CN102422571B - 信号生成电路、光信号发送装置、信号接收电路、光信号同步确立方法以及光信号同步系统 - Google Patents

Abstract

在使用光信号的根据同步检波的通信系统中，对因波长分散而对应于频率使到来时间较大偏移的信号，也能够进行信号位置检测、频率偏移补偿、时钟偏移补偿、波长分散量估计。光信号发送装置使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生，发送包含该特定频带信号的信号。光信号接收装置将接收到的信号变换成数字信号，当从变换后的数字信号中检测出特定频带信号的位置时，估计检测出的特定频带信号的频率位置，对光信号接收装置和光信号发送装置间的频率偏移进行检测。此外，光信号接收装置根据估计的特定频带信号的频率位置的间隔，对光信号接收装置和光信号发送装置间的时钟偏移进行检测。进而，光信号接收装置估计检测出的特定频带信号的时间位置，根据与不同频率对应的特定频带信号的时间位置之差，检测波长分散量。

Description

信号生成电路、光信号发送装置、信号接收电路、光信号同步确立方法以及光信号同步系统

技术领域

本发明涉及在光通信中通过发送以及接收特定频带信号从而检测信号位置、光信号发送装置与光信号接收装置间的频率偏移和时钟偏移、以及波长分散量，并进行它们的补偿，由此确立光信号发送装置以及光信号接收装置间的同步的信号生成电路、光信号发送装置、信号接收电路、光信号同步确立方法以及光信号同步系统。

本申请基于2009年5月18日向日本申请的特愿2009－120301号和特愿2009－120302号、以及2009年7月10日向日本申请的特愿2009－164254号主张优先权，并在此援引它们的内容。

背景技术

在光通信的领域中，显著提高频率利用效率的组合了同步检波方式和信号处理的通信系统倍受注目。这种的通信系统当与由直接检波构建的系统进行比较时，能提高接收灵敏度。不仅如此还公知，这样的通信系统通过将发送信号作为数字信号进行接收，从而能利用接收到的数字信号的信号处理来进行信号位置检测、频率偏移补偿、时钟偏移补偿、波长分散补偿、以及PMD（Polarization-ModeDispersion：极化模式分散）补偿等，对非线性效应所引起的信号质量恶化具有较强的耐受性。由此，通信系统研究了作为下一代的光通信技术的导入。

例如，在无线电通信802.11a标准中，利用在发送信号中插入短前同步码（shortpreamble）、长前同步码（longpreamble）的构成，估计频率偏移、时钟偏移，基于所估计的结果对这些偏移进行补偿，能确立同步（参照非专利文献1）。

此外，在以往的光纤通信领域中，利用模拟的延迟检波处理，进行信号的解调。此外，在以往的直接检波方式的光传输中，对波长分散、偏振波模式分散等的传输路径的信号质量恶化主要因素，使用分散补偿光纤等光学的补偿器、模拟电均衡器，使信号质量的恶化降低。

近年来，使用了数字信号处理的相干（coherent）传输方式获得了积极研究。该相干传输方式与直接检波方式相比，能提高接收灵敏度。此外，相干传输方式通过在接收机内进行数字信号处理，从而能使由波长分散、偏振波模式分散等引起的波形变形精度良好地进行均衡。由此，特别是对波形变形敏感的100Gb/s/ch级的光信号的传输距离急剧地延伸。

以非专利文献2以及3为代表的数字相干方式中，采用了如下方法；利用拥有固定的抽头数的数字滤波器（例如，对28Gbaud的信号，在20000ps/nm的分散下抽头数为2048tap）对准静态的波长分散进行补偿，利用使用了盲算法（blindalgorithm）的小抽头数（例如，在50ps的偏振波模式分散下10～12tap左右）的适应滤波器对变动的某偏振波模式分散进行补偿。

此外，如以非专利文献4为代表的那样，伴随传输速率的高速化的偏振波复用传输倍受注目。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：守仓正博,“802.11高速无线LAN教科书”,インプレスR&D出版,pp.163－167,2008年4月。

非专利文献2：H.Masuda,et.al.,“13.5-Tb/s（135x111-Gb/s/ch）No-Guard-IntervalCoherentOFDMTransmissionover6,248kmusingSNRMaximizedSecond-orderDRAintheExtendedL-band”,OSA/OFC/NFOEC2009,PDPB5。

非专利文献3：JianjunYu,et.al.,“17Tb/s（161x114Gb/s）PolMux-RZ-8PSKtransmissionover662kmofultra-lowlossfiberusingC-bandEDFAamplificationanddigitalcoherentdetection”,ECOC2008,Th.3.E.2,Brussels,Belgium,21-25September2008。

非专利文献4：L.liu,etal.,“InitialTapSetupofConstantModulusAlgorithmforPolarizationDe-multiplexinginOpticalCoherentReceivers”,OSA/OFC/NFOEC2009,OMT2。

发明内容

发明要解决的课题

然而，在光通信中，由于有所谓波长分散的光信号固有的问题，所以接收比特因波长分散而无法正确检测，难以在接收侧检测上述短前同步码以及长前同步码。此外，发送装置需要具有高量子化比特的数模变换装置，存在系统构建成本变高的问题。

此外，在非专利文献2以及3的数字相干方式中，需要对波长分散预先另外进行测定，并对波分复用（WDM）信道的接收机分别手动输入固定数字滤波器的抽头系数。此外，还存在如下问题：当欲增加根据盲算法的适应滤波器的抽头数以使全波长分散适应性地补偿时，收敛特性显著恶化。

进而，在将由非专利文献4的方法偏振波复用后的传送信号利用以往的盲算法进行偏振波分离的方法中，因偏振波依存损失等的影响，而产生了只能解调单侧的偏振波的情况，存在传输的稳定性欠缺的问题。

另外，伴随着光纤传输的高速化，还无法忽略由光纤传输特有的非线性效应以及光载波的不稳定性引起的问题，因这些问题，限制了传输距离和质量。因此，信号质量恶化主要因素的估计和补偿变得重要起来。

如上所述，在进行高速光纤传输的情况中，需要在接收机侧估计并补偿光纤传输特有的分散（波长分散以及偏振波模式分散）等的传输路径状态以及光载波的频率变动等的恶化主要因素。

本发明是考虑了这样的情况而做出的，其目的在于，提供一种信号生成电路、光信号发送装置、信号接收电路、光信号同步确立方法、以及光信号同步系统，其在使用了光信号的根据同步检波的通信系统中，即使对于到来时间因波长分散而对应于频率地较大偏移的信号，也能进行信号位置检测、频率偏移补偿、时钟偏移补偿、波长分散量估计。

此外，本发明的目的是：使用已知信号序列组，估计传输路径的状态以及光传输装置特有的不稳定性，实现传输质量的提高。

用于解决课题的手段

为了解决上述问题，本发明的信号生成电路其是光通信中的信号生成电路，其具备：特定频带信号产生电路，生成在多个特定频率中具有频率扩展比应发送的信号序列的频谱小的信号成分的特定频带信号；以及至少一个信号合成电路，接受由上述特定频带信号产生电路生成的上述特定频带信号的输入，在上述应发送的信号序列中插入上述特定频带信号，生成发送信号序列。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述特定频带信号产生电路使在相邻频率信道间重复的至少一个以上的频率成分的位置在上述相邻频率信道重叠的频率区域中一致，生成上述特定频带信号。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述特定频带信号产生电路使在相邻频率信道间重复的至少一个以上的频率成分的位置在上述相邻频率信道重叠的频率区域中一致，以相互抵消的方式控制上述至少一个以上的频率成分的振幅和相位，生成上述特定频带信号。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述特定频带信号产生电路生成多个周期的特定频带信号和使上述多个周期的特定频带信号的相位旋转了的特定频带信号，对上述多个周期的特定频带信号和使上述相位旋转了的特定频带信号进行合成或乘法运算，将由合成或乘法运算获得的信号生成为上述特定频带信号。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述特定频带信号是在进行上述光通信的光信号发送装置与光信号接收装置之间已知的、由交变信号构成的BPSK（Binaryphaseshiftkeying：二相相移键控）信号序列，上述至少一个信号合成电路将1个以上的上述BPSK信号序列插入上述应发送的信号序列的开头或末尾，生成上述发送信号序列。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述BPSK信号序列是使用BPSK信号的序列、使用QPSK信号的点对称的2点的序列、或者使用多值调制中的点对称的信号2点的序列。在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述至少一个信号合成电路将上述BPSK信号序列以一定间隔呈周期性地插入到上述应发送的信号序列中。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述至少一个信号合成电路连续且反复地将多个上述BPSK信号序列插入到上述应发送的信号序列中。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述至少一个信号合成电路基于所估计的传输路径的状态的最大延迟差来决定上述BPSK信号序列的序列长。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述至少一个信号合成电路对初始模式和数据传输模式进行切换，上述初始模式是，上述光信号发送装置仅将上述BPSK信号作为发送信号进行发送，上述光信号接收装置对传输路径的状态进行估计，上述数据传输模式是，上述光信号发送装置传输数据信号，上述光信号接收装置使用在上述初始模式中估计的上述传输路径的上述状态，进行均衡和补偿。

