびに、２００９年７月１０日に日本へ出願された特願２００９−１６４２５４号に基づき優先権を主張し、それらの内容をここに援用する。
光通信の分野において、周波数利用効率を飛躍的に向上する同期検波方式と信号処理を組み合わせた通信システムが注目されている。この種の通信システムは、直接検波により構築されていたシステムと比較すると、受信感度を向上することができる。のみならず、こうした通信システムは、送信信号をデジタル信号として受信することで、受信したデジタル信号の信号処理により信号位置検出、周波数ずれ補償、クロックずれ補償、波長分散補償、およびＰＭＤ（Polarization-Mode Dispersion）補償などを行うことができ、非線形効果による信号品質劣化に対して強い耐性を有することが知られている。したがって、こうした通信システムは次世代の光通信技術として導入が検討されている。
例えば、無線通信８０２．１１ａスタンダードでは、送信信号にショートプリアンブルやロングプリアンブルを挿入する構成により、周波数ずれやクロックずれを推定し、推定された結果に基づいてこれらのずれを補償することで、同期を確立することができる（非特許文献１参照）。
また、従来の光ファイバ通信分野においては、アナログの遅延検波処理によって、信号の復調を行っている。また、従来の直接検波方式の光伝送では、波長分散や偏波モード分散などの伝送路の信号品質劣化要因に対して、分散補償ファイバなどの光学的補償器やアナログ電気等化器を用いて、信号品質の劣化を低減している。
近年、デジタル信号処理を用いたコヒーレント伝送方式が、盛んに研究されている。このコヒーレント伝送方式は、直接検波方式に比べて、受信感度を高めることができる。また、コヒーレント伝送方式は、受信機内でデジタル信号処理を行うことによって、波長分散や偏波モード分散などに起因した波形歪みを精度よく等化することが可能である。このことにより、特に波形歪みにセンシティブな１００Ｇｂ／ｓ／ｃｈ級の光信号の伝送距離が劇的に延伸している。
非特許文献２および３に代表されるデジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のタップ数を持つデジタルフィルタ（例えば、２８Ｇｂａｕｄの信号に対し、２００００ｐｓ／ｎｍの分散でタップ数が２０４８ｔａｐ）で補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムを用いた小さいタップ数（例えば、５０ｐｓの偏波モード分散で１０〜１２ｔａｐ程度）の適応フィルタで補償する方法を採用している。
また、非特許文献４に代表されるように、伝送レートの高速化に伴う偏波多重伝送が注目を集めている。
守倉正博，「８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書」，インプレスＲ＆Ｄ出版，ｐｐ．１６３−１６７，２００８年４月 H. Masuda, et. al., "13.5-Tb/s (135x111-Gb/s/ch) No-Guard-Interval Coherent OFDM Transmission over 6,248 km using SNR Maximized Second-order DRA in the Extended L-band", OSA/OFC/NFOEC 2009, PDPB5. Jianjun Yu, et. al.,"17 Tb/s(161x114 Gb/s)PolMux-RZ-8PSK transmission over 662 km of ultra-low loss fiber using C-band EDFA amplification and digital coherent detection", ECOC 2008, Th.3.E.2, Brussels, Belgium, 21-25 September 2008. L. liu, et al., "Initial Tap Setup of Constant Modulus Algorithm for Polarization De-multiplexing in Optical Coherent Receivers", OSA/OFC/NFOEC 2009, OMT2.
しかしながら、光通信においては、波長分散という光信号固有の問題があるため、受信ビットが波長分散により正しく検出できなくなり、上記ショートプリアンブルおよびロングプリアンブルを受信側で検出することは難しい。また、送信装置は、高い量子化ビットを有するデジタル・アナログ変換装置を必要とし、システム構築コストが高くなってしまう問題があった。
また、非特許文献２および３のデジタルコヒーレント方式では、波長分散をあらかじめ別途測定し、波長分割多重（ＷＤＭ）チャネルの受信機それぞれに、固定デジタルフィルタのタップ係数を手動で入力する必要がある。また、ブラインドアルゴリズムによる適応フィルタのタップ数を増やして適応的に全波長分散を補償させようとすると、収束特性が著しく劣化するという問題がある。
さらに、非特許文献４の方法によって偏波多重された伝送信号を、従来のブラインドアルゴリズムによって偏波分離する方法では、偏波依存ロスなどの影響により、片側の偏波だけしか復調できなくなってしまう場合が生じてしまい、伝送の安定性に欠けるという問題がある。
その他にも、光ファイバ伝送の高速化に伴って、光ファイバ伝送特有の非線形効果および光キャリアの不安定性による問題が無視できなくなり、これらの問題によって、伝送距離や品質が制限されてきてしまう。このため、信号品質劣化要因の推定や補償が重要となってきている。
上記に述べたように、高速光ファイバ伝送を行う場合においては、光ファイバ伝送特有の分散（波長分散および偏波モード分散）などの伝送路状態ならびに光キャリアの周波数変動などの劣化要因を受信機側で推定し、補償する必要がある。
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、光信号を用いた同期検波による通信システムにおいて、波長分散により周波数に応じて到来時間が大きくずれる信号に対しても、信号位置検出、周波数ずれ補償、クロックずれ補償、波長分散量推定を可能にする信号生成回路、光信号送信装置、信号受信回路、光信号同期確立方法、および光信号同期システムを提供することにある。
また、本発明は、既知信号系列群を用いて、伝送路の状態および光伝送装置特有の不安定性を推定し、伝送品質の向上を実現することを目的としている。
上述した課題を解決するために、本発明の信号生成回路および信号受信回路は、光通信における信号生成回路および信号受信回路であって、前記信号生成回路は、送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数広がりが小さい信号成分を複数の特定周波数に有する特定周波数帯域信号を２シンボル以上の既知信号によって生成する特定周波数帯域信号発生回路と、前記特定周波数帯域信号発生回路によって生成された前記特定周波数帯域信号の入力を受け、前記送信すべき信号系列に前記特定周波数帯域信号を挿入して送信信号系列を生成する少なくとも１つの信号合成回路とを備え、前記特定周波数帯域信号が挿入されている光信号を光通信により受信する前記信号受信回路は、入力された前記送信信号系列の光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に離散フーリエ変換を行うフーリエ変換回路と、前記離散フーリエ変換によって得られた信号から、前記複数の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号の周波数領域における位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、前記特定周波数帯域信号検出回路により検出された前記特定周波数帯域信号の前記位置から、前記信号送信回路と当該信号受信回路との間の周波数ずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを推定する受信信号特性推定回路とを備える。
本発明の信号生成回路および信号受信回路において、前記光通信は光信号を２つ以上の異なる周波数チャネルで送信する通信であって、前記異なる周波数チャネルはオーバーラップした周波数領域を有し、前記特定周波数帯域信号発生回路は、光信号を送信する周波数チャネルにおいて前記特定周波数帯域信号を生成し、前記異なる周波数チャネルのうち隣り合う２つの周波数チャネル間で少なくとも１つ以上の前記特定周波数帯域信号の周波数成分を一致させるようにしてもよい。
本発明の信号生成回路および信号受信回路において、前記光通信は光信号を２つ以上の異なる周波数チャネルで送信する通信であって、前記異なる周波数チャネルはオーバーラップした周波数領域を有し、前記特定周波数帯域信号発生回路は、光信号を送信する周波数チャネルにおいて前記特定周波数帯域信号を生成し、前記異なる周波数チャネルのうち隣り合う２つの周波数チャネル間で少なくとも１つ以上の前記特定周波数帯域信号の周波数成分の位置を一致させ、互いに打ち消しあうように前記少なくとも１つ以上の前記特定周波数帯域信号の周波数成分の振幅および位相を制御するようにしてもよい。
本発明の信号生成回路および信号受信回路において、前記特定周波数帯域信号発生回路は、複数の周期の特定周波数帯域信号および前記複数の周期の特定周波数帯域信号の位相を回転させた特定周波数帯域信号を生成し、前記複数の周期の特定周波数帯域信号および前記位相を回転させた特定周波数帯域信号を合成または乗算し、合成または乗算により得られた信号を前記特定周波数帯域信号として生成するようにしてもよい。
本発明の信号生成回路は、光通信における信号生成回路であって、送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数広がりが小さい信号成分を複数の特定周波数に有する特定周波数帯域信号を生成する特定周波数帯域信号発生回路と、前記特定周波数帯域信号発生回路によって生成された前記特定周波数帯域信号の入力を受け、前記送信すべき信号系列に前記特定周波数帯域信号を挿入して送信信号系列を生成する少なくとも１つの信号合成回路とを備え、本発明の信号生成回路において、前記特定周波数帯域信号は、前記光通信を行う光信号送信装置と光信号受信装置との間で既知であり交番信号で構成されたＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）信号系列であって、前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列を１以上、前記送信すべき信号系列の先頭もしくは末尾に挿入して前記送信信号系列を生成する。
本発明の信号生成回路において、前記ＢＰＳＫ信号系列は、ＢＰＳＫ信号を用いた系列、ＱＰＳＫ信号の点対称な２点を用いた系列、あるいは、多値変調における点対称な信号２点を用いた系列であってもよい。
本発明の信号生成回路において、前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列を一定間隔で周期的に前記送信すべき信号系列に挿入するようにしてもよい。
本発明の信号生成回路において、前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列を複数連続して繰り返して前記送信すべき信号系列に挿入するようにしてもよい。
本発明の信号生成回路において、前記少なくとも１つの信号合成回路は、Ｂを送信信号の占有帯域幅、Ｄ ｍａｘ を補償する波長分散量の最大値、Ｔ ｐｍｄ を補償する偏波モード分散の最大値、λを中心波長、ｃを光速としたときに、発明を実施するための形態における式（１８）の右辺により与えられる時間をもとに前記ＢＰＳＫ信号系列の系列長を決定するようにしてもよい。
本発明の信号生成回路において、前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記光信号送信装置が前記ＢＰＳＫ信号のみを送信信号として送信し、前記光信号受信装置が伝送路の状態を推定するイニシャルモードと、前記光信号送信装置がデータ信号を伝送し、前記光信号受信装置が、前記イニシャルモードで推定された前記伝送路の前記状態を用いて等化および補償を行うデータ伝送モードとを切り替えるようにしてもよい。
本発明の信号生成回路において、前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列として２つの偏波間で異なる信号系列を前記送信すべき信号系列に挿入するようにしてもよい。
本発明の光信号送信装置は、上記信号生成回路と、前記少なくとも１つの信号合成回路によって生成された前記送信信号系列を光信号に変換する電気光変換回路とを備えている。
本発明の光信号送信装置は、複数の前記信号合成回路を備える上記信号生成回路と、前記信号生成回路における前記複数の信号合成回路のそれぞれにより生成された複数の信号系列を異なる周波数帯域に対応する光信号に変換し、変換された光信号の少なくとも一つ以上の周波数成分を一致させる電気光変換周波数多重回路とを備えている。
本発明の信号受信回路は、特定周波数帯域信号が挿入されている光信号を光通信により受信する信号受信回路であって、入力された光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に離散フーリエ変換を行うフーリエ変換回路と、前記離散フーリエ変換によって得られた信号から、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号の周波数領域における位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、前記特定周波数帯域信号検出回路により検出された前記特定周波数帯域信号の前記位置から、信号送信回路と当該信号受信回路との間の周波数ずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを推定する受信信号特性推定回路とを備えている。
本発明の信号受信回路において、高い周波数帯域に存在する前記特定周波数帯域信号の前記電力と低い周波数帯域に存在する前記特定周波数信号の前記電力の出現のタイミングのずれまたは消失のタイミングのずれの少なくとも一方から、光通信経路の波長分散量を推定するようにしてもよい。
本発明の信号受信回路において、特定周波数帯域信号電力記憶回路を備え、前記フーリエ変換回路は、前記特定周波数帯域信号の長さとフーリエ変換長の小さい方以下の間隔で前記離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記フーリエ変換回路により離散フーリエ変換された周波数領域の信号における前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を２つ以上の周波数に対して検出し、検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される個別の到来時間差、あるいは、前記特定周波数帯域信号電力値から算出され、前記個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させ、前記受信信号特性推定回路は、前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶されている検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち前記２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される前記個別の到来時間差、あるいは、前記個別の到来時間差の前記算出式に用いられる前記係数を用いて、２つ以上の周波波数帯に対応する前記特定周波数帯域信号の到来時間差を推定し、推定した前記到来時間差から光通信経路の波長分散量を推定するようにしてもよい。
本発明の信号受信回路において、特定周波数帯域信号電力記憶回路を備え、前記受信信号特性推定回路により推定された前記波長分散量の推定値に基づいて波長分散の逆特性を前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に与える波長分散補償回路をさらに備え、前記フーリエ変換回路は、前記波長分散の前記逆特性が与えられたデジタル信号に、前記特定周波数帯域信号の長さとフーリエ変換長の小さい方以下の間隔で前記離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記フーリエ変換回路により離散フーリエ変換された周波数領域の信号における前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を検出し、検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される個別の到来時間差、あるいは、前記特定周波数帯域信号電力値から算出され、前記個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させ、前記受信信号特性推定回路は、前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶されている検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち前記２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される前記個別の到来時間差、あるいは、前記個別の到来時間差の前記算出式に用いられる前記係数を用いて、２つ以上の周波波数帯に対応する前記特定周波数帯域信号の到来時間差を推定し、推定した前記到来時間差から光通信経路の波長分散量を推定し、推定された波長分散量を前記波長分散補償回路に出力するようにしてもよい。
本発明の信号受信回路において、前記波長分散補償回路は、波長分散補償のための係数を変更する際に、前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶されている内容の少なくとも一部を消去し、前記受信信号特性推定回路は、新たな信号系列について推定された前記光通信経路の波長分散量を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させるようにしてもよい。
本発明の信号受信回路において、前記波長分散補償回路は、前記受信信号特性推定回路により推定された前記波長分散量の前記推定値に基づいて前記波長分散の前記逆特性を前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に与えるとともに、前記特定周波数帯域信号を検出した場合に、前記特定周波数帯域信号の検出を前記フーリエ変換回路に通知し、前記フーリエ変換回路は、前記特定周波数帯域信号の長さと前記フーリエ変換長の小さい方以下の前記間隔で前記離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号の検出が通知された場合に前記特定周波数帯域信号検出回路に離散フーリエ変換された信号を出力するようにしてもよい。
本発明の信号受信回路において、前記波長分散補償回路は、前記受信信号特性推定回路により推定された前記波長分散量の前記推定値に基づいて波長分散の逆特性を前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に与えるとともに、前記特定周波数帯域信号を含む信号を前記フーリエ変換回路に出力し、前記フーリエ変換回路は、前記波長分散補償回路から出力された前記特定周波数帯域信号を含む前記信号に対して前記特定周波数帯域信号の長さと前記フーリエ変換長の小さい方以下の前記間隔で前記離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号が検出された場合に前記特定周波数帯域信号検出回路に離散フーリエ変換された信号を出力し、前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記フーリエ変換回路から出力される前記離散フーリエ変換された信号から、前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち２つ以上の値を取得し、取得した前記２つ以上の値を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させるようにしてもよい。
本発明の信号受信回路において、前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記離散フーリエ変換された周波数領域の前記信号における前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である前記特定周波数帯域信号電力値を検出する際に、前記受信信号特性推定回路により推定された周波数ずれの情報、または外部から入力された周波数ずれ情報を用いて、前記特定周波数帯域信号電力値の算出対象となる周波数をシフトするようにしてもよい。
本発明信号受信回路において、前記フーリエ変換回路は、前記特定周波数帯域信号を含み前記特定周波数帯域信号の長さの整数倍の長さに対応する信号に対し、前記特定周波数帯域信号の長さと同じ間隔で離散フーリエ変換を行い、前記離散フーリエ変換によって得られた信号を前記特定周波数帯域信号検出回路に出力するようにしてもよい。
本発明の信号受信回路において、前記受信信号特性推定回路は、前記特定周波数帯域信号検出回路によって前記特定周波数帯域信号が検出されなかった受信信号の周波数領域における信号分布の重心位置から前記周波数ずれを算出するようにしてもよい。
本発明の光信号同期確立方法は、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる光信号発生ステップと、前記光信号発生ステップにおいて発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得ステップと、前記デジタル信号取得ステップにおいて変換された前記デジタル信号の中から前記特定周波数帯域信号の位置を検出する信号位置検出ステップと、前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、光通信を行う光信号受信装置と光信号送信装置との間の周波数ずれを検出する周波数ずれ検出ステップと、前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の前記周波数位置を推定し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出するクロックずれ検出ステップと、前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から、波長分散量を検出する波長分散量検出ステップとを有する。
