WO2007052380A1 - マッハツェンダ干渉計を用いた光受信器 - Google Patents

マッハツェンダ干渉計を用いた光受信器 Download PDF

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WO2007052380A1
WO2007052380A1 PCT/JP2006/310045 JP2006310045W WO2007052380A1 WO 2007052380 A1 WO2007052380 A1 WO 2007052380A1 JP 2006310045 W JP2006310045 W JP 2006310045W WO 2007052380 A1 WO2007052380 A1 WO 2007052380A1
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frequency
circuit
mach
detection circuit
signal
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PCT/JP2006/310045
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Inventor
Mikio Yoneyama
Fumiaki Saitou
Shigeru Ono
Yosuke Takeuchi
Kazushige Yonenaga
Shoichiro Kuwahara
Eiji Yoshida
Yutaka Miyamoto
Hiroto Kawakami
Original Assignee
Ntt Electronics Corporation
Nippon Telegraph And Telephone Corporation
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    • G02F1/03—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on ceramics or electro-optical crystals, e.g. exhibiting Pockels effect or Kerr effect
    • G02F1/0327—Operation of the cell; Circuit arrangements

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver of an optical communication system using phase-modulated signal light such as a differential phase shift keying transmission system.
  • the information amount per symbol is 1-bit DPSK (differential phase shift keying) and 2-bit DQPSK (differential 4-phase shift key). / f) and 3-bit D8PSK (differential 8-phase shift key).
  • These transmission codes are characterized by transmitting ' ⁇ ' ⁇ ' ⁇ ' information as phase information of light that is not the intensity of light (direct detection), providing high reception sensitivity and non-linear tolerance.
  • the RZ-DPSK Retum-to_Zero DPSK
  • the phase-modulated optical signal is further pulsed intensity modulated.
  • the RZ pulse method is CSRZ_DPSK (Carrier Suppressed Return-to-Zero DPS K) whose phase varies by ⁇ between adjacent pulses (Non-Patent Document 1, A new modulation code such as 2) has also been proposed.
  • the signal is demodulated into an intensity-modulated signal by the interference of the optical phase (0 or ⁇ ) of the preceding and following symbols, and is output from the two output ports as a “ ⁇ and 0” signal.
  • FIG. 28 (b) it is necessary to match the carrier frequency with the frequency at which the transmission characteristics are maximized or minimized.
  • Figure 28 (c) shows the state where the transmission characteristics of the carrier frequency are set to maximum (constantive) and minimum (destructive) for the ports of output 1 and output 2, respectively.
  • a ridge is composed of an optical waveguide or an optical fiber, and a heater formed in two optical paths is heated to adjust a phase difference of light passing through each optical path and reaching a multiplexing point.
  • the transmission characteristics can be shifted on the optical frequency axis. Therefore, by heating the heater, that is, the frequency adjustment terminal, the carrier frequency and the maximum or minimum frequency of the transmission characteristic can be matched.
  • a driver circuit that converts a control voltage into a current is used.
  • Patent Document 1 discloses a specific means for matching the transmission characteristics of the soot with the carrier frequency.
  • a minute modulation signal (frequency f) is superimposed on an optical frequency adjustment terminal via a driver, the minute modulation signal is detected from the output of the optical receiver, and synchronized with the minute signal.
  • a frequency-locked loop is constructed that shifts the transmission characteristics of MZI by frequency so that the detected output becomes zero or a predetermined value.
  • the minute modulation signal detection means a peak detection circuit for detecting the output amplitude of the optical receiver is used. As described above, the difference between the carrier frequency and the MZI transmission characteristic results in a decrease in the receiver output amplitude.
  • the apparatus described in Patent Document 1 includes a second synchronous detection circuit that synchronously detects an electrical signal from the light receiving circuit in order to distinguish between a constructive and a distractive of the MZI output port, A discrimination circuit for discriminating whether the synchronous detection circuit is positive or negative and an operating point setting circuit for setting an operating point so that the output of the discrimination circuit is controlled to either positive or negative are provided.
  • phase-modulated signal light is DQPSK or the like
  • the control of MZI becomes even more difficult.
  • a means for demodulating an intensity modulation signal from a DQPSK signal in which four phase states (0, ⁇ / 2, ⁇ , 3 ⁇ / 2) exist for each symbol for example, as described in Non-Patent Document 3, 1 A configuration has been reported in which two in-phase channels and quadrature channels are demodulated independently by arranging two MZIs with a symbol delay difference (Fig. 31). In this configuration, it is necessary to give ⁇ / 4 and - ⁇ / 4 phase shifts (1 / 8FSR and -1 / 8FSR shifts in frequency) to the short optical waveguide.
  • D QPSK there are four operating points for each FSR, corresponding to the four phase states, where the average amplitude value of the demodulated intensity modulation signal is the maximum, that is, the synchronous detector circuit output is zero.
  • DQPSK uses 2 ⁇ , so if there are 4 operating points each for the MZI of the in-phase channel and quadrature channel, a total of 16 combinations of operating points will occur. If you do not correct the combination error by performing signal processing such as rearrangement and logic inversion on the demodulated received signal, you do not have to select 16 operating points in the MZI control. must not.
  • the MZI of the D8PSK receiver has the same configuration as that shown in Fig. 31 (Non-Patent Document 4), and the same control is required.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 3210061
  • Non-Patent Document 1 Y.Miyamoto et al., "Novel Modulation and Detection for Bandwidth-Reduction RZ Formats using Duobinary-Mode Splitting in Wideband PSK / ASK Conversation," J. Lightwave TechnoL, vol.20, no.12 , pp.2067-2078, Dec, 2002.
  • Non-Patent Document 2 A.Hirano et al., "Performances of CSRZ-DPSK and RZ-DPSK in 43- Gbit / s / ch DWDMG.652 Single-Mode-Fiber Transmission," Tech.Dig.on OFC20 03, ThE4 , pp.454-455.
  • Non-Patent Document 3 R. A. Griffin et al., "Optical differential quadrature phase-shift key (oD QPSK) for high capacity optical", OFC2002, WX6, 2002.
  • Non-Patent Document 4 Kamio et al. "Study on delayed detection of differential 8-phase PSK", IEICE Tech. Bulletin CS2004 -5, p.23, 2004.
  • the device described in Patent Document 1 includes a first synchronous detection circuit that synchronously detects the output of the peak detection circuit, and a second synchronous detection circuit that synchronously detects the electrical output from the receiver. Two synchronous detection circuits are required.
  • the control is complicated, and in addition to the control that makes the output of the first synchronous detection circuit zero or a predetermined value, the control that makes the output of the second synchronous detection circuit positive or negative is not performed in parallel. Let's go. This is the first issue.
  • the second problem is difficulty in receiving multilevel phase modulation signals such as DPSK and D8PSK.
  • the method of determining the operating point based on the sign of the second synchronous detection circuit output can determine the normal operating point from the two operating points.
  • the desired operating point cannot be determined from the existence of 4 operating points.
  • the third problem relates to the frequency pull-in range of the frequency locked loop.
  • the optical carrier frequency In WDM systems, the optical carrier frequency must be locked to an arbitrary frequency arranged in a wavelength grid. For this reason, a wide pull-in range is required for the frequency-locked loop.
  • the optical carrier frequency of the transmitter and the transmission frequency of MZI fluctuate due to temperature and aging, so the frequency-locked loop will not continue to maintain lock against such fluctuations. must not.
  • the fourth problem relates to logic setting in the RZ-DPSK system.
  • CSRZ modulation is one of the RZ pulse modulation methods.
  • alternating phase modulation of 0 ⁇ at the time of RZ pulse modulation is further superimposed on the phase-modulated optical signal. For this reason, when balanced reception is performed on the receiver side, signal inversion occurs. Therefore, it is necessary to reverse the logic of the signal on the receiving side using the RZ-less modulation method.
  • a fifth problem is that the frequency adjustment of ⁇ does not respond linearly to the drive current from the driver. Since the frequency adjustment of ⁇ is performed by overheating the optical waveguide by the heater, the frequency shift amount is the power consumed by the heater, not the current value (the product of the current value and the heater resistance value, that is, the square of the current) Is proportional to Therefore, when a large amount of current is flowing, the frequency shift amount per current is large. Conversely, when the current is small, the frequency shift amount is small. For this reason, the loop gain of the frequency-locked loop varies according to the amount of current, and the stability and response time of the loop vary.
  • An object of the present invention is to provide an optical receiver that can solve at least one of the first to fifth problems described above.
  • a first invention is an optical receiver for receiving differentially encoded phase-modulated signal light, and converts the phase-modulated signal light into intensity-modulated signal light
  • a Mach-Zehnder interferometer a balance type receiver that photoelectrically converts intensity-modulated signal light from the two output ports of the Mach-Zender interferometer, and outputs a difference between the converted electrical signals, and transmission characteristics of the Mach-Zender interferometer
  • a minute modulation signal generation circuit that minutely modulates the signal at a low frequency
  • a minute modulation signal detection circuit that detects a minute modulation signal included in a signal output from the balanced light receiver, and a signal output from the balance light receiver To determine whether the transmission characteristics of the two output ports of the Mach-Zehnder interferometer are maximum or minimum at the carrier frequency of the phase-modulated signal light.
  • a synchronous detection circuit that synchronously detects the minute modulation signal included in the signal output from the balanced light receiver with a signal generated by the minute modulation signal generation circuit, the minute modulation signal detection circuit, and the transmission characteristic detection.
  • a switch that switches between circuits and connects to the synchronous detection circuit, and a signal output from the synchronous detection circuit is detected as a deviation amount between a frequency at which the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer is maximum or minimum and the carrier frequency.
  • a control circuit that feeds back the transmission characteristics of the Mach-Zehnder interferometer so that the deviation amount becomes zero or a desired value.
  • the switch In the initial stage of frequency acquisition, the switch is set to connect the transmission characteristic detection circuit to the synchronous detection circuit, and the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer at the carrier frequency becomes the desired transmission characteristic.
  • the transmission characteristic detection circuit detects that the switching has occurred, the connection of the switch is switched from the transmission characteristic detection circuit to the minute modulation signal detection circuit.
  • the transmission characteristic detection circuit detects the lock state between the carrier frequency and the frequency at which the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer is maximized or minimized.
  • a lock detection circuit for detecting from the output of the detection circuit, and when the lock detection circuit detects that the frequency frequency at which the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer is maximized or minimized at the carrier frequency is detected.
  • the connection is switched from the transmission characteristic detection circuit to the minute modulation signal detection circuit.
  • a third invention is the first or second invention, wherein the transmission characteristic detection circuit includes an optical bandpass filter for band-limiting the spectrum of the phase-modulated signal light, and the balance type And a photocurrent monitor circuit that monitors the photocurrent flowing in both or one of the two light receiving elements of the photoreceiver.
  • a fourth invention is the Mach-Zehnder interferometer according to any one of the first to third inventions, wherein a low-frequency signal is added to a control signal transmitted from the control circuit to the Mach-Zender interferometer.
  • a frequency sweep circuit that sweeps the transmission band frequency of the Mach-Zehnder interferometer at the carrier frequency until the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer reaches a desired transmission characteristic. When the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer reaches a desired transmission characteristic, the sweeping by the frequency sweep circuit is stopped.
  • a fifth invention is the invention according to any one of the first to third inventions, wherein the transmission band frequency of the Mach-Zehnder interferometer is swept by inputting a low frequency signal to a reference signal terminal of the control circuit. And a frequency sweep circuit that performs the mapping at the carrier frequency. Sweep by the frequency sweep circuit until the transmission characteristics of the Mach-Zehnder interferometer reach the desired transmission characteristics, and when the transmission characteristics of the Mach-Zehnder interferometer at the carrier frequency reach the desired transmission characteristics, the frequency sweep It is characterized by stopping the sweep by the circuit.
  • a sixth invention is the connection of the switch according to the fourth or fifth invention, in a state where the transmission band frequency of the Mach-Zehnder interferometer is swept by the frequency sweep circuit in the initial stage of frequency pull-in.
  • a second control circuit is further provided for stopping the sweep and fixing the connection of the switch to the minute modulation signal detection circuit.
  • a seventh invention is the connection of the switch according to the fourth or fifth invention, in a state where the transmission band frequency of the Mach-Zehnder interferometer is swept by the frequency sweep circuit in the initial stage of frequency pull-in. Is connected to the photocurrent monitor circuit of the transmission characteristic detection circuit, and the deviation between the frequency at which the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer is maximized or minimized and the carrier frequency is monitored, and the deviation of the frequency is eliminated. If this is detected, the connection of the switch is switched to the minute modulation signal detection circuit, and the number of times that the signal of the synchronous detection circuit becomes zero or a desired value while continuing the sweep is counted, and the predetermined number of times 6.
  • An eighth invention is the invention according to any one of the fourth to seventh inventions, wherein an upper limit value or a lower limit is set in advance for a signal value of a control signal transmitted from the control circuit to the Matsuhatsu interferometer.
  • An operating point determination circuit for determining whether or not the value exceeds the value, and after the transmission of the transmission band frequency of the Mach-Zehnder interferometer by the control circuit is completed, the operating point determination circuit sets the signal value to an upper limit value. Alternatively, when it is detected that the lower limit value is exceeded, the pull-in by the control circuit is resumed.
  • a ninth invention is the invention according to any one of the fourth to eighth inventions, further comprising a cut-off circuit for cutting off signal input from the synchronous detection circuit to the control circuit, and the carrier frequency Until the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer reaches the desired transmission characteristic, the signal input from the synchronous detection circuit to the control circuit is blocked, and the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer at the carrier frequency becomes the desired transmission characteristic. Then, the synchronous detection circuit force is released from the interruption of the signal input to the control circuit.
  • a tenth invention is the invention according to any one of the fourth to ninth inventions, wherein the pull-in range when the frequency sweep circuit sweeps the transmission band frequency of the Mach-Zehnder interferometer is the phase-modulated signal light.
  • the lock range that is set to a range wider than the modulation frequency and that allows the control circuit to lock the transmission characteristics of the Mach-Zehnder interferometer is set to a range that is wider than the pull-in range. Les.