在本发明的信号生成电路中，也可以是，上述至少一个信号合成电路将在2个偏振波间不同的信号序列作为上述BPSK信号序列插入到上述应发送的信号序列中。

本发明的光信号发送装置具备：上述信号生成电路；以及电光变换电路，将由上述至少一个信号合成电路生成的上述发送信号序列变换为光信号。

本发明的光信号发送装置具备：上述信号生成电路；以及电光变换频率复用电路，将由上述信号生成电路中的多个信号合成电路的每一个生成的多个信号序列变换成与不同频带对应的光信号，使变换后的光信号的至少一个以上的频率成分相一致。

本发明的信号接收电路其是光通信中的信号接收电路，其中，具备：光电变换电路，将输入的光信号变换成电信号；模数变换电路，将由上述光电变换电路变换后的上述电信号变换成数字信号；傅立叶变换电路，对由上述模数变换电路变换后的上述数字信号进行离散傅立叶变换；特定频带信号检测电路，根据由上述离散傅立叶变换得到的信号，检测出具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号的频率区域中的位置；以及接收信号特性估计电路，根据由上述特定频带信号检测电路检测出的上述特定频带信号的上述位置，估计频率偏移和时钟偏移中的至少一个。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，上述接收信号特性估计电路根据上述特定频带信号的功率的出现的定时、或上述功率的消失的定时、或上述功率的出现和消失两方的定时的偏移，估计光通信路线的波长分散量。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，具备特定频带信号功率存储电路，上述傅立叶变换电路以上述特定频带信号的长度和傅立叶变换长小的一方以下的间隔来进行上述离散傅立叶变换，上述特定频带信号检测电路对2个以上的频率检测出由上述傅立叶变换电路进行了离散傅立叶变换后的频率区域的信号中的上述特定频带信号的功率或振幅即特定频带信号功率值，将检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的个别的到来时间差、或者、根据上述特定频带信号功率值计算出的在上述个别的到来时间差的计算式中使用的系数，存储到上述特定频带信号功率存储电路中，上述接收信号特性估计电路使用在上述特定频带信号功率存储电路中存储的、检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的上述2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的上述个别的到来时间差、或者在上述个别的到来时间差的上述计算式使用的上述系数，估计与2个以上的频带对应的上述特定频带信号的到来时间差，根据估计的上述到来时间差来估计光通信路线的波长分散量。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，具有特定频带信号功率存储电路，还具有基于由上述接收信号特性估计电路估计的上述波长分散量的估计值将波长分散的逆特性赋予给由上述模数变换电路变换后的上述数字信号的波长分散补偿电路，上述傅立叶变换电路对被赋予了上述波长分散的上述逆特性的数字信号，以上述特定频带信号的长度和傅立叶变换长较小的一方以下的间隔来进行上述离散傅立叶变换，上述特定频带信号检测电路检测出由上述傅立叶变换电路进行了离散傅立叶变换后的频率区域的信号中的上述特定频带信号的功率或振幅即特定频带信号功率值，将检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的个别的到来时间差、或者、根据上述特定频带信号功率值计算出的在上述个别的到来时间差的计算式中使用的系数，存储到上述特定频带信号功率存储电路中，上述接收信号特性估计电路使用在上述特定频带信号功率存储电路中存储的检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的上述2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的上述个别的到来时间差、或者在上述个别的到来时间差的上述计算式中使用的上述系数，估计与2个以上的频带对应的上述特定频带信号的到来时间差，根据估计的上述到来时间差估计光通信路线的波长分散量，将估计的波长分散量输出到上述波长分散补偿电路中。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，上述波长分散补偿电路在变更用于波长分散补偿的系数时，擦除在上述特定频带信号功率存储电路中存储的内容的至少一部分，上述接收信号特性估计电路使针对新的信号序列估计的上述光通信路线的波长分散量存储于上述特定频带信号功率存储电路中。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，上述波长分散补偿电路基于由上述接收信号特性估计电路估计的上述波长分散量的上述估计值，将上述波长分散的上述逆特性赋予给由上述模数变换电路变换的上述数字信号，并且，在检测出上述特定频带信号的情况下，将上述特定频带信号的检测通知给上述傅立叶变换电路，上述傅立叶变换电路以上述特定频带信号的长度和上述傅立叶变换长较小的一方以下的上述间隔进行上述离散傅立叶变换，在被通知了上述特定频带信号的检测的情况下，对上述特定频带信号检测电路输出离散傅立叶变换后的信号。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，上述波长分散补偿电路基于由上述接收信号特性估计电路估计的上述波长分散量的上述估计值，将波长分散的逆特性赋予给由上述模数变换电路变换后的上述数字信号，并且，将包含上述特定频带信号的信号输出到上述傅立叶变换电路中，上述傅立叶变换电路对从上述波长分散补偿电路输出的包含上述特定频带信号的上述信号，以上述特定频带信号的长度和上述傅立叶变换长较小的一方以下的上述间隔来进行上述离散傅立叶变换，在检测到上述特定频带信号的情况下，对上述特定频带信号检测电路输出离散傅立叶变换后的信号，上述特定频带信号检测电路根据从上述傅立叶变换电路输出的上述离散傅立叶变换后的信号，取得上述特定频带信号功率值增加中途的值、成为峰值的值、减少中途的值、成为最小的值中的2个以上的值，使上述特定频带信号功率存储电路存储所取得的上述2个以上的值。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，上述特定频带信号检测电路在检测出上述离散傅立叶变换后的频率区域的上述信号中的上述特定频带信号的功率或振幅即上述特定频带信号功率值时，使用由上述接收信号特性估计电路估计的频率偏移的信息、或从外部输入的频率偏移信息，使成为上述特定频带信号功率值的计算对象的频率移动。

在本发明信号接收电路中，也可以是，上述傅立叶变换电路对包含上述特定频带信号并与上述特定频带信号的长度的整数倍的长度对应的信号，以与上述特定频带信号的长度相同的间隔进行离散傅立叶变换，将由上述离散傅立叶变换得到的信号输出到上述特定频带信号检测电路中。

在本发明的信号接收电路中，也可以是，上述接收信号特性估计电路根据由上述特定频带信号检测电路未检测出上述特定频带信号的接收信号的频率区域中的信号分布的重心位置，计算出上述频率偏移。

本发明的光信号同步确立方法具有：光信号产生步骤，使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号；数字信号取得步骤，接收包含在上述光信号产生步骤中产生的上述特定频带信号的信号，并将接收到的上述信号变换成数字信号；信号位置检测步骤，从在上述数字信号取得步骤中变换后的上述数字信号之中，检测上述特定频带信号的位置；频率偏移检测步骤，对在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的频率位置进行估计，检测进行光通信的光信号接收装置与光信号发送装置之间的频率偏移；时钟偏移检测步骤，对在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的上述频率位置进行估计，并根据上述频率位置的间隔，检测上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移；以及波长分散量检测步骤，对在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的时间位置进行估计，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测波长分散量。