本発明の光信号同期確立方法は、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる光信号発生ステップと、前記光信号発生ステップにおいて発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得ステップと、前記デジタル信号取得ステップにおいて変換された前記デジタル信号に対して、推定された波長分散の逆特性を与える波長分散補償ステップと、前記デジタル信号に対して離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を算出する特定周波数帯域信号電力値算出ステップと、前記波長分散補償ステップにおいて、前記推定された前記波長分散の前記逆特性が与えられたデジタル信号の中から前記特定周波数帯域信号の位置を検出する信号位置検出ステップと、前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の電力値を記憶する特定周波数帯域信号記憶ステップと、前記特定周波数帯域信号記憶ステップにおいて記憶された前記特定周波数帯域信号の前記電力値から前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、光通信を行う光信号受信装置および光信号送信装置間の周波数ずれを検出する周波数ずれ検出ステップと、前記特定周波数帯域信号記憶ステップにおいて記憶された前記特定周波数帯域信号の前記電力値から前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出するクロックずれ検出ステップと、前記特定周波数帯域信号記憶ステップにおいて記憶された前記特定周波数帯域信号の前記電力値から前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から、波長分散量を検出する波長分散量検出ステップとを有する。
本発明の光信号同期確立方法において、前記特定周波数帯域信号電力値算出ステップは、前記周波数ずれ検出ステップにおいて検出された前記周波数ずれの量に応じて、前記特定周波数帯域信号電力値を算出する際の周波数領域をシフトするようにしてもよい。
本発明の光信号同期システムは、光信号送信装置と、前記光信号送信装置と光通信を行う光信号受信装置とを具備し、前記光信号送信装置は、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる特定周波数帯域信号発生回路を有し、前記光信号受信装置は、前記特定周波数帯域信号発生回路において発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、前記アナログ・デジタル変換回路において変換された前記デジタル信号の中から前記特定周波数帯域信号の位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、前記特定周波数帯域信号検出回路において検出された前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、前記光信号受信装置と前記光信号送信装置との間の周波数ずれを検出し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出し、前記特定周波数帯域信号検出回路において検出された前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から、波長分散量を検出する受信信号特定推定回路とを有する。
本発明の光信号同期システムは、光信号送信装置と、前記光信号送信装置と光通信を行う光信号受信装置とを具備し、前記光信号送信装置は、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる特定周波数帯域信号発生回路を有し、前記光信号受信装置は、前記特定周波数帯域信号発生回路において発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、前記アナログ・デジタル変換回路において変換された前記デジタル信号に対して、推定された波長分散の逆特性を与える波長分散補償回路と、前記デジタル信号に対して離散フーリエ変換を行うフーリエ変換回路と、前記波長分散補償回路において、前記推定された前記波長分散の前記逆特性が与えられたデジタル信号の中から前記特定周波数帯域信号の位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、前記特定周波数帯域信号検出回路において検出された前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を記憶する特定周波数帯域信号記憶回路と、前記特定周波数帯域信号記憶回路において記憶された前記特定周波数帯域信号の前記特定周波数帯域信電力値から前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、前記光信号受信装置および前記光信号送信装置間の周波数ずれを検出し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出し、前記特定周波数帯域信号記憶回路において記憶された前記特定周波数帯域信号の前記特定周波数帯域信電力値から前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から波長分散量を検出する受信信号特性推定回路とを有する。
本発明によれば、光信号の信号生成回路において、送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数方向に広がりが小さい信号成分を複数の特定周波数に有する特定周波数帯域信号を生成して、生成された特定周波数帯域信号を送信する。また、光信号の信号受信回路では、この特定周波数帯域信号を検出し、検出した特定周波数帯域信号から、周波数ずれおよびクロックずれうちの少なくとも１つの推定を行う。このように、各特定周波数帯域において、周波数方向の広がりが小さい信号を取り扱うので、波長分散による影響を著しく軽減することが可能になり、周波数ずれおよびクロックずれを推定することができる。また、異なる２つ以上の周波数に対応する特定周波数帯域信号の時間位置の差から、波長分散量を推定することが可能となる。
また、光信号送信装置および光信号受信装置間で既知の時間多重された信号系列群を用いるようにすれば、伝送路の状態および光伝送装置特有の不安定性を推定し、伝送品質を向上した光ファイバ通信を実現することができる。
本発明の第１の実施形態における第一の光信号送信装置が備える光通信用の特定周波数帯域信号発生装置の構成を模式的に示すブロック図である。 同実施形態における１回繰り返し交番信号による特定周波数帯域信号のスペクトラムを表す図である。 同実施形態における４回繰り返しの交番信号と１回繰り返しの交番信号の乗算による特定周波数帯域信号のスペクトラムを表す図である。 同実施形態における第二の光信号送信装置が備える光通信用の特定周波数帯域信号発生装置の構成を模式的に示すブロック図である。 同実施形態における２つの信号合成回路から入力された信号を電気光変換周波数多重回路で多重し、多重された信号を電気光変換周波数多重回路から出力した際のスペクトラムを表す図である。 同実施形態における２つの信号合成回路から入力された信号を電気光変換周波数多重回路で多重し、多重された信号を電気光変換周波数多重回路から出力した際のスペクトラムを表す図である。 同実施形態における第一の光信号受信装置が備える光通信用の特定周波数帯域信号受信装置の構成を模式的に示すブロック図である。 同実施形態における特定周波数帯域信号を含む受信信号のスペクトラムを表す図である。 同実施形態における特定周波数帯域信号を含まない受信信号のスペクトラムを表す図である。 同実施形態における光通信用の特定周波数帯域信号の位置検出に用いるＰｓ，Ｐｎ，Ｐｓ／Ｐｎを模式的に示す構成図である。 交番信号のアッパーバンドとロウアーバンドのパワーの時間変動を示す図である。 上側交番信号のアッパーバンドとロウアーバンドのパワーの時間変動に対し、所定の演算を加えた結果を示す図である。 上側交番信号のアッパーバンドとロウアーバンドのパワーの時間変動に対し、所定の演算を加えた結果を示す図である。 同実施形態の光信号同期確立方法のフローを示す図である。 同実施形態の光信号同期確立方法のフローにおける離散フーリエ変換以降のステップを示す図である。 同実施形態における第二の光信号受信装置が備える光通信用の特定周波数帯域信号受信装置の構成を模式的に示すブロック図である。 特定周波数帯域信号と離散フーリエ変換長の関係を示す図である。 離散フーリエ変換ごとに得られる特定周波数帯域信号の受信電力を示す図である。 ２つの周波数帯域に対応する特定周波数帯域信号の電力値を示す図である。 離散フーリエ変換ごとに得られる特定周波数帯域信号の受信電力を示す図である。 図１５に示したケース４において離散フーリエ変換間隔をＮＫとした場合の特定周波数帯域信号の受信電力を示す図である。 図１５に示したケース３において離散フーリエ変換間隔をＮｆ−ＮＫとした場合の特定周波数帯域信号の受信電力を示す図である。 同実施形態における第三の光信号受信装置が備える光通信用の特定周波数帯域信号受信装置の構成を模式的に示すブロック図である。 同実施形態における第四の光信号受信装置が備える光通信用の特定周波数帯域信号受信装置の構成を模式的に示すブロック図である。 同実施形態による光信号同期確立方法のフローを示す図である。 波長分散の推定結果の累積確率分布を示す図である。 波長分散の推定結果の累積確率分布を示す図である。 波長分散の推定結果の累積確率分布を示す図である。 本発明の第２の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第３の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第４の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第５の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第５の実施形態において、交番信号の周波数スペクトルを模式的に表した図である。 本発明の第６の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第６の実施形態による送信信号フレーム構成を用いて波長分散量を推定する光信号受信装置（受信機）内の波長分散算出回路の概略構成を示したブロック図である。 本発明の第６の実施形態による送信信号フレーム構成を用いた場合において、波長分散算出回路に設けられ、高周波数成分が入力される第１スライディング相関回路と、波長分散算出回路に設けられ、低周波数成分が入力される第２スライディング相関回路の出力結果を表した図である。 本発明の第７の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第７の実施形態の送信信号フレーム構成を用いたときの受信機内のデジタル信号処理部の概略構成の一例を示したブロック図である。 本発明の第８の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第９の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第９の実施形態の送信信号フレーム構成を用いたときの受信機の概略構成の一例を示したブロック図である。 本発明の第１０の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第１０の実施形態による送信信号フレームの一例として、偏波間で直交する既知信号を用いた送信信号フレームの概略構成を示した図である。 本発明の第１０の実施形態による送信信号フレーム構成を用いた場合において、異なる２つの交番信号を偏波多重したときの受信信号の周波数スペクトルを模式的に表した図である。
以下、図面を参照しながら本発明の各実施形態を詳細に説明する。
＜第１の実施形態＞
まず、本発明の第１の実施形態による光信号送信装置について説明する。
図１に本実施形態による特定周波数信号利用光信号同期システムにおける第一の光信号送信装置が備える信号生成回路としての特定周波数帯域信号発生装置の構成例を示す。同図において、１０１は特定周波数帯域信号発生回路、１０２は信号合成回路、１０３は電気光変換回路、１０４は送信信号生成回路である。
特定周波数帯域信号発生回路１０１は、光信号にアップコンバートした際に、特定の２つ以上の周波数に信号を有する信号系列を特定周波数帯域信号として生成する。なお、図２や図３に示すように、特定周波数帯域信号は理想的には線スペクトルであることが望ましい。しかし、実際には、位相雑音やフィルタの影響などの装置の不完全性によって、特定周波数帯域信号のスペクトラムが多少広がってしまう。したがって，本明細書における特定周波数帯域信号は、線スペクトルに限るものではなく、装置の不完全性などにより多少スペクトラムに幅を持つものも含む。すなわち、特定周波数帯域信号は、送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数広がりが小さい信号成分を複数の特定周波数に有する信号と言える。
特定周波数帯域信号としては、例えば、ＩＱ平面上で０点の対面となる関係の交番信号を用いることができる。ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号を生成し、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓのように２つの信号点を交互に用いたり、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号を生成し、（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），…，（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）や（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），…，（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ）のように２種類の虚数の信号点を交互に用いたりすることで、特定周波数帯域信号を生成できる。ここで、（α，β）の表記におけるαおよびβはそれぞれ実部および虚部の信号成分を表し、虚数表現でα＋ｊβと表すことができる。ｊは虚数単位である。このようにすると、光信号送信装置の送信レートＦｔに対応する周波数間隔を持つ２つの周波数に対応する信号を有する特定周波数帯域信号が生成される。
または、−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓのように各信号点を任意の回数（Ｎ回、Ｎは２以上の整数）繰り返した交番信号を用いることもできる。この場合には、周波数間隔Ｆｔ／Ｎにピークを持つ特定周波数帯域信号が生成される。また、複数の繰り返し回数に対応する信号を混合したり、畳み込んだりすることで、４つ以上の周波数帯域にピークを持つ特定周波数帯域信号を生成できる。
また、交番信号を使用すると特定周波数帯域に電力が集中するため、信号が光ファイバを伝搬してゆく過程において、特定周波数に集中した電力が大きくなりすぎ、非線形効果により光ファイバや通信品質に悪影響を与える可能性がある。そのような問題に対しては、例えば−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓの繰り返し信号の中に、この繰り返し信号に対して−ＳおよびＳが逆順となるＳ，−Ｓ，Ｓ，−Ｓを混ぜることで、特定周波数帯域の電力を他の周波数帯域に分散することができる。
または、特定周波数帯域信号発生回路１０１は、複数の周期の特定周波数帯域信号およびそれらの位相を反転させた特定周波数帯域信号を生成し、それらを合成または乗算して複合特定周波数帯域信号を生成することができる。
図２に２８Ｇｂａｕｄの送信信号より、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）の交番信号を生成した場合における特定周波数帯域信号のスペクトラムを示す。同図によれば、１４ＧＨｚの高周波側と−１４ＧＨｚの低周波側に、２８ＧＨｚ間隔の信号が形成されていることが確認できる。周波数領域においてマイナスで表示されている信号は、２８〜５６ＧＨｚの範囲内にある電気信号に対応する信号の折り返し成分であるが、この電気信号が光信号にアップコンバートされると、キャリア周波数よりマイナスの領域に変換されるため、このように表記している。
図３に２８ＧｂａｕｄのＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）からなる交番信号に、８回繰り返し（Ｎ＝８）の交番信号を乗算して生成した特定周波数帯域信号のスペクトラムを表す。このように制御すると、特定周波数帯域信号は、（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）， （−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ）の繰り返しとなり、占有する特定周波数帯域の数を増やした特定周波数帯域信号を生成することができる。
このように特定周波数帯域信号発生回路１０１により生成された特定周波数帯域信号は、信号合成回路１０２に入力される。入力された特定周波数帯域信号は、信号合成回路１０２により、送信信号生成回路１０４から入力された送信信号の中の特定位置に挿入される。信号合成回路１０２により合成された信号は、電気光変換回路１０３により光信号として送信される。
次に、本実施形態による第二の光信号送信装置を説明する。
図４に本実施形態における第二の光信号送信装置が備える信号生成回路としての特定周波数帯域信号発生装置の構成例を示す。本実施形態による特定周波数帯域信号発生装置は、光もしくは電気領域のアナログ信号を２つ以上の異なる周波数帯域上において重ね、光信号を２つ以上の異なる周波数チャネルで送信する。同図において、２０１は特定周波数帯域信号発生回路、２０２−１〜２０２−Ｌ（Ｌは２以上の整数）は信号合成回路、２０３は電気光変換周波数多重回路、２０４は送信信号生成回路である。
特定周波数帯域信号発生回路２０１は、第一の光信号送信装置の特定周波数帯域信号発生回路１０１と同様に、光信号にアップコンバートした際に、特定の２つ以上の周波数帯域に信号を有する信号系列を特定周波数帯域信号として生成する。この生成された特定周波数帯域信号は、信号合成回路２０２−１〜２０２−Ｌに入力される。信号合成回路２０２−１〜２０２−Ｌ（以下、総称して信号合成回路２０２と記載）は、入力された特定周波数帯域信号を、送信信号生成回路２０４から入力された送信信号系列に挿入し、得られたＬ個の電気信号を電気光変換周波数多重回路２０３に入力する。電気光変換周波数多重回路２０３は、入力されたＬ個の電気信号を異なる周波数帯にアップコンバートし、アップコンバートされた電気信号を多重し、多重された電気信号を電気光変換して光信号を出力する。あるいは、電気光変換周波数多重回路２０３は、入力されたＬ個の電気信号を電気光変換する際に、これら電気信号を異なる周波数帯域の光信号にアップコンバートする。あるいは、電気光変換周波数多重回路２０３は、入力されたＬ個の電気信号を光信号に変換し、変換された光信号が異なる周波数帯域の光信号となるように光の周波数変換を行い、周波数変換が施された光信号を多重し、多重された光信号を出力する。このようにして動作することで、電気光変換周波数多重回路２０３から出力される信号に特定周波数帯域信号を含めることができる。
なお、電気光変換周波数多重回路２０３は、入力されたＬ個の電気信号を任意の周波数間隔で配置できるが、電気信号のBaud rateと同じ周波数間隔でこれらの電気信号を配置することで直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ: Orthogonal Frequency Division Multiplexing）による送信を行うこともできる。
また、異なる周波数チャネルで送信した２つの特定周波数帯域信号がオーバーラップする周波数領域において、少なくとも１つ以上の周波数成分が一致するように２つの特定周波数帯域信号を合成することで、この周波数領域の信号が打ち消しあったり、特定の電力を持つ信号を生成したりすることができる。Ｌ＝２の場合において、繰り返し回数１回の交番信号による送信を行う場合のスペクトラム図を図５Ａおよび図５Ｂに示す。ここで、信号合成回路２０２の数は２であり（Ｌ＝２）、送信信号のBaud rateは１４Ｇｂａｕｄとし、周波数チャネルの間隔も同様に１４Ｇｂａｕｄに設定した。２つの信号合成回路２０２−１および２０２−２へ出力する交番信号のうち、低い周波数チャネルに対応する信号合成回路２０２へ交番信号を９０度シフトさせて入力した場合と、低い周波数チャネルに対応する信号合成回路２０２へ交番信号を−９０度シフトして入力した場合の例を示す。交番信号を９０度シフトさせた場合、高い周波数チャネルに対応する交番信号が（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）の繰り返しとなるのに対し、低い周波数チャネルに対応する交番信号は（−Ｓ，Ｓ），（Ｓ，−Ｓ）の繰り返しとなる。（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）の繰り返しでは、周波数領域でUpper sideに形成される信号をＳｆと表すと、Lower sideで形成される信号はｊ×Ｓｆと表せる。これに対し９０度シフト交番信号の場合は、Upper sideで形成される信号はｊ×Ｓｆとなり、Lower sideで形成される信号はーＳｆとなる。このため、高い周波数チャネルのLower sideの信号と、低い周波数チャネルのUpper sideの信号が光経路上の周波数Ｆ０で重なるように制御すれば、交番信号の電力が同相で重なり、電力を強める。この結果が図５Ａである。また、−９０度シフトした交番信号、（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ）の信号系列を用いると、Upper sideで形成される信号は−j×Ｓｆとなり、Lower sideで形成される信号はＳｆとなる。このため、高い周波数チャネルのLower sideの信号と、低い周波数チャネルのUpper sideの信号が光経路上の周波数Ｆ０で重なるように制御すれば、これらの信号が逆相で重なるため、互いに打ち消すことができる（図５Ｂ）。図５Ｂに示されるように、周波数Ｆ０の信号は打ち消しあって消えており、ＯＦＤＭ方式で送信する場合においても、図２と同様のスペクトラムが得られることが分かる。