  • An eleventh invention is characterized in that, in any one of the first to tenth inventions, the transmission characteristic detection circuit performs logical inversion in response to an external command.
  • a twelfth invention is the frequency according to any one of the first to eleventh inventions, wherein the frequency is provided in the Matsuhatsu interferometer and changes the transmission characteristics of the Mach-Zehnder interferometer according to the input current value.
  • a thirteenth aspect of the invention is the invention according to any one of the first to eleventh aspects, wherein the thirteenth aspect of the Mach-Zehnder interferometer is provided in the first optical waveguide of the Matsuhatsu interferometer and according to an input current value
  • a first frequency adjusting terminal that changes transmission characteristics and a second frequency that is provided in the second optical waveguide of the Mach-Zehnder interferometer and changes the transmission characteristics of the Mach-Zehnder interferometer according to the input current value.
  • the first driver circuit input to the first frequency adjustment terminal and the second differential signal obtained by the differential circuit are driven.
  • a second driver circuit that converts the current into a second frequency and inputs it to the second frequency adjustment terminal.
  • the transmission characteristic detection circuit can lock the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer only at a normal operating point, and after the lock, the switch can be switched to the minute modulation signal detection circuit.
  • the frequency at which the transmission characteristic of the Mach-Zehnder interferometer is maximized or minimized can be completely matched with the carrier frequency.
  • the configuration of the optical receiver of the present invention is obtained by adding a transmission characteristic detection circuit and a switch to the configuration of the conventional optical receiver, and most of the components including the synchronous detection circuit can be diverted. The configuration can be greatly simplified.
  • the signal output from the synchronous detection circuit is zero or a desired value. The point of applying feedback to the transmission characteristics is common, and the control can be simplified.
  • the synchronous detection circuit starts from the frequency at which the deviation between the frequency at which the transmission characteristics of the Mach-Zehnder interferometer is maximized or minimized and the carrier frequency is eliminated by the second control circuit.
  • the desired signal is output from the multi-level phase modulation signal as in DQPSK. The operating point can be determined.
  • the low-frequency signal for sweeping the transmission band frequency of the Mach-Zehnder interferometer is added to the control signal transmitted from the control circuit to the Mach-Zender interferometer, or the reference signal of the control circuit By inputting it to the terminal, it is possible to greatly expand the pull-in range.
  • the transmission characteristics of the two output ports of the Mach-Zehnder interferometer can be changed in a constructive manner and a destructive manner with respect to the carrier frequency by logically inverting the transmission characteristic detection circuit according to an external command. Can be set to any state of the
  • the Mach-Zehnder interferometer frequency adjustment terminal is current-driven by a square root value of the control signal or a differential signal obtained by differentially converting the control signal.
  • the frequency variation characteristic of the Zünder interferometer can be made to respond linearly to the control signal.
  • the loop gain of the frequency-locked loop can be kept constant without depending on the operating point of the Mach-Zehnder interferometer.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating determination of MZI transmission characteristics by a transmission characteristic detection circuit.
  • FIG. 4 A block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a photocurrent monitor circuit and a minute modulation signal detection circuit.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 9 A diagram showing the relationship between the MZI transmission characteristic and the synchronous detection circuit output according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the operation principle of the optical receiver as the fourth embodiment of the present invention. 11] It is a diagram for explaining the operating principle of the optical receiver as the fifth embodiment of the present invention. 12] A block diagram showing a configuration of an optical receiver according to the sixth embodiment of the present invention. 13] is a diagram showing a configuration example of an integration circuit.
  • FIG. 19 A block diagram showing a configuration of an optical receiver according to an eleventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 A diagram showing the setting of the operating point determination range and the lock determination range according to the eleventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 A block diagram showing a configuration of an optical receiver according to the thirteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 23] is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 14 of the present invention.
  • FIG. 24] is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 15 of the present invention.
  • 25] FIG. 25 is a diagram for explaining the effect of the optical receiver shown in FIG.
  • FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 16 of the present invention. 27] FIG. 27 is a diagram for explaining the effect of the optical receiver shown in FIG.
  • FIG. 31 is a diagram for explaining the configuration of an optical receiver in the DQPSK system.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 1 of the present invention.
  • the optical receiver of this embodiment is an optical receiver applied to a DPSK optical communication system, and demodulates differentially encoded phase-modulated signal light into an intensity-modulated signal as shown in FIG. MZI (Machsenda Interferometer) 2 is provided.
  • MZI2 splits the phase-modulated signal light into two parts, gives one of them a propagation delay of 1 bit, combines them, interferes both phase-modulated signal lights, and converts them into intensity-modulated signal light.
  • one optical waveguide is provided with a frequency adjustment terminal 4.
  • the frequency adjustment terminal 4 is a heater for heating the optical waveguide, and receives the drive current from the driver circuit 10 to heat the optical waveguide.
  • the phase difference between the interfering phase-modulated signal lights can be adjusted by the amount of current supplied from the driver circuit 10 to the frequency adjustment terminal 4.
  • the optical receiver of this embodiment generates a minute modulation signal (frequency f). It has a minute modulation signal generation circuit 8 to be generated.
  • the driver circuit 10 converts the minute modulation signal generated by the minute modulation signal generation circuit 8 into a drive current and drives the frequency adjustment terminal 4 with current.
  • a small modulation signal detection circuit 12 is connected to the balance type light receiver 6, and a small modulation signal included in the output of the balance type light receiver 6 is detected by the minute modulation signal detection circuit 12.
  • the output of the minute modulation signal detection circuit 12 is synchronously detected by the band pass filter (BPF) 14 and the synchronous detection circuit 16 using the signal generated by the minute modulation signal generation circuit 8.
  • BPF band pass filter
  • the output of the synchronous detection circuit 16 is input to the control circuit 18.
  • the control circuit 18 detects the output of the synchronous detection circuit 16 as an error signal, and feeds back to the frequency adjustment terminal 4 of the MZI2 in the direction to cancel this.
  • the signal output from the control circuit 18 is added to the signal generated by the minute modulation signal generation circuit 8 and input to the driver circuit 10.
  • the optical receiver according to the present embodiment uses the transmission characteristic detection for determining whether the two output ports of MZI2 have the transmission characteristics of the constructive or the destructive from the output of the balanced light receiver 6.
  • Circuit 22 is provided.
  • the transmission characteristic detection circuit 22 includes a circuit that detects one output signal of the two light receiving elements of the balanced light receiver 6 or both output signals.
  • the present embodiment is configured to detect the output signal of the light receiving element corresponding to output 2 out of the two output ports of MZI2.
  • the optical receiver of this embodiment includes a switch 24 for switching the output of the transmission characteristic detection circuit 22 and the output of the minute modulation signal detection circuit 12 to connect to the synchronous detection circuit 16.
  • the switch 24 is switched by a loop switching signal from the transmission characteristic detection circuit 22.
  • M ZI2 minute modulation signal generation circuit 8
  • driver circuit 10 balanced receiver 6
  • minute modulation signal detection circuit 12 BPF14
  • synchronous detection circuit 16 In addition, a frequency synchronization loop composed of the control circuit 18 is formed.
  • a frequency synchronization loop consisting of [0042]
  • a frequency synchronization loop is configured in which the switch 24 is switched to the transmission characteristic detection circuit 22 side, and the transmission characteristic detection circuit 22 is connected to the synchronous detection circuit 16.
  • the output of the transmission characteristic detection circuit 22 is synchronously detected using the minute modulation signal of the frequency f generated by the minute modulation signal generation circuit 8.
  • the result of synchronous detection is returned to the transmission characteristic detection circuit 22, and the transmission characteristic detection circuit 22 determines whether the two output ports of MZI2 have the transmission characteristics of the constructive or the destructive from the result of the synchronous detection. .
  • Fig. 2 shows the synchronous detection circuit output obtained by synchronous detection of the component of frequency f included in the output of the transmission characteristic detection circuit 22, and the transmission characteristic indicated by output 2 (MZI) of the two output ports of MZI2.
  • FIG. 6 is a diagram showing a comparison with transmission characteristics.
  • the output of the synchronous detection circuit is the same as when the carrier frequency matches the frequency that maximizes the MZI transmission characteristics, but also when the carrier frequency matches the frequency that minimizes the MZI transmission characteristics. Both become zero.
  • the slope of the synchronous detector circuit output is positive at the maximum point of the MZI transmission characteristic, and the slope of the synchronous detector circuit output is negative at the minimum point of the MZI transmission characteristic. Therefore, whether the transmission characteristics of each output port of MZI 2 are constructive or destructive can be determined by whether the slope of the synchronous detection output is positive or negative.
  • the transmission line detection circuit 22 is used to form a frequency-locked loop and the loop is set so that negative feedback is effective when the slope of the synchronous detection circuit output is negative or positive, the MZI transmission characteristic is The ability to lock to the carrier frequency in either a constructive or destructive state.
  • the transmission characteristic detection circuit 22 also includes a circuit that detects whether or not the MZI transmission characteristic is locked to the carrier frequency in a desired state. In the present embodiment, of the two output ports of MZI2, the state where output 1 is constructive and output 2 is destructive is the desired state.
  • the switch 24 switches the connection from the transmission characteristic detection circuit 22 to the minute modulation signal detection circuit 12 by the loop switching signal, and minute modulation is performed.
  • a frequency locked loop is formed by the signal detection circuit 12.
  • FIG. 3 shows the synchronous detection circuit output (A) obtained by synchronous detection of the component of frequency f included in the output of the transmission characteristic detection circuit 22 and the frequency included in the output of the minute modulation signal detection circuit 12. It is the figure which showed the synchronous detection circuit output (B) obtained by synchronous detection of the component of f, and the transmission characteristic (MZI transmission characteristic) which each output port (output 1 and output 2) of MZI2 shows . As shown in FIG. 3, the synchronous detection circuit output (B) using the minute modulation signal detection circuit 12 has a frequency twice that of the synchronous detection circuit output (A) using the transmission characteristic detection circuit 22.
  • the shift between the MZI frequency (the frequency at which the MZI transmission characteristic is maximized or minimized) and the carrier frequency is detected with higher sensitivity, and the MZI frequency is completely set to the carrier frequency. Can match.
  • the transmission characteristic detection circuit 22 can lock the transmission characteristic of the MZI 2 only at a normal operating point.
  • the MZI frequency and the carrier frequency can be completely matched.
  • most of the components that make up the frequency-locked loop, including the synchronous detection circuit 16, which simply requires the addition of the transmission characteristic detection circuit 22 and switch 24 to the conventional optical receiver, can be used without modification, and the circuit configuration is greatly simplified.
  • the MZI frequency is changed so that the synchronous detection circuit output becomes zero. It is common and the control can be simplified.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver as the second embodiment of the present invention.
  • the same elements as those of the optical receiver of Embodiment 1 are denoted by the same reference numerals.
  • the explanation of the contents that overlap with those already explained shall be omitted.
  • the optical receiver of the present embodiment includes an optical BPF (bandpass filter) 3 and a photoelectric current monitor circuit 26.
  • optical BPF bandpass filter
  • Fig. 28 (c) Attenuates the region away from the carrier frequency in the spectrum of outputs 1 and 2 after passing through MZI2.
  • the intensity distribution on the optical frequency axis is different between output 1 (constantive side) and output 2 (destructive side). The impact is large on the constructive side.
  • the light intensity after transmission through MZI2 is minimum on the constructive side and maximum on the destructive side. From the above, it is possible to detect the relationship between the MZI transmission characteristics and the carrier frequency from the change in light intensity at each output port after transmission through MZI2.
  • the photocurrent monitor circuit 26 detects this change in light intensity by a change in photocurrent flowing through the power supply terminal of the light receiving element of the balanced light receiver 6.
  • FIG. 5 shows a specific configuration example of the photocurrent monitor circuit 26 and the minute modulation signal detection circuit 12.
  • the photocurrent monitor circuit 26 can be easily realized by inserting a resistor between one light receiving element of the balanced light receiver 6 and its power supply. Alternatively, a resistor may be inserted between both light receiving elements and their power sources so as to take a difference in output from each resistor.
  • the minute modulation signal detection circuit 12 can be realized by inserting a resistor between the amplifier constituting the balanced light receiver 6 and its power supply. According to the optical receiver of the present embodiment, high-accuracy detection equivalent to power detection necessary for power detection of the amplitude of a high-speed electrical signal that has been photoelectrically converted can be performed.
  • the optical receiver of the present embodiment includes a lock detection circuit 28 that detects that the loop is locked when the frequency locked loop is formed by the photocurrent monitor circuit 26 by the switch 24. Yes.
  • the lock detection circuit 28 detects that the loop is locked, the connection of the switch 24 is switched from the photocurrent monitor circuit 26 to the minute modulation signal detection circuit 12. This makes it possible to detect the shift between the MZI transmission characteristics and the carrier frequency with higher sensitivity, and to completely lock it.
  • the photocurrent monitor circuit 26 and the lock detection circuit 28 constitute a circuit corresponding to the transmission characteristic detection circuit 22 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver as the third embodiment of the present invention.
  • the same elements as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments Are given the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • frequency sweep circuit 30 is provided, and the output (low frequency signal) of frequency sweep circuit 30 is added to the voltage path of the frequency locked loop. There is in doing.
  • the output of the frequency sweep circuit 30 may be a triangular wave, sawtooth wave, sine wave or any other signal as long as it is slower than the response speed of the MZI2 and the minute modulation signal speed.
  • the photocurrent monitor circuit 26 in the initial state of frequency pull-in, that is, in the state where the frequency synchronization loop is not locked, the photocurrent monitor circuit 26 is connected to the synchronous detection circuit 16 by the switch 24 and the frequency sweep is performed.
  • Circuit 30 causes the MZI frequency to vary greatly. As a result, even if the carrier frequency is far from the pull-in range and cannot be locked only by the frequency locked loop, as shown in the operation principle diagram of Fig. 7, the carrier frequency is changed in the process of changing the MZI frequency. A close state occurs and can be pulled in.