本发明的光信号同步确立方法具有：光信号产生步骤，使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生；数字信号取得步骤，接收包含在上述光信号产生步骤中产生的上述特定频带信号的信号，并将接收到的上述信号变换成数字信号；波长分散补偿步骤，对在上述数字信号取得步骤中变换后的上述数字信号，赋予所估计的波长分散的逆特性；特定频带信号功率值算出步骤，对上述数字信号进行离散傅立叶变换，计算出作为上述特定频带信号的功率或振幅的特定频带信号功率值；信号位置检测步骤，在上述波长分散补偿步骤中，从被赋予了上述估计的上述波长分散的上述逆特性的数字信号之中，检测上述特定频带信号的位置；特定频带信号存储步骤，存储在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的功率值；频率偏移检测步骤，根据在上述特定频带信号存储步骤中存储的上述特定频带信号的上述功率值，估计上述特定频带信号的频率位置，检测进行光通信的光信号接收装置以及光信号发送装置间的频率偏移；时钟偏移检测步骤，根据在上述特定频带信号存储步骤中存储的上述特定频带信号的上述功率值，估计上述特定频带信号的频率位置，根据上述频率位置的间隔，检测上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移；以及波长分散量检测步骤，根据在上述特定频带信号存储步骤中存储的上述特定频带信号的上述功率值，估计上述特定频带信号的时间位置，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测波长分散量。

在本发明的光信号同步确立方法中，也可以是，上述特定频带信号功率值算出步骤根据在上述频率偏移检测步骤中检测出的上述频率偏移的量，使计算出上述特定频带信号功率值时的频率区域。

本发明的光信号同步系统具备光信号发送装置、和与上述光信号发送装置进行光通信的光信号接收装置，上述光信号发送装置具有：使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生的特定频带信号产生电路，上述光信号接收装置具有：模数变换电路，接收包含在上述特定频带信号产生电路中产生的上述特定频带信号的信号，将接收到的上述信号变换成数字信号；特定频带信号检测电路，从在上述模数变换电路中变换后的上述数字信号中检测出上述特定频带信号的位置；以及接收信号特定估计电路，估计在上述特定频带信号检测电路中检测出的上述特定频带信号的频率位置，检测出上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的频率偏移，根据上述频率位置的间隔，检测出上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移，估计在上述特定频带信号检测电路中检测出的上述特定频带信号的时间位置，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测出波长分散量。

本发明光信号同步系统具备：光信号发送装置、和与上述光信号发送装置进行光通信的光信号接收装置，上述光信号发送装置具有：使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生的特定频带信号产生电路，上述光信号接收装置具有：模数变换电路，接收包含在上述特定频带信号产生电路中产生的上述特定频带信号的信号，将接收到的上述信号变换成数字信号；波长分散补偿电路，对在上述模数变换电路中变换后的上述数字信号，赋予估计的波长分散的逆特性；傅立叶变换电路，对上述数字信号进行离散傅立叶变换；特定频带信号检测电路，在上述波长分散补偿电路中，从被赋予上述估计的上述波长分散的上述逆特性的数字信号的中检测出上述特定频带信号的位置；特定频带信号存储电路，存储在上述特定频带信号检测电路中检测出的上述特定频带信号的功率或振幅即特定频带信号功率值；以及接收信号特性估计电路，根据在上述特定频带信号存储电路中存储的上述特定频带信号的上述特定频带信功率值，估计上述特定频带信号的频率位置，检测上述光信号接收装置和上述光信号发送装置间的频率偏移，根据上述频率位置的间隔，检测出上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移，根据在上述特定频带信号存储电路中存储的上述特定频带信号的上述特定频带信功率值，估计上述特定频带信号的时间位置，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测波长分散量。

发明效果

根据本发明，在光信号的信号生成电路中，生成在多个特定频率具有相对于应发送的信号序列的频谱在频率方向上扩展小的信号成分的特定频带信号，并发送所生成的特定频带信号。此外，在光信号的信号接收电路中，检测该特定频带信号，并根据所检测到的特定频带信号，进行频率偏移以及时钟偏移中的至少一个估计。这样，在各特定频带中，由于处理频率方向的扩展小的信号，所以能显著减少由波长分散所带来的影响，能估计频率偏移以及时钟偏移。此外，能根据与不同的2个以上的频率对应的特定频带信号的时间位置之差，来估计波长分散量。

此外，只要在光信号发送装置以及光信号接收装置间使用已知的时间复用后的信号序列组，就能估计传输路径的状态以及光传输装置特有的不稳定性，能实现提高了传输质量的光纤通信。

附图说明

图1是示意性地表示本发明第一实施方式中的第一光信号发送装置所具备的光通信用的特定频带信号产生装置的构成的框图。

图2是表示相同实施方式中的根据1次反复交变信号的特定频带信号的频谱的图。

图3是表示相同实施方式中的4次反复的交变信号和1次反复的交变信号的根据乘法运算的特定频带信号的频谱的图。

图4是示意性地表示相同实施方式中的第二光信号发送装置所具备的光通信用的特定频带信号产生装置的构成的框图。

图5A是表示相同实施方式中的利用电光变换频率复用电路将从2个信号合成电路输入的信号进行复用并将复用后的信号从电光变换频率复用电路输出时的频谱的图。

图5B是表示相同实施方式中的利用电光变换频率复用电路将从2个信号合成电路输入的信号进行复用并将复用后的信号从电光变换频率复用电路输出时的频谱的图。

图6是示意性地表示相同实施方式中的第一光信号接收装置所具备的光通信用的特定频带信号接收装置的构成的框图。

图7A是表示相同实施方式中的包含特定频带信号的接收信号的频谱的图。

图7B是表示相同实施方式中的不包含特定频带信号的接收信号的频谱的图。

图8是示意性地表示相同实施方式中的光通信用的特定频带信号的位置检测中使用的Ps、Pn、Ps/Pn的构成图。

图9是表示交变信号的上侧带（upperband）和下侧带（lowerband）的功率的时间变动的图。

图10是表示对上侧交变信号的上侧带和下侧带的功率的时间变动施加了规定的运算后的结果的图。

图11是表示对上侧交变信号的上侧带和下侧带的功率的时间变动施加了规定的运算的结果的图。

图12是表示相同实施方式的光信号同步确立方法的流程的图。

图13是表示相同实施方式的光信号同步确立方法的流程中的离散傅立叶变换以后的步骤的图。

图14是示意性地表示相同实施方式中的第二光信号接收装置所具备的光通信用的特定频带信号接收装置的构成的框图。

图15是表示特定频带信号与离散傅立叶变换长的关系的图。

图16是表示按每次离散傅立叶变换获得的特定频带信号的接收功率的图。

图17是表示与2个频带对应的特定频带信号的功率值的图。

图18是表示按每次离散傅立叶变换获得的特定频带信号的接收功率的图。

图19是表示在图15所示的情形4中设离散傅立叶变换间隔为N_K的情况的特定频带信号的接收功率的图。

图20是表示在图15所示的情形3中设离散傅立叶变换间隔为N_f-N_K的情况的特定频带信号的接收功率的图。

图21是示意性地表示相同实施方式中的第三光信号接收装置所具备的光通信用的特定频带信号接收装置的构成的框图。

图22是示意性地表示相同实施方式中的第四光信号接收装置所具备的光通信用的特定频带信号接收装置的构成的框图。

图23是表示相同实施方式的光信号同步确立方法的流程的图。

图24A是表示波长分散的估计结果的累积概率分布的图。

图24B是表示波长分散的估计结果的累积概率分布的图。

图25是表示波长分散的估计结果的累积概率分布的图。

图26是表示本发明第二实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图27是表示本发明第三实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图28是表示本发明第四实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图29是表示本发明第五实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图30是示意性地表示本发明第五实施方式中交变信号的频谱的图。

图31是表示本发明第六实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图32是表示使用本发明第六实施方式的发送信号帧构成来估计波长分散量的光信号接收装置（接收机）内的波长分散算出电路的概略结构的框图。

图33是表示在使用本发明第六实施方式的发送信号帧构成的情况中，设置在波长分散算出电路中并被输入高频率成分的第一滑动相关电路、以及设置在波长分散算出电路中并被输入低频率成分的第二滑动相关电路的输出结果的图。

图34是表示本发明第七实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图35是表示本发明第七实施方式的使用发送信号帧构成时的接收机内的数字信号处理部的概略结构的一个例子的框图。

图36是表示本发明第八实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图37是表示本发明第九实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图38是表示本发明第九实施方式的使用发送信号帧构成时的接收机的概略结构的一个例子的框图。