ここで、図２と同様のスペクトラムを得るための信号合成回路２０２の数は任意に設定することができる。Ｌを２より大きく設定する場合には、隣り合う周波数チャネルにおいて、重なりあう信号が打ち消しあうように設定すればよい。交番信号を用いた通信において、最も周波数の高い周波数チャネルのUpper sideの信号と最も周波数が低い周波数チャネルのLower sideの信号以外の周波数成分を低減するためには、送信するＯＦＤＭ周波数チャネルの１つ下の周波数チャネルにおいて、−９０度シフトした交番信号を用いるように、信号合成回路２０２に信号を入力すればよい。Upper sideとLower sideに形成される信号の表を以下に示す。
また、電気光変換周波数多重回路２０３は、入力された複数の電気信号を異なる周波数帯域で多重する際に、打ち消しあうように設定された信号がある場合には、打ち消しあう周波数帯域の信号を分岐して電力を推定したり、入力された信号の電力および位相を推定したりすることで、打ち消しあったあとの信号の電力が予め定められた値より低くなるように調整することもできる。
また、特定周波数帯域信号は、用いる特定周波数信号利用光信号同期システムにおいて想定される波長分散による時間広がりより長く設定することで、受信側の信号処理の負荷を軽くすることができる。
また、特定周波数帯域信号発生装置は、偏波多重による送信においても用いることができる。この場合には、２つの偏波に同じ特定周波数帯域信号を挿入したり、２つの偏波に位相を回転させた特定周波数帯域信号を挿入したり、片偏波のみに信号を挿入し、もう一方の偏波には無信号となるようにしたり、異なる特定周波数帯域信号をそれぞれの偏波で用いたり、これらの４つの方法を複数組み合わせて特定周波数帯域信号を挿入したりすることができる。２つの偏波面に同じ特定周波数帯域信号を入れるのは、クロックずれ、周波数ずれ、波長分散への推定精度を高くするためである。これに対して、２つの偏波面に異なる特定周波数帯域信号を入れるのは、特定周波数帯域信号が等化係数の演算に用いられた際に、ミスキャプチャなどを生じないためである。
また、特定周波数帯域信号発生装置は、挿入するタイミングごとに異なる特定周波数帯域信号を挿入することもできる。また、特定周波数帯域信号発生装置は、２つの偏波に対し、異なるルールで特定周波数帯域信号を挿入することもできる。たとえば、一方の偏波には共通の特定周波数帯域信号を挿入し、もう一方の偏波面に毎回異なる特定周波数帯域信号を挿入するようにできる。毎回異なる特定周波数帯域信号としては、一回ごとに位相を−９０度、９０度、または１８０度回転させた特定周波数帯域信号を挿入できる。
ただし、図３のように複数の交番信号を乗算した場合には、上記の関係は成り立たない。重なり合う信号が打ち消しあったり、強めあったりする条件を得るためには、信号合成回路２０２の出力信号に対して９０度より精度の高い位相回転を与えればよい。たとえば、位相回転させるためのアナログ素子を各周波数チャネルに対応した信号合成回路２０２の後段に加えることができる。
このように制御することで、周波数領域で信号を多重した場合においても、光信号受信装置は同じ装置構成で後述する信号位置、周波数ずれ、クロックずれ、波長分散量について推定することができる。
また、特定周波数信号利用光信号同期システムにおいて、光信号送信装置および光信号受信装置間の同期を行うイニシャルモードと、データモードの切り替えを行うようにしてもよい。通信を行う場合には、イニシャルモードで特定周波数帯域信号を用い、データモードで特定周波数帯域信号を用いないか、もしくは、イニシャルモードとデータモードの間で特定周波数帯域信号の種類を切り替えることで、光信号受信装置に送信モードの通知を行うこともできる。
図６は、本実施形態による第一の光信号受信装置が備える信号受信回路としての特定周波数帯域信号受信装置の構成例を示す。この光信号受信装置は、上述した図１に示す第一の光信号送信装置または図４に示す第二の光信号送信装置により送信された信号を受信する。同図において、６０１は光電気変換回路、６０２はアナログ・デジタル変換回路、６０３は離散フーリエ変換回路、６０４は特定周波数帯域信号検出回路、６０５は受信信号特性推定回路を示す。
光電気変換回路６０１は、入力された光信号を電気領域の信号に変換する。アナログ・デジタル変換回路６０２は、この電気領域の信号をデジタル信号に変換する。離散フーリエ変換回路６０３は、アナログ・デジタル変換回路６０２から入力されたデジタル信号に、Ｎｓサンプル間隔でＮｆポイントの離散フーリエ変換を行う。離散フーリエ変換によって周波数領域に変換されたデジタル信号は、特定周波数帯域信号検出回路６０４に入力される。特定周波数帯域信号検出回路６０４は特定周波数帯域信号の位置を検出する。特定周波数帯域の位置が検出された場合、周波数領域のデジタル信号は受信信号特性推定回路６０５に入力され、周波数ずれ、クロックずれ、タイミングずれ、および波長分散量のうち、１つ以上の情報が推定される。
ここで、光信号送信装置が、１回繰り返しの交番信号を用いて、図２で表すことができるスペクトラムで特定周波数帯域信号を送信し、光信号受信装置がこの特定周波数帯域信号を受信した場合を例にとり、特定周波数帯域信号検出回路６０４と受信信号特性推定回路６０５の機能を説明する。特定周波数帯域信号以外の時間領域で送信される送信信号系列として、ＰＮ（擬似雑音）系列や、ランダム信号で構成されるＱＰＳＫ信号を用いることとし、２８Ｇｂａｕｄで偏波多重により送信信号系列を送信することとする。なお、特定周波数帯域信号は１０２４シンボルの信号を用いた。また、特定周波数帯域信号検出回路６０４は、離散フーリエ変換回路６０３からの信号を入力することとする。ここでは、５６ＧＳ／ｓのアナログ・デジタル変換回路６０２で受信を行う（受信サンプリングレートＦｒ＝５６Ｇ）。
そして、波長分散量１０４００ｐｓ／ｎｍの波長分散と分散量１０ｐｓの偏波モード分散を与える光経路を想定し、ＳＮＲ（Signal to Noise ratio）が１０ｄＢとなるように雑音を付加した。まず、受信信号のうち特定周波数帯域信号を検出することを考える。
このとき、離散フーリエ変換回路６０３により、フーリエ変換が行われ、フーリエ変換された信号が特定周波数帯域信号検出回路６０４に出力される。ここで、離散フーリエ変換のポイント数Ｎｆを１０２４とし、１０２４の受信信号ごとに離散フーリエ変換を行うこととする（Ｎｓ＝１０２４）。このＮｓを小さく設定するほど、信号位置の検出精度は上がり、演算負荷が大きくなる。特定周波数帯域信号は、図２や、図３に示されるように、ある特定の２つ以上の周波数に電力を持つ信号であり、この特徴はどんなに大きな波長分散の影響を受けても変化しない。この特徴を利用し、特定周波数帯域信号検出回路６０４は、特定周波数帯域の電力、もしくは、特定周波数帯域以外の周波数帯域の受信信号電力、もしくは、これらの信号電力の比がある一定値を超えた場合に、特定周波数帯域信号が検出されたものとして判定を行う。ただし、特定周波数帯域の電力を選択する場合には、光信号受信装置に想定される周波数ずれとクロックずれを考慮し、選択範囲を広く設定する必要がある。
離散フーリエ変換された信号をｒ１，ｒ２，…，ｒｋ，…，ｒＮｆとして表す。ここで、ｋは離散フーリエ変換における通し番号であり、ｒｋは（ｋ−１）Ｆｓ／Ｎｆ−Ｆｓ／２の周波数に対応する。なお、Ｆｓはサンプリングレートである。特定周波数帯域信号を受信した場合のｒｋと、特定周波数帯域信号が受信されない場合のｒｋをそれぞれ図７Ａおよび図７Ｂに示す。図７Ａにおいて、特定周波数帯域信号に対応する受信信号には２つの周波数に電力のピークがあり、他の周波数の信号の電力は著しく小さくなっている。これに対し、図７Ｂに示されるように、特定周波数帯域信号以外の信号として送信されたランダムに生成されたＱＰＳＫ信号では、このようなピーク信号は確認できない。この特徴の違いを利用して、特定周波数帯域信号を検出することができる。
特定周波数帯域信号の領域の電力は、以下の（式１）のように得ることができる。
Ｋは特定周波数帯域信号の周波数ピークの数であり、ｎｆ（ｓ）はｓ番目の特定周波数帯域信号のピークに対応する周波数の通し番号である。（式１）で、ｓに関する総和をとらずに任意の特定周波数帯域のピーク位置のみを選択することもできるし、ｒｋの絶対値の２乗の和を用いずにｒｋの絶対値の和を用いることもできるし、送信時のスペクトラムの電力の差から求めた重み係数を｜ｒｋ｜２に乗算することもできる。ｎｄは考慮するべき周波数ずれ量に対応して決定することができる。周波数ずれをΔｆまで許容して特定周波数帯域信号を検出するためには、ｎｄ＞ＮｆΔｆ／Ｆｓとなるようにｎｄを設定する。また、周波数ずれの補償を行いながら、Ｐｓを求めることが可能であり、この場合に、ｎｄを徐々に小さい値に変更することもできる。
また、以下の（式２）を用いて、特定周波数帯域信号以外の周波数帯域の信号を得ることもできる。
Ｃｓは特定周波数帯域ｎｆ（ｓ）の前後ｎｄの区間に含まれる離散フーリエ変換後の周波数領域における全ての通し番号である。また、Ｃｓの範囲を広げることにより、Ｐｎの信号電力が他の信号に影響を受けないように設定することもできる。例えば、Ｃｓの考慮区間を特定周波数帯域ｎｆ（ｓ）の前後ｎｄの区間のＤ倍（Ｄ＞１）に設定したり、周波数０の成分など、Ｐｎの精度を下げる要因となる周波数帯域に対応する通し番号をＣｓに追加したりすることで、それらの劣化要因を除外することもできる。
また、信号位置の検出方法として、（式１）と（式２）の比、Ｐｓ／Ｐｎを用いることもできる。図８は実際に、波長分散量１０４００ｐｓ／ｎｍの波長分散と分散量５ｐｓの偏波モード分散を受けた受信信号に１０２４ポイント（Ｎｓ＝１０２４）の離散フーリエ変換を行い、Ｐｓ、Ｐｎ、Ｐｓ／Ｐｎを算出し、これらを同じ縦軸で表示できるように規格化してプロットしたものである。Ｐｓ、Ｐｎ、Ｐｓ／Ｐｎのそれぞれについて特定周波数帯域信号の位置を検出していることが確認できる。
このように、特定周波数帯域信号の位置が確認されると、受信信号特性推定回路６０５において、周波数ずれとクロックずれを検出する。
まず、クロックずれの検定方法を示す。特定周波数帯域信号を離散フーリエ変換して得られる信号において、周波数領域における受信信号の極大となる周波数間隔ΔＦｃ’を算出する。ｒｋとｒｌにおいて極大値が測定されたとするとΔＦｃ’は｜ｋ−ｌ｜×Ｆｒ／Ｎｆと表すことができる。このΔＦｃ’が、送信時において用いた特定周波数帯域の周波数間隔ΔＦｃと異なる場合には、光信号送信装置および光信号受信装置間でクロックがずれており、アナログ・デジタル変換回路６０２の動作速度を調整する必要がある。よって、光信号受信装置でΔＦｃをメモリ（図示省略）に保持し、ΔＦｃとΔＦｃ’との間の比較を行い、比較により得られた結果に基づいてアナログ・デジタル変換回路６０２の動作速度を調整することでクロックずれを補償できる。この場合、光信号受信装置のアナログ・デジタル変換回路６０２は、(ΔＦｃ−ΔＦｃ’）［Ｈｚ］だけ動作速度が遅いので、この周波数分だけ動作速度を調整し、光信号送信装置および光信号受信装置間のクロックずれの値を小さくしていくことができる。
または、特定周波数帯域信号の長さ、もしくは特定周波数帯域の挿入間隔を用いて、クロックずれを補償することができる。特定周波数帯域信号の長さ、もしくは特定周波数帯域信号の間隔がΔｔｃであると仮定し、光信号受信装置で推定した特定周波数帯域信号の長さ、もしくは特定周波数帯域信号の間隔がΔｔｃ’であったとする。この場合、（Δｔｃ−Δｔｃ’）／Δｔｃの比率だけアナログ・デジタル変換回路６０２の動作速度が速いので、その動作速度をＦｓ×Δｔｃ／（Δｔｃ−Δｔｃ’）となるように調整することでクロックずれが補償できる。
次に、周波数ずれの推定方法を示す。
特定周波数帯域信号を離散フーリエ変換して得られる信号において、周波数領域における受信信号の極大となる周波数位置を算出する。ｒｋとｒｌにおいて、極大値が測定されたとすると、周波数ずれがない場合に極大値が含まれているはずの離散フーリエ変換後の通し番号ｎ（１）とｎ（２）とのずれを算出する。ここで、図７Ａの結果を用いると、ｒ２５９とｒ７７１において極大値が確認できる。光信号送信装置において、２８Ｇｂａｕｄの交番信号を用いている場合には、ｒ２５７とｒ７６９において受信信号電力が極大になるはずである。このためΔｎｆ＝２に相当する分だけ周波数がシフトしていることが分かる。すなわち、Δｎｆ×Ｆｓ／Ｎｆだけ周波数がずれているので、２×５６Ｇ／１０２４＝１０９ＭＨｚだけ周波数がずれていることが分かる。よって、受信信号の周波数が−１０９ＭＨｚずれる補正処理をすることで受信信号を補償できる。
また、特定周波数帯域信号を含む受信信号と、特定周波数帯域信号の複素共役との乗算を行い、得られた信号系列と、この信号系列に１シンボルの遅延を与えた信号の複素共役とを乗算し、得られた信号をＭシンボル（Ｍは２以上の整数）ごとに平均化することで、各シンボルにおける平均位相回転量を推定し、推定された平均位相回転量の位相回転と逆特性の位相回転を受信信号系列に与えることで、周波数ずれを補償することもできる。
ただし、周波数ずれが予め何らかの他の手段で既知である場合はその値を外部から入力して用いることもできる。
また、波長分散量の推定方法および信号位置の詳細推定の方法を示す。
特定周波数帯域信号が挿入された位置については、図８の方法により検出できる。特定周波数帯域信号位置の開始点、終了点、もしくは全体に対し、フーリエ変換、もしくは畳み込み演算を行う。
まず、フーリエ変換による方法を示す。図８の方法では、ＮｓサンプルごとにＮｆポイントの離散フーリエ変換を行うが、ここでは、Ｎｓｓサンプル間隔でＮｆｆポイントのフーリエ変換を行う。ＮｆとＮｆｆは異なる値にすることもできるが、ＮｆとＮｆｆを同じ値にすることで、装置の回路構成を簡易化できる。Ｎｓｓは小さく設定するほど、波長分散および信号位置の推定精度が向上する。まず、高い周波数帯域に存在する特定周波数帯域信号のピークに対応する周波数の通し番号をｎｕｐとし、低い周波数帯域に存在する特定周波数帯域信号のピークに対応する周波数の通し番号をｎｌｗと定義する。
高い周波数帯域に対応する信号の電力Ｐｕｐと、低い周波数帯域に対応する信号電力Ｐｌｗは以下の（式３）で表すことができる。
ｎｄｄは周波数ずれの残留値に対応する幅を与えることができるが、あらかじめ周波数ずれとクロックずれを前述の方法で推定してこれらのずれを補償することで、ｎｄｄをｎｄより小さくすることができ、もしくはｎｄｄを０とすることもできる。受信信号において特定周波数帯域信号が検出された位置の最後のサンプルの前後３０００サンプルに対し、１サンプルごと（Ｎｓｓ＝１）に１０２４ポイントの離散フーリエ変換を行い、ＰｕｐとＰｌｗを算出した結果を図９に示す。図９から、信号電力がそれぞれ減少していくのが確認できる。ここで、ＰｌｗよりＰｕｐの方が早く消失する。これは、波長分散量が正であるため、高い周波数に対応する信号が波長分散の影響により早く到来するためである。よって、図９の特徴から、到来時間差Δｔ［ｐｓ］を推定すると、以下の（式４）のように、波長分散量Ｄｃ［ｐｓ／ｎｍ］が推定できる。
ここで、ｃは光速［ｎｍ／ｓ］、λは光の波長［ｎｍ］、ΔＦ［Ｈｚ］は考慮する２つの特定周波数帯域信号のピーク位置の周波数差である。このように推定したＤｃにより、波長分散の影響を補償することができる。Ｄｃを用いた波長分散の補償係数は、電気領域における周波数ｆに対する位相回転として以下の（式５）で与えることができる。これは、例えば、（参考文献１）Govind P. Agrawal, “Nonlinear fiber optics,” Academic press, pp. 63-65およびpp. 76-77, 2006に記載されている。
例えば、上記波長分散の検定のために離散フーリエ変換を行った受信信号に、（式５）で得られる係数を乗算し、波長分散を補償した上で時間領域に変換することもできる。この際の信号処理は、周波数領域の等化技術であるオーバラップセーブ（overlap-save）法やオーバラップアド（overlap-add）法を用いることができる。これは、例えば、（参考文献２）J. J. Shynk, “Frequency-domain and multirate adaptive filtering”, Signal Processing Magazine, IEEE, vol 9, issue 1, pp. 15-37, Jan. 1992.に記載されている。
Δｔの算出方法について、いくつか例を示す。図１０は図９においてＰｕｐとＰｌｗのそれぞれの最大値Ｐｕｐｍａｘ、Ｐｌｗｍａｘと最小値Ｐｕｐｍｉｎ、Ｐｌｗｍｉｎを用いて時間変動を規格化したものである。具体的には規格化後のＰｕｐ’は（Ｐｕｐ−（Ｐｕｐｍａｘ−Ｐｕｐｍｉｎ）／２）／（Ｐｕｐｍａｘ−Ｐｕｐｍｉｎ）として得られ、規格化後のＰｌｗ’は（Ｐｌｗ−（Ｐｌｗｍａｘ−Ｐｌｗｍｉｎ)／２）／（Ｐｌｗｍａｘ−Ｐｌｗｍｉｎ）として得られる。ここで、たとえば−０．４以上０．４以下となるＰｕｐ’とＰｌｗ’に対して、重心位置を演算し、それらの間の時間差を算出することができる。重心位置は、−０．４以上０．４以下の条件を満たすＰｕｐもしくはＰｌｗに対し、ｔｕｐ＝Σ(ｔＰｕｐ)／Σ(Ｐｕｐ)、ｔｌｗ＝Σ(ｔＰｌｗ)／Σ(Ｐｌｗ)としてそれぞれ得られ、ｔｕｐとｔｌｗの間の時間差をΔｔとすることができる。
または、ＰｕｐとＰｌｗの値が最小値になった時間の差をとって、Δｔとすることができる。たとえば、次のような処理を行うことで、ＰｕｐとＰｌｗの値が最小値になった時間を算出できる。図９におけるＰｕｐとＰｌｗの減少時の傾きは、フーリエ変換のポイント数Ｎｆｆで決定されているので、これらの１／２の傾きを持つ任意の直線を求め、求められた直線を図１０に示された２つのグラフから減算すればよい。得られたグラフが図１１であり、ＰｕｐとＰｌｗの値が最小値となる時間ｔｕｐとｔｌｗの差がΔｔであることがわかる。
図１１を参照すると、ＰｕｐとＰｌｗの値が最小値となる時間位置の受信サンプルタイミングでの差は、１３９となっており、５６ＧＳ／ｓのアナログ・デジタル変換回路で受信を行っているため、Δｔ＝１３９／（５６×１０９）＝２．４８ｎｓｅｃが得られる。よって、（式４）を用いて波長分散量を算出すると、Ｄｃ＝１１０６９ｐｓ／ｎｍとなり、実際の波長分散量１０４００ｐｓ／ｎｍより６６９ｐｓ／ｎｍのずれはあるものの、波長分散量を推定可能であることがわかる。
また、ここで、ＰｕｐとＰｌｗの値が最小値となるｔｕｐとｔｌｗの中間点が、特定周波数帯域信号の区間の終了時間であり、信号位置検出の詳細推定として用いることもできる。
また、Δｔの算出には、特定周波数帯域信号の組み合わせを複数組用いてもよい。たとえば、図３においては８つの周波数のピークが確認できるので、任意に選択した複数の周波数間隔ΔＦのそれぞれに対して、（式４）により波長分散を推定することができる。したがって、得られた波長分散の推定値を平均化することによって、波長分散の推定精度を向上できる。さらに、偏波モード分散に起因したフェージングにより特定の周波数が減衰して特定周波数帯域の検出精度が低下することを防ぐことができる。
また、特定周波数帯域信号の占有する周波数領域の信号レベルが小さくなるように、特定周波数帯域信号の後に続く区間に挿入される信号系列を設定することで、信号位置の検出精度やΔｔの推定精度を向上することができる。
または、図９におけるＰｕｐとＰｌｗの減少時の傾きは、フーリエ変換のポイント数Ｎｆｆで決定されているので、規格化された電力間の差が波長分散に対応する。
また、上記図９及び図１０は、特定周波数帯域信号位置を検出後、特定周波数帯域信号の開始点もしくは終了点においてフーリエ変換を行う頻度を高くする（Ｎｓ＞Ｎｓｓ）ようにした場合について、ＰｕｐとＰｌｗの時間変動、および、Ｐｕｐ’とＰｌｗ’の時間変動を示している。これに対して、フーリエ変換の頻度を上昇させることなく、波長分散の推定、クロックずれの推定、および信号位置の検出を行うこともできる（Ｎｓ＝Ｎｓｓ）。このように、データの復号もしくは波長分散の補償のために用いる離散フーリエ変換の間隔を同様にＮｓとすることで、離散フーリエ変換を共用でき、光信号受信装置の回路構成を簡易化することが可能となる。
具体的な信号処理について説明する。図８で示されるように、Ｎｓサンプル間隔でフーリエ変換された信号に演算を行った結果を参照すると、Ｐｓ／Ｐｎのピーク値を出力したフーリエ変換結果においてＰｕｐとＰｌｗを算出した結果をＰｕｐ，ｍａｘとＰｌｗ，ｍａｘ、Ｐｓ／Ｐｎがピーク値の１／Ｅ以下になった時のＰｕｐとＰｌｗを算出した結果をＰｕｐ，ＥとＰｌｗ，Ｅ、Ｐｓ／Ｐｎが下がりきった時のＰｕｐとＰｌｗを算出した結果をＰｕｐ，ｍｉｎとＰｌｗ，ｍｉｎとそれぞれ定義する。ここで、Ｅは１より大きい定数であり、任意に設定できる。
ここで、規格化信号のＰｕｐ，ｎとＰｌｗ，ｎを次のように定義する。
Ｐｕｐ，ｎ＝（Ｐｕｐ，Ｅ−（Ｐｕｐ，ｍａｘ−Ｐｕｐ，ｍｉｎ）／２）／（Ｐｕｐ，ｍａｘ−Ｐｕｐ，ｍｉｎ）
Ｐｌｗ，ｎ＝（Ｐｌｗ，Ｅ−（Ｐｌｗ,ｍａｘ−Ｐｌｗ，ｍｉｎ)／２）／（Ｐｌｗ，ｍａｘ−Ｐｌｗ，ｍｉｎ）
これらは、図１０で示した規格化されたＰｕｐ’とＰｌｗ’のグラフにおいて、Ｐｕｐ’とＰｌｗ’が減少している部分の途中の１点に対応する。つまり、Ｐｕｐ，ｎ−Ｐｌｗ，ｎの値が波長分散量に対応する。二つの周波数に対応する信号の受信サンプルの差は、Ｎｆ×（Ｐｕｐ，ｎ−Ｐｌｗ，ｎ）と表すことができる。この結果から、二つの周波数成分の到来時間差Δｔを算出し、（式４）より波長分散量が推定できる。
さらに、Ｐｕｐ，ｎとＰｌｗ，ｎの値を用いて、光信号送信装置と光信号受信装置の間のクロックずれの精推定と、信号位置の検出を行う方法を示す。光信号受信装置において、特定周波数帯域信号の繰り返し周期を予め設定しておけば、一定間隔で、Ｐｕｐ，ｎとＰｌｗ，ｎを得ることができる。クロックが光信号送信装置および光信号受信装置間で完璧に一致していれば、このＰｕｐ，ｎとＰｌｗ，ｎは常に同じ値を出力する。図１０に示されたグラフに関して言えば、Ｐｕｐ’とＰｌｗ’が減少している部分の同じ位置の結果を毎回出力する。しかし、クロックずれが生じると、Ｐｕｐ，ｎおよびＰｌｗ，ｎの値が増加、あるいは減少する。これらの値が増加する場合、光信号受信装置のクロックは光信号送信装置のクロックより速いため、光信号受信装置のクロックを遅くするようにアナログ・デジタル変換回路６０２にフィードバックを行う。一方、これらの値が減少する場合、逆に光信号受信装置のクロックが光信号送信装置のクロックより遅いため、光信号受信装置のクロックを早くするようにアナログ・デジタル変換回路６０２にフィードバックを行う。信号位置の同期を行うためには、Ｐｕｐ，ｎ＋Ｐｌｗ，ｎとある任意の値Ｐ０との誤差が一定値以下になるように、フーリエ変換を行う位置を変更する制御を行えばよい。このように制御を行うと、一定の繰り返し周期で受信される特定周波数帯域信号を用いて、タイミング同期、クロック同期、およびＣＤ（波長分散）の補償を行うことができる。また、Ｐ０を任意に設定することで、離散フーリエ変換の位置を任意に設定可能である。例えば、Ｐ０＝０とすれば、この位置のフーリエ変換では、特定周波数帯域信号と、その後ろに続く信号がちょうど半分ずつ含まれていることになる。したがって、後ろに続く信号の処理はこのフーリエ変換ブロックの中心から開始すればよい。