  • the lock detection circuit 28 detects the lock state, the frequency sweep circuit 30 holds the instantaneous value.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 4 of the present invention.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • connection of the switch 24 is fixed to the photocurrent monitor circuit 26 in the frequency sweep state of MZI2 at the initial stage of frequency synchronization.
  • the second control circuit 29 switches the connection of the switch 24 between the photocurrent monitor circuit 26 and the minute modulation signal detection circuit 12 alternately.
  • the synchronous detection output (A) of the photocurrent monitor circuit 26 and the synchronous detection output (B) of the minute modulation signal detection circuit 12 correspond to the transmission band characteristics of MZI2. It changes as shown in Figure 9.
  • the frequency that maximizes or minimizes the MZI transmission characteristics When the frequency matches the carrier frequency (DPSK operating point), the photocurrent synchronous detection output (A) is zero with a positive or negative slope.
  • the minute modulation signal synchronous detection output (B) becomes zero.
  • the desired operating point is the zero point of the small modulated signal synchronous detection output (B) in which the photocurrent synchronous detection output (A) passes through the zero point with a negative slope with respect to the optical frequency in this figure. (Phase shift amount- ⁇ / 4) and the next zero (phase shift amount ⁇ / 4).
  • the second control circuit 29 alternately monitors the two synchronous detection outputs ( ⁇ ) and ( ⁇ ) to obtain a desired value. Detect the operating point.
  • Figure 10 shows the operating principle. In this figure, the frequency of ⁇ 2 is swept to the high frequency side over time. Therefore, the starting point is the point where the photocurrent synchronous detection output ( ⁇ ) becomes zero while decreasing with the passage of time, that is, with increasing frequency, and the minute modulated signal synchronous detection output ( ⁇ ) is one before or after this. Select a point that becomes zero and stop the frequency sweep of ⁇ 2 here.
  • connection of the switch 24 is fixed to the minute modulation signal detection circuit 12, the synchronization with the phase shift force S- ⁇ / 4 or ⁇ / 4 can be realized. Further, the frequency sweep of ⁇ 2 is stopped at a point where the minute modulation signal synchronous detection output becomes zero a predetermined number of times from the starting point, and the switch 24 is switched to lock the desired operating point.
  • the D8PSK signal can be locked at a desired operating point.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an operation principle of the optical receiver according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the receiver of this embodiment has the same configuration as that of FIG. 8, but the difference in operation principle between the optical receiver of this embodiment and the embodiment 4 is that DQPSK without switching the connection of the switch 24 alternately. The point is to lock the signal.
  • connection of the switch 24 is connected to the photocurrent monitor circuit 26, and the frequency sweep of ⁇ 2 is performed.
  • the output of the synchronous detection circuit is monitored, and when the output becomes zero while decreasing with the passage of time, the connection of the switch 24 is switched to the minute modulation signal detection circuit 12. Then continue with a frequency sweep.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the same elements as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • the difference in configuration between the optical receiver of the present embodiment and the second embodiment is that an integration circuit as shown in FIG. 13 is used for the error signal detection unit of the control circuit 18 and the reference voltage input terminal thereof is used.
  • the output of the frequency sweep circuit 30 is input via the switch 3 4.
  • the integration circuit inherently detects the difference between the output voltage of the synchronous detection circuit and the reference voltage as an error signal, and controls so that it becomes zero.
  • the photocurrent monitor circuit 26 is connected to the synchronous detection circuit 16 by the switch 24, and the peripheral liquid number sweep circuit 30 makes the MZI frequency fluctuate greatly. According to this, a wider pull-in range can be realized.
  • the switch 24 is switched from the photocurrent monitor circuit 26 to the minute modulation signal detection circuit 12.
  • the switch 34 is switched from the frequency sweep circuit 30 to an arbitrary reference voltage Vref.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver as Embodiment 7 of the present invention.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • the difference in configuration between the optical receiver of the present embodiment and the second embodiment is the mouth of the frequency locked loop.
  • This circuit includes an operating point determination circuit 50, inverting circuits 42 and 44, an AND circuit 40, an OR circuit 46, and a reset circuit 48.
  • the operating point determination circuit 50 monitors the output voltage of the control circuit 18, and if it exceeds a predetermined upper limit value or lower limit value, the MZI2 is operating at the limit of the controllable range or is not controlled. It is configured to output “1” by judging that it is possible. It is assumed that the control circuit 18 that works in the present embodiment includes a frequency sweep circuit.
  • the output of the operating point determination circuit 50 is input to the AND circuit 40 via the inverting circuit 44.
  • the output of the lock detection circuit 28 is also input to the AND circuit 40. If the operating point determination circuit 50 determines that MZI2 is within the controllable range and the lock detection circuit 30 detects the locking force S, it is determined that the lock state is normal and the output of the AND circuit 40 is "1". become. When the AND circuit output becomes “1”, the switch 24 is switched from the photocurrent monitor circuit 26 to the minute modulation signal detection circuit 12.
  • the output of the AND circuit 40 is input to the OR circuit 46 via the inverting circuit 42.
  • the output of the operating point determination circuit 50 is also input to the OR circuit 46.
  • the output of the OR circuit 46 is input to the reset circuit 48.
  • the operating point determination circuit 50 determines that MZI2 is not within the controllable range (the output of the operating point determination circuit 50 is ' ⁇ '), or the lock detection circuit 30 If the OR circuit 46 detects that an unlock has been detected by the OR circuit 46 (the output of the AND circuit 40 is "0"), a reset signal is transmitted from the reset circuit 48 to the control circuit 18, and again the frequency sweep circuit. Frequency pull-in is performed.
  • the configuration of the optical receiver according to the present embodiment can also be applied when the control circuit 18 does not include a frequency sweep circuit.
  • the control circuit 18 does not include a frequency sweep circuit.
  • the frequency can be drawn again by short-circuiting the capacitor of the integrating circuit with the reset signal from the reset circuit 48. .
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver according to the eighth embodiment of the present invention.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals. In addition, it overlaps with the contents already explained. The description thereof will be omitted.
  • the difference in configuration between the optical receiver of the present embodiment and Embodiment 1 includes a switch (shut-off circuit) 52 that opens and closes a frequency locked loop between the synchronous detection circuit 16 and the control circuit 18.
  • the frequency sweep circuit 30 is provided and the output of the frequency sweep circuit 30 is calculated in the voltage path of the frequency locked loop. The operations of both the switch 52 and the frequency sweep circuit 30 are controlled by a signal from the transmission characteristic detection circuit 22.
  • the transmission characteristic detection circuit 22 in the initial state of frequency pull-in, is connected to the synchronous detection circuit by the switch 24 and the frequency locked loop is opened by the switch 52. In this state, the output of the frequency sweep circuit 30 is added to the voltage path of the frequency lock loop, and the MZI frequency is swept.
  • the switch 22 When it is determined by the transmission characteristic detection circuit 22 that the output port of the MZI2 is in a desired state with respect to the carrier frequency, the switch 22 is switched to the minute modulation signal detection circuit 12. At the same time, a signal is output from the transmission characteristic detection circuit 22 to the switch 52, and the switch 52 is switched to close the frequency locked loop. At the same time, a signal is output from the transmission characteristic detection circuit 22 to the frequency sweep circuit 30, and the frequency sweep circuit 30 holds the instantaneous value of the output.
  • the MZI frequency can be completely matched with the carrier frequency.
  • the frequency locked loop is open in the initial state of frequency acquisition, the MZI frequency is uniquely determined only by the frequency sweep circuit 30. Therefore, according to the optical receiver of this embodiment, it is easy to control the frequency pull-in.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver according to the ninth embodiment of the present invention.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • the difference in configuration between the optical receiver of the present embodiment and Embodiment 2 detects whether the fluctuation in the output of the synchronous detection circuit 16 is positive or negative with respect to the frequency sweep direction.
  • Polarity detection A circuit 56 a switch 58 that opens and closes a frequency-synchronous loop between the synchronous detection circuit 16 and the control circuit 18, and a frequency sweep circuit 30.
  • the output of the frequency sweep circuit 30 is added to the voltage path of the synchronous loop.
  • the operation of the switch 58 and the frequency sweep circuit 30 are controlled by the signal from the polarity detection circuit 56 together with the switch 24.
  • the photocurrent monitor circuit 20 in the initial state of frequency pull-in, the photocurrent monitor circuit 20 is connected to the synchronous detection circuit 16 by the switch 24, and the frequency synchronous loop is opened by the switch 58. .
  • the switch 58 is switched to the open side, the input of the control circuit 18 is input with a short-circuiting force or a voltage value that will be output when the frequency locked loop is locked.
  • the output of the frequency sweep circuit 30 is added to the voltage path of the frequency locked loop, and the MZI frequency is changed. According to this, the frequency locked loop is equivalently in the state of error signal power, and no unnecessary offset is generated in the sweep frequency of MZI2.
  • the polarity detection circuit 56 detects whether the output fluctuation of the synchronous detection circuit 16 is positive or negative with respect to the frequency sweep direction. Then, if the polarity is desired, it is determined that the MZI transmission characteristics are in a desired state with respect to the carrier frequency, the switch 24 is switched to the minute signal detection circuit 12, and the frequency locked loop is switched by the switch 52. At the same time, the frequency sweep circuit 30 holds the instantaneous value of the output. In this way, the MZI frequency can be completely matched with the carrier frequency.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver according to the tenth embodiment of the present invention.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • the difference in configuration between the optical receiver of the present embodiment and the ninth embodiment is that an integrating circuit (see FIG. 13) is used for the error signal detection unit of the control circuit 18, and the switch is connected to its reference voltage input terminal. This is because the output of the frequency sweep circuit 30 is input via 60. Switch 60 has other switches The operation is controlled by a signal from the polarity detection circuit 56, as in the case of 24 and 58.
  • the switch 60 is set to the frequency. Switch from sweep circuit 30 to desired reference voltage Vref.
  • the control circuit 18 detects the difference between the reference voltage Vref and the output voltage of the synchronous detection circuit 16 as an error signal, so that the desired difference can be obtained only by completely matching the MZI frequency after the lock and the carrier frequency. It will be possible to have.
  • the optical receiver according to the eleventh embodiment of the present invention is characterized by each relationship between the modulation frequency of the phase-modulated signal light and the pull-in range, and the pull-in range and the lock range.
  • FIG. 18 is a diagram showing the relationship between the modulation frequency, the pull-in range, and the lock range in the optical receiver of this embodiment.
  • the pull-in range is set wider than the modulation frequency of the phase modulation signal light (40 GHz or more for 40 Gbit / s phase modulation), and the lock range is set.
  • the pull-in range is set to have a margin greater than the expected fluctuation.
  • the fluctuation factor of the pull-in range is a phenomenon that causes a shift between the carrier frequency and the MZI frequency after the frequency acquisition is completed, such as a change in the LD oscillation wavelength and a temperature change in the MZI2.
  • the pull-in range By setting the pull-in range wider than the modulation frequency of the phase-modulated signal light, it is possible to lock to an arbitrary carrier frequency. In addition, by making the lock range wider than the pull-in range by the amount of change, it is possible to follow the frequency fluctuation after the lock.
  • the pull-in range can be easily set by setting the frequency sweep amplitude so that the MZI frequency variation is equal to or higher than the modulation frequency.
  • the lock range as described above can be realized by setting the controllable range of the control circuit wider than the frequency sweep amplitude by the compensation of the assumed fluctuation.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver of the present embodiment.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the explanation of contents that overlap with those already explained shall be omitted.
  • the difference in configuration between the optical receiver of the present embodiment and the seventh embodiment is that the AND circuit 62 is arranged instead of the OR circuit 46 in the fifth embodiment, and that the inverting circuit 44 and the AND circuit 40 are arranged.
  • the OR circuit 64 is newly provided between them, and the output of the inverting circuit 44 and the output of the AND circuit 40 are input to the OR circuit 64, and the output is input to the AND circuit 40.
  • the frequency range that the operating point determination circuit 50 determines to be a normal control range is narrower than the frequency range that the lock detection circuit 28 determines to be locked. It is set.
  • the optical receiver according to the twelfth embodiment of the present invention is characterized by control during frequency sweeping.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining the operating principle of the frequency sweep control that is applied to the present embodiment. It should be noted that the frequency sweep control that works on this embodiment can be applied to any configuration that works on the above-described embodiment.
  • the normal operating point is near the upper limit (lockable) and outside the lower limit (unlockable) of the frequency variable range of the frequency locked loop
  • the initial state of MZI is the pull-in range. It shows a state near the lower limit.
  • the sweep time can be shortened by reversing the polarity of the frequency sweep output and restarting the sweep from the upper end of the variable range.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver according to the thirteenth embodiment of the present invention.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • the optical receiver of the present embodiment is characterized in that in the configuration of the first embodiment, the logic inversion of the transmission characteristic detection circuit 22 is performed by a logic inversion signal from the outside. According to this, the transmission characteristic of the output port of MZI2 can be set to a desired state regardless of whether it is constructive or destructive. In addition, even if the phase-modulated light has different modulation schemes such as RZ-DPSK and CSRZ-DPSK, it can be received only by setting the logic inversion signal without changing the configuration of the optical receiver.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver as Embodiment 14 of the present invention.
  • the same components as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals.
  • the description that overlaps with the content already described shall be omitted.
  • the difference in configuration between the optical receiver of the present embodiment and the thirteenth embodiment is that the logic inversion signal is generated by the frame processing circuit 70 installed at the subsequent stage of the balance type light receiver 6.
  • the frame processing circuit 70 has a function of detecting a specific bit sequence that is a frame start demarcation point from the output signal sequence using a clock phase-synchronized with the output signal of the optical receiver, and performing frame synchronization. Yes.
  • the spectrum of the phase-modulated signal light is assumed because the transmitter causes some deterioration, or the frequency of the optical filter installed in the transmission line is deviated from the carrier frequency. If it is deformed as described above, there is a risk that the detection result of the transmission characteristic will fluctuate and lock to the wrong operating point. When locked to the wrong operating point, the optical receiver output will cause a logic inversion. When logic inversion occurs, the frame processing circuit 70 cannot detect the frame start demarcation point even though a clock that is phase-synchronized with the received signal is obtained, and the LOF (Loss of F1 ⁇ e) state It becomes.