图39是表示本发明第十实施方式的发送信号帧的概略结构的图。

图40是表示作为本发明第十实施方式的发送信号帧的一个例子而使用在偏振波间正交的已知信号的发送信号帧的概略结构的图。

图41是示意性地表示在本发明第十实施方式的使用发送信号帧构成的情况中将不同2个交变信号偏振波复用时的接收信号的频谱的图。

具体实施方式

下面，一边参照附图一边对本发明的各实施方式详细地进行说明。

<第一实施方式>

首先，对本发明第一实施方式的光信号发送装置进行说明。

在图1中示出本实施方式的特定频率信号利用光信号同步系统中的第一光信号发送装置所具备的作为信号生成电路的特定频带信号产生装置的构成例。在该图中，101是特定频带信号产生电路，102是信号合成电路，103是电光变换电路，104是发送信号生成电路。

特定频带信号产生电路101在增频变频为光信号时，将在特定的2个以上的频率具有信号的信号序列生成为特定频带信号。此外，如图2、图3所示那样，优选特定频带信号在理想上为线频谱。但是，在实际上，会因相位噪声、滤波器的影响等装置的不完全性，而使特定频带信号的频谱多少会宽些。由此，本说明书中的特定频带信号不局限于线频谱，还包含因装置的不完全性等而多少在频谱拥有宽度的频谱。即，特定频带信号可以说是在多个特定频率具有相对于应发送的信号序列的频谱来说频率扩展小的信号成分的信号。

作为特定频带信号，例如，能在IQ平面上使用成为0点的对面的关系的交变信号。通过生成BPSK（BinaryPhaseShiftKeying：二相相移键控）信号，如-S、S、-S、S、…、-S、S这样交替使用2个信号点，或者，生成QPSK（QuadraturePhaseShiftKeying：正交相移键控）信号，如（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、…、（S，S）、（-S，-S）或（S，-S）、（-S，S）、（S，-S）、（-S，S）、…、（S，-S）、（-S，S）这样交替使用两种虚数的信号点，从而能生成特定频带信号。在此，（α，β）的表述中的α以及β分别表示实部以及虚部的信号成分，能利用虚数表现来表示成α+jβ。j是虚数单位。这样，会生成特定频带信号，该特定频带信号具有拥有与光信号发送装置的发送速率F_t对应的频率间隔的2个频率所对应的信号。

或者，还能使用如-S、-S、S、S、-S、-S、S、S、…、-S、-S、S、S这样将各信号点反复任意次数（N次，N为2以上的整数）的交变信号。在这种情况下，生成以频率间隔F_t/N拥有峰值的特定频带信号。此外，通过能混合或叠入与多个反复次数对应的信号，从而能生成以4个以上的频带拥有峰值的特定频带信号。

此外，由于当使用交变信号时功率会集中于特定频带，所以在信号在光纤中传输的过程中，集中于特定频率的功率变得过大，有可能会因非线性效应而对光纤、通信质量给予负面影响。对于这样的问题，通过在例如-S、S、-S、S、-S、S、…、-S、S的反复信号的中，混合相对于该反复信号而-S和S成反序的S、-S、S、-S，从能将特定频带的功率分散到其他频带中。

或者，特定频带信号产生电路101能生成多个周期的特定频带信号以及使它们的相位反转的特定频带信号，并能将它们进行合成或进行乘法运算，生成复合特定频带信号。

在图2中示出根据28Gbaud的发送信号来生成QPSK信号的（S，S）和（-S，-S）的交变信号的情况中的特定频带信号的频谱。根据该图，能确认出在14GHz的高频侧与－14GHz的低频侧形成了28GHz间隔的信号。在频率区域中以负显示的信号是与处于28～56GHz的范围内的电信号对应的信号的翻回成分，但当该电信号增频变频为光信号时，由于根据载波频率变换到负的区域，所以这样进行表述。

在图3中示出对28Gbaud的QPSK信号的（S，S）和（-S，-S）构成交变信号乘以8次反复（N=8）的交变信号而生成的特定频带信号的频谱。当这样控制时，特定频带信号成为（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、（S，S）的反复，能生成增加了占有的特定频带的数的特定频带信号。

这样通过特定频带信号产生电路101生成的特定频带信号输入到信号合成电路102中。输入的特定频带信号利用信号合成电路102，插入到从发送信号生成电路104输入的发送信号中的特定位置。由信号合成电路102合成的信号，由电光变换电路103作为光信号进行发送。

接下来，说明本实施方式的第二光信号发送装置。

在图4中示出作为本实施方式中的第二光信号发送装置所具备的信号生成电路的特定频带信号产生装置的构成例。本实施方式的特定频带信号产生装置在2个以上的不同频带上重叠光或电区域的模拟信号，将光信号以2个以上的不同频率信道进行发送。在该图中，201是特定频带信号产生电路，202-1～202-L（L为2以上的整数）是信号合成电路，203是电光变换频率复用电路，204是发送信号生成电路。

特定频带信号产生电路201与第一光信号发送装置的特定频带信号产生电路101同样地，在增频变频为光信号时，将在特定的2个以上的频带具有信号的信号序列生成为特定频带信号。该生成的特定频带信号输入到信号合成电路202-1～202-L中。信号合成电路202-1～202-L（下面，通称记载为信号合成电路202）将输入的特定频带信号插入到从发送信号生成电路204输入的发送信号序列中，并将获得的L个电信号输入到电光变换频率复用电路203中。电光变换频率复用电路203将输入的L个电信号增频变频到不同频率带，将增频变频后的电信号进行复用，对复用后的电信号进行电光变换并输出光信号。或者，电光变换频率复用电路203在对输入的L个电信号进行电光变换时，将这些电信号增频变频为不同频带的光信号。或者，电光变换频率复用电路203将输入的L个电信号变换为光信号，以变换后的光信号成为不同频带的光信号的方式进行光的频率变换，将实施了频率变换的光信号进行复用，并输出复用后的光信号。通过这样动作，从而能在从电光变换频率复用电路203输出的信号中包含特定频带信号。

此外，电光变换频率复用电路203能将输入的L个电信号以任意的频率间隔进行配置，但也能通过以与电信号的Baudrate相同的频率间隔来配置这些电信号从而来进行根据正交频分复用方式（OFDM：OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing（正交频分复用））的发送。

此外，在以不同频率信道发送的2个特定频带信号重叠的频率区域中，以使至少一个以上的频率成分一致的方式来合成2个特定频带信号，由此,能使该频率区域的信号相抵消，或能生成拥有特定的功率的信号。在L=2的情况中，在图5A和图5B中示出了进行反复次数1次的交变信号的发送的情况的频谱图。在此，信号合成电路202的数是2（L=2），发送信号的Baudrate设为14Gbaud，频率信道的间隔也同样设定为14Gbaud。示出将向2个信号合成电路202-1和202-2输出的交变信号中、使交变信号移动90度后输入到与低频率信道对应的信号合成电路202的情况、和使交变信号移动-90度后输入到与低频率信道对应的信号合成电路202的情况的例子。在使交变信号移动90度的情况下，和与高频率信道对应的交变信号成为（S，S）、（-S，-S）的反复相比，与低频率信道对应的交变信号成为（-S，S）、（S，-S）的反复。在（S，S）、（-S，-S）的反复中，当在频率区域将在上侧形成的信号表示为S_f时，在下侧形成的信号表示为j×S_f。与此相对，在90度移动交变信号的情况下，在上侧形成的信号成为j×S_f，在下侧形成的信号成为－S_f。因此，只要控制成高频率信道的下侧的信号和低频率信道的上侧的信号以光路线上的频率F₀重叠，就会使交变信号的功率以同相重叠，使功率增强。其结果为图5A。此外，-90度移动后的交变信号当使用（S，-S）、（-S，S）的信号序列时，在上侧形成的信号成为j×S_f，在下侧形成的信号成为S_f。因此，只要控制成高频率信道的下侧的信号和低频率信道的上侧的信号以光路线上的频率F₀重叠，就会使这些的信号以反相重叠，因此能相互抵消（图5B）。如图5B所示可知，频率F₀的信号相抵消而消失，在以OFDM方式发送的情况下，也能获得与图2相同的频谱。

在此，用于获得与图2相同频谱的信号合成电路202的数目可以任意设定。在将L设定成大于2的情况下，只要设定成在相邻频率信道中，相重叠的信号相抵消即可。在使用了交变信号的通信中，为了减少最频率的高频率信道的上侧的信号和频率最低的频率信道的下侧的信号以外的频率成分，只要以在所发送的OFDM频率信道的下一个的频率信道中使用-90度移动后的交变信号的方式，将信号输入到信号合成电路202，即可。以下示出在上侧和下侧形成的信号的表。