Ｐｕｐ，ｎ、Ｐｌｗ，ｎ、および、Ｐｕｐ，ｎ−Ｐｌｗ，ｎは必ずしも１回のフーリエ変換の結果から得る必要はない。例えば、一定の周期で繰り返される特定周波数帯域信号位置から得られた複数の結果を平均化することで、推定精度を向上することができる。
ここで、Ｐｕｐ，ｎおよびＰｌｗ，ｎは特定周波数帯域信号の終了位置付近での例を用いて示したが、特定周波数帯域信号の開始位置付近で同様にＰｕｐ，ｎとＰｌｗ，ｎを評価してもよい。この場合、図１０は右上がりのグラフとなる。または、特定周波数帯域信号の開始位置付近と終了位置付近のそれぞれの結果を用いて、推定精度を向上することもできる。
また、特定周波数信号利用光信号同期システムにおいて、光信号送信装置および光信号受信装置間の同期を行うイニシャルモードと、データモードの切り替えを行うこともできる。そして、通信を行う場合には、光信号受信装置は、想定されたタイミングに特定周波数帯域信号が検出されないか、もしくは、特定周波数帯域信号の種類が切り替わったことを検出した際に、データモードに切り替わったと判断し、復号データの伝送を開始する。または、クロック推定、周波数ずれ推定、波長分散推定、および復号結果の少なくとも一つ以上の情報が基準値を満たした場合に、外部に復号準備が完了したことを通知する機能を有することもできる。
また、図１２は本実施形態による光信号同期確立方法のフローを構成するステップを示した図である。
まず、光信号送信装置の特定周波数帯域信号発生回路１０１（または特定周波数帯域信号発生回路２０１）において、特定周波数帯域信号を生成する（ステップＳ０１）。次に、信号合成回路１０２（または信号合成回路２０２）において、特定周波数帯域信号を送信信号系列に挿入する（ステップＳ０２）。特定周波数帯域信号を含む送信信号系列は、電気光変換回路１０３（または電気光変換周波数多重回路２０３）において、光信号に変換され（ステップＳ０３）、この光信号は、光の伝搬路を介して、光信号受信装置に到来する。
光信号受信装置では、光電気変換回路６０１において、光信号を電気信号に変換する（ステップＳ０４）。次に、アナログ・デジタル変換回路６０２において、変換された電気信号であるアナログ信号をデジタル信号に変換した後（ステップＳ０５）、離散フーリエ変換回路６０３において、離散フーリエ変換を一定周期で演算する（ステップＳ０６）。特定周波数帯域信号検出回路６０４において、離散フーリエ変換によって周波数領域に変換された信号から、信号位置を検出する（ステップＳ０７）。次に、受信信号特性推定回路６０５において、クロックずれ、周波数ずれ、および波長分散量の推定が行われる（ステップＳ０８）。光信号受信装置は、ここで推定されたクロックずれ、周波数ずれ、および波長分散の影響について信号系列の補償を行う。光信号受信装置は、補償された信号系列に対し、ステップＳ０６からステップＳ０８の処理を繰り返すことで推定精度を向上させることもできる。
また、図１３は本実施形態による光信号同期確立方法において、特定周波数帯域信号を検出する離散フーリエ変換の間隔と、波長分散を推定する離散フーリエ変換の間隔Ｎｓｓを共通にした場合について、離散フーリエ変換以降のステップを示した図である。
光信号受信装置の離散フーリエ変換回路６０３において、離散フーリエ変換を一定周期Ｎｓで演算する（ステップＳ１０）。特定周波数帯域信号検出回路６０４において、周波数領域に変換された信号から信号位置を検出する（ステップＳ１１）。受信信号特性推定回路６０５において、周波数領域における信号電力のピークの位置からクロックずれおよび周波数ずれの推定が行われる（ステップＳ１２）。受信信号特性推定回路６０５により、検出された信号位置に基づいて、Ｐｕｐ，ｍａｘ、Ｐｌｗ，ｍａｘ、Ｐｕｐ，Ｅ、Ｐｌｗ，Ｅ、Ｐｕｐ，ｍｉｎ、およびＰｌｗ，ｍｉｎが推定される(ステップＳ１３)。受信信号特性推定回路６０５により、さらに、これらの値から、Ｐｕｐ，ｎ、Ｐｌｗ，ｎ、および、Ｐｕｐ，ｎ−Ｐｌｗ，ｎが算出され、波長分散、クロックずれ、およびタイミングについて精推定を行う（ステップＳ１４）。光信号受信装置は、ここで推定されたクロックずれ、周波数ずれ、および波長分散の影響について信号系列の補償を行い、補償された信号系列に対し、ステップＳ１０からステップＳ１４の処理を繰り返したり、ステップＳ１３およびステップＳ１４においてＰｕｐ，ｍａｘ、Ｐｌｗ，ｍａｘ、Ｐｕｐ，Ｅ、Ｐｌｗ，Ｅ、Ｐｕｐ，ｍｉｎ、Ｐｌｗ，ｍｉｎ、Ｐｕｐ，ｎ、およびＰｌｗ，ｎを平均化したりすることにより、推定精度を向上することができる。
続いて、本実施形態による第二の光信号受信装置を説明する。第二の光信号受信装置では、離散フーリエ変換長を考慮して特定周波数信号の電力を検出した上で、受信信号の特性を推定し、より精度の高い補償を実現する。
図１４は、本実施形態における第二の光信号受信装置が備える信号受信回路としての特定周波数帯域信号受信装置の構成例を示す。８０１は光電気変換回路、８０２はアナログ・デジタル変換回路、８０３は離散フーリエ変換回路、８０４は特定周波数帯域信号検出回路、８０５は特定周波数帯域信号電力記憶回路、８０６は受信信号特性推定回路を示す。
光電気変換回路８０１は、入力された光信号を電気領域の信号に変換する。アナログ・デジタル変換回路８０２は、この電気領域の信号をデジタル信号に変換する。離散フーリエ変換回路８０３は、アナログ・デジタル変換回路８０２から入力されたデジタル信号にＮｓサンプル間隔でＮｆポイントの離散フーリエ変換を行う。離散フーリエ変換によって周波数領域に変換されたデジタル信号は、特定周波数帯域信号検出回路８０４に入力され、特定周波数帯域信号の位置が検出される。特定周波数帯域の位置が検出された場合、特定周波数帯域信号検出回路８０４は、周波数領域のデジタル信号の電力値のうち、特定周波数帯域信号成分付近の電力値（後述するＰｐ（ｉ）、Ｐｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）、Ｐｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）のうち少なくとも一部）、または、これらの値から算出される個別の到来時間差、あるいは、これらの値から算出した、個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５に出力し、記憶させる。また、特定周波数帯域信号検出回路８０４は、第一の光信号受信装置と同様に、受信された特定周波数帯域信号の周波数領域におけるピークの位置から、周波数ずれ、クロックずれ、およびタイミングずれを算出することもできる。受信信号特性推定回路８０６は、特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５に記憶された情報から、周波数ずれ、クロックずれ、タイミングずれ、および波長分散量のうち、１つ以上の情報を推定する。
なお、上述したように、装置の不完全性によって特定周波数帯域信号のスペクトラムは多少広がってしまうため、ここでは、特定周波数帯域信号成分「付近」の電力値という表現を用いている。特定周波数帯域信号の近傍に存在する周波数広がりの部分の成分も含めて特定周波数帯域信号成分と見れば、特定周波数帯域信号成分「付近」の電力値を、単に、特定周波数帯域信号成分の電力値と呼ぶことができる。このことは、これ以後の説明における電力値に関連した「付近」の記述についても同様である。
以下に、交番信号の長さと離散フーリエ変換の長さとの関係、及び、これらの関係が取りうる各場合について、特定周波数帯域信号の高い周波数領域と低い周波数領域に対応する信号成分の到来時間差から波長分散量を推定する方法について示す。以下、Ｎｓ＝Ｎｓｓ、Ｎｆ＝Ｎｆｆとして、特定周波数帯域信号の検出のための離散フーリエ変換のポイント数と、波長分散補償用の離散フーリエ変換のポイント数を同一のものとして説明する。
サンプリング周波数Ｆｒで受信した受信信号のうち、光信号送信装置において生成した特定周波数帯域信号の長さに対応する受信サンプル数をＮＫとし、この受信サンプル数ＮＫと離散フーリエ変換に用いる受信信号のサンプル数Ｎｆとの関係を下記の（ケース１）〜（ケース５）の５つに分ける。すなわち、
（ケース１）Ｎｆ＜ＮＫ、
（ケース２）Ｎｆ＝ＮＫ、
（ケース３）ＮＫ＜Ｎｆ＜２ＮＫ、
（ケース４）Ｎｆ＝２ＮＫ、
（ケース５）Ｎｆ＞２ＮＫ
のそれぞれのケースについて交番信号の到来時間の推定方法を説明する。
図１５は、受信した特定周波数帯域信号に対して１受信サンプルずつずらしながら離散フーリエ変換を行ったときに、特定周波数帯域信号に対応した周波数帯域の受信電力の変化を特定周波数帯域信号位置とともに示す。同図によれば、上記５つのケースのそれぞれにおいて、受信電力の上昇および減少範囲に対応する受信サンプル数Ｎｕｄと、受信電力がピークとなり一定値をとる範囲に対応する受信サンプル数Ｎｐが、Ｎｆ及びＮＫを用いて決定できることが確認できる。つまり、
（ケース１）の場合、Ｎｐ＝ＮＫ−Ｎｆ、Ｎｕｄ＝Ｎｆ、
（ケース２）の場合、Ｎｐ＝０、Ｎｕｄ＝Ｎｆ＝ＮＫ、
（ケース３）の場合、Ｎｐ＝２（Ｎｆ−ＮＫ）、Ｎｕｄ＝ＮＫ、
（ケース４）の場合、Ｎｐ＝ＮＫ、Ｎｕｄ＝ＮＫ、
（ケース５）の場合、Ｎｐ＝２ＮＫ、Ｎｕｄ＝ＮＫ
である。
特定周波数帯域信号の到来タイミングを、特定周波数帯域信号の中央部（図１５において縦に２本記載されている二点鎖線の中心）と仮定すると、図１５に示される特定周波数帯域信号位置付近の受信電力からなる台形、もしくは三角形状の受信電力の中心部を求めればよいことになる。中心部を求める具体的な方法としては、複数考えることができる。いくつか例をあげると、受信電力が増加を開始する点から減少を終える点までの電力の重心位置を求めたり、ピークを観測している受信サンプルの中央部としたり、ピークになった点とピークを終える点の中心を中央部としたり、増加及び減少しているラインを中央部で外挿して交点を算出したりすることができる。波長分散量は、高い周波数帯域に対応する信号成分と低い周波数帯域に対応する信号成分に対して上述のように到来タイミングを算出し、その差をΔｔとして得ることで、（式４）から波長分散量を推定できる。
上述のように１受信サンプルごとに離散フーリエ変換を行う場合には、全データを用いて中央部を推定することができる。しかし、実際には、このように高頻度で離散フーリエ変換を行うことは、実装の点からみて演算負荷が大きい。そこで、離散フーリエ変換の間隔をできるだけ大きくとる必要がある。
図１６は、離散フーリエ変換ごとに得られる特定周波数帯域信号の受信電力を示す図である。同図においては、離散フーリエ変換間隔をＮｓとし、特定周波数帯域信号位置以前にある最小値として得られる電力をＰｍ，１（１）、特定周波数信号に対応する受信電力が増加している途中の電力をＰｕ（１）およびＰｕ（２）、ピーク電力を観測している点をＰｐ（１）、減少している途中の電力をＰｄ（１）およびＰｄ（２）、減少後に検出した最小値の電力をＰｍ，２（１）と表記しており、それぞれの受信タイミングをＮｓ、２Ｎｓ、３Ｎｓ、４Ｎｓ、５Ｎｓ、６Ｎｓ、７Ｎｓとした。図１６では、それぞれの電力値を１点もしくは２点ずつ取得した例となっているが、Ｐｍ，１とＰｍ，２は任意の個数、ＰｕとＰｄはそれぞれＮｕｄ／Ｎｓ個、ＰｐはＮｐ／Ｎｓ個取得される。Ｎｕｄ／ＮｓおよびＮｐ／Ｎｓはそれぞれ小数をとりうるが、この場合、小数点以下を切り捨てた整数が用いられる。
まず、図１６で示されるようにＰｕおよびＰｄが２個ずつ、Ｐｐが１つ得られた場合の例において、台形の中心位置、すなわち、特定周波数帯域信号位置（図中の一点鎖線）を求める。ここで、ピーク位置の電力値をＰｐ、特定周波数帯域信号位置手前の最小の電力値をＰＭ１、特定周波数帯域信号位置後の最小の電力値をＰＭ２と定義する。
図１６に示されるように、ピーク位置を観測した点のタイミングから特定周波数帯域信号の信号位置（以下、単に「信号位置」と記載）を推定することはできない。特定周波数帯域信号の信号位置を求めるために重要となるのは、ＰｕおよびＰｄである。よって、離散フーリエ変換は、図１５の（ケース１）のシナリオではＮｆ以下の周期で行い、（ケース２）〜（ケース５）のシナリオでは、ＮＫ以下の周期で行う必要がある。つまり、ＮｆとＮＫのうち小さいほうの値以下の周期で離散フーリエ変換を行う。ＮｆとＮＫのうち小さいほうの値と等しい周期により離散フーリエ変換を行う場合が最も演算負荷が小さい。Ｐｕ（１）＋Ｐｕ（２）とＰｄ（１）+Ｐｄ（２）を比較すると、図１６ではＰｄ（１）+Ｐｄ（２）の方が大きい。これは、Ｐｐの位置（ピーク位置の信号点が複数の場合は、ピーク位置の信号点の平均位置）が特定周波数帯域信号の信号位置より前に存在していることを示している。つまり、特定周波数帯域信号の信号位置Ｔｓ０は、４Ｎｓ＜Ｔｓ０＜５Ｎｓに存在することが分かる。
次に、特定周波数帯域信号検出回路８０４において、特定周波数帯域信号の信号位置を求める方法を示す。図１６から示唆されるように、Ｐｕ（１）＋Ｐｕ（２）＝Ｐｄ（１）+Ｐｄ（２）となる場合を考えると、ピーク位置を受信したタイミングが１つなら、そのタイミングが特定周波数帯域信号の信号位置であり、ピーク位置を受信したタイミングが２つ以上なら、これらピーク位置の平均値が特定周波数帯域信号の信号位置である。信号位置の見つけ方として、増加中と減少中の信号電力の和が等しくなるように（ΣＰｕ（ｉ）＝ΣＰｄ（ｉ））、離散フーリエ変換を行う位置を変更することもできる。測定された信号電力の値から、信号電力の中心位置Ｔ’ｓ０は下記のように求めることができる。
ここで、Ｔｐはピーク位置で観測される信号電力の中心位置（図１６では４Ｎｓ）、Ｎｕｄは受信電力が上昇中または減少中に取得した受信電力の取得数（図１６では２）、ＰｕはＰｕ（ｉ）の平均値、ＰｄはＰｄ（ｉ）の平均値を表す。また、ＰＰ、ＰＭ１、ＰＭ２は、それぞれ、特定信号電力のピーク位置の電力Ｐｐ（ｉ）の平均、ピーク位置前の最小値Ｐｍ，１（ｉ）の平均、ピーク位置後の最小値Ｐｍ，２（ｉ）の平均として得られる。例えば、図１６の例において、Ｐｕ（１）＝２３、Ｐｕ（２）＝５５、Ｐｄ（１）＝６８、Ｐｄ（２）＝３４、Ｐｍ，１（１）＝１１、Ｐｍ，２（１）＝１２、Ｐｐ（１）＝７２、Ｎｕｄ＝２とした場合に（式６）により信号位置を求める。ＰＭ１としてＰｍ，１（１）、ＰＭ２としてＰｍ，２（１）、ＰＰとしてＰｐ（１）を用い、これらを（式６）に代入すると、Ｔ’ｓ０＝４Ｎｓ＋０．１９Ｎｓ＝４．１９Ｎｓと算出できる。
また、（式６）で、ＰＭ１＝ＰＭ２＝ＰＭとして計算を簡易化することもできる。この場合、Ｔ’ｓ０は（式７）により算出される。
ここで、測定ごとの、ＰＭ１、ＰＭ２、Ｐｕ、Ｐｐ、Ｐｄの精度は低いため、平均化により波長分散の推定精度を高めることができる。このため、これらの値として、特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５は、特定周波数帯域信号が到来するごとに、特定周波数帯域信号検出回路８０４により出力されたＰｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）、Ｐｐ（ｉ）、Ｐｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）を記憶しておく。また、受信信号特性推定回路８０６は、ＭＫ回（ＭＫは２以上の整数）受信された特定周波数帯域信号に対応するこれらの値を平均化して用いる。このようにすることで、波長分散の推定精度を向上することができる。
ただし、Ｐｕ（ｉ）およびＰｄ（ｉ）は、特定周波数帯域信号の受信ごとに値がばらつく。このため、Ｐｕ（ｉ）およびＰｄ（ｉ）に代えて、一定値になることが期待できるパラメータを特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５に記憶するようにしても良い。例えば、（式７）における（Ｐｕ−Ｐｄ）を特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５に記憶し、記憶された複数の（Ｐｕ−Ｐｄ）を平均化することもできる。または、必ずしも全ての値を平均化する必要はない。例えば、（式６）もしくは（式７）により、高い周波数帯域で得られる特定周波数帯域信号の到来時間Ｔ’ｓ０，Ｈと、低い周波数帯域で得られる特定周波数帯域信号の到来時間Ｔ’ｓ０，Ｌとから、Δｔ＝Ｔ’ｓ０，Ｌ−Ｔ’ｓ０，Ｈを計算して、得られる個別の到来時間差Δｔを特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５へ記憶することもできる。記憶された値に基づいて、受信信号特性推定回路８０６は、ＰＭ１、ＰＭ２、ＰｐとしてそれぞれＰｍ１（ｉ）、Ｐｍ２（ｉ）、Ｐｐ（ｉ）の平均値を用い、ＭＫセットのＰｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）からＴ’ｓ０，ＨとＴ’ｓ０，ＬをそれぞれＭＫ個算出して、異なる周波数に対応した特定周波数帯域信号の位置から求められる個別の到来時間差Δｔ＝Ｔ’ｓ０，Ｌ−Ｔ’ｓ０，ＨをＭＫ個平均化することで到来時間差を推定し、この平均化した到来時間差を（式４）のΔｔとして用い、波長分散量を求めることができる。または、受信信号特性推定回路８０６は、記憶されたＭＫ個の個別の到来時間差Δｔからそれぞれ波長分散量を求め、求められた波長分散量を平均化することもできる。
Δｔの算出イメージを図１７に示す。図中、Ｐｕ（１）、Ｐｐ（１）、Ｐｄ（１）、Ｐｍ，１（１）、およびＰｍ，２（１）は高い周波数に対応する特定周波数帯域信号について検出された電力値である。また、Ｐ’ｕ（１）、Ｐ’ｐ（１）、Ｐ’ｄ（１）、Ｐ’ｍ，１（１）、およびＰ’ｍ，２（１）は低い周波数に対応する特定周波数帯域信号について検出された電力値である。それぞれに対して（式６）または（式７）により信号位置を検出し、検出された信号位置に基づいてΔｔを算出することもできるし、以下の（式８）によりΔｔを得ることもできる。
ここで、下付き添え字ｌｗがついたものが低い周波数に対応する特定周波数帯域信号に対応した値であり、これらの値のうちの電力に関する値はＰ’ｕ（１）、Ｐ’ｐ（１）、Ｐ’ｄ（１）、Ｐ’ｍ，１（１）、およびＰ’ｍ，２（１）から得られる。また、下付き添え字ｕｐがついたものが高い周波数に対応する特定周波数帯域信号に対応した値であり、これらの値のうちの電力に関する値はＰｕ（１）、Ｐｐ（１）、Ｐｄ（１）、Ｐｍ，１（１）、およびＰｍ，２（１）から得られる。
また、上記計算において、Ｐｍ，１（ｉ）およびＰｍ，２（ｉ）、またはＰｐ（ｉ）を推定することなく、ＰＭまたはＰｐを算出することができる。まず、Ｐｐ、Ｐｕ、およびＰｄを用いて、ＰＭを得る方法を示す。図１５に示したように、特定周波数帯域信号の長さと離散フーリエ変換長を決定すればＮｐとＮｕｄは既知となるため、Ｎｓの設定値をＮｐより小さくすれば、必ずＰＭが得られる。ＮｓがＮｐより大きい場合には、Ｎｐ／Ｎｓの確率でＰＭを取得できるため、複数回、特定周波数帯域信号を取得することでＰＭが得られる。図１８を参照し、台形（Ｎｐ＝０の場合は三角形）の左右対称な条件を利用してＰＭを取得する方法を示す。
図１８は、離散フーリエ変換ごとに得られる特定周波数帯域信号の受信電力を示す図である。同図において、ＰｕとＰｄが受信サンプル間隔Ｔｕｄで検出されている。ＰｕとＰｄはこの台形の左辺と右辺でそれぞれ間隔一定で検出されるため、左辺の（Ｐｕ−ＰＭ）と右辺の（Ｐｄ−ＰＭ）の和、Ｐｕ＋Ｐｄ−２ＰＭは下記の（式９）のように一定の値をとる。
よって、ＰＭは、以下の（式１０）のように得ることができる。
このように制御することで、ＰＭを算出したり記憶したりすることなく、ＰＭを出力できる。
また、同様に、ＰＭ、Ｐｕ、およびＰｄを用いて、Ｐｐを（式１０）から得ることもできる。これは、ケース２や、ＮｐがＮｓより小さく必ずしもＮｐを取得できない場合に有効となる。
上述の方法では、Ｐｕ（ｉ）とＰｄ（ｉ）がそれぞれ同数ずつ得られる場合について説明してきた。一方、Ｐｕ（ｉ）の個数とＰｄ（ｉ）の個数が異なる場合に上記アルゴリズムを動作させるには、Ｐｕ（ｉ）およびＰｄ（ｉ）のそれぞれから同数の値を高い方から所定個数だけもしくは低い方から所定個数だけ選択することができる。
ただし、Ｐｕ（ｉ）とＰｄ（ｉ）から任意に同じ個数の値を選ぶ場合には、どの値がＰｕ（ｉ）、Ｐｐ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）、Ｐｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）に対応するのか判定するのが難しい。このような問題は、後述する方法Ａと方法Ｂの少なくとも一方を用いることで、回避することができる。
方法Ａは、離散フーリエ変換を行う間隔ＮｓをＮｐの整数分の１に設定する。一方、方法Ｂは、離散フーリエ変換を行う間隔ＮｓをＮｕｄの整数分の１に設定する。方法Ａと方法Ｂにより、ピーク位置における受信サンプル数と、電力値の増減中における受信サンプル数を固定できるため、取得した信号から判定し選択する演算を省くことができ、この演算に伴う負荷を軽減することができる。つまり、方法Ａまたは方法Ｂあるいはその両方で規定された条件を満たすように、離散フーリエ変換長、離散フーリエ変換の間隔、および特定周波数帯域の長さを決定すればよい。方法Ａと方法Ｂの条件を両方満たすようにすると、ピークで得られる受信サンプル数Ｐｐ（ｉ）、およびＰｕ（ｉ）とＰｄ（ｉ）を毎回同じ数得ることができるため、（式１０）によるＰＭの演算より簡潔にＰＭの算出式を表記できる。Ｎｐ＝ｍＮｓ、Ｎｕｄ＝ｎＮｓと設定した場合を考える。ここで、ｎとｍは任意の整数である。この場合、Ｔｕｄ＝（ｎ＋ｍ）Ｎｓとなるため、（式１０）は以下の（式１１）のように表すことができる。
単にＮｐ＝ｍＮｓ、Ｎｕｄ＝ｎＮｓと設定するだけでＰＭの算出式を著しく簡易化できていることが確認できる。
図１９にＰＭの算出式を簡易化した場合の一例を示す。図１９は、図１５の（ケース４）に対応しており、Ｎｆ＝２ＮＫ、Ｎｓ＝ＮＫと設定した場合である。このように設定すると、Ｐｕ、Ｐｄ、Ｐｐをそれぞれ１ポイント取得できる。光信号受信装置では、Ｐｐとなる信号を検出し、その前後の信号電力をそれぞれＰｕ、Ｐｄとすればよい。Ｐｍ，１（１）およびＰｍ，２（１）も取得することができるが、（式１１）からＰｕとＰｄによりＰｍ，１（１）およびＰｍ，２（１）を算出することもできる。（式７）は、以下の（式１２）により表すことができる。
複数の特定周波数帯域信号の受信情報を用いる場合、次のようにして波長分散を求めることができる。すなわち、特定周波数帯域信号検出回路８０４は、ＰｐおよびＰＭについては複数の算出結果を平均化して用い、また、各Ｐｕ−Ｐｄに対し、平均化されたＰｐとＰＭによりＴ’Ｓ０を求める。受信信号特性推定回路８０６では、異なる周波数帯域に対して得られたＴ’Ｓ０，ＬとＴ’Ｓ０，Ｈの差Ｔ’Ｓ０，Ｌ−Ｔ’Ｓ０，Ｈとして得られる個別の到来時間差Δｔについて平均化し、この平均化した到来時間差を（式４）のΔｔとして用いる。