  • the optical receiver of the present embodiment if the LOF is detected by the frame processing circuit 70 when phase synchronization is established, the output of the transmission characteristic detection circuit 22 is inverted. Alternatively, the polarity of the transmission characteristic detection circuit 22 is rewritten, and the frequency acquisition is performed again. According to this, even when the spectrum of the phase-modulated signal light is deformed more than expected, it is possible to lock to a normal operating point.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver as Embodiment 15 of the present invention.
  • the characteristic part of the optical receiver of this embodiment is shown, and other parts are omitted.
  • the configuration of any of the above-described embodiments can be applied to the configuration of the portion not shown in FIG.
  • the same elements as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals, and the description overlapping with the contents already described is omitted.
  • the optical receiver of the present embodiment includes a square root circuit 72 in front of the driver circuit 10.
  • the square root of the MZI control voltage is calculated by the square root circuit 72, and the frequency of MZI2 is controlled by the driver circuit 10 with a current corresponding to the calculation result.
  • the MZI frequency fluctuates in proportion to the square of the drive current of frequency adjustment terminal 4, assuming that the current proportional to the control voltage is the drive current of frequency adjustment terminal 4, as shown in Fig. 25 (a)
  • the MZI frequency varies in proportion to the square of the control voltage (MZI control signal). For this reason, Depending on the absolute value of the control voltage, the frequency fluctuation efficiency, that is, the loop gain will fluctuate.
  • the MZI drive current (square root circuit output) is proportional to the square root of the control voltage, as shown in FIG. .
  • the MZI frequency responds linearly to the control voltage, and a constant loop gain can be obtained regardless of the MZI control voltage.
  • FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver as Embodiment 16 of the present invention.
  • the characteristic part of the optical receiver of this embodiment is shown, and other parts are omitted.
  • the configuration of any of the embodiments described above can be applied to the configuration of the portion not shown in FIG.
  • the same elements as those of the optical receiver of any of the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals, and the description overlapping with the contents already described is omitted.
  • the optical receiver of this embodiment includes frequency adjustment terminals 4A and 4B in each of the two optical waveguides of MZI2.
  • Each frequency adjustment terminal 4A, 4B is driven by a separate driver circuit. That is, the first frequency adjustment terminal 4A is driven by the first driver circuit 10A, and the second frequency adjustment terminal 4B is driven by the second driver circuit 10B.
  • An MZI control signal is input from the differential circuit 74 to each of the driver circuits 10A and 10B.
  • the MZI control signal is converted into a differential signal by the differential circuit 74 and input to the driver circuits 10A and 10B. Since the two driver circuits 10A and 10B operate differentially, the sum of both MZI drive currents is constant. If the sum of the drive currents is I and the ratio of the current flowing through the first driver circuit 10A is given, then the drive current of the first driver circuit 10A is I and the drive current of the second driver circuit 10B is ) Can be represented by I.
  • Fig. 27 it can be expressed using variable variables.
  • the direction of frequency fluctuation due to the drive current I and the direction of frequency fluctuation due to the drive current (1-H) I are opposite, and when one reaches the maximum frequency fluctuation, the other frequency fluctuation becomes zero.
  • the total frequency fluctuation is the sum of the two, and the component proportional to the square of the drive current is canceled out.As a result, the control voltage (MZ Frequency fluctuation proportional to the I control signal) can be obtained.

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Abstract

　光受信器に関し、簡単な構成及び制御によってマッハツェンダ干渉計の透過特性を正常な動作点でロックできるようにする。 　バランス型受光器の後段に透過特性検出回路と微小変調信号検出回路とを並列に設け、スイッチにより微小変調信号検出回路と透過特性検出回路の何れか一方を選択的に同期検波回路に接続可能にする。周波数引き込みの初期段階においては、透過特性検出回路を同期検波回路に接続するようスイッチを設定し、キャリア周波数におけるマッハツェンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になったことが透過特性検出回路で検出されたら、スイッチの接続を透過特性検出回路から微小変調信号検出回路に切り替える。

Description

明 細 書
マッハツエンダ干渉計を用いた光受信器
技術分野
[0001] 本発明は、差動位相シフトキーイング伝送方式など、位相変調信号光を用いた光 通信システムの光受信器に関する。
背景技術
[0002] ブロードバンド時代の到来により、光ファイバ伝送システムに対する大容量化の要 求は上昇の一途を迪つている。大容量のシステムを実現するため、電気段回路での 時分割多重により伝送チャネル毎の信号速度を上げた後、光段での波長多重によつ て更に伝送容量を向上させると言う手段が一般的に採られて来た。電気回路の高速 化によって 10Gbit/sのチャネル速度をベースにした波長多重システムは広く用いら れるようになり、 40Gbit/sチャネルをベースにしたシステムの実現も目前である。
[0003] このような高速の光信号を波長多重するための伝送符号として、 1シンボルあたりの 情報量が 1ビットの DPSK (差動位相シフトキーイング）、 2ビットの DQPSK (差動四位相 シフトキ一/ fング）、 3ビットの D8PSK (差動八位相シフトキ一^ fング）などが注目されて いる。これら伝送符号は、 'Τ'Ζ'Ό"の情報を光の強弱（直接検波）ではな 光の位 相情報として伝送することを特徴としており、高い受信感度が得られる上、非線形耐 力に優れるなどの利点があり、近年活発に研究されている。また、高感度化の観点か ら、位相変調した光信号に更にパルス状の強度変調を施した RZ-DPSK(Retum-to_Z ero DPSK)が主流となっており、 RZパルスの方法も、従来の RZ変調の他に、隣接パル ス間で位相が πだけ変動する CSRZ_DPSK(Carrier Suppressed Return-to-Zero DPS K)(非特許文献 1 , 2参照)と言った新しい変調符号も提案されている。
[0004] これらの伝送符号が直接検波に対して高い受信感度特性を実現できるのは、バラ ンス型受光器を用いて信号対雑音比を向上させているからであり、直接検波方式と 比較して、理論上 3dBの受信感度が改善できる。例えば DPSK受信器においては、位 相変調信号をバランス型受光器で受信するために、図 28(a)に示すとおり、位相変調 信号光を 2つの光導波路の伝播遅延時間に 1シンボル分の差を持たせた MZI (マツ ハツエンダ干渉計)を通過させる。そして、前後のシンボルの光位相（0か π )の干渉に よって強度変調信号に復調し、 2つの出力ポートから "Γど' 0"の信号として出力する 。このため、図 28(b)に示すように、キャリア周波数と ΜΖΙ透過特性が最大もしくは最 小となる周波数を一致させる必要がある。図 28(c)では、出力 1と出力 2のポートに対 して、それぞれキャリア周波数の透過特性が最大 (コンストラタティブ)と最小 (デイストラ クティブ)になるよう設定された状態を示しており、位相変調信号光の隣り合うビット間 で位相反転が起きていない場合は "Γとして出力 1に、また、位相反転が起きている 場合には" 0"として出力 2に、光信号が出力され、強度変調信号としてバランス型受 光器で受信される。
[0005] しかし、図 29(a)のようにキャリア周波数と ΜΖΙの透過特性が一致していない場合に は、図 29(b)に示すとおり、本来、出力 1に出力されるべき光が反対側の出力 2に洩 れ出し、また、逆に本来、出力 2に出力されるべき光が出力 1に洩れ込んでしまレ、、信 号光強度の減少と符号間干渉が起きてしまう。
[0006] 一般に、 ΜΖΙは光導波路や光ファイバで構成されており、 2つの光路に形成された ヒーターを加熱することで各光路を通過して合波点に到達する光の位相差を調節し 、透過特性を光周波数軸上でシフトさせることが出来る。従って、このヒーターすなわ ち周波数調整端子の加熱により、キャリア周波数と透過特性の最大または最小周波 数を一致させることが出来る。周波数調整端子を駆動するためには、制御電圧を電 流に変換するドライバ回路が用いられる。 ΜΖΙの透過特性をキャリア周波数に一致さ せる具体的な手段は、例えば、特許文献 1に記載されている。特許文献 1に記載の 装置では、光周波数調整端子に微小な変調信号 (周波数 f)をドライバを介して重畳さ せ、光受光器の出力からこの微小変調信号を検出し、前記微小信号と同期検波をし た出力が零または所定の値となるよう MZIの透過特性を周波数でシフトさせる周波数 同期ループを構成している。前記微小変調信号の検出手段としては、光受信器の出 力振幅を検出するピーク検出回路が用いられている。前述の通り、キャリア周波数と MZI透過特性とのずれは、受光器出力振幅の減少をもたらすからである。
[0007] ところで、微小変調信号の検出にピーク検出回路を用いる方法では、 MZIの透過 特性をキャリア周波数と一致させる際、出力ポートがコンストラタティブであるかデイス トラクテイブであるかを区別できなレ、。 MZIの透過特性は周期的であるので、 MZIの 透過特性を光周波数軸上で変えていくと、出力ポートは、コンストラタティブとディスト ラタティブの状態を周期的に繰り返す。各状態の繰返し周期のことを FSR(Free Spectr al Range)と言う。受光器出力振幅はどちらの状態でも最大となるので、同期検波回路 出力は、図 30に示すごとぐ MZI出力ポートがコンストラタティブあるいはディストラタ ティブどちらに設定されても零となり、両者の違いを区別することができない。出力ポ ートが誤って設定されると、 "1"，"0"の論理が反転してしまうため、正常なデータ受信 が行えない。
[0008] このため、特許文献 1に記載の装置は、 MZI出力ポートのコンストラタティブとデイス トラクテイブの違いを区別するため、受光回路からの電気信号を同期検波する第 2の 同期検波回路と、該同期検波回路の正負を判別する判別回路と、該判別回路の出 力が正負いずれか一方に制御される様に動作点を設定する動作点設定回路とを備 えている。
[0009] 位相変調信号光が DQPSKなどの場合には MZIの制御はさらに難しくなる。シンポ ル毎に 4つの位相状態（0, π /2, π , 3 π /2)が存在する DQPSK信号から強度変 調信号を復調する手段として、例えば非特許文献 3に記載のように、 1シンボル遅延 差を持つ MZIを 2つ並べて同相チャネルと直交チャネルを独立に復調する構成が報 告されている (図 31)。この構成では、短尺の光導波路に π /4と- π /4の位相シフト( 周波数では 1/8FSRと- 1/8FSRのシフト)を与える必要がある。図 32に示すごとく、 D QPSKでは 4つの位相状態に対応して、復調後の強度変調信号の平均振幅値が最 大、すなわち同期検波回路出力が零となる動作点が、 FSR毎に 4つ存在する。前述 の通り DQPSKでは ΜΖΙを 2つ用いるので、同相チャネルと直交チャネルの MZIに各 々4つの動作点が存在すると、合計で 16通りもの動作点の組み合わせが生じる。復 調された受信信号に並び替えや論理反転などの信号処理を施して組み合わせの誤 りを補正しない場合には、 MZIの制御において、 16通りの中力 1通りの動作点を選 び出さなくてはならない。 D8PSK受信器の MZIも、図 31と同様の構成であり（非特許 文献 4)、同様の制御が求められる。
特許文献 1 :特許第 3210061号公報 非特許文献 1： Y.Miyamoto et al., "Novel Modulation and Detection for Bandwidth-R eduction RZ Formats using Duobinary-Mode Splitting in Wideband PSK/ ASK Conv ersion," J. Lightwave TechnoL, vol.20, no.12, pp.2067-2078, Dec, 2002.
非特許文献 2 : A.Hirano et al. , "Performances of CSRZ-DPSK and RZ-DPSK in 43- Gbit/s/ch DWDMG.652 Single-Mode-Fiber Transmission," Tech.Dig.on OFC20 03, ThE4, pp.454- 455.
非特許文献 3 : R. A. Griffin et al., "Optical differential quadrature phase-shift key(oD QPSK) for high capacity optical", OFC2002, WX6, 2002.
非特許文献 4 :神尾他 "差動 8相 PSKの遅延検波に関する検討"，信学技報 CS2004 -5, p.23， 2004.