[表1]

此外，电光变换频率复用电路203在使所输入的多个电信号以不同的频带复用时，存在被设定成相抵消的的信号的情况下，对相抵消的频带的信号进行分路来估计功率，或估计所输入的信号的功率和相位，由此，也能调整成相抵消后的信号的功率比预定的值低。

此外，特定频带信号设定成比在使用的特定频率信号利用光信号同步系统中假定的波长分散所导致的时间扩展要长，由此，能减轻接收侧的信号处理的负荷。

此外，特定频带信号产生装置也能在利用了偏振波复用的发送中使用。在这种情况下，能在2个偏振波（polarizedwave）中插入相同的特定频带信号，或在2个偏振波中插入使相位旋转后的特定频带信号，或仅对一偏振波插入信号并对另一的偏振波成为无信号，或将不同的特定频带信号在各个偏振波中使用，或将这4个方法多个组合起来并插入特定频带信号。在2个偏振波面（亦称为极化面）加入相同的特定频带信号，这是为了提高对时钟偏移、频率偏移、波长分散的估计精度。与此相对，在2个偏振波面加入不同特定频带信号，这是为了在特定频带信号使用于均衡系数的运算中时，不产生错捕获（miscapturing）等。

此外，特定频带信号产生装置也能按插入的每一个定时来插入不同的特定频带信号。此外，特定频带信号产生装置也能对2个偏振波按不同的规则插入特定频带信号。例如，能够设成对一方的偏振波插入共用的特定频带信号，对另一方的偏振波面插入每次不同的特定频带信号。作为每次不同的特定频带信号，能插入每一次使相位旋转-90度、90度或180度的特定频带信号。

但是，在如图3所示对多个交变信号进行乘法运算的情况下，上述的关系不成立。为了获得重合的信号相抵消、或相增强的条件，只要对信号合成电路202的输出信号给予比90度精度更高的相位旋转即可。例如，能将用于进行相位旋转的模拟元件添加到与各频率信道对应的信号合成电路202的后级。

通过这样控制，从而即使在频率区域将信号复用的情况下，光信号接收装置也能以相同的装置构成对后述的信号位置、频率偏移、时钟偏移、波长分散量进行估计。

此外，在特定频率信号利用光信号同步系统中，也可以切换进行光信号发送装置和光信号接收装置间的同步的初始模式和数据模式。在进行通信的情况下，通过以初始模式使用特定频带信号，而不以数据模式使用特定频带信号，或，在初始模式与数据模式之间切换特定频带信号的种类，从而也能对光信号接收装置进行发送模式的通知。

图6表示作为本实施方式的第一光信号接收装置所具备的信号接收电路的特定频带信号接收装置的构成例。该光信号接收装置接收由上述的图1所示出的第一光信号发送装置或图4所示出的第二光信号发送装置发送的信号。在该图中，601表示光电变换电路，602表示模数变换电路，603表示离散傅立叶变换电路，604表示特定频带信号检测电路，605表示接收信号特性估计电路。

光电变换电路601将输入的光信号变换成电区域的信号。模数变换电路602将该电区域的信号变换成数字信号。离散傅立叶变换电路603对从模数变换电路602输入的数字信号，以Ns样本间隔进行Nf点的离散傅立叶变换。利用离散傅立叶变换而变换到频率区域的数字信号被输入到特定频带信号检测电路604中。特定频带信号检测电路604对特定频带信号的位置进行检测。在检测到特定频带的位置的情况下，频率区域的数字信号输入到接收信号特性估计电路605中，对频率偏移、时钟偏移、定时偏移、以及波长分散量中的一个以上的信息进行估计。

在此，光信号发送装置使用1次反复的交变信号，以能进行图2所示内容的频谱来发送特定频带信号，光信号接收装置接收该特定频带信号，以此情况为例，说明了特定频带信号检测电路604和接收信号特性估计电路605的功能。作为在特定频带信号以外的时间区域发送的发送信号序列，设使用PN（伪噪声）序列、以随机信号构成的QPSK信号，并设以28Gbaud利用偏振波复用来发送发送信号序列。此外，特定频带信号使用了1024符号的信号。此外，特定频带信号检测电路604设为输入来自离散傅立叶变换电路603的信号。在此，以56GS/s的模数变换电路602进行接收（接收采样率Fr=56G）。

而且，假定给予波长分散量10400ps/nm的波长分散和分散量10ps的偏振波模式分散的光路线，并以SNR（SignaltoNoiseratio：信噪比）为10dB的方式附加了噪声。首先，考虑对接收信号中的特定频带信号进行检测。

此时，通过离散傅立叶变换电路603，进行傅立叶变换，傅立叶变换后的信号输入到特定频带信号检测电路604中。在此，将离散傅立叶变换的点数Nf设为1024，并设按1024的接收信号的每一个进行离散傅立叶变换（Ns=1024）。越将该Ns设定得较小，信号位置的检测精度越上升，运算负荷越变大。特定频带信号如图2、图3所示，是对某特定的2个以上的频率拥有功率的信号，该特征不管受到怎样大的波长分散的影响都不发生变化。利用该特征，特定频带信号检测电路604在特定频带的功率、或特定频带以外的频带的接收信号功率、或这些信号功率之比超过某一定值的情况下，作为检测出特定频带信号的情况进行判定。但是，在选择特定频带的功率的情况下，需要考虑在光信号接收装置中假定的频率偏移和时钟偏移，将选择范围设定得较宽。

将离散傅立叶变换后的信号表示成r₁、r₂、…、r_k、…、r_Nf。在此，k是离散傅立叶变换中的序号，r_k与（k－1）Fs/Nf-Fs/2的频率相对应。此外，Fs是采样率。将接收到特定频带信号的情况的r_k、和未接收到特定频带信号的情况的r_k分别示于图7A和图7B。在图7A中，在与特定频带信号对应的接收信号中在2个频率存在功率的峰值，其他频率的信号的功率显著变小。与此相对，如图7B所示，在作为特定频带信号以外的信号发送的随机生成的QPSK信号中，不能确认到这样的峰值信号。能利用该特征的不同，对特定频带信号进行检测。

特定频带信号的区域的功率能按以下的（式1）那样来获得。

[数学式1]

K是特定频带信号的频率峰值的数，nf（s）是与第s号的特定频带信号的峰值对应的频率的序号。在（式1）中，也能不取与s相关的总和而仅选择任意的特定频带的峰值位置，也能不使用r_k的绝对值的平方的和而使用r_k的绝对值的和，还能将根据发送时的频谱的功率之差求出的权重系数乘以|r_k|²。Nd能与应考虑的频率偏移量相对应地决定。为了容许频率偏移为直至Δf地检测特定频带信号，以nd>NfΔf/Fs的方式来设定nd。此外，能进行频率偏移的补偿，并同时，求出Ps，在这种情况下，也能将nd渐渐地变更为较小的值。

此外，还能使用以下的（式2），取得特定频带信号以外的频带的信号。

[数学式2]

Cs是特定频带nf（s）的前后nd的区间中包含的离散傅立叶变换后的频率区域中的全部的序号。此外，通过扩大Cs的范围，也能设定成Pn的信号功率不受其他信号的影响。例如，通过将Cs的考虑区间设定成特定频带nf（s）的前后nd的区间的D倍（D>1），或将与频率0的成分等成为使Pn的精度下降的主要因素的频带相对应的序号追加到Cs中，从而也能除去这些恶化主要因素。

此外，作为信号位置的检测方法，也能使用（式1）与（式2）之比、Ps/Pn。图8实际上是，对接受了波长分散量10400ps/nm的波长分散和分散量5ps的偏振波模式分散的接收信号进行1024点（Ns=1024）的离散傅立叶变换，计算出Ps、Pn、Ps/Pn，并将它们以能在相同的纵轴进行显示的方式进行标准化而作出曲线的。对Ps、Pn、Ps/Pn的每一个能确认检测出了特定频带信号的位置。