ただし、上記方法Ａの条件と方法Ｂの条件を両方満たす方法は、演算を簡易化して演算負荷を軽減するが、特定周波数帯域信号の長さに対する制約が大きい。とくに離散フーリエ変換長は２のべき乗の値をとるため、システムの別の制約から、方法Ａの条件と方法Ｂの条件を両方満たすことが難しい場合もある。このような場合、方法Ａの条件を満たすようにすると、ＰｐとＰｕ、Ｐｄの判定機構を持つ必要がない。方法Ａの条件を満たすため、ピーク電力をとる値は必ずＰｐであり、一定量のＰｐの前後がＰｕ（ｉ）およびＰｄ（ｉ）となる。Ｐｕ（ｉ）とＰｄ（ｉ）は必ずしも一定数とはならないが、Ｎｐ／Ｎｓの小数点以下を切り捨てて得られる整数に相当する個数分のＰｕ（ｉ）とＰｄ（ｉ）は必ず存在するため、Ｐｐの前後にある一定数のＰｕ（ｉ）とＰｄ（ｉ）を選択すればよい。図２０に、Ｎｓ=Ｎｆ−ＮＫ，２ＮＫ＞Ｎｆ＞ＮＫ（ケース３）とした場合について、特定周波数帯域信号の受信電力の取得結果の一例を示す。この場合、必ずピーク値Ｐｐが一つ検出されるため、これを特定周波数帯域信号の検出、周波数ずれの検出、およびクロックずれの検出に用いることができる。また、その前後のＰｕ（１）とＰｄ（１）をそれぞれＰｕおよびＰｄとして用い、（式９）と（式７）から信号位置を求めることができる。周波数ずれおよびクロックずれは、図７Ａにより示されるような周波数領域でのレベルの分布を、Ｐｐを検出した際のフーリエ変換結果に対して算出し、特定周波数帯域信号のピーク位置から判定することができる。異なる周波数に対応する特定周波数帯域信号について異なるタイミングでＰｐを検出した際には、複数のフーリエ変換の結果を用いることもできる。
ここで、方法Ａの条件を満たす場合に、ＰＭ（図１８を参照）の代わりにＰＭ０を用いることでより簡単に信号位置を求める方法を示す。方法Ａの条件と方法Ｂの条件を両方満たす場合に簡易に信号位置を求めることができることはすでに示したが、方法Ａの条件のみを満たす場合でも、同様の条件を仮想的に与えることができる。すなわち、電力値の最小値ではなくオフセット値ＰＭ０を最小電力ＰＭの代わりに用いればよい。図２０を用いてこの点を説明する。図２０ではＮｕｄがＮｓより長いために、ＰｕおよびＰｄの数は一定ではない。このため、本来であれば、信号位置は算出しにくいのであるが、図２０において点線で引いた電力値をＰＭ０として定義する。これは、台形の上辺の左端および右端からそれぞれＸ座標（時間軸）上での距離がＮｓとなる台形上の点どうしを結んだ線である。このＰＭ０から上の台形に着目すると、図１９と全く同じ条件となっていることに気づく。つまり、ＰＭ０をＰＭの代わりに用いれば、図２０は図１９と全く同じ問題として扱うことができ、容易に信号位置を算出できる。具体的には、以下の（式１３）として、図２０のＰＭ０を定義する。
ここで得られたＰＭ０をＰＭの代わりとして用いて、信号位置を（式１４）のように求めることができる。これは、（ケース３）〜（ケース５）のいずれにも適用できる。
これまで、ある周波数帯域の特定周波数帯域信号の電力値を用いて説明してきたが、電力値Ｐの算出方法について説明する。これまで説明してきた特定周波数帯域信号の電力値Ｐは複数の方法で求めることができる。例えば、高周波数帯と低周波数帯に各１つのピークを持つ特定周波数帯域信号において、高周波数帯の電力Ｐｓ，Ｈと低周波数帯の電力Ｐｓ，Ｌはそれぞれ（式１５）のように得られる。
ここで、ｆｕは高周波数帯の特定周波数帯域信号の中心位置に対応する周波数領域の信号位置、ｆｄは低周波数帯の特定周波数帯域信号の中心位置に対応する周波数領域の信号位置をそれぞれあらわす。これら信号位置の前後ｎｄ個の信号の和をとることで電力値を得ることができる。複数の偏波面に対する受信信号ｒｘ１〜ｒｘＮｆとｒｙ１〜ｒｙＮｆが得られる場合には、厳密に信号電力Ｐを求める必要はなく、信号電力Ｐと相関をもつ値であれば問題なくΔｔを求める演算を行うことができる。例えば、（式１６）のように電力Ｐｓ，Ｈと電力Ｐｓ，Ｌを定義することもできる。
また、受信信号を二つの偏波面で受信する場合には、各偏波面に対してそれぞれ高周波数成分に対応するＰｓ，Ｈ（１）とＰｓ，Ｈ（２）、低周波数成分に対応するＰｓ，Ｌ（１）とＰｓ，Ｌ（２）から、（式１７）として電力Ｐｓ，Ｈと電力Ｐｓ，Ｌを得ることができる。
Ｐｓ，Ｈ（１）とＰｓ，Ｈ（２）の期待値をそれぞれ推定し、推定された期待値を最大比合成の重みづけにより足し合わせることもできる。
（式１５）と（式１６）において、受信信号に周波数ずれが残存しているために、ｆｕとｆｄが実際の特定周波数帯域信号のピーク位置とずれている場合がある。周波数ずれが残ったまま、信号電力ＰからΔｔを求めると、信号位置の算出条件が周波数帯ごとに異なり、波長分散量に残留誤差を生む原因となる。そこで、前述の周波数ずれを検出した後、ｆｕおよびｆｄの位置を周波数ずれ分シフトし、Ｐｓ，ＬとＰｓ，Ｈを算出することで、残留波長分散誤差を軽減することができる。
また、２つの偏波面に対する受信信号からそれぞれ波長分散値を求め、求められた波長分散値を平均することもできる。または、２つの偏波面に対する受信信号を交互に検出し、得られた特定周波数帯域信号の電力から波長分散量を推定することもできる。また、この際に、２つの偏波面に対する受信信号のうち電力が大きい方を選択して波長分散補償の演算に用いることもできる。
また、図１５の考え方を、特定周波数帯域信号の検出の際に用いることができる。特定周波数帯域信号の位置を検出するために離散フーリエ変換を用いる場合、離散フーリエ変換のサイズＮｆは小さく、かつ、離散フーリエ変換を用いる周期Ｎｓはできるだけ大きくとることで、演算負荷を軽減できる。信号検出のためだけに用いる離散フーリエ変換サイズをＮｆ０、周期をＮｓ０とする。この場合、図１５を参照すると、Ｎｆをできるだけ小さく、かつ、Ｎｐをできるだけ大きくする条件が最も良いと言い換えることができる。これはＮｐよりＮｓ０を大きく設定すると、最大値を必ずしも得ることができず、検出精度を劣化させるためである。このため、Ｎｓ０を大きくするためにはＮｐが大きい必要がある。Ｎｐが最も大きく設定できるのは、ケース５であるが、ケース５は離散フーリエ変換のサイズも大きい。ケース２ではＮｐ＝０であるためピークを得ることが難しい。これらに対し、ケース１はＮｐ＞０かつ小さい離散フーリエ変換サイズ（Ｎｆ＜ＮＫ）により特定周波数帯域信号を検出できるため、演算負荷が小さい。ケース１ではＮＫ−Ｎｆごとに離散フーリエ変換を行うことで、ピーク位置を１個得ることができる。ピーク位置から特定周波数帯域信号を検出するには、例えば、一定時間、特定周波数帯域信号の電力を出力し、出力された信号の最大電力をＰｐ０として記憶し、以降、βＰｐ０を上回る値を持つ信号を検出すると、特定周波数帯域信号を検出できる。βは１より小さく、０より大きい値であり、特定周波数帯域信号のピーク電力の分散に対し、検出誤差が小さくなるように設定される。また、特定周波数帯域信号の検出結果によって、Ｐｐ０を更新することができる。また、ケース３〜５でも、Ｎｆ−Ｎｋごとに離散フーリエ変換を行うことで、特定周波数帯域信号を検出できる。
このように少ない演算量で特定周波数帯域信号を検出した後、波長分散量の推定アルゴリズムを用いることもできる。
また、特定周波数帯域信号の挿入周期が既知である場合、特定周波数帯域信号が挿入周期ごとに繰り返してＭｃｈｋ（Ｍｃｈｋは２以上の整数）回検出されると、特定周波数帯域信号を検出したものと判定することで、誤検出を防ぐこともできる。
第二の光信号受信装置を用いた光信号同期確立方法は、以下の点を除き、図１２のフローと同様である。すなわち、ステップＳ０７において、特定周波数帯域信号検出回路８０４は、周波数領域に変換された信号から信号位置を検出し、特定周波数帯域の位置が検出された場合、周波数領域のデジタル信号のうち、Ｐｐ（ｉ）、Ｐｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）、Ｐｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）のうち少なくとも一部、または、これらの値から算出される個別の到来時間差、あるいは、これらの値から算出した、個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５に出力し、記憶させる。そしてステップＳ０８において、受信信号特性推定回路８０６は、特定周波数帯域信号電力記憶回路８０５に記憶された情報から、周波数ずれ、クロックずれ、タイミングずれ、および波長分散量のうち、１つ以上の情報を推定する。
図２１に本実施形態における第三の光信号受信装置が備える信号受信回路としての特定周波数帯域信号受信装置の構成例を示す。９０１は光電気変換回路、９０２は波長分散補償回路、９０３は離散フーリエ変換回路、９０４は特定周波数帯域信号検出回路、９０５は特定周波数帯域信号電力記憶回路、９０６は受信信号特性推定回路を示す。
光電気変換回路９０１は、入力された光信号を電気領域の信号に変換し、変換された電気領域の信号をデジタル信号に変換する。波長分散補償回路９０２は、受信信号特性推定回路９０６により推定された波長分散量の推定値に基づいて波長分散の逆特性を光電気変換回路９０１からの出力信号に与える。具体的には、波長分散補償回路９０２は、保持している推定波長分散量情報を用いて（式５）の係数を周波数領域でデジタル信号と乗算することで波長分散を補償する。波長分散量が推定波長分散量情報で補償された信号は、離散フーリエ変換回路９０３に入力される。離散フーリエ変換回路９０３は、入力されたデジタル信号にＮｓサンプル間隔でＮｆポイントの離散フーリエ変換を行う。周波数領域に変換されたデジタル信号は、特定周波数帯域信号検出回路９０４に入力される。特定周波数帯域信号検出回路９０４は、特定周波数帯域信号の位置を検出する。特定周波数帯域信号の位置が検出された場合、特定周波数帯域信号検出回路９０４は、少なくとも２つの周波数領域において得られたデジタル信号について、Ｐｐ（ｉ）、Ｐｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）、Ｐｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）のうち少なくとも一部、または、これらの値から算出される個別の到来時間差、あるいは、これらの値から算出した、個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を特定周波数帯域信号電力記憶回路９０５に出力し、記憶させる。受信信号特性推定回路９０６は、特定周波数帯域信号電力記憶回路９０５に記憶された情報から、周波数ずれ、クロックずれ、タイミングずれ、および波長分散量のうち、１つ以上の情報を推定し、波長分散量と周波数ずれ情報を波長分散補償回路９０２に出力し、クロックずれ情報とタイミングずれ情報を光電気変換回路９０１に出力する。なお、光電気変換回路９０１は電気領域の信号をデジタル信号に変換するための、図６または図１４に示したアナログ・デジタル変換回路の機能も含んでいる。
また、第三の光信号受信装置において、波長分散補償回路９０２が特定周波数帯域信号の位置を検出する機能を有する場合、波長分散補償回路９０２において特定周波数帯域信号位置を検出し、信号位置情報を離散フーリエ変換回路９０３に出力することもできる。この場合には、離散フーリエ変換回路９０３以降の回路は、特定周波数帯域信号位置が検出された場合に動作すればよく、演算負荷を軽減できる。または、波長分散補償回路９０２が、得られた特定周波数帯域信号付近（特定周波数帯域信号の周波数帯域を含む周波数領域の信号）の周波数情報を離散フーリエ変換回路９０３に出力し、離散フーリエ変換回路９０３が、入力された周波数情報を用いて、特定周波数帯域信号を検出し、特定周波数帯域信号を検出した場合に、離散フーリエ変換を行うようにしてもよい。これにより、離散フーリエ変換回路９０３以降の回路は、特定周波数帯域信号が検出された場合に動作すればよく、演算負荷を軽減できる。これらの場合には、特定周波数帯域信号検出回路９０４を省くことができる。
また、上記方式は交番信号の前後の信号を対称に近づけることでＰＭ１とＰＭ２のずれが小さくなるようにできる。例えば、交番信号の前に、Ｓａ１、Ｓａ２、…、ＳａＮａを挿入し、交番信号の後に、この信号系列と逆順でＳａＮａ、Ｓａ（Ｎａ−１）、…、Ｓａ２、Ｓａ１の信号系列を挿入することで、交番信号以外の成分の漏れ込みを同じ条件にし、検出精度を向上することができる。
図２２に本実施形態における第四の光信号受信装置が備える信号受信回路としての特定周波数帯域信号受信装置の構成例を示す。１００１は光電気変換回路、１００２は波長分散補償回路、１００３と１００８は離散フーリエ変換回路、１００４は特定周波数帯域信号検出回路、１００５は特定周波数帯域信号電力記憶回路、１００６は受信信号特性推定回路、１００７は信号記憶回路を示す。
光電気変換回路１００１は、入力された光信号を電気領域の信号に変換し、変換された電気領域の信号をデジタル信号に変換する。波長分散補償回路１００２は、受信信号特性推定回路１００６により推定された波長分散量の推定値に基づいて波長分散の逆特性を光電気変換回路１００１からの出力信号に与える。具体的には、波長分散補償回路１００２は、保持している推定波長分散量情報を用いて（式５）の係数を周波数領域でデジタル信号と乗算することで波長分散を補償する。波長分散量が推定波長分散量情報で補償された信号は、離散フーリエ変換回路１００３と信号記憶回路１００７に入力される。離散フーリエ変換回路１００３に入力されたデジタル信号は、Ｎｓ０サンプル間隔でＮｆ０ポイントの離散フーリエ変換が行われ、周波数領域のデジタル信号に変換される。特定周波数帯域信号検出回路１００４は、入力された周波数領域に変換されたデジタル信号から、特定周波数帯域信号の位置を検出する。特定周波数帯域信号の位置が検出されると、信号記憶回路１００７に検出通知信号が出力される。信号記憶回路１００７は、波長分散補償回路１００２から受信した信号を一定量メモリに保存する。特定周波数帯域信号検出回路１００４から検出通知信号が入力されると、信号記憶回路１００７は、メモリに保存した一定量の受信信号を離散フーリエ変換回路１００８に出力する。離散フーリエ変換回路１００８はＮｓサンプル間隔で、Ｎｆポイントの離散フーリエ変換を行い、周波数領域のデジタル信号のうち、少なくとも２つの周波数領域において得られたＰｐ（ｉ）、Ｐｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）、Ｐｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）のうちの少なくとも一部、または、これらの値から算出される個別の到来時間差、あるいは、これらの値から算出した、個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を特定周波数帯域信号電力記憶回路１００５に出力し、記憶させる。受信信号特性推定回路１００６は、特定周波数帯域信号電力記憶回路１００５に記憶された情報から、周波数ずれ、クロックずれ、タイミングずれ、および波長分散量のうち、１つ以上の情報を推定し、波長分散量を波長分散補償回路１００２に出力し、クロックずれ情報とタイミングずれ情報を光電気変換回路１００１に出力する。受信信号特性推定回路１００６から波長分散補償回路１００２に周波数ずれ情報を出力することもできる。
また、第三および第四の光信号受信装置において、波長分散補償回路９０２および１００２へ波長分散量情報をフィードバックする場合、（式４）のＤｃではなく、λを含まないその他の係数をフィードバックするようにしてもよい。これにより、通信を行っている周波数にかかわらず、波長分散を補償する係数を算出できる。（式５）で波長分散量Ｄｃから係数ｇ（ｆ）を求める場合、λが既知でないと係数ｇ（ｆ）は求められない。これに対して、Δｔ、ｃΔｔ、あるいはｃΔｔ／ΔＦなどの値を波長分散補償回路９０２および１００２へ渡しておくと、（式５）において、λ２Ｄｃが既知となり、λの情報を用いずに、波長分散補償の係数が求められる。
また、第三および第四の光信号受信装置において、受信信号特性推定回路９０６および１００６に接続された通信装置（図示省略）がすでにデータ復号を開始している場合に、波長分散補償回路９０２および１００２で用いる波長分散補償を行う係数の更新する幅を制限し、データの復号結果への影響を規定値以下に抑えるように設定することもできる。例えば、Δｔが入力された際に、｜Δｔ｜がΔｔｍａｘより大きい場合に、Δｔ=Δｔｍａｘ×Δｔ／|Δｔ|が検出されたものとして波長分散補償係数を更新できる。
また、第一〜第四の光信号受信装置において、特定周波数帯域信号検出回路が特定周波数帯域信号を検出した際の受信信号以外の受信信号を用いて、受信信号特性推定回路において周波数ずれを推定することもできる。例えば、離散フーリエ変換されて出力された周波数領域の信号を複数回取得し、各周波数チャネルにおいて信号レベルが最大となる値を記憶し、得られた周波数領域の信号に対する信号レベル分布の重心位置を推定し、その重心位置を周波数ずれ情報Δｆとして用いることができる。または、離散フーリエ変換されて出力された周波数領域の信号を複数回取得し、各周波数チャネルにおいて信号レベルの平均を計算し、得られた周波数領域の信号に対する信号レベル分布の重心位置を推定し、その重心位置を周波数ずれ情報Δｆとして用いることができる。特定周波数帯域信号が含まれた受信信号を用いても重心は検出可能であるが、特定周波数帯域信号のレベルが強すぎるために、周波数選択性のレベル変動の影響で重心位置に大きな誤差を生じることがある。このため、特定周波数帯域信号検出回路により特定周波数帯域信号以外の信号を選択することで周波数ずれ情報の精度を向上することができる。また、特定周波数帯域信号以外の周波数成分から、重心を算出することもできる。
図２３は本実施形態による光信号同期確立方法において、特定周波数帯域信号を検出する離散フーリエ変換の間隔と、波長分散を推定する離散フーリエ変換の間隔Ｎｓｓを共通にした場合において、離散フーリエ変換以降のステップを示した図である。
光電気変換回路９０１は、入力された光信号を電気領域の信号に変換し（ステップＳ２１）、変換された電気領域の信号であるアナログ信号をデジタル信号に変換する（ステップＳ２２）。波長分散補償回路９０２は、波長分散の補償を行う（ステップＳ２３）。波長分散補償回路９０２または離散フーリエ変換回路９０３で得られる周波数領域の信号より、特定周波数帯域信号成分付近の電力または振幅の和となる特定周波数帯域信号電力値を算出する（ステップＳ２４）。次に、波長分散補償回路９０２、離散フーリエ変換回路９０３、または特定周波数帯域信号検出回路９０４のいずれかにおいて、特定周波数帯域信号電力値から特定周波数帯域信号の信号位置を検出する（ステップＳ２５）。特定周波数帯域信号検出回路９０４は、Ｐｐ（ｉ）、Ｐｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）、Ｐｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）のうち少なくとも一部、または、これらの値から算出される個別の到来時間差、あるいは、これらの値から算出した、個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を特定周波数帯域信号電力記憶回路９０５に出力し、記憶させる（ステップＳ２６）。受信信号特性推定回路９０６は、特定周波数帯域信号電力記憶回路９０５に記憶されている値を用いて、周波数領域における信号電力のピークの位置からクロックずれ、周波数ずれ、および残留している波長分散量の推定を行なう（ステップＳ２７）。残留している波長分散量の情報は、受信信号特性推定回路９０６から波長分散補償回路９０２にフィードバックされる。このため、波長分散補償の精度を向上できる。波長分散補償回路９０２は、波長分散補償後の信号をデータの復号を行う通信装置に出力し、通信装置がデータの復号を行う（ステップＳ２８）。
なお、波長分散補償回路９０２は、波長分散補償のための係数を変更する際に、特定周波数帯域信号電力記憶回路９０５に記憶されている情報の少なくとも一部を消去する。特定周波数信号検出回路９０４は、新たに入力される信号系列について得られたＰｐ（ｉ）、Ｐｍ，１（ｉ）、Ｐｍ，２（ｉ）、Ｐｕ（ｉ）、Ｐｄ（ｉ）のうち少なくとも一部、またはこれらの値から算出される係数を特定周波数帯域信号電力記憶回路９０５に出力し、記憶させる。受信信号特性推定回路９０６は、特定周波数帯域信号電力記憶回路９０５に新たに書き込まれた値を用いて、周波数領域における信号電力のピークの位置からクロックずれ、周波数ずれ、および残留している波長分散量の推定を行なう。
また、特定周波数帯域信号電力値を算出する場合に、周波数ずれ情報を用いて特定周波数帯域信号として考慮する周波数位置をシフトすることで、特定周波数帯域信号のピークを中心とするように特定周波数帯域信号電力値を算出できる。これにより、波長分散補償の推定結果の精度を向上することができる。
図２４Ａおよび図２４Ｂは本実施形態による光信号受信装置による波長分散推定の精度を、計算機シミュレーションにより示した結果である。ここでは、３１．５Ｇｂａｕｄの信号を、偏波多重を用いて送信し、２つの周波数帯域にピークを有する特定周波数帯域信号（（Ｓ，Ｓ）、（−Ｓ，−Ｓ）の繰り返し信号）６４シンボルをデータ系列の先頭に挿入している。光信号受信装置においては、６３Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃのＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器を用い、２５６ポイントの離散フーリエ変換を用いて、波長分散を推定した。受信側ではオーバサンプルをしているので、特定周波数帯域信号の長さは１２８シンボルとなっている（ＮＫ＝１２８）。Ｎｆ＝２５６であることより、図１５の（ケース４）のシナリオに相当する。光経路の波長分散量を２００００ｐｓ／ｎｍ、ＰＭＤを５０ｐｓおよび３０ｐｓ、シンボルのＳＮＲ（Signal to noise ratio）を１０ｄＢ、として、波長分散補償の精度を確認した。データブロックの先頭部分には毎回６４シンボルの特定周波数帯域信号を挿入しているため（受信側では１２８シンボル）、データブロックを２００個用いた。つまり２００個の特定周波数帯域信号から波長分散を補償した。周波数ずれとして２４０ＭＨｚを与えた。