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0010] し力 ながら、特許文献 1に記載の装置は、ピーク検出回路の出力を同期検波する 第 1同期検波回路と、受信器からの電気出力を同期検波する第 2の同期検波回路の 、 2つの同期検波回路を必要とする。しかも、その制御も複雑であり、第 1同期検波回 路の出力を零もしくは所定の値とする制御に加え、第 2の同期検波回路の出力が正 もしくは負となる制御を並行して行わなくてはならなレ、。これが第 1の課題である。
[0011] 第 2の課題は、 DPSK，D8PSKといった多値位相変調信号の受信の困難さである。特 許文献 1に記載の装置のように、第 2の同期検波回路出力の正負で動作点を判定す る方法では、 2つの動作点から正常な動作点を判定することはできても、 DQPSKのよ うに 4つの動作点が存在するものから所望の動作点を判定することはできない。
[0012] 第 3の課題は、周波数同期ループの周波数引き込み範囲 (プルインレンジ)に関す る。 WDMシステムにおいては、光キャリア周波数はある波長グリッドに配置された任 意の周波数にロックできなくてはならなレ、。このため、周波数同期ループには広いプ ルインンレンジが要求される。さらに、任意のキャリア周波数にロックした後も、送信器 の光キャリア周波数や MZIの透過周波数は、温度や経年変動によって変動するため 、周波数同期ループはこうした変動に対してもロックを維持し続けなくてはならない。
[0013] 第 4の課題は、 RZ-DPSK方式における、論理の設定に関するものである。前述した とおり、 RZパルス変調方法の 1つとして CSRZ変調がある。この変調方式では、位相変 調した光信号に、更に RZパルス変調時の 0Ζ πの交番の位相変調が重畳される。こ のため、受信器側でバランス受信した際、信号の論理反転が生じる。したがって、 RZ ノ^レス変調の方式によって受信側で信号の論理反転を行う必要がある。
[0014] そして、第 5の課題は、 ΜΖΙの周波数調整がドライバからの駆動電流に線形に応答 しない点である。 ΜΖΙの周波数調整はヒーターによる光導波路の過熱で行っている ため、周波数シフト量は、電流値ではなぐヒーターで消費される電力 (電流値とヒー ター抵抗値との積、すなわち電流の 2乗)に比例する。従って、電流を多く流している 状態では電流あたりの周波数シフト量大きぐ逆に少ない状態では周波数シフト量は 小さレ、。このため、電流量に応じて周波数同期ループのループゲインが変動してしま レ、、ループの安定度や応答時間が変動することとなる。
[0015] 本発明の目的は、上述の第 1乃至第 5の課題のうち、少なくとも 1つの課題を解決す ることができる光受信器を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0016] 第 1の発明は、上記の目的を達成するため、差動符号化された位相変調信号光を 受信する光受信器であって、前記位相変調信号光を強度変調信号光に変換するマ ッハツエンダ干渉計と、前記マッハツエンダ干渉計の 2つの出力ポートからの強度変 調信号光を光電変換し、変換された電気信号の差分を出力するバランス型受光器と 、前記マッハツエンダ干渉計の透過特性を低周波数で微小変調させる微小変調信 号発生回路と、前記バランス型受光器が出力する信号に含まれる微小変調信号を検 出する微小変調信号検出回路と、前記バランス型受光器が出力する信号から、前記 位相変調信号光のキャリア周波数において前記マッハツエンダ干渉計の 2つの出力 ポートの透過特性が最大もしくは最小の何れであるかを判定する透過特性検出回路 と、前記バランス型受光器が出力する信号に含まれる前記微小変調信号を前記微小 変調信号発生回路が発生する信号で同期検波する同期検波回路と、前記微小変調 信号検出回路と前記透過特性検出回路とを切り替えて前記同期検波回路に接続す るスィッチと、前記同期検波回路が出力する信号を前記マッハツエンダ干渉計の透 過特性が最大あるいは最小となる周波数と前記キャリア周波数とのずれ量として検出 し、前記ずれ量が零または所望の値となるように前記マッハツエンダ干渉計の透過特 性に帰還をかける制御回路とを備えている。そして、周波数引き込みの初期段階に おいては、前記透過特性検出回路を前記同期検波回路に接続するよう前記スィッチ を設定し、前記キャリア周波数における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所 望の透過特性になったことが前記透過特性検出回路で検出されたら、前記スィッチ の接続を前記透過特性検出回路から前記微小変調信号検出回路に切り替えること を特徴としている。
[0017] 第 2の発明は、第 1の発明において、前記透過特性検出回路は、前記キャリア周波 数と前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が最大あるいは最小となる周波数とのロッ ク状態を、前記同期検波回路の出力から検出するロック検出回路を含み、前記キヤリ ァ周波数に前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が最大あるいは最小となる周波数 力 ックしたことが前記ロック検出回路で検出されたら、前記スィッチの接続を前記透 過特性検出回路から前記微小変調信号検出回路に切り替えることを特徴としている
[0018] 第 3の発明は、第 1又は第 2の発明において、前記透過特性検出回路は、前記位 相変調信号光のスペクトラムに帯域制限をかけるための光バンドパスフィルタと、前 記バランス型受光器が有する 2つの受光素子の両方若しくは片方に流れる光電流を モニタする光電流モニタ回路とを含むことを特徴としてレ、る。
[0019] 第 4の発明は、第 1乃至第 3の何れか 1つの発明において、前記制御回路から前記 マッハツエンダ干渉計へ発信される制御信号に低周波信号を加算することで、前記 マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数を掃引する周波数掃引回路をさらに備え、 前記キャリア周波数における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特 性になるまで、前記周波数掃引回路による掃引を行レ、、前記キャリア周波数における 前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になったら、前記周波数掃 引回路による掃引を停止することを特徴としている。
[0020] 第 5の発明は、第 1乃至第 3の何れか 1つの発明において、前記制御回路の基準 信号端子に低周波信号を入力することで、前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周 波数を掃引する周波数掃引回路をさらに備え、前記キャリア周波数における前記マ ッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になるまで、前記周波数掃引回 路による掃引を行レ、、前記キャリア周波数における前記マッハツエンダ干渉計の透過 特性が所望の透過特性になったら、前記周波数掃引回路による掃引を停止すること を特徴としている。
[0021] 第 6の発明は、第 4又は第 5の発明において、周波数引き込みの初期段階におい て、前記周波数掃引回路によって前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数を掃 引させた状態で前記スィッチの接続を交互に切り替えることで、前記マツハツヱンダ 干渉計の透過特性が最大或いは最小となる周波数と前記キャリア周波数とのずれと 、前記微小変調信号検出回路が接続された時の前記同期検波回路の信号とを交互 にモニタし、前記周波数のずれがなくなった周波数を起点として、前記同期検波回 路の信号が零又は所望の値となる回数を数え、所定の回数となったところで、前記周 波数掃引回路の掃引を停止するとともに前記スィッチの接続を前記微小変調信号検 出回路に固定する第 2の制御回路をさらに備えることを特徴としている。
[0022] 第 7の発明は、第 4又は第 5の発明において、周波数引き込みの初期段階におい て、前記周波数掃引回路によって前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数を掃 引させた状態で前記スィッチの接続を前記透過特性検出回路が有する光電流モニ タ回路に接続し、前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が最大或いは最小となる周 波数と前記キャリア周波数とのずれをモニタし、前記周波数のずれがなくなったことが 検出されたならば、前記スィッチの接続を前記微小変調信号検出回路に切り替え、 引き続き掃引を継続した状態で前記同期検波回路の信号が零又は所望の値となる 回数を数え、所定の回数となったところで、前記周波数掃引回路の掃引を停止する 第 2の制御回路をさらに備えることを特徴とする請求項 4又は 5記載の光受信器。
[0023] 第 8の発明は、第 4乃至第 7の何れか 1つの発明において、前記制御回路から前記 マツハツヱンダ干渉計へ発信される制御信号の信号値が予め設定された上限値もし くは下限値を超えているか否か判定する動作点判定回路をさらに備え、前記制御回 路による前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数の引き込みが完了した後、前 記動作点判定回路により前記信号値が上限値もしくは下限値を超えたことが検出さ れときには、前記制御回路による引き込みを再開することを特徴としている。 [0024] 第 9の発明は、第 4乃至第 8の何れか 1つの発明において、前記同期検波回路から 前記制御回路への信号の入力を遮断する遮断回路をさらに備え、前記キャリア周波 数における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になるまで、前 記同期検波回路から前記制御回路への信号の入力を遮断し、前記キャリア周波数 における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になったら、前記 同期検波回路力 前記制御回路への信号の入力の遮断を解除することを特徴として いる。
[0025] 第 10の発明は、第 4乃至第 9の何れか 1つの発明において、前記周波数掃引回路 が前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数を掃引する際のプルインレンジは、 前記位相変調信号光の変調周波数よりも広い範囲に設定され、前記制御回路が前 記マッハツエンダ干渉計の透過特性をロック可能なロックレンジは、前記プルインレン ジよりも広レ、範囲に設定されてレ、ることを特徴としてレ、る。
[0026] 第 11の発明は、第 1乃至第 10の何れか 1つの発明において、前記透過特性検出 回路は、外部からの指令により論理反転を行うことを特徴としている。
[0027] 第 12の発明は、第 1乃至第 11の何れか 1つの発明において、前記マツハツヱンダ 干渉計に設けられ、入力される電流値に応じて前記マッハツエンダ干渉計の透過特 性を変化させる周波数調整端子と、前記制御回路から前記マッハツエンダ干渉計へ 発信される制御信号の信号値を開平する開平回路と、前記開平回路の演算値を駆 動電流に変換して前記周波数調整端子に入力するドライバ回路とをさらに備えること を特徴としている。
[0028] 第 13の発明は、第 1乃至第 11の何れか 1つの発明において、前記マツハツヱンダ 干渉計の第 1の光導波路に設けられ、入力される電流値に応じて前記マッハツエン ダ干渉計の透過特性を変化させる第 1の周波数調整端子と、前記マッハツエンダ干 渉計の第 2の光導波路に設けられ、入力される電流値に応じて前記マッハツエンダ 干渉計の透過特性を変化させる第 2の周波数調整端子と、前記制御回路から前記マ ッハツエンダ干渉計へ発信される制御信号を差動信号にする差動回路と、前記差動 回路で得られる第 1の差動信号を駆動電流に変換して前記第 1の周波数調整端子 に入力する第 1のドライバ回路と、前記差動回路で得られる第 2の差動信号を駆動電 流に変換して前記第 2の周波数調整端子に入力する第 2のドライバ回路とをさらに備 えることを特徴としている。
発明の効果
[0029] 本発明によれば、透過特性検出回路によりマッハツエンダ干渉計の透過特性を正 常な動作点のみでロックすることができ、さらにロック後は、スィッチを微小変調信号 検出回路へ切り替えることでマッハツエンダ干渉計の透過特性が最大あるいは最小 となる周波数とキャリア周波数とを完全に一致させることができる。また、本発明の光 受信器の構成は、従来の光受信器の構成に透過特性検出回路とスィッチを追加し たものであり、同期検波回路を含む部品のほとんどは流用することができ、回路構成 を非常に簡略化できる。さらに、透過特性検出回路あるいは微小変調信号検出回路 の何れが同期検波回路に接続された状態であっても、同期検波回路が出力する信 号が零または所望の値となるようにマツハツヱンダ干渉計の透過特性に帰還をかける 点は共通であり、制御も簡略化できる。
[0030] また、本発明によれば、第 2の制御回路によって、マッハツエンダ干渉計の透過特 性が最大或いは最小となる周波数とキャリア周波数とのずれがなくなった周波数を起 点として、同期検波回路が出力する信号が零又は所望の値となる回数を数え、所定 の回数となったところでスィッチの接続を微小変調信号検出回路に固定することで、 DQPSKのように多値の位相変調信号から所望の動作点を判定することができる。
[0031] また、本発明によれば、マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数を掃引するための 低周波信号を、制御回路からマッハツエンダ干渉計へ発信される制御信号に加算、 あるいは、制御回路の基準信号端子に入力することで、プルインレンジを大幅に拡 幅すること力 Sできる。
[0032] また、本発明によれば、外部からの指令により透過特性検出回路を論理反転させる ことで、マッハツエンダ干渉計の 2つの出力ポートの透過特性をキャリア周波数に対し てコンストラタティブとディストラタティブの何れの状態にも任意に設定することができ る。
[0033] また、本発明によれば、制御信号の開平値あるいは制御信号を差動変換した差動 信号でマッハツエンダ干渉計の周波数調整端子を電流駆動することによって、マッハ ツエンダ干渉計の周波数変動特性を制御信号に対して線形に応答するようにできる 。これにより、マッハツエンダ干渉計の動作点に依存することなぐ周波数同期ループ のループゲインを一定に保つことができる。
図面の簡単な説明
園 1]本発明の実施の形態 1としての光受信器の構成を示すブロック図である。
[図 2]透過特性検出回路による MZI透過特性の判定を説明する図である。
園 3]MZI透過特性と同期検波回路出力との関係を示す図である。
園 4]本発明の実施の形態 2としての光受信器の構成を示すブロック図である。
[図 5]光電流モニタ回路と微小変調信号検出回路の構成例を示す図である。
園 6]本発明の実施の形態 3としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 7]周波数掃引回路によるプルインレンジ拡幅の原理を説明する図である。
園 8]本発明の実施の形態 4としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 9]本発明の実施の形態 4にかかる MZI透過特性と同期検波回路出力との関係を 示す図である。
園 10]本発明の実施の形態 4としての光受信器の動作原理を説明する図である。 園 11]本発明の実施の形態 5としての光受信器の動作原理を説明する図である。 園 12]本発明の実施の形態 6としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 13]積分回路の構成例を示す図である。
園 14]本発明の実施の形態 7としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 15]本発明の実施の形態 8としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 16]本発明の実施の形態 9としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 17]本発明の実施の形態 10としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 18]本発明の実施の形態 11にかかる位相変調信号光の変調周波数、プルインレ ンジ及びロックレンジの関係を示す図である。
園 19]本発明の実施の形態 11としての光受信器の構成を示すブロック図である。 園 20]本発明の実施の形態 11にかかる動作点判定範囲とロック判定範囲の設定を 示す図である。
園 21]本発明の実施の形態 12にかかる周波数掃引制御の動作原理を説明する図 である。
園 22]本発明の実施の形態 13としての光受信器の構成を示すブロック '図である。 園 23]本発明の実施の形態 14としての光受信器の構成を示すブロック '図である。 園 24]本発明の実施の形態 15としての光受信器の構成を示すブロック '図である。 園 25]図 24に示す光受信器の効果を説明する図である。
[図 26]本発明の実施の形態 16としての光受信器の構成を示すブロック '図である。 園 27]図 26に示す光受信器の効果を説明する図である。
園 28]DPSK方式における光受信器の構成と動作を説明する図である。
園 29]キャリア周波数と MZI透過特性のずれによる波形劣化を説明する図である。 園 30]従来技術の課題を説明するための図である。
園 31]DQPSK方式における光受信器の構成を説明する図である。
園 32]従来技術の課題を説明するための図である。
符号の説明
2 MZI (マッハツエンダ干渉計）
3 光 BPF (バンドパスフィルタ）
4 周波数調整端子
4A 第 1の周波数調整端子
4B 第 2の周波数調整端子
6 バランス型受光器
8 微小変調信号発生回路
10 ドライバ回路
10A 第 1のドライバ回路
10B 第 2のドライバ回路
12 微小変調信号検出回路
14 BPF (バンドパスフィルタ）
16 同期検波回路
18 制御回路
22 透過特性検出回路 24 スィッチ
26 光電流モニタ回路
28 ロック検出回路
29 第 2の制御回路
30 周波数掃引回路
34 スィッチ
48 リセット回路
50 動作点判定回路
52 スィッチ
56 極性検出回路
58 スィッチ
60 スィッチ
70 フレーム処理回路
72 開平回路
74 差動回路
発明を実施するための最良の形態
[0036] 実施の形態 1.