这样，当确认到特定频带信号的位置时，在接收信号特性估计电路605中，检测频率偏移和时钟偏移。

首先，示出时钟偏移的检验方法。在对特定频带信号进行离散傅立叶变换获得的信号中，计算出成为频率区域中的接收信号的极大的频率间隔ΔFc′。当设在r_k和r_l中测定极大值时ΔFc′能表示成|k-l|×Fr/Nf。在该ΔFc′与在发送时使用的特定频带的频率间隔ΔFc不同的情况下，在光信号发送装置和光信号接收装置间时钟发生偏移，需要对模数变换电路602的动作速度进行调整。因此，利用光信号接收装置将ΔFc保持于存储器（省略图示），进行ΔFc与ΔFc′之间的比较，并基于利用比较获得的结果而对模数变换电路602的动作速度进行调整，由此，能对时钟偏移进行补偿。在这种情况下，由于光信号接收装置的模数变换电路602使动作速度变慢（ΔFc-ΔFc′）[Hz]，所以能将动作速度调整该频率的量，能将光信号发送装置和光信号接收装置间的时钟偏移的值减小。

或者，能使用特定频带信号的长度、或特定频带的插入间隔，来补偿时钟偏移。特定频带信号的长度、或特定频带信号的间隔假设为Δtc，设由光信号接收装置估计的特定频带信号的长度、或特定频带信号的间隔为Δtc′。在这种情况下，由于模数变换电路602的动作速度加快了（Δtc-Δtc′）/Δtc之比率，所以能通过调整成使其动作速度为Fs×Δtc/（Δtc-Δtc′）从而对时钟偏移进行补偿。

接下来，示出频率偏移的估计方法。

在对特定频带信号进行离散傅立叶变换获得的信号中，计算出频率区域中的成为接收信号的极大的频率位置。在r_k和r_l中，当设测定极大值时，计算出在没有频率偏移的情况下应包含极大值的离散傅立叶变换后的序号n（1）与n（2）的偏移。在此，当使用图7A的结果时，在r259和r771中能确认到极大值。在光信号发送装置中，在使用28Gbaud的交变信号的情况下，应在r257和r769中接收信号功率成为极大。因此可知频率移动了与Δnf=2相当的量。即，可知由于频率偏移了Δnf×Fs/Nf，所以频率偏移了2×56G/1024=109MHz。由此，能通过进行接收信号的频率偏移－109MHz的校正处理来对接收信号进行补偿。

此外，进行包含特定频带信号的接收信号与特定频带信号的复共轭的乘法运算，并将获得的信号序列、和对该信号序列给予了1符号的延迟的信号的复共轭进行乘法运算，将所获得的信号按每M符号（M为2以上的整数）进行平均化，由此，估计各符号中的平均相位旋转量，并将所估计的平均相位旋转量的相位旋转和逆特性的相位旋转给予接收信号序列，由此，也能补偿频率偏移。

但是，在频率偏移预先利用某些其他手段而已知的情况下，也能将其值外部输入来加以使用。

此外，示出波长分散量的估计方法和信号位置的详细估计的方法。

对插入了特定频带信号的位置，能利用图8的方法进行检测。对于特定频带信号位置的开始点、结束点、或整体，进行傅立叶变换、或卷积运算。

首先，示出利用了傅立叶变换的方法。在图8的方法中，按每Ns样本进行Nf点的离散傅立叶变换，但是在此，以Nss样本间隔来进行Nff点的傅立叶变换。Nf和Nff也能设为不同值，但通过将Nf和Nff设为相同值，能使装置的电路构成简化。Nss设定得越小，越会提高波长分散和信号位置的估计精度。首先，将与在高频带存在的特定频带信号的峰值相对应的频率的序号定义为n_up，将与在低频带存在的特定频带信号的峰值相对应的频率的序号定义为n_lw。

与高频带对应的信号的功率P_up、和与低频带对应的信号功率P_lw能利用以下的（式3）进行表示。

[数学式3]

n_dd能给予与频率偏移的残留值对应的宽度，但通过预先利用上述的方法估计频率偏移和时钟偏移来补偿这些偏移，从而能使n_dd小于nd，或还能使n_dd为0。对于在接收信号中检测到特定频带信号的位置的最后的样本的前后3000样本，按每1样本对（Nss=1）进行1024点的离散傅立叶变换，将计算出P_up和P_lw的结果示于图9。根据图9，能确认到信号功率分别减少了。在此，与P_lw相比P_up更早消失。这是因为，由于波长分散量为正，所以与高频率对应的信号因波长分散的影响而早到来了。由此，当根据图9的特征，估计到来时间差Δt[ps]时，如以下的（式4）那样，能估计波长分散量D_c[ps/nm]。

[数学式4]

在此，c为光速[nm/s]，λ为光的波长[nm]，ΔF[Hz]为考虑的2个特定频带信号的峰值位置的频率差。通过这样估计的D_c，能补偿波长分散的影响。使用了D_c的波长分散的补偿系数，能作为相对于电区域中的频率f的相位旋转而按以下的（式5）进行给予。这例如记载于（参考文献1）GovindP.Agrawal,“Nonlinearfiberoptics，”Academicpress,pp.63-65以及pp.76-77,2006中。

[数学式5]

例如，能对为了上述波长分散的检验而进行了离散傅立叶变换的接收信号乘以由（式5）获得的系数，对波长分散进行补偿，而后在时间区域上进行变换。此时的信号处理能使用作为频率区域的均衡技术的重叠保留（overlap-save）法或重叠相加（overlap-add）法。这例如记载于（参考文献2）J.J.Shynk，“Frequency-domainandmultirateadaptivefiltering”，SignalProcessingMagazine，IEEE，vol9，issue1，pp.15-37，Jan.1992.中。

对于Δt的计算方法，示出几个例子。图10是在图9中使用P_up和P_lw的各自的最大值P_upmax、P_lwmax和最小值P_upmin、P_lwmin来对时间变动进行标准化后的图。具体地说，标准化后的P_up′获得为（P_up-（P_upmax-P_upmin）/2）/（P_upmax-P_upmin），标准化后的P_lw′获得为（P_lw-（P_lwmax-P_lwmin）/2）/（P_lwmax-P_lwmin）。在此，例如对于成为-0.4以上0.4以下的P_up′和P_lw′，对重心位置进行运算，能计算出它们之间的时间差。重心位置对于满足-0.4以上0.4以下的条件的P_up或P_lw，能分别获得为t_up=Σ（tP_up）/Σ（P_up）、t_lw=Σ（tP_lw）/Σ（P_lw），能设t_up与t_lw之间的时间差为Δt。

或者，能取P_up与P_lw的值为最小值的时间之差，并设为Δt。例如，通过进行如下这样的处理，从而能计算出P_up和P_lw的值成为最小值的时间。图9中的P_up和P_lw的减少时的斜率，由于由傅立叶变换的点数Nff来决定，所以只要求出拥有它们的1/2的斜率的任意直线，并根据图10所示的2个图来减去所求出的直线即可。所获得的图为图11，可知P_up和P_lw的值为最小值的时间t_up与t_lw之差为Δt。

当参照图11时，P_up与P_lw的值为最小值的时间位置的接收样本定时处之差为139，利用56GS/s的模数变换电路进行接收，因此，能获得Δt=139/（56×10⁹）=2.48nsec。由此可知，当使用（式4）计算出波长分散量时，成为Dc=11069ps/nm，虽然与实际的波长分散量10400ps/nm相比有669ps/nm的偏移，但是能对波长分散量进行估计。

此外，在此，P_upP_lw的值成为最小值的t_up和t_lw的中间点为特定频带信号的区间的结束时间，还能用作信号位置检测的详细估计。

此外，也可以在Δt的计算中使用多组特定频带信号的组合。例如，由于能在图3中确认到8个频率的峰值，所以对任意选择的多个频率间隔ΔF的每一个，能利用（式4）估计波长分散。由此，通过将所获得的波长分散的估计值平均化，从而能提高波长分散的估计精度。进而，能利用由偏振波模式分散引起的衰落（fading），使特定的频率衰减，能防止特定频带的检测精度降低。

此外，通过以使特定频带信号的占有的频率区域的信号等级变小的方式，设定在续接于特定频带信号之后的区间中插入的信号序列，从而能提高信号位置的检测精度、Δt的估计精度。