図２４Ａに示すＰＭＤ＝５０ｐｓｅｃの結果から確認する。図中の実線は、ＰＭ、ＰＰをそれぞれ平均化してデータブロックの先頭ごとにΔｔを算出し、２００個のΔｔを平均して波長分散量を推定した結果である。破線の分布は、ＰＰを平均化し、ＰＭについては（式１１）により算出し、平均化したものを用いた結果である。両者ともにほぼ等しい特性が得られており、それぞれ平均で２００２１ｐｓ／ｎｍ、２００１６ｐｓ／ｎｍが得られ、それぞれ累積確率で９８％が１９９４０〜２０１００ｐｓ／ｎｍとなる高い精度で算出していることが分かる。推定精度はＰＭＤに対して決まっており、ＰＭＤを３０ｐｓｅｃとすると、図２４Ｂのように破線と実線が重なっており、両者に大きな違いが生じていない。平均値は１９９８８ｐｓ／ｎｍであり、９８％の確率で、波長分散量が１９９３６〜２００３９ｐｓ／ｎｍとなり、図２４Ａに示したＰＭＤ：５０ｐｓｅｃの場合より精度が高いことが分かる。また、図２４Ａおよび図２４Ｂの結果では、平均値が２００００ｐｓ／ｎｍからずれているが、この問題は次のようにして解決することができる。すなわち、推定した波長分散量を波長分散補償回路に出力し、推定された波長分散量に基づいて波長分散の補償を行い、再び本実施形態のアルゴリズムにより残留した波長分散量を補償することにより、実際の値とのずれを小さくすることができる。または、残留するオフセット量をあらかじめ記憶しておき、その値を補正して波長分散量とすることもできる。ただし、図２４Ａおよび図２４Ｂの結果では、中心位置が２００００ｐｓ／ｎｍから少しずれている。これは周波数ずれが残留しているためである。
図２５は本実施形態による光信号受信装置による波長分散推定の精度を、計算機シミュレーションにより示した結果である。ここでは、３１．５Ｇｂａｕｄの信号を、偏波多重を用いて送信し、交番信号８０シンボルをデータ系列の先頭に挿入している。光信号受信装置においては、６３Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃのＡ／Ｄ変換器を用い、２５６ポイントの離散フーリエ変換を用いて、波長分散を推定した。受信側ではオーバサンプルをしているので、特定周波数帯域信号の長さは１６０シンボルとなっている（ＮＫ＝１６０）。Ｎｆ＝２５６であることより、図１５の（ケース３）のシナリオに相当する。ピークとなる特定周波数帯域電力を一つ取得するために、離散フーリエ変換の周期ＮｓはＮｆ−ＮＫ＝９６として算出した。光経路の波長分散量を２００００ｐｓ／ｎｍ、ＰＭＤを５０ｐｓおよび３０ｐｓ、シンボルのＳＮＲ（Signal to noise ratio）を１０ｄＢ、として、波長分散補償の精度を確認した。データブロックの先頭部分には２つの周波数帯域にピークを有する特定周波数帯域信号（（Ｓ，Ｓ）、（−Ｓ，−Ｓ）の繰り返し信号）を毎回８０シンボル挿入したデータブロックを１０００個用いた。つまり１０００個の特定周波数帯域信号から波長分散を補償した。図２５は、周波数ずれが検出されて、位置を補正した結果を示す。
図２５はＰＭＤ＝５０ｐｓｅｃと３０ｐｓｅｃについての結果を示している。Ｐｕ（１）、Ｐｄ（１）、Ｐｐ（１）から、（式１３）で得られるＰＭ０を算出し、データブロックごとにΔｔを（式１４）の信号位置の差から算出し、１０００個のΔｔを記憶して、記憶されたΔｔを平均した値を用いて波長分散量を推定した結果が示されている。ＰＭＤ＝５０ｐｓｅｃと３０ｐｓｅｃに対し、それぞれ平均で１９９９３ｐｓ／ｎｍ、１９９９２ｐｓ／ｎｍの波長分散量が得られ、それぞれ累積確率で９８％が１９９３４〜２００６６ｐｓ／ｎｍ、１９９５８〜２００３７ｐｓ／ｎｍとなる高い精度で波長分散量を算出していることが分かる。周波数ずれを考慮しておくことで、波長分散の推定値の平均値のシフトが小さくなっていることが確認できる。
＜第２の実施形態＞
以下、本発明の第２の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下に説明する第２〜第１０の実施形態における光信号送信装置（送信機）の概略構成は、図１に示した光信号送信装置の概略構成と基本的に同じである。ただし、例えば、第２〜第１０の実施形態においては、特定周波数帯域信号発生回路１０１により生成される特定周波数帯域信号が、第１の実施形態における特定周波数帯域信号のような交番信号に限定されない。
図２６は、本第２の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図２６に示した送信信号フレームは、信号合成回路１０２によって、送信機および受信機で既知となるＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）信号系列群を送信信号（図２６に示した「データ信号」）の先頭もしくは末尾に時間多重されたものである。
なお、図２６に示した本第２の実施形態の送信信号フレーム構成は、既知ＢＰＳＫ信号系列を送信信号の先頭に挿入（時間多重）した一例である。
また、この送信信号フレームは、電気光変換回路１０３によって、下記参考文献３の「光ファイバ通信技術」に示されるような、一般的な光ファイバ伝送で用いられる光ファイバ損失の少ない帯域（１２６０ｎｍ〜１６２５ｎｍ）において光変調が行われ、光ファイバ通信の伝送路を介して受信機に送信される。
［参考文献３］山本杲也，“マルチメディア伝送技術選書 光ファイバ通信技術”，日刊工業新聞社，ｐ．５９，１９９５年６月２６日 初版１刷
ここで、既知信号としてＢＰＳＫ信号を用いる理由は以下の通りである。
（理由１）：２値の信号生成器を用いて信号を生成することができる。
（理由２）：ＳＮＲが他の変調と比べて高い。
（理由３）：周波数スペクトラム成分が中心周波数を境にして高周波側と低周波側で複素共役の関係になる。
受信機では、送信機および受信機で既知であるＢＰＳＫ信号系列群を用いて、受信した送信信号フレームを、デジタル信号処理する。受信機は、このデジタル信号処理によって得られた結果に基づいて、光ファイバ通信のタイミング検出およびクロック抽出を行い、周波数オフセットや伝送路の状態といった受信品質を推定する。
タイミング検出は、例えば、送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号と受信された既知ＢＰＳＫ信号の相互相関を取り、ピーク値を検出することで実現できる。
クロック抽出は、例えば、第１の実施形態で説明した受信信号特性推定回路６０５によるクロックずれの検定方法を用いることができる。
周波数オフセットの推定は、例えば、以下に示すような測定に基づいて行われる。
（測定１）：送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号と受信された既知ＢＰＳＫ信号に対してそれぞれ離散フーリエ変換を行い、離散フーリエ変換の結果を元に周波数領域で相互相関を取ってピーク値を検出し、検出されたピーク値を元に周波数ずれを測定する。
（測定２）：受信された既知ＢＰＳＫ信号に対して送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号の複素共役を乗算し、時間的な位相変動を測定する。
また、伝送路の状態の推定方法としては、例えば、以下に示すような推定方法がある。
（推定方法１）：タップドディレイラインフィルタを用いて、送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号と受信された既知ＢＰＳＫ信号の相互相関を取る。
（推定方法２）：送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号と受信された既知ＢＰＳＫ信号に対してそれぞれ離散フーリエ変換を行い、周波数成分ごとに逆変調を行う。
受信機は、上記に述べたような操作によって、既知ＢＰＳＫ信号を用いて光ファイバ伝送特有の劣化要因を推定し、推定した値を等化器（図示省略）もしくは補償器（図示省略）に入力する。また、受信機は、推定した値を用いて、受信した送信信号フレームを補正することによって、信号を復調することができる。
また、補償方法としては、非特許文献２および３に示したようなブラインド型の等化器で採用されているのと同様の方法を用いることができる。
光ファイバ伝送においては、一般的に、光源の不安定性が伝送特性に大きく影響する。しかし、本第２の実施形態の送信信号フレーム構成を用いた場合、既知ＢＰＳＫ信号を用いて周波数オフセットを推定するため、ブラインド推定の場合と比べて高精度に推定することができる。
また、波長分散や偏波モード分散をまとめて伝送路の状態として同時に推定することもできる。このことによって、受信機で波長分散および偏波モード分散を同時に推定する場合は、複数の推定装置を備える必要がない。
また、ブラインド推定の場合、干渉信号などの誤った値に対して収束してしまい、所望信号を復調することができない問題（ミスキャプチャ）が生じてしまう。これに対して、本第２の実施形態の送信信号フレーム構成のように既知ＢＰＳＫ信号を用いることで、所望信号に対しての等化重みを算出することができるので、上記のミスキャプチャの問題をなくすことができる。
上記に述べたとおり、本第２の実施形態の送信信号フレーム構成のように既知ＢＰＳＫ信号を用いることによって、ブラインド推定の場合よりも高精度に劣化要因の推定が可能である。
また、既知ＢＰＳＫ信号で伝送路の状態を推定した後、データ信号部分についてはブラインド推定アルゴリズムを動作させ、ブラインド推定アルゴリズムで推定した情報を既知ＢＰＳＫ信号で推定した情報と併せて用いることで、時間変動に追従した伝送路の状態の推定をすることができる。
なお、本第２の実施形態の送信信号フレーム構成においては、既知ＢＰＳＫ信号としてＢＰＳＫ信号を用いていた。これに対して、ＱＰＳＫ信号の点対称な２点（例えば、（１＋ｊ）／√２および（−１−ｊ）／√２）を複数個並べ、それらを既知ＢＰＳＫ信号系列としても良い。また、多値変調における点対称な信号２点を複数個並べ、それらを既知ＢＰＳＫ信号系列として用いることもできる。
また、既知ＢＰＳＫ信号系列を用いて光ファイバの伝送路状態を推定する場合、下式（１８）で与えられる伝送路の状態の最大遅延差以上となるように、既知ＢＰＳＫ信号の系列長Ｔｐを決定する。
上式（１８）において、Ｂは送信信号の占有帯域幅、Ｄｍａｘは補償する波長分散量の最大値、Ｔｐｍｄは補償する偏波モード分散の最大値、λは中心波長、ｃは光速を示す。例えば、シンボルレート２８Ｇｂａｕｄ、波長分散量の最大値Ｄｍａｘ＝２００００ｐｓ／ｎｍ、中心波長λ＝１５５０ｎｍ、偏波モード分散の最大値Ｔｐｍｄ＝５０ｐｓの伝送路状態を推定する場合、既知ＢＰＳＫ信号の系列長Ｔｐは、４．５３４ｎｓ以上に設定すればよいことが分かる。したがって、１２７シンボル以上の既知ＢＰＳＫ信号からなる系列が必要である。また、波長分散および偏波モード分散のみを推定すればよい場合は、既知ＢＰＳＫ信号の系列長Ｔｐがそれぞれ４．４８５ｎｓおよび５０ｐｓになることから、最低１２６シンボルおよび２シンボル以上の既知ＢＰＳＫ信号をそれぞれ挿入すればよいことになる。
＜第３の実施形態＞
以下、本発明の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。図２７は、本第３の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図２７に示した送信信号フレームのように、信号合成回路１０２は、周期Ｔｆの間隔で既知ＢＰＳＫ信号を定期的に挿入する。この周期Ｔｆは、例えば、下記参考文献４の「ＯＴＮの標準化動向」に示されるように、ＯＴＮ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ）フレームの長さに対して１／Ｋ（Ｋは正数）の長さに設定したり、誤り訂正符号化のブロック長に対して１／Ｋの長さに設定したりする。これによって、フレームごとに独立した信号処理が可能となる。
［参考文献４］大原拓也，石田修，“グローバルスタンダード最前線 ＯＴＮの標準化動向”，ＮＴＴ技術ジャーナル ２００９．１，ＰＰ．７１〜７４．
また、本第３の実施形態の送信信号フレーム構成を用いた場合、信号合成回路１０２は、周期的に既知ＢＰＳＫ信号を挿入するため、図２６に示した第２の実施形態の送信信号フレーム構成の場合と比較して、伝送路状態の時間変動への追従性が優れる。また、忘却係数などを用いて周期的に挿入された既知ＢＰＳＫ信号を複数個用いることで、伝送路の状態の推定精度が向上する。
また、既知ＢＰＳＫ信号は、上式（１８）で与えられるように、推定する伝送路の状態の最大遅延差以上の既知ＢＰＳＫ信号系列長が必要となる。
また、本第３の実施形態の送信信号フレーム構成を用いた場合、信号合成回路１０２は、周期的に既知ＢＰＳＫ信号を挿入するため、光ファイバ伝送特有の非線形効果などに起因した急激な時変動による位相飛びを監視し検出することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、本発明の第４の実施形態について、図面を参照して説明する。図２８は、本第４の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図２８に示した送信信号フレームのように、信号合成回路１０２は、時間Ｔｂのブロック長からなる既知ＢＰＳＫ信号系列をＭ個連続して繰り返して挿入する。このように、既知ＢＰＳＫ信号系列をＭ個繰り返して挿入することによって、最大Ｍ個の同じ既知ＢＰＳＫ信号を用いて伝送路の状態を推定し、推定によって得られた結果を平均化することができる。このため、干渉や雑音等を低減することができ、伝送路推定の精度が向上する。また、時間Ｔｂを上式（１８）で与えられる伝送路状態のインパルス応答の最大遅延差よりも大きな値とすることによって、直前のフレームがガードインターバルの役目をすることとなる。このことによって、信号の周期性が保たれ、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）や高速フーリエ変換（ＦＦＴ）等を用いて周波数領域で伝送路の情報を推定することができる。また、この場合の時間Ｔｂを、ＤＦＴもしくはＦＦＴのブロック長と等しくすることによって、ブロック演算が可能となる。
＜第５の実施形態＞
以下、本発明の第５の実施形態について、図面を参照して説明する。図２９は、本第５の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図２９に示した送信信号フレームでは、既知ＢＰＳＫ信号系列として交番信号を生成する一例として、既知ＢＰＳＫ信号として変調された２つの信号（Ｓ（０）およびＳ（１））を交互に送信することによって、交番信号を生成する場合を示している。
また、図３０は、交番信号の周波数スペクトルを模式的に表した図である。図２９に示した送信信号フレームを送信することによって、図３０に示すように、周波数領域で２つのキャリアが現れる。
この２つのキャリアを利用して、例えば、以下に示すような操作を行うことができる。
（１）：受信した交番信号と送信した交番信号との周波数差（ずれ）を測定することによる周波数オフセットの推定。
（２）：受信した交番信号と送信した交番信号との相互相関をとることによるタイミング検出。
（３）：受信した交番信号の零交差点を測定することによるクロックの抽出。
（４）：２つのキャリアの到来時間差を測定することによる伝送路における波長分散量の推定。
また、上述した本第５の実施形態の送信信号フレーム構成では、交番信号をＳ（０），Ｓ（１），Ｓ（０），Ｓ（１）・・・と生成している。これに対して、Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（１），Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（１）・・・や、Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（１），Ｓ（１），Ｓ（１），Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（１），Ｓ（１），Ｓ（１）・・・のように、同じ種類の信号を複数個連続して交互に送信して、送信信号フレームを構成することもできる。また、その場合、キャリアが２つ以上現れるため、その現れた２つ以上のキャリアを用いて、上記に述べた操作を行うこともできる。
さらに、図２７に示した第３の実施形態の送信信号フレーム構成において、既知ＢＰＳＫ信号として交番信号を用いることもできる。その場合、全ての系列で同じ交番信号を用いることもできる。また、異なる交番信号を交互に送信することもできる。
また、交番信号では、特定の周波数に電力が集中するため、光ファイバ伝送において非線形効果などの問題が生じてしまうことが考えられる。そのような非線形効果などの問題に対して、例えば−１，１，−１，１，−１，１，・・・，−１，１の繰り返し信号の中に、この繰り返し信号とは逆順となる１，−１，１，−１を混ぜることによって、特定周波数帯域の電力を他の周波数帯域に分散することができる。
＜第６の実施形態＞
以下、本発明の第６の実施形態について、図面を参照して説明する。図３１は、本第６の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図３１に示した送信信号フレームでは、ＰＮ系列を既知ＢＰＳＫ信号として用いる一例として、系列長Ｎの擬似雑音（ＰＮ）系列をＢＰＳＫ変調し、得られた信号を既知ＢＰＳＫ信号として送信する場合を示している。
このように、ＰＮ系列を既知ＢＰＳＫ信号として用いることによって、例えば、以下に示すような利点がある。
（１）：ＰＮ系列の自己相関が高いため、タイミング検出の精度が向上する。
（２）：ＰＮ系列の周波数スペクトルのレベルの変動が他の系列に比べて少ないため、伝送路状態の推定に適する。
また、本第６の実施形態の送信信号フレーム構成では、ＢＰＳＫ変調が適用される信号の長さを等化器などに用いるＤＦＴやＦＦＴのブロック長に合わせることによって、伝送路状態の推定精度を向上することができる。また、この場合のＰＮ系列は、２Ｋ−１個（Ｋは２以上の整数）の信号からなるため、ＰＮ系列の長さがＤＦＴやＦＦＴのブロック長に足りない場合、足りない長さに相当する個数分の“１”または“０”をＰＮ系列へ追加することによって、信号の長さをＤＦＴやＦＦＴのブロック長に合わせることができる。例えば、２５６個の信号を生成しようとした場合、２８−１＝２５５個の信号に“１”または“０”を１個加えて、全体で２５６個の信号を生成し、ＢＰＳＫ変調する。
さらに、図２７に示した第３の実施形態の送信信号フレーム構成および図２８に示した第４の実施形態の送信信号フレーム構成において、既知ＢＰＳＫ信号としてＰＮ系列を用いることもできる。その場合、全ての系列を同じＰＮ系列にすることもできる。また、異なる生成多項式から生成されるＰＮ系列を交互に送信することもできる。
また、図２９に示した第５の実施形態の送信信号フレーム構成において用いた交番信号としてＰＮ信号を用いて、既知ＢＰＳＫ信号の周波数スペクトルを拡散することにより、帯域を広げることもできる。
次に、送信信号フレームを受信した際の波長分散の推定について説明する。図３２は、本第６の実施形態の送信信号フレーム構成を用いて、伝送路状態の一要素である波長分散を推定するための受信機内の波長分散算出回路の概略構成を示したブロック図である。図３２において、波長分散算出回路２１００は、分岐回路２１０１、第１スライディング相関回路２１０２−１、第２スライディング相関回路２１０２−２、第１平均化回路２１０３−１、第２平均化回路２１０３−２、波長分散算出回路２１０４から構成される。
図３２に示した受信機内の波長分散算出回路による波長分散の推定は、次のようにして行われる。まず、受信した既知ＢＰＳＫ信号系列を分岐回路２１０１によって２つの系列に分岐し、分岐された一方の既知ＢＰＳＫ信号系列を第１スライディング相関回路２１０２−１に出力し、分岐された他方の既知ＢＰＳＫ信号系列を第２スライディング相関回路２１０２−２に出力する。
その後、第１スライディング相関回路２１０２−１では、受信した既知ＢＰＳＫ信号系列と、送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号の高周波成分のみを抽出した信号系列との相互相関を算出し、ピークの時刻を求める。また、第２スライディング相関回路２１０２−２では、第１スライディング相関回路２１０２−１と同様にして、受信した既知ＢＰＳＫ信号系列と、送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号の低周波成分のみを抽出した信号系列との相互相関を算出し、ピークの時刻を求める。ここで、−Ｆ〜０で示している周波数成分は、実際にはＦ〜２Ｆに折り返して現れるが、説明を簡単にするためにマイナスの表現を用いている。
その後、図２８に示した第４の実施形態の送信信号フレーム構成のように、複数ブロックを繰り返して既知ＢＰＳＫ信号を送信する場合は、第１スライディング相関回路２１０２−１および第２スライディング相関回路２１０２−２で算出された相互相関の結果は、第１平均化回路２１０３−１および第２平均化回路２１０３−２にそれぞれ入力される。そして、第１平均化回路２１０３−１および第２平均化回路２１０３−２のそれぞれによって、ブロックごとに相互相関の結果が平均化され、雑音や干渉信号を低減する。
その後、第１平均化回路２１０３−１および第２平均化回路２１０３−２によって雑音や干渉信号を低減したそれぞれの相互相関の結果を、波長分散算出回路２１０４の入力値として入力する。そして、波長分散算出回路２１０４は、入力されたそれぞれの相互相関の結果のピークの時間差に基づいて、遅延時間差Ｔｃｄを算出する。
次に、受信した送信信号フレームから波長分散を推定する具体例について説明する。図３３は、図３２に示した受信機内の波長分散算出回路２１００において、高周波数成分が入力される第１スライディング相関回路２１０２−１の出力結果と、低周波数成分が入力される第２スライディング相関回路２１０２−２の出力結果を表した図である。図３３に示した例では、抽出する信号帯域幅Ｂ＝２８ＧＨｚ、波長分散量Ｄ＝２００００ｐｓ／ｎｍ、中心波長λ＝１５５０ｎｍの時に受信された既知ＢＰＳＫ信号について、送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号の高周波成分および低周波成分との相互相関をそれぞれ算出したときの結果を示している。この図３３に示した結果から、ピーク値の遅延時間差Ｔｃｄは４．４１ｎｓと計算される。このピーク値の遅延時間差Ｔｃｄの算出結果から、波長分散量Ｄを算出する。この算出式は下式（１９）で与えられる。
上式（１９）において、ｃは光の速度を示す。図３３から得られた結果をこの上式（１９）に代入すると、Ｄ＝１９６７０ｐｓ／ｎｍとなり、高精度に波長分散量を推定できていることが分かる。
また、上記の説明では、送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号から高周波成分および低周波成分を抽出する際に、矩形窓関数を用いた。これに対して、ハミング窓やカイザー窓など、一般的に用いられる帯域通過フィルタを用いることによって、余計な信号成分を抑圧し、高精度な波長分散を推定することが可能となる。