図 1は、本発明の実施の形態 1としての光受信器の構成を示すブロック図である。 本実施形態の光受信器は、 DPSK方式の光通信システムに適用される光受信器であ り、図 1に示すように、差動符号化された位相変調信号光を強度変調信号に復調す る MZI (マッハツエンダ干渉計） 2を備えている。 MZI2は、位相変調信号光を 2分岐 し、その一方に 1ビット分の伝播遅延を持たせた後、合波して両位相変調信号光を干 渉させて強度変調信号光に変換する。
[0037] MZI2が有する 2つの光導波路のうち、一方の光導波路には周波数調整端子 4が 設けられている。周波数調整端子 4は光導波路を加熱するヒーターであり、ドライバ 回路 10から駆動電流の供給を受けて光導波路を加熱する。ドライバ回路 10から周 波数調整端子 4に供給される電流量によって、干渉する両位相変調信号光の位相 差を調整することができる。本実施形態の光受信器は、微小変調信号 (周波数 f)を発 生する微小変調信号発生回路 8を有している。ドライバ回路 10は、微小変調信号発 生回路 8が発生する微小変調信号を駆動電流に変換して周波数調整端子 4を電流 駆動する。
[0038] MZI2の各出力ポートからの出力光は、バランス型受光器 6で受光される。バランス 型受光器 6には微小変調信号検出回路 12が接続されており、バランス型受光器 6の 出力に含まれる微小変調信号が微小変調信号検出回路 12によって検出される。微 小変調信号検出回路 12の出力は、バンドパスフィルタ (BPF)14および同期検波回 路 16によって、微小変調信号発生回路 8が発生する信号を用いて同期検波される。
[0039] 同期検波回路 16の出力は制御回路 18に入力される。制御回路 18は同期検波回 路 16の出力を誤差信号として検出し、これを打ち消す方向に MZI2の周波数調整端 子 4に帰還をかける。制御回路 18が出力する信号は、微小変調信号発生回路 8が発 生する信号に加算されてドライバ回路 10に入力される。
[0040] また、本実施形態の光受信器は、バランス型受光器 6の出力から、 MZI2の 2つの 出力ポートがコンストラタティブあるいはディストラタティブどちらの透過特性であるか を判定する透過特性検出回路 22を備えている。透過特性検出回路 22は、バランス 型受光器 6が有する 2つの受光素子の一方の出力信号、もしくは両方の出力信号を 検出する回路を含んでいる。本実施の形態では、 MZI2の 2つの出力ポートのうち、 出力 2に対応する受光素子の出力信号を検出するよう構成されている。
[0041] 本実施形態の光受信器は、透過特性検出回路 22の出力と微小変調信号検出回 路 12の出力とを切り替えて同期検波回路 16に接続するためのスィッチ 24を備えて いる。このスィッチ 24は、透過特性検出回路 22からのループ切り替え信号によって 切り替えられる。スィッチ 24を微小変調信号検出回路 12側に切り替えたときには、 M ZI2、微小変調信号発生回路 8、ドライバ回路 10、バランス型受光器 6、微小変調信 号検出回路 12、 BPF14、同期検波回路 16、及び制御回路 18からなる周波数同期 ループが構成される。スィッチ 24を透過特性検出回路 22側に切り替えたときには、 MZI2、微小変調信号発生回路 8、ドライバ回路 10、バランス型受光器 6、透過特性 検出回路 22、 BPF14、同期検波回路 16、及び制御回路 18からなる周波数同期ル ープが構成される。 [0042] まず、周波数引き込みの初期段階においては、スィッチ 24を透過特性検出回路 2 2側に切り替え、透過特性検出回路 22を同期検波回路 16に接続した周波数同期ル ープを構成する。この周波数同期ループでは、透過特性検出回路 22の出力が微小 変調信号発生回路 8の発生する周波数 fの微小変調信号を用いて同期検波される。 同期検波の結果は透過特性検出回路 22に返され、透過特性検出回路 22は、同期 検波の結果から MZI2の 2つの出力ポートがコンストラタティブあるいはディストラクテ イブどちらの透過特性であるかを判定する。
[0043] 図 2は、透過特性検出回路 22の出力に含まれる周波数 fの成分を同期検波して得 られる同期検波回路出力と、 MZI2の 2つの出力ポートのうち出力 2が示す透過特性 ( MZI透過特性)とを対比して示した図である。図 2に示すように、同期検波回路出力 は、 MZI透過特性が最大となる周波数にキャリア周波数とがー致したときにも、 MZI 透過特性が最小となる周波数にキャリア周波数とがー致したときにも、ともに零となる 。しかし、 MZI透過特性の最大点では同期検波回路出力の傾きは正を示し、 MZI透 過特性の最小点では同期検波回路出力の傾きは負を示している。したがって、 MZI 2の各出力ポートの透過特性がコンストラタティブあるいはディストラタティブのどちら であるかは、同期検波出力の傾きの正負によって判定できる。
[0044] また、上述のように、同期検波回路出力が零となる周波数では、 MZI透過特性の最 大点または最小点とキャリア周波数とが概ね一致する。このため、透過特性検出回路 22を用いて周波数同期ループを構成し、同期検波回路出力の傾きが負あるいは正 の何れかの状態で負帰還が力かるようループを設定すれば、 MZI透過特性をコンス トラクティブあるいはディストラタティブの何れかの状態でキャリア周波数にロックさせ ること力 Sできる。透過特性検出回路 22は、所望の状態で MZI透過特性がキャリア周 波数にロックされたかどうかを検出する回路も含んでいる。本実施形態では、 MZI2 の 2つの出力ポートのうち出力 1がコンストラタティブ、出力 2がディストラタティブの状 態を所望の状態としている。
[0045] 上記のループ構成でロック状態になったならば、透過特性検出回路 22からスィッチ
24へループ切り替え信号を出力する。ループ切り替え信号により、スィッチ 24はその 接続を透過特性検出回路 22から微小変調信号検出回路 12に切り替え、微小変調 信号検出回路 12による周波数同期ループを構成する。
[0046] 図 3は、透過特性検出回路 22の出力に含まれる周波数 fの成分を同期検波して得 られる同期検波回路出力（A)と、微小変調信号検出回路 12の出力に含まれる周波 数 fの成分を同期検波して得られる同期検波回路出力（B)と、 MZI2の各出力ポート（ 出力 1及び出力 2)が示す透過特性 (MZI透過特性)とを対比して示した図である。図 3に示すように、微小変調信号検出回路 12を用いた同期検波回路出力（B)は、透過 特性検出回路 22を用いた同期検波回路出力 (A)の 2倍の周波数を持つ。したがつ て、この周波数同期ループによれば、 MZI周波数 (MZI透過特性が最大あるいは最 小となる周波数）とキャリア周波数とのずれをより高感度に検出し、 MZI周波数をキヤ リア周波数に完全に一致させることができる。
[0047] 以上のように、本実施形態の光受信器によれば、透過特性検出回路 22により MZI 2の透過特性を正常な動作点のみでロックすることができ、さらにロック後は、スィッチ 24を微小変調信号検出回路 12へ切り替えることで MZI周波数とキャリア周波数とを 完全に一致させることができる。また、従来の光受信器に透過特性検出回路 22とスィ ツチ 24を追加するだけでよぐ同期検波回路 16をはじめ周波数同期ループを構成 する部品のほとんどはそのまま流用でき、回路構成を非常に簡略化できる。さらに、 透過特性検出回路 22あるいは微小変調信号検出回路 12の何れが同期検波回路 1 6に接続された状態であっても、同期検波回路出力が零となるように MZI周波数を変 動させる点は共通であり、制御も簡略化できる。
[0048] 実施の形態 2.
図 4は、本発明の実施の形態 2としての光受信器の構成を示すブロック図である。 図 4に示す光受信器において、実施の形態 1の光受信器と同一の要素については 同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容については、その 説明は省略するものとする。
[0049] 図 4に示すように、本実施形態の光受信器は、光 BPF (バンドパスフィルタ） 3と光電 流モニタ回路 26を備えている。光入力信号のスペクトラムが復調器の FSRに対して十 分広い場合には、 MZI2を透過した後の光強度は光周波数に対して変化しづらい。 そこで、光 BPF3によって該スペクトラムに帯域制限をかけることで、図 28(c)に示した MZI2の通過後の出力 1と 2のスペクトラムのうちキャリア周波数から離れた領域を減 衰させる。同図から明らかなように、出力 1 (コンストラタティブ側）と出力 2 (ディストラタ ティブ側）とでは、光周波数軸上での強度分布が異なっているため、光 BPF3による 周辺部の強度減衰の影響はコンストラタティブ側が大きレ、。したがって、 DPSK信号の 場合には、 MZI透過特性とキャリア周波数とがー致した場合には、 MZI2の透過後の 光強度はコンストラタティブ側が最小でディストラタティブ側が最大となる。以上のこと から、 MZI2の透過後の各出力ポートでの光強度の変化から MZI透過特性とキャリア 周波数との関係を検出することができる。
[0050] 光電流モニタ回路 26は、この光強度の変化をバランス型受光器 6の受光素子の電 源端子に流れる光電流の変化で検出する。図 5は、光電流モニタ回路 26および微 小変調信号検出回路 12の具体的な構成例を示している。図 5に示すように、光電流 モニタ回路 26は、バランス型受光器 6の一方の受光素子とその電源の間に抵抗を挿 入することで容易に実現できる。あるいは、両方の受光素子とそれらの電源の間に抵 抗を挿入し、各抵抗からの出力の差を取るようにてもよい。また、微小変調信号検出 回路 12は、バランス型受光器 6を構成する増幅器とその電源との間に抵抗を挿入す ることで実現できる。本実施形態の光受信器によれば、光電気変換された高速の電 気信号の振幅を電力検出する必要なぐ電力検出と同等な高精度の検波が行える。
[0051] また、本実施形態の光受信器は、スィッチ 24により光電流モニタ回路 26による周波 数同期ループが構成されたとき、ループがロックしたことを検出するロック検出回路 2 8を有している。ロック検出回路 28は、ループがロックしたことを検出したなら、スイツ チ 24の接続を光電流モニタ回路 26から微小変調信号検出回路 12に切り替える。こ れにより、 MZI透過特性とキャリア周波数とのずれをより高感度に検出し、完全にロッ クさせること力できる。本実施形態では、光電流モニタ回路 26とロック検出回路 28に よって、実施の形態 1にかかる透過特性検出回路 22に相当する回路が構成されてい る。
[0052] 実施の形態 3.
図 6は、本発明の実施の形態 3としての光受信器の構成を示すブロック図である。 図 6に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要素 については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容につ いては、その説明は省略するものとする。
[0053] 本実施形態の光受信器と実施の形態 2との構成上の差は、周波数掃引回路 30を 備え、周波数同期ループの電圧経路に周波数掃引回路 30の出力（低周波信号)を 加算していることにある。周波数掃引回路 30の出力は、 MZI2の応答速度と微小変 調信号速度より遅い周波数であれば、三角波、鋸波、正弦波他どのような信号であつ ても構わない。
[0054] 本実施形態の光受信器では、周波数引き込みの初期状態、すなわち周波数同期 ループがロックしていない状態において、スィッチ 24によって光電流モニタ回路 26を 同期検波回路 16に接続するとともに、周波数掃引回路 30によって MZI周波数を大 きく変動させる。これにより、図 7の動作原理図に示すように、キャリア周波数がプルイ ンレンジより離れたところにあって周波数同期ループだけではロックできない状態で あっても、 MZI周波数が変動させられる過程でキャリア周波数に近くなる状態が生じ 、引き込みが可能となる。ロック検出回路 28がロック状態を検出した場合には、周波 数掃引回路 30はその瞬時値を保持する。
[0055] 実施の形態 4.
図 8は、本発明の実施の形態 4としての光受信器の構成を示すブロック図である。 図 8に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要素 については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容につ いては、その説明は省略するものとする。
[0056] 本実施形態の光受信器と実施の形態 3との構成上の差は、周波数同期の初期に おける MZI2の周波数掃引状態において、スィッチ 24の接続を光電流モニタ回路 2 6に固定した状態でロックを検出するのではな 第 2の制御回路 29によってスィッチ 24の接続を光電流モニタ回路 26と微小変調信号検出回路 12とで交互に切り替えて レ、る点である。
[0057] 位相変調信号光が DQPSK信号の場合、光電流モニタ回路 26の同期検波出力（A )と微小変調信号検出回路 12の同期検波出力（B)は、 MZI2の透過帯域特性に対 して図 9に示すように変化する。 MZI透過特性が最大もしくは最小となる周波数がキ ャリア周波数と一致する場合 (DPSKの動作点）は、光電流同期検波出力（A)は正も しくは負の傾きの零点となる。前述した通り、 DQPSKでは、動作点すなわち微小変調 信号同期検波出力（B)が零となる点が 4つ存在する。このうち、所望の動作点である のは、この図の場合、光電流同期検波出力 (A)が光周波数に対して負の傾きで零点 を通過する微小変調信号同期検波出力（B)の零点 (位相シフト量- π /4)と直後の 零点（位相シフト量 π /4)である。
[0058] 本実施形態においては、周波数掃引回路 30によって ΜΖΙ2の周波数を掃引しつ つ、第 2の制御回路 29によって 2つの同期検波出力（Α)と（Β)とを交互にモニタし、 所望の動作点を検出する。その動作原理を図 10に示す。この図では、時間の経過と ともに ΜΖΙ2の周波数が高周波数側へ掃引されている。したがって、光電流同期検 波出力（Α)が時間の経過、すなわち周波数の増大とともに減少しながら零となる点を 起点とし、ここから 1つ手前または後で微小変調信号同期検波出力（Β)が零となる点 を選び、ここで ΜΖΙ2の周波数掃引を停止するとともに。スィッチ 24の接続を微小変 調信号検出回路 12に固定すれば、位相シフト量力 S- π /4もしくは π /4での同期が 実現できる。また、前記起点から所定の回数だけ、前記微小変調信号同期検波出力 が零となる点で ΜΖΙ2の周波数掃引を停止し、スィッチ 24を切り替えることで、所望の 動作点、にロックすることができる。
[0059] また、同様にすれば D8PSK信号についても所望の動作点にロックすることができる
[0060] 実施の形態 5.