或者，由于图9中的P_up和P_lw的减少时的斜率由傅立叶变换的点数Nff决定，所以标准化后的功率间之差与波长分散相对应。

此外，上述图9和图10对设成在检测特定频带信号位置之后，使在特定频带信号的开始点或结束点进行傅立叶变换的频度提高（Ns>Nss）的情况，示出了P_up和P_lw的时间变动、以及P_up′和P_lw′的时间变动。与此相对，还能不使傅立叶变换的频度上升地进行波长分散的估计、时钟偏移的估计、以及信号位置的检测（Ns=Nss）。这样，通过使为了数据的解码或波长分散的补偿而使用的离散傅立叶变换的间隔相同地为Ns，从而能共享离散傅立叶变换，能使光信号接收装置的电路构成简化。

对具体的信号处理进行说明。如图8所示，当参照对以Ns样本间隔进行了傅立叶变换的信号进行计算的结果时，在输出了Ps/Pn的峰值的傅立叶变换结果中，将计算出P_up和P_lw的结果定义为P_up，max和P_lw，max，将计算出Ps/Pn为峰值的1/E以下时的P_up和P_lw的结果定义为P_up，E和P_lw，E，将计算出Ps/Pn下降完时的P_up和P_lw的结果定义为P_up，min和P_lw，min。在此，E为比1大的常数，能任意设定。

在此，将标准化信号的P_up，n和P_lw，n按如下进行定义。

P_up，n=（P_up，E-（P_up，max-P_up，min）/2）/（P_up，max-P_up，min）

P_lw，n=（P_lw，E-（P_lw，max-P_lw，min）/2）/（P_lw，max-P_lw，min）。

这些在图10所示的标准化后的P_up′和P_lw′的图中，与P_up′和P_lw′减少的部分的中途的1点相对应。换句话说，P_up，n-P_lw，n的值与波长分散量相对应。与二个频率对应的信号的接收样本之差能表示为Nf×（P_up，n-P_lw，n）。根据其结果，计算出2个频率成分的到来时间差Δt，能根据（式4）来估计波长分散量。

进而，示出使用P_up，n和P_lw，n的值来进行光信号发送装置与光信号接收装置之间的时钟偏移的精确估计、和信号位置的检测的方法。在光信号接收装置中，只要预先设定特定频带信号的反复周期，就能以一定间隔来获得P_up，n和P_lw，n。只要时钟在光信号发送装置和光信号接收装置间完全一致，该P_up，n和P_lw，n就始终输出相同的值。就图10所示的图而言，每次输出P_up′和P_lw′减少的部分的相同的位置的结果。但是，但时钟偏移产生时，会使P_up，n和P_lw，n的值增加或减少。在这些值增加的情况下，由于光信号接收装置的时钟比光信号发送装置的时钟要快，所以以使光信号接收装置的时钟变慢的方式对模数变换电路602进行反馈。另一方面，在这些值减少的情况下，由于相反地光信号接收装置的时钟比光信号发送装置的时钟变慢，所以以使光信号接收装置的时钟变快的方式对模数变换电路602进行反馈。为了进行信号位置的同步，只要以P_up，n+P_lw，n与某任意的值P₀的误差为一定值以下的方式，进行对进行傅立叶变换的位置进行变更的控制即可。当进行这样控制时，能使用以一定的反复周期接收的特定频带信号，进行定时同步、时钟同步、以及CD（波长分散）的补偿。此外，通过任意设定P₀，从而能任意设定离散傅立叶变换的位置。例如，若设P₀=0，则在该位置的傅立叶变换中，正好各包含一半的特定频带信号和续接于其后的信号。因此，续借于后面的信号的处理从该傅立叶变换块的中心开始即可。

P_up，n、P_lw，n、以及P_up，n-P_lw，n未必需要根据1次的傅立叶变换的结果来获得。例如，通过对从以一定的周期重复的特定频带信号位置获得的多个结果进行平均化，从而能提高估计精度。

在此，虽然P_up，n以及P_lw，n使用在特定频带信号的结束位置附近的例子进行了表示，但是也可以在特定频带信号的开始位置附近同样地对P_up，n和P_lw，n进行评价。在这种情况下，图10成为右上的图。或者，也能使用特定频带信号的开始位置附近和结束位置附近的各自的结果，来提高估计精度。

此外，在特定频率信号利用光信号同步系统中，也能切换进行光信号发送装置和光信号接收装置间的同步的初始模式和数据模式。而且，在进行通信的情况下，光信号接收装置在假定的定时未检测到特定频带信号、或检测出切换了特定频带信号的种类时，判断为切换到数据模式，开始解码数据的传输。此外，还能具有如下功能：在时钟估计、频率偏移估计、波长分散估计、以及解码结果的至少一个以上的信息满足基准值的情况下，对外部通知解码准备完毕。

此外，图12是表示构成本实施方式的光信号同步确立方法的流程的步骤的图。

首先，在光信号发送装置的特定频带信号产生电路101（或特定频带信号产生电路201）中，生成特定频带信号（步骤S01）。接下来，在信号合成电路102（或信号合成电路202）中，将特定频带信号插入到发送信号序列中（步骤S02）。包含特定频带信号的发送信号序列，在电光变换电路103（或电光变换频率复用电路203）中，变换为光信号（步骤S03），该光信号经由光的传输路，来到光信号接收装置。

在光信号接收装置中，在光电变换电路601中，将光信号变换为电信号（步骤S04）。接下来，在模数变换电路602中，在将作为变换后的电信号的模拟信号变换为数字信号后（步骤S05），在离散傅立叶变换电路603中，将离散傅立叶变换以一定周期进行计算（步骤S06）。在特定频带信号检测电路604中，从利用离散傅立叶变换变换到频率区域的信号，检测信号位置（步骤S07）。接下来，在接收信号特性估计电路605中，进行时钟偏移、频率偏移、以及波长分散量的估计（步骤S08）。光信号接收装置对在此估计的时钟偏移、频率偏移、以及波长分散的影响进行信号序列的补偿。光信号接收装置对补偿的信号序列，也能通过反复步骤S06至步骤S08的处理来使估计精度提高。

此外，图13是在本实施方式的光信号同步确立方法中，对将检测特定频带信号的离散傅立叶变换的间隔、和估计波长分散的离散傅立叶变换的间隔Nss共用的情况，示出离散傅立叶变换以后的步骤的图。

在光信号接收装置的离散傅立叶变换电路603中，将离散傅立叶变换以一定周期Ns进行计算（步骤S10）。在特定频带信号检测电路604中，从变换到频率区域的信号中检测出信号位置（步骤S11）。在接收信号特性估计电路605中，根据频率区域中的信号功率的峰值的位置，进行时钟偏移以及频率偏移的估计（步骤S12）。利用接收信号特性估计电路605，基于检测到的信号位置，估计P_up，max、P_lw，max、P_up，E、P_lw，E、P_up，min、以及P_lw，min（步骤S13）。利用接收信号特性估计电路605，进而，根据这些的值，计算出P_up，n、P_lw，n、以及、P_up，n-P_lw，n，对波长分散、时钟偏移、以及定时进行精确估计（步骤S14）。光信号接收装置对在此估计的时钟偏移、频率偏移、以及波长分散的影响进行信号序列的补偿，对补偿后的信号序列，反复步骤S10至步骤S14的处理，或在步骤S13以及步骤S14中将P_up，max、P_lw，max、P_up，E、P_lw，E、P_up，min、P_lw，min、P_up，n、以及P_lw，n平均化，由此，能提高估计精度。

接着，对本实施方式的第二光信号接收装置进行说明。在第二光信号接收装置中，考虑离散傅立叶变换长来检测特定频率信号的功率，而后估计接收信号的特性，实现更高精度的补偿。

图14示出作为本实施方式中的第二光信号接收装置所具备的信号接收电路的特定频带信号接收装置的构成例。801表示光电变换电路，802表示模数变换电路，803表示离散傅立叶变换电路，804表示特定频带信号检测电路，805表示特定频带信号功率存储电路，806表示接收信号特性估计电路。

光电变换电路801将所输入的光信号变换为电区域的信号。模数变换电路802将该电区域的信号变换为数字信号。离散傅立叶变换电路803对从模数变换电路802输入的数字信号以N_s样本间隔进行N_f点的离散傅立叶变换。利用离散傅立叶变换变换为频率区域的数字信号，被输入到特定频带信号检测电路804中，对特定频带信号的位置进行检测。在检测到特定频带的位置的情况下，特定频带信号检测电路804将频率区域的数字信号的功率值中的、特定频带信号成分附近的功率值（后述的P_p（i）、P_m，1（i）、P_m，2（i）、P_u（i）、P_d（i）中的至少一部分），或者，根据这些值计算出的个别的到来时间差、或者、根据这些值计算出的在个别的到来时间差的计算式中使用的系数，输出到特定频带信号功率存储电路805中，并存储起来。此外，特定频带信号检测电路804与第一光信号接收装置同样，也能根据接收的特定频带信号的频率区域中的峰值的位置，计算出频率偏移、时钟偏移、以及定时偏移。接收信号特性估计电路806根据在特定频带信号功率存储电路805中存储的信息，对频率偏移、时钟偏移、定时偏移、以及波长分散量中的一个以上的信息进行估计。