また、分岐回路２１０１の直前において、受信した既知ＢＰＳＫ信号系列に対してもハミング窓やカイザー窓など、一般的に用いられる帯域通過フィルタを配置することによって、余計な信号成分を抑圧し、高精度な波長分散を推定することが可能となる。
上記に述べた第２の実施形態の送信信号フレーム構成から第６の実施形態の送信信号フレーム構成は組み合わせて用いることもできる。
＜第７の実施形態＞
以下、本発明の第７の実施形態について、図面を参照して説明する。図３４は、本第７の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図３４に示した送信信号フレームは、図２６に示した第２の実施形態の送信信号フレーム構成と、図２７に示した第３の実施形態の送信信号フレーム構成とを組み合わせて用いた一例である。
図３４に示した第７の実施形態の送信信号フレーム構成を用いることによって、先頭に挿入された既知ＢＰＳＫ信号系列（ａ）、すなわち、図２６に示した第２の実施形態の送信信号フレーム構成を用いて、タイミング検出、周波数オフセット推定、伝送路状態推定、およびクロック抽出など、時変動の比較的小さい（もしくは、時変動がない）パラメータの推定または検出を行う。また、周期的に挿入して送信する既知ＢＰＳＫ信号（ｂ）、すなわち、図２７に示した第３の実施形態の送信信号フレーム構成を用いて、偏波モード分散や位相オフセットなど、時変動の比較的大きいパラメータを推定することができる。
次に、本第７の実施形態の送信信号フレーム構成の送信信号フレームを受信する受信機の具体例について説明する。図３５は、本第７の実施形態の送信信号フレーム構成を用いたときの受信機内のデジタル信号処理部の概略構成の一例を示したブロック図である。図３５においてデジタル信号処理部２２００は、第１等化回路２２０１、第２等化回路２２０２、第１等化重み演算回路２２０３、第２等化重み演算回路２２０４、平均化フィルタ２２０５、復調回路２２０６から構成される。
第１等化重み演算回路２２０３は、図３４に示した本第７の実施形態の送信信号フレーム構成における既知ＢＰＳＫ信号系列（ａ）を用いて、初期の伝送路の状態を推定して等化重みを算出する。そして、第１等化重み演算回路２２０３は、算出した等化重みの結果を第１等化回路２２０１に出力し、第１等化回路２２０１によって、信号のひずみを補償する。
その後、偏波モード分散や、周波数オフセットなどといった伝送路の状態において時間的に変動する要因に関しては、図３４に示した本第７の実施形態の送信信号フレーム構成において周期的に挿入された既知ＢＰＳＫ信号系列（ｂ）を用いて、第２等化重み演算回路２２０４が、伝送路の状態の初期値からの変動の差分を推定して等化重みを算出する。また、第２等化重み演算回路２２０４は、等化重みを周期的に更新する。そして、第２等化回路２２０２は、第１等化回路２２０１から出力されたデータ信号に対して等化および補償を行う。復調回路２２０６は、等化および補償の行われた信号に対して復調を行う。
ここで、例えば、シンボルレート２８Ｇｂａｕｄ、波長分散量Ｄ＝２００００ｐｓ／ｎｍ、中心波長λ＝１５５０ｎｍ、偏波モード分散Ｔｐｍｄ＝５０ｐｓの伝送路状態を推定する場合、上式（１８）で示した既知ＢＰＳＫ信号長を用いればよい。したがって、既知ＢＰＳＫ信号（ａ）の長さは４．５３４ｎｓ以上に設定し、既知ＢＰＳＫ信号（ｂ）の長さは５０ｐｓ以上に設定すればよいことになる。そのため、最初に長めの既知ＢＰＳＫ信号（ａ）を挿入しておき、あとは周期的に系列長の短い既知ＢＰＳＫ信号（ｂ）を挿入することによって、受信機側での伝送路の状態の推定に十分な系列長になる。このことにより、既知ＢＰＳＫ信号の挿入による伝送効率の低下を抑えることができる。
なお、短時間での伝送路の状態変化ではないが、温度変化などによる長時間単位での伝送路の状態の変化に対する補償は次のようにして行う。すなわち、第２等化重み演算回路２２０４における等化重みの演算結果を、平均化フィルタ２２０５の入力値として入力する。そして、平均化フィルタ２２０５によって平均した等化重みの演算結果を、第１等化重み演算回路２２０３に出力する。そして、もとの第１等化重み演算回路２２０３で算出した等化重みの値を、平均化フィルタ２２０５から入力された平均した等化重みの演算結果に基づいて更新する。これによって、長時間単位での伝送路の状態の変化を補償することができる。
ここで、平均化フィルタ２２０５は、過去Ｗ個（Ｗは２以上の整数）の既知ＢＰＳＫ信号系列（ｂ）を用いて算出された等化重みの平均値を求めたり、忘却係数を用いて等化重みを平均化したりするなど、従来の平均化フィルタを用いて平均化することができる。
上記に述べた構成により、第１等化重み演算回路２２０３では、第２等化重み演算回路２２０４よりも長い遅延時間のインパルス応答を推定する必要があり、それに伴い多くの演算を要する、しかし、第１等化重み演算回路２２０３は、既知ＢＰＳＫ信号（ａ）で等化重みを算出した後は殆ど等化重みを更新する必要がなくなる。このため、伝送路の状態の変化を補償するための全体の演算処理を削減することができる。
＜第８の実施形態＞
以下、本発明の第８の実施形態について、図面を参照して説明する。図３６は、本第８の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図３６に示した送信信号フレームでは、送信機は、イニシャルモードにおいて、データ信号を送信せず、既知ＢＰＳＫ信号のみを送信する。
すなわち、このイニシャルモードでは、送信機が既知ＢＰＳＫ信号のみを送信し、受信機が、光ファイバ伝送における様々なパラメータ（例えば、伝送路状態、光キャリアの不安定性、タイミング同期、非線形効果など）を測定する。その後、十分な時間を用いて、光ファイバ伝送における様々なパラメータ測定が終了した後に、イニシャルモードからデータ伝送モードへの切り替えを行い、送信機は、送信信号を既知ＢＰＳＫ信号からデータ信号に切り替えて、受信機にデータ信号を送信する。
上記に述べたとおり、本第８の実施形態の送信信号フレーム構成によれば、送信機は既知ＢＰＳＫ信号を十分な時間を用いて送信し、受信機において光ファイバ伝送における様々なパラメータを測定した後に、送信機がデータ信号を送信することになる。このため、受信機は、データ信号の復調を、データ信号の先頭から高い伝送特性で行うことが可能となる。
なお、イニシャルモードの信号系列として、上記に述べた第２の実施形態の送信信号フレーム構成から第６の実施形態の送信信号フレーム構成で用いた既知ＢＰＳＫ信号系列を用いる。
上記に述べた第２の実施形態の送信信号フレーム構成から第８の実施形態の送信信号フレーム構成は組み合わせて用いることもできる。
＜第９の実施形態＞
以下、本発明の第９の実施形態について、図面を参照して説明する。図３７は、本第９の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図３７に示した送信信号フレームは、信号Ａと信号Ｂにより成り立っている。信号Ａは、交番信号、もしくは任意の既知であるＢＰＳＫ信号からなる信号系列である。例えば、信号ＡとしてＰＮ系列を用いることもできる。信号Ｂは、既知であるＢＰＳＫ信号、もしくは、任意の未知のデータ信号から構成される。
図３７に示した第９の実施形態の送信信号フレーム構成を用いることによって、受信機では、既知ＢＰＳＫ信号Ａを用いてタイミング検出、サンプリングクロックの推定、周波数オフセットの推定、および波長分散の推定を行うことができる。また、受信機では、信号Ｂを用いて、精度の高いタイミング同期、周波数オフセットの推定、残留波長分散の推定、および等化ウエイトの算出を行うことができる。
ここで図３７の既知ＢＰＳＫ信号Ａは、交番信号もしくは任意のＢＰＳＫ信号であればよくて、例えばＰＮ系列であっても良いし、あるＢＰＳＫ信号系列の複数回の繰り返しであっても良い。
次に、本第９の実施形態の送信信号フレーム構成の送信信号フレームを受信する受信機の具体例について説明する。図３８は、本第９の実施形態の送信信号フレーム構成を用いたときの受信機の概略構成の一例を示したブロック図である。図３８において受信機２３００は、サンプリングクロック補償回路２３０１、タイミング同期回路２３０２、ＦＦＴ回路２３０３、波長分散補償回路２３０４、周波数オフセット補償回路２３０５、ＩＦＦＴ回路２３０６、適応等化回路２３０７、復調回路２３０８、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８、および信号Ｂ区間信号処理部２３１９から構成される。また、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８は、既知ＢＰＳＫ信号Ａ検出回路２３０９、サンプリングクロック推定回路２３１０、周波数オフセット粗推定回路２３１１、波長分散粗推定回路２３１２、およびタイミング検出（フレーム同期）回路２３１３から構成される。また、信号Ｂ区間信号処理部２３１９は、周波数オフセット精推定回路２３１４、偏波モード分散推定回路２３１５、波長分散精推定回路２３１６、およびタイミング検出（シンボル同期）回路２３１７から構成される。
タイミング検出（フレーム同期）回路２３１３では、信号Ａが交番信号である場合には、交番信号のある特定の周波数点にピークが出ることを利用して、そのピーク値が見えなくなる点を検出し、その部分を信号Ｂの区間との境目（境界）としてタイミング検出をすることができる。一方、信号Ａが任意の既知であるＢＰＳＫ信号である場合には、タイミング検出（フレーム同期）回路２３１３は、任意の既知であるＢＰＳＫ信号との相互相関を用いてタイミング検出を行うことができる。そして、タイミング検出（フレーム同期）回路２３１３は、タイミング検出の結果をタイミング同期回路２３０２に出力する。
以下に詳述するように、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８において、それぞれ推定または検出した結果をサンプリングクロック補償回路２３０１、タイミング同期回路２３０２、波長分散補償回路２３０４、および周波数オフセット補償回路２３０５に出力する。そして、出力された値を元に、受信信号に対してサンプリングクロック補償回路２３０１、タイミング同期回路２３０２、波長分散補償回路２３０４、および周波数オフセット補償回路２３０５において、それぞれ、サンプリングクロック補償、タイミング同期、波長分散補償、および周波数オフセット補償を行う。
まず、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８について説明する。既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８では、受信信号から、既知ＢＰＳＫ信号Ａ検出回路２３０９によって既知ＢＰＳＫ信号Ａの区間を検出する。既知ＢＰＳＫ信号Ａが交番信号の場合、図３０に示したように周波数スペクトルが特徴的であるので、例えば、交番信号によってピークが出る特定の周波数成分が、ある閾値を超えた時点で、交番信号の区間を検出することができる。
続いて、サンプリングクロック推定回路２３１０では、受信された交番信号を用いて、受信機のサンプリングクロックのずれを推定し、その推定結果をサンプリングクロック補償回路２３０１に出力する。既知ＢＰＳＫ信号Ａが交番信号の場合には、サンプリングクロック推定回路２３１０は、周波数領域での信号分布から受信機のサンプリングクロックのずれを推定可能である。一方、既知ＢＰＳＫ信号Ａが任意のＢＰＳＫ信号である場合には、サンプリングクロック推定回路２３１０は、一定間隔で受信される既知ＢＰＳＫ信号Ａの区間の受信信号のタイミングずれ、もしくは位相のシフトから、残留クロックずれを推定する。
続いて、周波数オフセット粗推定回路２３１１では、受信された既知ＢＰＳＫ信号Ａのスペクトルと送信に使用された既知ＢＰＳＫ信号Ａのスペクトルのずれを用いて受信機における周波数オフセットの粗推定を行ったり、任意のＢＰＳＫ信号の繰り返し特性を用いて周波数オフセットを推定したりして、その推定結果を周波数オフセット補償回路２３０５に出力する。
続いて、波長分散粗推定回路２３１２では、受信された既知ＢＰＳＫ信号Ａを用いて波長分散量を推定する。ここで、既知ＢＰＳＫ信号Ａが交番信号である場合には、波長分散粗推定回路２３１２は、受信された交番信号のスペクトルの到来時間差を用いて波長分散量を粗推定する。一方、既知ＢＰＳＫ信号Ａが任意のＢＰＳＫ信号である場合には、波長分散粗推定回路２３１２は、周波数領域での信号が中心周波数を中心点として複素共役の関係になる性質を利用して、高周波側の信号と低周波側の信号との間の到来時間差を用いて波長分散量を粗推定する。そして、波長分散粗推定回路２３１２は、波長分散補償回路２３０４にその推定結果を出力する。
続いて、タイミング検出（フレーム同期）回路２３１３では、既知ＢＰＳＫ信号Ａが交番信号である場合には、交番信号のある特定の周波数点にピークが出ることを利用して、そのピーク値が見えなくなる点を検出し、この点を信号Ｂの区間との境目とする。このことによって、ピーク値が見えなくなる部分を境界として、タイミング検出をすることができる。一方、既知ＢＰＳＫ信号Ａが任意の既知であるＢＰＳＫ信号である場合には、タイミング検出（フレーム同期）回路２３１３は、相互相関を用いてタイミング検出をすることができる。そして、タイミング検出（フレーム同期）回路２３１３は、タイミングを検出した結果を、タイミング同期回路２３０２に出力する。
上記に述べたように、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８において、それぞれ推定または検出した結果を、サンプリングクロック補償回路２３０１、タイミング同期回路２３０２、波長分散補償回路２３０４、および周波数オフセット補償回路２３０５に出力する。そして、サンプリングクロック補償回路２３０１、タイミング同期回路２３０２、波長分散補償回路２３０４、および周波数オフセット補償回路２３０５は、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８から入力されたそれぞれの推定結果および検出結果に基づいて、受信信号に対して、それぞれ、サンプリングクロック補償、タイミング同期、波長分散補償、および周波数オフセット補償を行う。
なお、ＦＦＴ回路２３０３は、タイミング同期回路２３０２から出力される時間領域の信号にＦＦＴを行って周波数領域の信号に変換する。また、ＩＦＦＴ回路２３０６は、周波数オフセット補償回路２３０５から出力される周波数領域の信号にＩＦＦＴを行って時間領域の信号に変換する。
次に、信号Ｂ区間信号処理部２３１９について説明する。信号Ｂが受信される区間においては、受信された信号Ｂに基づいて、信号Ｂ区間信号処理部２３１９内の周波数オフセット精推定回路２３１４、偏波モード分散推定回路２３１５、波長分散精推定回路２３１６、タイミング検出（シンボル同期）回路２３１７がそれぞれの推定または検出を行う。そして、信号Ｂ区間信号処理部２３１９において、それぞれ推定または検出した結果を、タイミング同期回路２３０２、波長分散補償回路２３０４、周波数オフセット補償回路２３０５、および適応等化回路２３０７に出力する。
まず、周波数オフセット精推定回路２３１４では、適応等化回路２３０７の出力に基づいて周波数オフセットを精推定し、その推定結果を周波数オフセット補償回路２３０５に出力する。
続いて、偏波モード分散推定回路２３１５では、周波数オフセット精推定回路２３１４の出力に基づいて偏波モード分散を推定し、その推定結果を適応等化回路２３０７に出力する。
続いて、波長分散精推定回路２３１６では、偏波モード分散推定回路２３１５の出力に基づいて波長分散を精推定し、その推定結果を波長分散補償回路２３０４に出力する。
続いて、タイミング検出（シンボル同期）回路２３１７では、波長分散精推定回路２３１６の出力に基づいてシンボル同期レベルのタイミング検出を行い、その検出した結果をタイミング同期回路２３０２に出力する。
なお、送信された信号の特徴を用いて、ブラインドアルゴリズムで復号のための等化ウエイトを算出できる。算出された等化ウエイトや、等化ウエイトにより復号された信号系列には、周波数オフセット、偏波モード分散の影響、タイミングずれ、および残留した波長分散の影響がそれぞれ含まれている。このため、これらに関する情報を対応する推定回路（すなわち、周波数オフセットについては周波数オフセット粗推定回路２３１１および周波数オフセット精推定回路２３１４、偏波モード分散の影響については偏波モード分散推定回路２３１５、タイミングずれについてはタイミング検出（フレーム同期）回路２３１３およびタイミング検出（シンボル同期）回路２３１７、残留した波長分散の影響については波長分散粗推定回路２３１２および波長分散精推定回路２３１６）にフィードバックすればよい。波長分散の残留値の推定のためには、波長分散の影響を与える畳み込み係数と、波長分散の逆特性を与える畳み込み係数をそれぞれ用意しておき、等化ウエイトに畳み込みを行う。いずれかの係数により畳み込みされた等化ウエイト係数の時間的広がりが小さくなった場合には、残留波長分散が存在することを意味する。波長分散の影響を与える畳み込み係数で等化ウエイトを畳み込みした際に、時間的広がりが小さくなる場合には、前段（すなわち、波長分散補償回路２３０４）の波長分散の補償量が足りないことを意味する。これに対して、波長分散の逆特性の係数を与える畳み込み係数で等化ウエイトを畳み込みした際に、時間的広がりが小さくなる場合には、前段の波長分散の補償量が過剰であることを意味する。したがって、これらの結果を上記推定回路にフィードバックすることができる。または、送信された信号Ｂが既知である信号系列である場合には、受信した信号Ｂと既知である信号系列との相互相関をとるなどの従来の方法を用いて推定および検出を行うことができる。
次に、周波数オフセット補償回路２３０５、波長分散補償回路２３０４、およびタイミング同期回路２３０２では、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８と信号Ｂ区間信号処理部２３１９とから入力された推定結果および検出結果に基づいて、これらの回路が補償またはタイミング同期のために保持している情報を逐次的に更新し、その更新した結果を用いて受信信号に対する補償およびタイミング同期を行う。
また、適応等化回路２３０７は、偏波モード分散推定回路２３１５から入力された推定結果を入力値として、適応的に偏波モード分散の補償を行う。
なお、サンプリングクロック補償回路２３０１、タイミング同期回路２３０２、波長分散補償回路２３０４、および周波数オフセット補償回路２３０５は、既知ＢＰＳＫ信号Ａもしくは信号Ｂを用いて推定および検出した結果を用いて動作する。このため、サンプリングクロック補償回路２３０１、タイミング同期回路２３０２、波長分散補償回路２３０４、および周波数オフセット補償回路２３０５は、既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部２３１８もしくは信号Ｂ区間信号処理部２３１９から推定結果および検出結果が入力されるまで動作しないか、もしくは、予め与えられている初期値のみで動作する。
上記に述べた構成を用いて、信号Ｂとして既知信号系列とデータ信号系列を切り替えて用いることもできる。このようにすれば、図３８に示したように復調回路２３０８を備えることによって、同期を目的とした既知信号区間とデータ区間とに同様の構成を用いることができるため、受信機の構成の簡易化を実現することができる。
また、データ区間に切り替える際に、既知ＢＰＳＫ信号Ａの区間にデータ信号を挿入することもできる。
また、既知ＢＰＳＫ信号Ａで粗推定を行い、信号Ｂで精推定を行うことによって、周波数オフセット、偏波モード分散、タイミング検出などのパラメータの推定速度を向上することができる。
なお、既知ＢＰＳＫ信号Ａは、補償する最大の波長分散量に必要なタップ長もしくはＦＦＴポイント数の２倍程度の系列長であることが望ましい。
＜第１０の実施形態＞
以下、本発明の第１０の実施形態について、図面を参照して説明する。図３９は、本第１０の実施形態による送信信号フレームの概略構成を示した図である。図３９に示した送信信号フレームを用いる場合、信号合成回路１０２は、複数の偏波を用いて信号を伝送する際に、既知ＢＰＳＫ信号を偏波ごとに異なる系列を用いて挿入する。
受信機側では、下式（２０）のように受信信号ｒ（ｎ）（ｎは自然数）を表現することができる。
上式（２０）において、Ｌは伝送路の状態の離散タップ数、Ｓ１およびＳ２は送信偏波１および送信偏波２における既知ＢＰＳＫ信号、ＨＸＸ，ＨＸＹ，ＨＹＸ，およびＨＹＹは伝送路の状態を離散タップで表現したときの複素利得（係数）を示す。
受信機側では、ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムなどを用いて、受信した既知ＢＰＳＫ信号から伝送路の情報を推定する。
このように、図３９に示した本第１０の実施形態の送信信号フレーム構成によれば、偏波ごとに異なる既知ＢＰＳＫ信号系列を用いることによって、ブラインド推定において片方の偏波の送信信号しか復調できないという問題（ミスキャプチャ）を解決することができる。
また、偏波間で直交するように既知ＢＰＳＫ信号系列を送信することによって、容易に伝送路の状態を推定することができる。
図４０は、本第１０の実施形態の送信信号フレーム構成の一例として、偏波間で直交した信号系列を既知ＢＰＳＫ信号として用いたときのフレーム構成を示す図である。
１ブロック目は、両方の偏波（送信偏波１および送信偏波２）ともに、そのまま異なる系列を送信し、２ブロック目は、片方の偏波（送信偏波２）のみ、１ブロック目で送信した系列の符号を反転させて得られる系列を送信する。
受信機側では、１ブロック目の信号と２ブロック目の信号とを、同じ番号（すなわち、０，１，…，Ｎ−１）同士の和もしくは差を取ることによって、複数の偏波の伝送路状態を推定することができる。その他にも、例えば、以下に示すような直交する既知ＢＰＳＫ信号が考えられる。
（１）：一方の偏波を用いて既知ＢＰＳＫ信号を送信している場合は、他方の偏波については信号を送信しない。
（２）：下記参考文献５に記載された時空間直交符号を用いる。
（３）：下記参考文献６に記載されたＨａｄａｍａｒｄ符号を用いる。
［参考文献５］S. M. Alamouti, “A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications”, IEEE JOURNAL ON SELECT AREAS IN COMMUNICATIONS, VOL 16, NO. 8, pp. 1451-1458, OCTOBER 1998.
［参考文献６］J. G. Proakis, “Digital communications”, Fourth edition, McGraw-Hill, pp. 424-425, 2000.