図 1 1は、本発明の実施の形態 5としての光受信器の動作原理を示す図である。本 実施形態の受信器は図 8と同一の構成をとるが、本実施形態の光受信器と実施の形 態 4との動作原理上の差は、スィッチ 24の接続を交互に切り替えずに DQPSK信号に ロックさせる点にある。
[0061] まず、周波数引き込みの初期状態において、スィッチ 24の接続を光電流モニタ回 路 26に接続し、 ΜΖΙ2の周波数掃引を行う。この状態で同期検波回路出力をモニタ し、該出力が時間の経過とともに減少しながら零となった時点で、スィッチ 24の接続 を微小変調信号検出回路 12に切り替える。そして、引き続き周波数掃引を行い、所 定の回数 (本実施形態では 1回)だけ微小変調信号同期検波出力が零となる点で M ZI2の周波数掃引を停止することで、所望の動作点にロックすることができる。また、 スィッチ 24を切り替えた瞬間から、 MZI周波数の掃引方向を反転させることで、切り 替え点より手前の動作点に戻ってロックすることが可能となる。
[0062] 実施の形態 6.
図 12は、本発明の実施の形態 6としての光受信器の構成を示すブロック図である。 図 12に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要 素については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0063] 本実施形態の光受信器と実施の形態 2との構成上の差は、制御回路 18の誤差信 号検出部に図 13に示すような積分回路を用い、その基準電圧入力端子にスィッチ 3 4を介して周波数掃引回路 30の出力を入力している点にある。積分回路は、本来、 同期検波回路の出力電圧と基準電圧との差分を誤差信号として検出し、これが零と なるよう制御をかける。本実施形態の光受信器では、周波数引き込みの初期状態、 すなわち周波数同期ループがロックしていない状態において、スィッチ 24によって光 電流モニタ回路 26を同期検波回路 16に接続するとともに、周液数掃引回路 30によ つて MZI周波数を大きく変動させるようにしている。これによれば、より広いプルインレ ンジを実現することができる。
[0064] ロック検出回路 28がロック状態を検出した場合には、スィッチ 24は光電流モニタ回 路 26から微小変調信号検出回路 12に切り替えられる。同時に、スィッチ 34は周波 数掃引回路 30から任意の基準電圧 Vrefに切り替えられる。これにより、 MZI周波数と キャリア周波数の関係は、同期検波回路 16の出力が Vrefとなるよう制御される。
[0065] 実施の形態 7.
図 14は、本発明の実施の形態 7としての光受信器の構成を示すブロック図である。 図 14に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要 素については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0066] 本実施形態の光受信器と実施の形態 2との構成上の差は、周波数同期ループの口 ック状態に応じて制御回路 18の動作を制御する回路を備えていることにある。この回 路は、動作点判定回路 50と、反転回路 42， 44、 AND回路 40、 OR回路 46及びリセッ ト回路 48から構成されている。動作点判定回路 50は、制御回路 18の出力電圧をモ ユタし、それが所定の上限値もしくは下限値を超えているならば、 MZI2が制御可能 範囲の限界で動作しているか、或いは制御不可能になっていると判断して "1 "を出力 するよう構成されている。なお、本実施形態に力かる制御回路 18は、周波数掃引回 路を含んでいるものとする。
[0067] 動作点判定回路 50の出力は、反転回路 44を介して AND回路 40に入力される。こ の AND回路 40には、ロック検出回路 28の出力も入力されている。動作点判定回路 5 0により MZI2が制御可能範囲にあると判定され、且つ、ロック検出回路 30でロック力 S 検出されれば、正常なロック状態と判断されて AND回路 40の出力は" 1 "になる。 AND 回路出力が" 1 "となったら、スィッチ 24は光電流モニタ回路 26から微小変調信号検 出回路 12に切り替えられる。
[0068] AND回路 40の出力は、反転回路 42を介して OR回路 46に入力される。この OR回 路 46には、動作点判定回路 50の出力も入力されている。 OR回路 46の出力は、リセ ット回路 48に入力される。本実施形態の光受信器では、動作点判定回路 50によつ て MZI2が制御可能範囲にないと判定 (動作点判定回路 50の出力が' Τ')されるか、 もしくは、ロック検出回路 30によってアンロックが検出 (AND回路 40の出力が" 0")され たことが OR回路 46で検出されたならば、リセット回路 48から制御回路 18にリセット信 号が送信され、再度、周波数掃引回路による周波数引き込みが行われる。
[0069] なお、本実施形態にかかる光受信器の構成は、制御回路 18に周波数掃引回路が 含まれない場合にも適用できる。例えば、制御回路 18に図 13に示すような積分回路 が用いられている場合、リセット回路 48からのリセット信号によって積分回路の容量を 短絡'開放することで、再度周波数の引き込みを行うことができる。
[0070] 実施の形態 8.
図 15は、本発明の実施の形態 8としての光受信器の構成を示すブロック図である。 図 15に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要 素については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0071] 本実施形態の光受信器と実施の形態 1との構成上の差は、同期検波回路 16と制 御回路 18との間に周波数同期ループを開閉するスィッチ (遮断回路） 52を備えてい ることと、周波数掃引回路 30を備えて周波数同期ループの電圧経路に周波数掃引 回路 30の出力をカ卩算していることにある。スィッチ 52と周波数掃引回路 30は、ともに 、透過特性検出回路 22からの信号によってその動作を制御される。
[0072] 本実施形態の光受信器では、周波数引き込みの初期状態において、スィッチ 24に より透過特性検出回路 22を同期検波回路に接続し、かつ、スィッチ 52により周波数 同期ループをオープンとする。この状態で周波数掃引回路 30の出力を周波数同期 ループの電圧経路に加算し、 MZI周波数を掃引する。
[0073] そして、透過特性検出回路 22で MZI2の出力ポートがキャリア周波数に対して所望 の状態になったと判定されたならば、スィッチ 22を微小変調信号検出回路 12に切り 替える。同時に、透過特性検出回路 22からスィッチ 52に信号を出力し、スィッチ 52 を切り替えて周波数同期ループを閉じる。また、同時に、透過特性検出回路 22から 周波数掃引回路 30に信号を出力し、周波数掃引回路 30にその出力の瞬時値を保 持させる。
[0074] これによれば、幅広いプルインレンジが実現されるとともに、 MZI周波数をキャリア 周波数に完全に一致させることができる。また、周波数引き込みの初期状態では周 波数同期ループはオープンであるため、 MZI周波数が周波数掃引回路 30によって のみ一意に決定される。したがって、本実施形態の光受信器によれば、周波数引き 込みの制御が容易である。
[0075] 実施の形態 9.
図 16は、本発明の実施の形態 9としての光受信器の構成を示すブロック図である。 図 16に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要 素については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0076] 本実施形態の光受信器と実施の形態 2との構成上の差は、同期検波回路 16の出 力の変動が周波数の掃引方向に対して正であるか負であるかを検出する極性検出 回路 56を備えていることと、同期検波回路 16と制御回路 18との間に周波数同期ル ープを開閉するスィッチ (遮断回路） 58を備えていることと、周波数掃引回路 30を備 えて周波数同期ループの電圧経路に周波数掃引回路 30の出力を加算していること にある。スィッチ 58と周波数掃引回路 30は、スィッチ 24とともに、極性検出回路 56か らの信号によってその動作を制御される。
[0077] 本実施形態の光受信器では、周波数引き込みの初期状態において、スィッチ 24に より光電流モニタ回路 20を同期検波回路 16に接続し、かつ、スィッチ 58により周波 数同期ループをオープンとする。スィッチ 58がオープン側に切り替えられたとき、制 御回路 18の入力は短絡される力、、もしくは周波数同期ループがロックした時に出力 されるであろう電圧値が入力されるようになっている。この状態で周波数掃引回路 30 の出力を周波数同期ループの電圧経路に加算し、 MZI周波数を変動させる。これに よれば、周波数同期ループは等価的に誤差信号力 の状態となり、 MZI2の掃引周 波数に不要なオフセットが生じることがない。
[0078] このようにして MZI周波数を掃引させながら、極性検出回路 56によって同期検波 回路 16の出力の変動が周波数掃引方向に対して正であるか負であるかを検出する 。そして、所望の極性であったならば、 MZI透過特性がキャリア周波数に対して所望 の状態となったと判断し、スィッチ 24を微小信号検出回路 12に切り替え、また、スィ ツチ 52により周波数同期ループを閉じるとともに、周波数掃引回路 30にその出力の 瞬時値を保持させる。このようにすれば、 MZI周波数をキャリア周波数に完全に一致 させることができる。
[0079] 実施の形態 10.
図 17は、本発明の実施の形態 10としての光受信器の構成を示すブロック図である 。図 17に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要 素については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0080] 本実施形態の光受信器と実施の形態 9との構成上の差は、制御回路 18の誤差信 号検出部に積分回路（図 13参照）を用い、その基準電圧入力端子にスィッチ 60を介 して周波数掃引回路 30の出力を入力していることにある。スィッチ 60は、他のスイツ チ 24， 58と同じく、極性検出回路 56からの信号によってその動作を制御される。
[0081] 本実施形態の光受信器では、極性検出回路 56によって同期検波回路 16の出力 変動が MZI周波数の掃引方向に対して所望の極性であると判定されたならば、スィ ツチ 60を周波数掃引回路 30から所望の基準電圧 Vrefに切り替える。これにより、制 御回路 18は基準電圧 Vrefと同期検波回路 16の出力電圧との差分を誤差信号として 検出するので、ロック後の MZI周波数とキャリア周波数とを完全に一致させるだけで なぐ所望の差を持たせることが出来るようになる。
[0082] 実施の形態 11.
本発明の実施の形態 11としての光受信器は、位相変調信号光の変調周波数とプ ルインレンジ、及びプルインレンジとロックレンジの各関係に特徴を有している。図 18 は、本実施形態の光受信器における、変調周波数、プルインレンジ及びロックレンジ の関係を示す図である。図 18に示すように、本実施形態の光受信器では、プルイン レンジを位相変調信号光の変調周波数より広く設定し (40Gbit/sの位相変調であれ ば、 40GHz以上)、且つ、ロックレンジをプルインレンジに対して、想定される変動分以 上のマージンを持つよう設定している。プルインレンジの変動要因とは、周波数引き 込み完了後にキャリア周波数と MZI周波数のずれを生じさせる現象であり、 LD発振 波長の変化や MZI2の温度変化などである。
[0083] プルインレンジを位相変調信号光の変調周波数より広く設定することで、任意のキ ャリア周波数へのロックが可能となる。また、ロックレンジをプルインレンジに対して変 動分だけ広くすることで、ロック後の周波数変動に対して追従が可能となる。上記のよ うなプルインレンジの設定は、 MZIの周波数変動量が変調周波数以上となるように周 波数の掃引振幅を設定することで容易に実現できる。また、上記のようなロックレンジ の設定は、想定される変動の補償分だけ周波数の掃引振幅よりも制御回路の制御 可能範囲を広く設定することで実現可能である。
[0084] 図 19は、本実施形態の光受信器の構成を示すブロック図である。図 19に示す光 受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要素については同 一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容については、その説 明は省略するものとする。 [0085] 本実施形態の光受信器と実施の形態 7との構成上の差は、実施の形態 5における OR回路 46の代わりに AND回路 62を配置したことと、反転回路 44と AND回路 40との 間に新たに OR回路 64を設け、 OR回路 64に反転回路 44の出力と AND回路 40の出 力を入力し、その出力を AND回路 40に入力していることにある。また、本実施形態の 光受信器では、図 20に示すように、動作点判定回路 50が正常な制御範囲と判定す る周波数範囲を、ロック検出回路 28がロックと判定する周波数範囲よりも狭く設定し ている。
[0086] 図 19に示す回路構成によれば、正常な動作点とロックのアンドが取れた場合に、 周波数引き込みが完了してロックできたと判定される。それ以外の状態ではリセット回 路 48から制御回路 18にリセット信号が出力され、再度周波数掃引回路による周波数 引き込みが行われる。また、 AND回路 40の入力の一方はロック検出回路 28の出力と し、もう一方は同 AND回路 40の出力と動作点判定回路 50の反転出力との論理和 (OR 回路 64の出力)とすることで、 AND回路 40の出力が" 1 "(ロック)を出力している間は、 動作点判定回路 50が動作範囲外を判定しても AND回路 62の出力は反転せず、リセ ット信号は出力されない。これにより、図 20に示す網掛け領域ではロックレンジがプ ルインレンジよりも広くなり、この領域ではロック後の周波数変動に対する追従が可能 となる。
[0087] 実施の形態 12.
本発明の実施の形態 12としての光受信器は、周波数掃引時の制御に特徴がある。 図 21は、本実施形態に力かる周波数掃引制御の動作原理を説明するための図であ る。なお、本実施形態に力かる周波数掃引制御は、前述の実施形態に力かる何れの 構成にも適用することができる。
[0088] 図 21に示す例では、正常な動作点が周波数同期ループの周波数可変範囲の上 限近く (ロック可)と下限の外側 (ロック不可)にあり、かつ、 MZIの初期状態がプルイン レンジ下限付近にある様子を示している。周波数掃引によって MZI透過特性を正常 な動作点に一致させようとした場合、周波数掃引を上記初期状態から開始すると、周 波数可変範囲いっぱいまで行ってようやくロックできることとなる。し力し、前述のごと ぐ MZI周波数掃引はロック検出や同期検波回路の極性判定を伴うので、 MZI周波 数掃引には低速の信号を用レ、ることとなり、掃引周波数範囲が広くなれば、それだけ 長い時間を要することとなる。このような場合、周波数掃引を周波数可変範囲の上限 側から開始すれば、ロックまでの時間を大幅に短縮することが出来る。
[0089] 図 21に示す例では、周波数掃引開始直後の同期検波出力が、負の値で、かつ、 負の傾きを持つことから、 MZI初期状態がロック不可の動作点近くにあると判定でき るので、周波数掃引出力の極性を反転させ、可変範囲上限側から掃引を再開するこ とで、掃引時間を短縮することが出来る。また、本周波数掃引制御を図 19に示す構 成に適用する場合には、動作点判定回路 50によって制御範囲外と判定されたとき、 これと反対側に制御回路 18の出力が振り込まれるようにリセット信号を送信すること で、制御範囲内の動作点にロックすることが可能となる。
[0090] 実施の形態 13.