また、図２９に示した第５の実施形態の送信信号フレーム構成の交番信号を用いて、偏波ごとに異なる交番信号を用いることでミスキャプチャ問題を解決することができる。例えば、既知ＢＰＳＫ信号として交番信号Ａ（Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（０），Ｓ（１），・・・）と、交番信号Ｂ（Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（１），Ｓ（０），Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（１），・・・）とを偏波多重して送信した場合、受信機では、図４１に示すような受信信号の周波数スペクトルが観測される。この受信信号に対して、受信機で等化に用いる重みを用いて補償したとき、交番信号Ａおよび交番信号Ｂのうちのいずれか一方の周波数スペクトルのみしか現れないため、どちらの偏波の信号を復調しているかを判定することができる。
上記に述べた既知ＢＰＳＫ信号の信号長は、観測した誤り率や周波数スペクトル形状、所要通信品質、Ｑ値マージン、ファイバの種類、伝搬距離、伝送路の波長分散量、偏波モード分散量、多重数などに応じて可変にすることができる。
上記に述べたとおり、本発明の第２〜第１０の実施形態によれば、コヒーレント検波方式を用いた光ファイバ伝送において、時間多重された既知ＢＰＳＫ信号系列を用いて、伝送路の状態および光伝送装置特有の不安定性を推定し、伝送品質の向上した光ファイバ通信を実現することができる。
なお、本発明の第２〜第１０の実施形態においては、送信信号フレーム構成として、既知ＢＰＳＫ信号系列を先頭に挿入（時間多重）した例を用いて説明した。しかし、既知ＢＰＳＫ信号系列を末尾に挿入（時間多重）した場合も同様に考えることができる。
また、本発明の第２〜第１０の実施形態においては、送信信号フレーム構成として、既知ＢＰＳＫ信号とデータ信号とは同じ信号電力で送信した例を用いて説明した。これに対して、既知ＢＰＳＫ信号の送信信号電力を、データ信号の送信信号電力のα倍（α＞０）として、既知ＢＰＳＫ信号とデータ信号とを異なる信号電力で送信することもできる。
例えば、α＞１とした場合は、既知ＢＰＳＫ信号の信号対雑音電力比が、データ信号の信号対雑音電力比よりも大きくなり、様々なパラメータの推定精度が向上する。また、α＜１とした場合は、交番信号を送信した際に、ある特定の周波数スペクトルのピークを抑えることができる。
以上、本発明の各実施形態について、図面を参照して説明してきたが、具体的な構成はこれらの実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲においての種々の変更も含まれる。
上述した各実施形態を適宜組み合わせるようにしても良い。例えば、第２〜第１０の実施形態で説明したＢＰＳＫ信号系列のうち、交番信号で構成されたＢＰＳＫ信号系列は、第１の実施形態で説明した特定周波数帯域信号の一例である。したがって、第２〜第１０の実施形態において交番信号のＢＰＳＫ信号系列を用いている構成を第１の実施形態の構成と組み合わせるようにしてもよい。
以上説明した様に、本発明によれば、特定周波数帯域信号を送信する光信号送信装置および特定周波数帯域信号を受信する光信号受信装置を用いることで、信号位置検出、クロックずれ推定、周波数ずれ推定、および波長分散量推定を可能にする。また、既知信号により光信号送信装置と光信号受信装置の同期を確立することができる。
１０１…特定周波数帯域信号発生回路
１０２…信号合成回路
１０３…電気光変換回路
１０４…送信信号生成回路
２０１…特定周波数帯域信号発生回路
２０２−１〜２０２−Ｌ…信号合成回路
２０３…電気光変換周波数多重回路
２０４…送信信号生成回路
６０１、８０１、９０１、１００１…光電気変換回路
６０２、８０２…アナログ・デジタル変換回路
６０３、８０３、９０３、１００３、１００８…離散フーリエ変換回路
６０４、８０４、９０４、１００４…特定周波数帯域信号検出回路
６０５、８０６、９０６、１００６…受信信号特性推定回路
８０５、９０５、１００５…特定周波数帯域信号電力記憶回路
９０２、１００２…波長分散補償回路
１００７…信号記憶回路
２１００…波長分散算出回路
２１０１…分岐回路
２１０２−１…第１スライディング相関回路
２１０２−２…第２スライディング相関回路
２１０３−１…第１平均化回路
２１０３−２…第２平均化回路
２１０４…波長分散算出回路
２２００…デジタル信号処理部
２２０１…第１等化回路
２２０２…第２等化回路
２２０３…第１等化重み演算回路
２２０４…第２等化重み演算回路
２２０５…平均化フィルタ
２２０６…復調回路
２３００…受信機
２３０１…サンプリングクロック補償回路
２３０２…タイミング同期回路
２３０３…ＦＦＴ回路
２３０４…波長分散補償回路
２３０５…周波数オフセット補償回路
２３０６…ＩＦＦＴ回路
２３０７…適応等化回路
２３０８…復調回路
２３０９…既知ＢＰＳＫ信号Ａ検出回路
２３１０…サンプリングクロック推定回路
２３１１…周波数オフセット粗推定回路
２３１２…波長分散粗推定回路
２３１３…タイミング検出（フレーム同期）回路
２３１４…周波数オフセット精推定回路
２３１５…偏波モード分散推定回路
２３１６…波長分散精推定回路
２３１７…タイミング検出（シンボル同期）回路
２３１８…既知ＢＰＳＫ信号Ａ区間信号処理部
２３１９…信号Ｂ区間信号処理部

Claims (28)

  1. 光通信における信号生成回路および信号受信回路であって、
    前記信号生成回路は、
    送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数広がりが小さい信号成分を複数の特定周波数に有する特定周波数帯域信号を２シンボル以上の既知信号によって生成する特定周波数帯域信号発生回路と、
    前記特定周波数帯域信号発生回路によって生成された前記特定周波数帯域信号の入力を受け、前記送信すべき信号系列に前記特定周波数帯域信号を挿入して送信信号系列を生成する少なくとも１つの信号合成回路と
    を備え、
    前記特定周波数帯域信号が挿入されている光信号を光通信により受信する前記信号受信回路は、
    入力された前記送信信号系列の光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、
    前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
    前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に離散フーリエ変換を行うフーリエ変換回路と、
    前記離散フーリエ変換によって得られた信号から、前記複数の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号の周波数領域における位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、
    前記特定周波数帯域信号検出回路により検出された前記特定周波数帯域信号の前記位置から、前記信号送信回路と当該信号受信回路との間の周波数ずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを推定する受信信号特性推定回路と
    を備える、
    信号生成回路および信号受信回路。
  2. 前記光通信は光信号を２つ以上の異なる周波数チャネルで送信する通信であって、
    前記異なる周波数チャネルはオーバーラップした周波数領域を有し、
    前記特定周波数帯域信号発生回路は、光信号を送信する周波数チャネルにおいて前記特定周波数帯域信号を生成し、前記異なる周波数チャネルのうち隣り合う２つの周波数チャネル間で少なくとも１つ以上の前記特定周波数帯域信号の周波数成分を一致させる
    請求項１に記載の信号生成回路および信号受信回路。
  3. 前記光通信は光信号を２つ以上の異なる周波数チャネルで送信する通信であって、
    前記異なる周波数チャネルはオーバーラップした周波数領域を有し、
    前記特定周波数帯域信号発生回路は、光信号を送信する周波数チャネルにおいて前記特定周波数帯域信号を生成し、前記異なる周波数チャネルのうち隣り合う２つの周波数チャネル間で少なくとも１つ以上の前記特定周波数帯域信号の周波数成分の位置を一致させ、互いに打ち消しあうように前記少なくとも１つ以上の前記特定周波数帯域信号の周波数成分の振幅および位相を制御する
    請求項１に記載の信号生成回路および信号受信回路。
  4. 前記特定周波数帯域信号発生回路は、複数の周期の特定周波数帯域信号および前記複数の周期の特定周波数帯域信号の位相を回転させた特定周波数帯域信号を生成し、前記複数の周期の特定周波数帯域信号および前記位相を回転させた特定周波数帯域信号を合成または乗算し、合成または乗算により得られた信号を前記特定周波数帯域信号として生成する
    請求項１から請求項３のいずれか１の項に記載の信号生成回路および信号受信回路。
  5. 光通信における信号生成回路であって、
    送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数広がりが小さい信号成分を複数の特定周波数に有する特定周波数帯域信号を生成する特定周波数帯域信号発生回路と、
    前記特定周波数帯域信号発生回路によって生成された前記特定周波数帯域信号の入力を受け、前記送信すべき信号系列に前記特定周波数帯域信号を挿入して送信信号系列を生成する少なくとも１つの信号合成回路と
    を備え、
    前記特定周波数帯域信号は、前記光通信を行う光信号送信装置と光信号受信装置との間で既知であり交番信号で構成されたＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）信号系列であって、
    前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列を１以上、前記送信すべき信号系列の先頭もしくは末尾に挿入して前記送信信号系列を生成する信号生成回路。
  6. 前記ＢＰＳＫ信号系列は、ＢＰＳＫ信号を用いた系列、ＱＰＳＫ信号の点対称な２点を用いた系列、あるいは、多値変調における点対称な信号２点を用いた系列である請求項５に記載の信号生成回路。
  7. 前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列を一定間隔で周期的に前記送信すべき信号系列に挿入する請求項５または６に記載の信号生成回路。
  8. 前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列を複数連続して繰り返して前記送信すべき信号系列に挿入する請求項５から請求項７のいずれか１の項に記載の信号生成回路。
  9. 前記少なくとも１つの信号合成回路は、Ｂを送信信号の占有帯域幅、Ｄｍａｘを補償する波長分散量の最大値、Ｔｐｍｄを補償する偏波モード分散の最大値、λを中心波長、ｃを光速としたときに、
    により与えられる時間をもとに前記ＢＰＳＫ信号系列の系列長を決定する請求項５から請求項８のいずれか１の項に記載の信号生成回路。
  10. 前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記光信号送信装置が前記ＢＰＳＫ信号のみを送信信号として送信し、前記光信号受信装置が伝送路の状態を推定するイニシャルモードと、前記光信号送信装置がデータ信号を伝送し、前記光信号受信装置が、前記イニシャルモードで推定された前記伝送路の前記状態を用いて等化および補償を行うデータ伝送モードとを切り替える請求項５から請求項９のいずれか１の項に記載の信号生成回路。
  11. 前記少なくとも１つの信号合成回路は、前記ＢＰＳＫ信号系列として２つの偏波間で異なる信号系列を前記送信すべき信号系列に挿入する請求項５から請求項１０のいずれか１の項に記載の信号生成回路。
  12. 請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の信号生成回路および信号受信回路における前記信号生成回路、または、請求項５から請求項１１のいずれか１の項に記載の信号生成回路と、
    前記少なくとも１つの信号合成回路によって生成された前記送信信号系列を光信号に変換する電気光変換回路と
    を備えた光信号送信装置。
  13. 複数の前記信号合成回路を備える請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の信号生成回路および信号受信回路における前記信号生成回路、または、複数の前記信号合成回路を備える請求項５から請求項１１のいずれか１の項に記載の信号生成回路と、
    前記信号生成回路における前記複数の信号合成回路のそれぞれにより生成された複数の信号系列を異なる周波数帯域に対応する光信号に変換し、変換された光信号の少なくとも一つ以上の周波数成分を一致させる電気光変換周波数多重回路と
    を備えた光信号送信装置。
  14. 特定周波数帯域信号が挿入されている光信号を光通信により受信する信号受信回路であって、
    入力された光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、
    前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
    前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に離散フーリエ変換を行うフーリエ変換回路と、
    前記離散フーリエ変換によって得られた信号から、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号の周波数領域における位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、
    前記特定周波数帯域信号検出回路により検出された前記特定周波数帯域信号の前記位置から、信号送信回路と当該信号受信回路との間の周波数ずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記信号送信回路で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と当該信号受信回路で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを推定する受信信号特性推定回路と
    を備える信号受信回路。
  15. 前記受信信号特性推定回路は、高い周波数帯域に存在する前記特定周波数帯域信号の前記電力と低い周波数帯域に存在する前記特定周波数信号の前記電力の出現のタイミングのずれまたは消失のタイミングのずれの少なくとも一方から、光通信経路の波長分散量を推定する
    請求項１４に記載の信号受信回路。
  16. 特定周波数帯域信号電力記憶回路を備え、
    前記フーリエ変換回路は、前記特定周波数帯域信号の長さとフーリエ変換長の小さい方以下の間隔で前記離散フーリエ変換を行い、
    前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記フーリエ変換回路により離散フーリエ変換された周波数領域の信号における前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を２つ以上の周波数に対して検出し、検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される個別の到来時間差、あるいは、前記特定周波数帯域信号電力値から算出され、前記個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させ、
    前記受信信号特性推定回路は、前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶されている検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち前記２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される前記個別の到来時間差、あるいは、前記個別の到来時間差の前記算出式に用いられる前記係数を用いて、２つ以上の周波波数帯に対応する前記特定周波数帯域信号の到来時間差を推定し、推定した前記到来時間差から光通信経路の波長分散量を推定する
    請求項１４または請求項１５に記載の信号受信回路。
  17. 特定周波数帯域信号電力記憶回路を備え、
    前記受信信号特性推定回路により推定された前記波長分散量の推定値に基づいて波長分散の逆特性を前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に与える波長分散補償回路をさらに備え、
    前記フーリエ変換回路は、前記波長分散の前記逆特性が与えられたデジタル信号に、前記特定周波数帯域信号の長さとフーリエ変換長の小さい方以下の間隔で前記離散フーリエ変換を行い、
    前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記フーリエ変換回路により離散フーリエ変換された周波数領域の信号における前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を検出し、検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される個別の到来時間差、あるいは、前記特定周波数帯域信号電力値から算出され、前記個別の到来時間差の算出式に用いられる係数を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させ、
    前記受信信号特性推定回路は、前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶されている検出された前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち前記２つ以上の値、または、前記特定周波数帯域信号電力値から算出される前記個別の到来時間差、あるいは、前記個別の到来時間差の前記算出式に用いられる前記係数を用いて、２つ以上の周波波数帯に対応する前記特定周波数帯域信号の到来時間差を推定し、推定した前記到来時間差から光通信経路の波長分散量を推定し、推定された波長分散量を前記波長分散補償回路に出力する
    請求項１５に記載の信号受信回路。
  18. 前記波長分散補償回路は、波長分散補償のための係数を変更する際に、前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶されている内容の少なくとも一部を消去し、
    前記受信信号特性推定回路は、新たな信号系列について推定された前記光通信経路の波長分散量を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させる
    請求項１７に記載の信号受信回路。
  19. 前記波長分散補償回路は、前記受信信号特性推定回路により推定された前記波長分散量の前記推定値に基づいて前記波長分散の前記逆特性を前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に与えるとともに、前記特定周波数帯域信号を検出した場合に、前記特定周波数帯域信号の検出を前記フーリエ変換回路に通知し、
    前記フーリエ変換回路は、前記特定周波数帯域信号の長さと前記フーリエ変換長の小さい方以下の前記間隔で前記離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号の検出が通知された場合に前記特定周波数帯域信号検出回路に離散フーリエ変換された信号を出力する、
    請求項１７または請求項１８に記載の信号受信回路。
  20. 前記波長分散補償回路は、前記受信信号特性推定回路により推定された前記波長分散量の前記推定値に基づいて波長分散の逆特性を前記アナログ・デジタル変換回路により変換された前記デジタル信号に与えるとともに、前記特定周波数帯域信号を含む信号を前記フーリエ変換回路に出力し、
    前記フーリエ変換回路は、前記波長分散補償回路から出力された前記特定周波数帯域信号を含む前記信号に対して前記特定周波数帯域信号の長さと前記フーリエ変換長の小さい方以下の前記間隔で前記離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号が検出された場合に前記特定周波数帯域信号検出回路に離散フーリエ変換された信号を出力し、
    前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記フーリエ変換回路から出力される前記離散フーリエ変換された信号から、前記特定周波数帯域信号電力値が増加している途中の値、ピークとなる値、減少している途中の値、最小となる値のうち２つ以上の値を取得し、取得した前記２つ以上の値を前記特定周波数帯域信号電力記憶回路に記憶させる、
    請求項１７または請求項１８に記載の信号受信回路。
  21. 前記特定周波数帯域信号検出回路は、前記離散フーリエ変換された周波数領域の前記信号における前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である前記特定周波数帯域信号電力値を検出する際に、前記受信信号特性推定回路により推定された周波数ずれの情報、または外部から入力された周波数ずれ情報を用いて、前記特定周波数帯域信号電力値の算出対象となる周波数をシフトする、
    請求項１６から請求項２０のいずれか１の項に記載の信号受信回路。
  22. 前記フーリエ変換回路は、前記特定周波数帯域信号を含み前記特定周波数帯域信号の長さの整数倍の長さに対応する信号に対し、前記特定周波数帯域信号の長さと同じ間隔で離散フーリエ変換を行い、前記離散フーリエ変換によって得られた信号を前記特定周波数帯域信号検出回路に出力する
    請求項１４から請求項２１のいずれか１の項に記載の信号受信回路。
  23. 前記受信信号特性推定回路は、前記特定周波数帯域信号検出回路によって前記特定周波数帯域信号が検出されなかった受信信号の周波数領域における信号分布の重心位置から前記周波数ずれを算出する
    請求項１４から請求項２２のいずれか１の項に記載の信号受信回路。
  24. ２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる光信号発生ステップと、
    前記光信号発生ステップにおいて発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得ステップと、
    前記デジタル信号取得ステップにおいて変換された前記デジタル信号の中から前記特定周波数帯域信号の位置を検出する信号位置検出ステップと、
    前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、光通信を行う光信号受信装置と光信号送信装置との間の周波数ずれを検出する周波数ずれ検出ステップと、
    前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の前記周波数位置を推定し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出するクロックずれ検出ステップと、
    前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から、波長分散量を検出する波長分散量検出ステップと
    を有する光信号同期確立方法。
  25. ２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる光信号発生ステップと、
    前記光信号発生ステップにおいて発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得ステップと、
    前記デジタル信号取得ステップにおいて変換された前記デジタル信号に対して、推定された波長分散の逆特性を与える波長分散補償ステップと、
    前記デジタル信号に対して離散フーリエ変換を行い、前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を算出する特定周波数帯域信号電力値算出ステップと、
    前記波長分散補償ステップにおいて、前記推定された前記波長分散の前記逆特性が与えられたデジタル信号の中から前記特定周波数帯域信号の位置を検出する信号位置検出ステップと、
    前記信号位置検出ステップにおいて検出された前記特定周波数帯域信号の電力値を記憶する特定周波数帯域信号記憶ステップと、
    前記特定周波数帯域信号記憶ステップにおいて記憶された前記特定周波数帯域信号の前記電力値から前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、光通信を行う光信号受信装置および光信号送信装置間の周波数ずれを検出する周波数ずれ検出ステップと、
    前記特定周波数帯域信号記憶ステップにおいて記憶された前記特定周波数帯域信号の前記電力値から前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出するクロックずれ検出ステップと、
    前記特定周波数帯域信号記憶ステップにおいて記憶された前記特定周波数帯域信号の前記電力値から前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から、波長分散量を検出する波長分散量検出ステップと
    を有する光信号同期確立方法。
  26. 前記特定周波数帯域信号電力値算出ステップは、前記周波数ずれ検出ステップにおいて検出された前記周波数ずれの量に応じて、前記特定周波数帯域信号電力値を算出する際の周波数領域をシフトする
    請求項２５に記載の光信号同期確立方法。
  27. 光信号送信装置と、前記光信号送信装置と光通信を行う光信号受信装置とを具備し、
    前記光信号送信装置は、
    ２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる特定周波数帯域信号発生回路を有し、
    前記光信号受信装置は、
    前記特定周波数帯域信号発生回路において発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
    前記アナログ・デジタル変換回路において変換された前記デジタル信号の中から前記特
    定周波数帯域信号の位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、
    前記特定周波数帯域信号検出回路において検出された前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、前記光信号受信装置と前記光信号送信装置との間の周波数ずれを検出し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出し、前記特定周波数帯域信号検出回路において検出された前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から、波長分散量を検出する受信信号特定推定回路と
    を有する光信号同期システム。
  28. 光信号送信装置と、前記光信号送信装置と光通信を行う光信号受信装置とを具備し、
    前記光信号送信装置は、
    ２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させる特定周波数帯域信号発生回路を有し、
    前記光信号受信装置は、
    前記特定周波数帯域信号発生回路において発生させた前記特定周波数帯域信号を含む信号を受信し、受信した前記信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
    前記アナログ・デジタル変換回路において変換された前記デジタル信号に対して、推定された波長分散の逆特性を与える波長分散補償回路と、
    前記デジタル信号に対して離散フーリエ変換を行うフーリエ変換回路と、
    前記波長分散補償回路において、前記推定された前記波長分散の前記逆特性が与えられたデジタル信号の中から前記特定周波数帯域信号の位置を検出する特定周波数帯域信号検出回路と、
    前記特定周波数帯域信号検出回路において検出された前記特定周波数帯域信号の電力または振幅である特定周波数帯域信号電力値を記憶する特定周波数帯域信号記憶回路と、
    前記特定周波数帯域信号記憶回路において記憶された前記特定周波数帯域信号の前記特定周波数帯域信電力値から前記特定周波数帯域信号の周波数位置を推定し、前記光信号受信装置および前記光信号送信装置間の周波数ずれを検出し、前記周波数位置の間隔から、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の周波数間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の周波数間隔との間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の長さと前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の長さとの間のずれと、前記光信号送信装置で与えられる特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔と前記光信号受信装置で測定された前記特定周波数帯域の信号系列の挿入間隔との間のずれとのうちの少なくとも１つを検出し、前記特定周波数帯域信号記憶回路において記憶された前記特定周波数帯域信号の前記特定周波数帯域信電力値から前記特定周波数帯域信号の時間位置を推定し、異なる周波数に対応する前記特定周波数帯域信号の前記時間位置の差から波長分散量を検出する受信信号特性推定回路と
    を有する光信号同期システム。
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