図 22は、本発明の実施の形態 13としての光受信器の構成を示すブロック図である 。図 22に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要 素については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0091] 本実施形態の光受信器は、実施の形態 1の構成において、透過特性検出回路 22 の論理反転を外部からの論理反転信号によって行うことに特徴がある。これによれば 、 MZI2の出力ポートの透過特性をコンストラタティブでもディストラタティブでも所望 の状態に設することができる。また、位相変調光が RZ-DPSKと CSRZ-DPSKなど異な る変調方式であっても、光受信器の構成を変えることな 論理反転信号の設定のみ で受信可能となる。
[0092] 実施の形態 14.
図 23は、本発明の実施の形態 14としての光受信器の構成を示すブロック図である 。図 23に示す光受信器において、前述の何れかの実施形態の光受信器と同一の要 素については同一の符号を付している。また、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0093] 本実施形態の光受信器と実施の形態 13との構成上の差は、論理反転信号をバラ ンス型受光器 6の後段に設置されたフレーム処理回路 70で発生させていることにあ る。フレーム処理回路 70は、光受信器の出力信号と位相同期したクロックを用いて、 該出力信号列の中からフレーム開始分界点である特定のビット列を検出し、フレーム 同期を行う機能を有している。
[0094] 透過特性検出回路 22では、送信器が何らかの劣化を起こす、または、伝送線路に 設置された光フィルタの周波数がキャリア周波数からずれている等の理由で位相変 調信号光のスペクトルが想定以上に変形された場合、透過特性の検出結果に変動 を生じ、誤った動作点にロックしてしまう危険がある。誤った動作点にロックすると、光 受信器出力は論理反転を起こしてしまう。論理反転が生じた場合、フレーム処理回 路 70では、受信信号と位相同期したクロックが得られているにも関わらず、フレーム 開始分界点の検出ができず LOF(Loss of F1讓 e)の状態となる。
[0095] このような状態を回避するため、本実施形態の光受信器では、位相同期確立時に フレーム処理回路 70で LOFが検出されたならば、透過特性検出回路 22の出力を反 転させる、あるいは、透過特性検出回路 22の極性を書き換え、再度周波数引き込み を行うようにしている。これによれば、位相変調信号光のスペクトルが想定以上に変 形された場合でも、正常な動作点にロックすることが可能となる。
[0096] 実施の形態 15.
図 24は、本発明の実施の形態 15としての光受信器の構成を示すブロック図である 。図 24では、本実施形態の光受信器の特徴部を示し、それ以外の部分は省略して レ、る。図 24には表れていない部分の構成については、前述の何れかの実施の形態 の構成を適用することができる。図 24において、前述の何れかの実施形態の光受信 器と同一の要素については同一の符号を付し、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0097] 本実施形態の光受信器は、ドライバ回路 10の前段に開平回路 72を備えている。そ して、この開平回路 72によって MZI制御電圧の平方根を演算し、ドライバ回路 10に よって演算結果に対応した電流で MZI2の周波数を制御するようになっている。
[0098] MZI周波数は周波数調整端子 4の駆動電流の 2乗に比例して変動するため、制御 電圧に比例した電流を周波数調整端子 4の駆動電流とすると、図 25 (a)に示すよう に、 MZI周波数は制御電圧 (MZI制御信号)の 2乗に比例して変動する。このため、 制御電圧の絶対値に応じて、周波数変動効率すなわちループゲインが変動すること になる。
[0099] これに対し、本実施形態の光受信器では、開平回路 72を用いることで、図 25 (b) に示すように、 MZI駆動電流 (開平回路出力)は制御電圧の平方根に比例する。その 結果、図 25 (c)に示すように、 MZI周波数が制御電圧に対して線形に応答するよう になり、 MZI制御電圧によらず一定のループゲインが得られるようになる。
[0100] 実施の形態 16.
図 26は、本発明の実施の形態 16としての光受信器の構成を示すブロック図である 。図 26では、本実施形態の光受信器の特徴部を示し、それ以外の部分は省略して レ、る。図 26には表れていない部分の構成については、前述の何れかの実施の形態 の構成を適用することができる。図 26において、前述の何れかの実施形態の光受信 器と同一の要素については同一の符号を付し、既に説明した内容と重複する内容に ついては、その説明は省略するものとする。
[0101] 本実施形態の光受信器は、 MZI2の 2つの光導波路のそれぞれに周波数調整端 子 4A， 4Bを備えている。各周波数調整端子 4A, 4Bは別々のドライバ回路によって 駆動される。つまり、第 1の周波数調整端子 4Aは、第 1のドライバ回路 10Aによって 駆動され、第 2の周波数調整端子 4Bは、第 2のドライバ回路 10Bによって駆動される 。各ドライバ回路 10A, 10Bには、差動回路 74から MZI制御信号が入力される。
[0102] MZI制御信号は、差動回路 74によって差動信号に変換されて各ドライバ回路 10A ， 10Bに入力される。 2つのドライバ回路 10A， 10Bは、差動で動作するので、両方 の MZI駆動電流の和は一定である。駆動電流の和を Iとし、第 1のドライバ回路 10A に流れる電流の割合をひとすれば、第 1のドライバ回路 10Aの駆動電流はひ I、第 2 のドライバ回路 10Bの駆動電流はひ-ひ) Iで表すことが出来る。
[0103] 各ドライバ回路 10A, 10Bの電流駆動によって得られる MZI2の周波数変動は、図
27に示すように変数ひを用いて表すことができる。駆動電流ひ Iによる周波数の変動 方向と、駆動電流 (1-ひ) Iによる周波数の変動方向とは逆方向となり、一方が最大の 周波数変動となる時、もう一方の周波数変動は零となる。トータルの周波数変動は両 者の和となり、駆動電流の 2乗に比例する成分が相殺され、結果として制御電圧 (MZ I制御信号)に比例した周波数変動が得られるようになる。
その他.
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は上記の実施の形態に 限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において変形して実施することもできる

Claims

請求の範囲
[1] 差動符号化された位相変調信号光を受信する光受信器であって、
前記位相変調信号光を強度変調信号光に変換するマッハツエンダ干渉計と、 前記マッハツエンダ干渉計の二つの出力ポートからの強度変調信号光を光電変換 し、変換された電気信号の差分を出力するバランス型受光器と、
前記マッハツエンダ干渉計の透過特性を低周波数で微小変調させる微小変調信 号発生回路と、
前記バランス型受光器が出力する信号に含まれる微小変調信号を検出する微小 変調信号検出回路と、
前記バランス型受光器が出力する信号から、前記位相変調信号光のキャリア周波 数において前記マッハツエンダ干渉計の二つの出力ポートの透過特性が最大もしく は最小の何れであるかを判定する透過特性検出回路と、
前記バランス型受光器が出力する信号に含まれる前記微小変調信号を前記微小 変調信号発生回路が発生する信号で同期検波する同期検波回路と、
前記微小変調信号検出回路と前記透過特性検出回路とを切り替えて前記同期検 波回路に接続するスィッチと、
前記同期検波回路が出力する信号を前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が最 大あるいは最小となる周波数と前記キャリア周波数とのずれ量として検出し、前記ず れ量が零または所望の値となるように前記マッハツエンダ干渉計の透過特性に帰還 をかける制御回路とを備え、
周波数引き込みの初期段階においては、前記透過特性検出回路を前記同期検波 回路に接続するよう前記スィッチを設定し、前記キャリア周波数における前記マッハ ツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になったことが前記透過特性検出回 路で検出されたら、前記スィッチの接続を前記透過特性検出回路から前記微小変調 信号検出回路に切り替えることを特徴とする光受信器。
[2] 前記透過特性検出回路は、前記キャリア周波数と前記マッハツエンダ干渉計の透 過特性が最大あるいは最小となる周波数とのロック状態を、前記同期検波回路の出 力力 検出するロック検出回路を含み、 前記キャリア周波数に前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が最大あるいは最小 となる周波数がロックしたことが前記ロック検出回路で検出されたら、前記スィッチの 接続を前記透過特性検出回路から前記微小変調信号検出回路に切り替えることを 特徴とする請求項 1記載の光受信器。
[3] 前記透過特性検出回路は、前記位相変調信号光のスペクトラムに帯域制限をかけ るための光バンドパスフィルタと、前記バランス型受光器が有する二つの受光素子の 両方若しくは片方に流れる光電流をモニタする光電流モニタ回路とを含むことを特徴 とする請求項 1又は 2記載の光受信器。
[4] 前記制御回路から前記マッハツエンダ干渉計へ発信される制御信号に低周波信号 を加算することで、前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数を掃引する周波数 掃引回路をさらに備え、
前記キャリア周波数における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過 特性になるまで、前記周波数掃引回路による掃引を行い、前記キャリア周波数にお ける前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になったら、前記周波 数掃引回路による掃引を停止することを特徴とする請求項 1乃至 3の何れか 1項に記 載の光受信器。
[5] 前記制御回路の基準信号端子に低周波信号を入力することで、前記マッハツエン ダ干渉計の透過帯域周波数を掃引する周波数掃引回路をさらに備え、
前記キャリア周波数における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過 特性になるまで、前記周波数掃引回路による掃引を行レ、、前記キャリア周波数にお ける前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特性になったら、前記周波 数掃引回路による掃引を停止することを特徴とする請求項 1乃至 3の何れか 1項に記 載の光受信器。
[6] 周波数引き込みの初期段階において、前記周波数掃引回路によって前記マツハツ ェンダ干渉計の透過帯域周波数を掃引させた状態で前記スィッチの接続を交互に 切り替えることで、前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が最大或いは最小となる周 波数と前記キャリア周波数とのずれと、前記微小変調信号検出回路が接続された時 の前記同期検波回路の信号とを交互にモニタし、前記周波数のずれがなくなった周 波数を起点として、前記同期検波回路の信号が零又は所望の値となる回数を数え、 所定の回数となったところで、前記周波数掃引回路の掃引を停止するとともに前記ス イッチの接続を前記微小変調信号検出回路に固定する第 2の制御回路をさらに備え ることを特徴とする請求項 4又は 5記載の光受信器。
[7] 周波数引き込みの初期段階において、前記周波数掃引回路によって前記マツハツ ェンダ干渉計の透過帯域周波数を掃引させた状態で前記スィッチの接続を前記透 過特性検出回路が有する光電流モニタ回路に接続し、前記マッハツエンダ干渉計の 透過特性が最大或いは最小となる周波数と前記キャリア周波数とのずれをモニタし、 前記周波数のずれがなくなったことが検出されたならば、前記スィッチの接続を前記 微小変調信号検出回路に切り替え、引き続き掃引を継続した状態で前記同期検波 回路の信号が零又は所望の値となる回数を数え、所定の回数となったところで、前記 周波数掃引回路の掃引を停止する第 2の制御回路をさらに備えることを特徴とする 請求項 4又は 5記載の光受信器。
[8] 前記制御回路から前記マッハツエンダ干渉計へ発信される制御信号の信号値が予 め設定された上限値もしくは下限値を超えているか否か判定する動作点判定回路を さらに備え、
前記制御回路による前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数の引き込みが完 了した後、前記動作点判定回路により前記信号値が上限値もしくは下限値を超えた ことが検出されときには、前記制御回路による引き込みを再開することを特徴とする 請求項 4乃至 7の何れか 1項に光受信器。
[9] 前記同期検波回路から前記制御回路への信号の入力を遮断する遮断回路をさら に備え、
前記キャリア周波数における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過 特性になるまで、前記同期検波回路から前記制御回路への信号の入力を遮断し、 前記キャリア周波数における前記マッハツエンダ干渉計の透過特性が所望の透過特 性になったら、前記同期検波回路から前記制御回路への信号の入力の遮断を解除 することを特徴とする請求項 4乃至 8の何れ力 1項に記載の光受信器。
[10] 前記周波数掃引回路が前記マッハツエンダ干渉計の透過帯域周波数を掃引する 際のプルインレンジは、前記位相変調信号光の変調周波数よりも広い範囲に設定さ れ、
前記制御回路が前記マッハツエンダ干渉計の透過特性をロック可能なロックレンジ は、前記プルインレンジよりも広い範囲に設定されていることを特徴とする請求項 4乃 至 9の何れか 1項に記載の光受信器。
[11] 前記透過特性検出回路は、外部からの指令により論理反転を行うことを特徴とする 請求項 1乃至 10の何れか 1項に記載の光受信器。
[12] 前記マッハツエンダ干渉計に設けられ、入力される電流値に応じて前記マッハツエ ンダ干渉計の透過特性を変化させる周波数調整端子と、
前記制御回路から前記マッハツエンダ干渉計へ発信される制御信号の信号値を開 平する開平回路と、
前記開平回路の演算値を駆動電流に変換して前記周波数調整端子に入力するド ライバ回路とをさらに備えることを特徴とする請求項 1乃至 11の何れ力 1項に記載の 光受信器。
[13] 前記マッハツエンダ干渉計の第 1の光導波路に設けられ、入力される電流値に応じ て前記マッハツエンダ干渉計の透過特性を変化させる第 1の周波数調整端子と、 前記マッハツエンダ干渉計の第 2の光導波路に設けられ、入力される電流値に応じ て前記マッハツエンダ干渉計の透過特性を変化させる第 2の周波数調整端子と、 前記制御回路から前記マッハツエンダ干渉計へ発信される制御信号を差動信号に 変換する差動回路と、
前記差動回路で得られる第 1の差動信号を駆動電流に変換して前記第 1の周波数 調整端子に入力する第 1のドライバ回路と、
前記差動回路で得られる第 2の差動信号を駆動電流に変換して前記第 2の周波数 調整端子に入力する第 2のドライバ回路とをさらに備えることを特徴とする請求項 1乃 至 11の何れか 1項に記載の光受信器。
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