另外，如上所述那样，由于特定频带信号的频谱因装置的不完全性而稍微变宽了，在此，使用特定频带信号成分“附近”的功率值这一表达。若还包含在特定频带信号的附近存在的频率扩展的部分的成分而看作特定频带信号成分，可将特定频带信号成分“附近”的功率值仅称为特定频带信号成分的功率值。该情况对与这之后的说明中的功率值相关的“附近”的记述也是同样的。

下面，对于对交变信号的长度与离散傅立叶变换的长度的关系、以及可取得这些关系的各情况，根据与特定频带信号的高频率区域和低频率区域对应的信号成分的到来时间差来估计波长分散量的方法进行表示。下面，作为N_s=N_ss、N_f=N_ff，将用于特定频带信号的检测的离散傅立叶变换的点数、和波长分散补偿用的离散傅立叶变换的点数作为相同的点数来进行说明。

将以采样频率Fr接收到的接收信号中的、与在光信号发送装置中生成的特定频带信号的长度对应的接收样本数设为N_K，将该接收样本数N_K和在离散傅立叶变换中使用的接收信号的样本数N_f的关系分为下述的（情形1）～（情形5）的5个。即，对

（情形1）N_f<N_K、

（情形2）N_f=N_K、

（情形3）N_K<N_f<2N_K、

（情形4）N_f=2N_K、

（情形5）N_f>2N_K

的各个情形，说明交变信号的到来时间的估计方法。

图15在对接收到的特定频带信号一边1个接收样本1个接收样本地错开一边进行离散傅立叶变换时，将与特定频带信号对应的频带的接收功率的变化与特定频带信号位置一起示出。根据该图，在上述5个情形的每一个中，与接收功率的上升以及减少范围对应的接收样本数N_ud、与接收功率成为峰值且取一定值的范围对应的接收样本数N_p，能适用N_f和N_K进来决定。换句话说，是

在（情形1）的情况下，N_p=N_K-N_f、N_ud=N_f，

在（情形2）的情况下，N_p=0、N_ud=N_f=N_K，

在（情形3）的情况下，N_p=2（N_f-N_K）、N_ud=N_K，

在（情形4）的情况下，N_p=N_K、N_ud=N_K，

在（情形5）的情况下，N_p=2N_K、N_ud=N_K。

当将特定频带信号的到来定时假定为特定频带信号的中央部（在图15中纵向记载了2条的双点划线的中心）时，只要求出图15所示的包括特定频带信号位置附近的接收功率的梯形、或三角形的接收功率的中心部即可。作为求出中心部的具体方法，可考虑多个方法。当举出几个例子时，能求出从接收功率开始增加的点起到结束减少的点位置的功率的重心位置，或使峰值为观测的接收样本的中央部，或使成为峰值的点与结束峰值的点的中心为中央部，或在中央部外插增加和减少的线并计算出交点。波长分散量对与高频带对应的信号成分和与低频带对应的信号成分如上述那样计算出到来定时，并将其差作为Δt进行获得，由此，能根据（式4）对波长分散量进行估计。

在如上述那样按每1接收样本进行离散傅立叶变换的情况下，能使用全部数据来估计中央部。但是，在实际中，按这样以高频度进行离散傅立叶变换，从安装的方面来看运算负荷较大。由此，需要取尽可能大的离散傅立叶变换的间隔。

图16是表示按每次离散傅立叶变换而获得的特定频带信号的接收功率的图。在该图中，将离散傅立叶变换间隔记作N_s，将作为存在于特定频带信号位置以前的最小值获得的功率记作P_m，1（1），将与特定频率信号对应的接收功率增加的中途的功率记作P_u（1）和P_u（2），将观测峰值功率的点记作P_p（1），将减少的中途的功率记作P_d（1）和P_d（2），将在减少后检测到的最小值的功率记作P_m，2（1），将各自的接收定时设为N_s、2N_s、3N_s、4N_s、5N_s、6N_s、7N_s。在图16中，成为取得各1点或各2点的各个功率值的例子，但P_m，1和P_m，2可取得任意的个数，P_u和P_d分别取得N_ud/N_s个，P_p取得N_p/N_s个。N_ud/N_s和N_p/N_s虽然分别能取小数，但在这种情况下，可使用舍去小数点以下的整数。

首先，在如图16所示那样P_u和P_d各得2个、P_p得一个的情况的例子中，求出梯形的中心位置、即特定频带信号位置（图中的点划线）。在此，将峰值位置的功率值定义为P_p，将特定频带信号位置跟前的最小的功率值定义为P_M1，将特定频带信号位置后的最小的功率值定义为P_M2。

如图16所示，无法根据观测到峰值位置的点的定时来对特定频带信号的信号位置（下面，仅记作“信号位置”）进行估计。为了求出特定频带信号的信号位置而很重要的是，P_u和P_d。由此，离散傅立叶变换在图15的（情形1）的方案（scenario）中需要以N_f以下的周期进行，在（情形2）～（情形5）的方案中，需要以N_K以下的周期进行。换句话说，以N_f与N_K中较小的值以下的周期进行离散傅立叶变换。利用与N_f和N_K中的较小的值相等的周期进行离散傅立叶变换的情况下，运算负荷最小。当比较P_u（1）+P_u（2）和P_d（1）+P_d（2）时，在图16中P_d（1）+P_d（2）更大。这表示P_p的位置（在峰值位置的信号点为多个的情况下，峰值位置的信号点的平均位置）存在于特定频带信号的信号位置之前。换句话说，可知特定频带信号的信号位置T_s0存在于4N_s<T_s0<5N_s。

接下来，示出在特定频带信号检测电路804中求出特定频带信号的信号位置的方法。如从图16所暗示的那样，当考虑P_u（1）+P_u（2）=P_d（1）+P_d（2）的情况时，如果接收到峰值位置的定时为一个，则其定时为特定频带信号的信号位置，如果接收到峰值位置的定时为2个以上，则这些峰值位置的平均值为特定频带信号的信号位置。作为信号位置的发现方法，还能以使增加中和减少中的信号功率的和相等的方式（ΣP_u（i）=ΣP_d（i）），对进行离散傅立叶变换的位置进行变更。能根据所测定的信号功率的值，按如下来求出信号功率的中心位置T′_s0。

[数学式6]

在此，T_p表示在峰值位置观测的信号功率的中心位置（图16中为4N_s），N_ud表示接收功率在上升中或减少中取得的接收功率的取得数（图16中为2），P_u表示P_u（i）的平均值，P_d表示P_d（i）的平均值。此外，P_P、P_M1、P_M2分别作为特定信号功率的峰值位置的功率P_p（i）的平均、峰值位置前的最小值P_m，1（i）的平均、峰值位置后的最小值P_m，2（i）的平均而获得。例如，在图16的例子中，在设为P_u（1）=23、P_u（2）=55、P_d（1）=68、P_d（2）=34、P_m，1（1）=11、P_m，2（1）=12、P_p（1）=72、N_ud=2的情况下，通过（式6）来求出信号位置。作为P_M1使用P_m，1（1），作为P_M2使用P_m，2（1），作为P_P使用P_p（1），当将这些代入（式6）时，能算出为T′_s0=4N_s+0.19N_s=4.19N_s。

此外，还能以（式6）作为P_M1=P_M2=P_M来使计算简化。在这种情况下，T′_s0利用（式7）进行算出。

[数学式7]

在此，由于按每次测定的P_M1、P_M2、P_u、P_p、P_d的精度低，所以能利用平均化来提高波长分散的估计精度。因此，作为这些值，特定频带信号功率存储电路805按特定频带信号每次到来，而将由特定频带信号检测电路804输出的P_m，1（i）、P_m，2（i）、P_p（i）、P_u（i）、P_d（i）存储起来。此外，接收信号特性估计电路806将与M_K次（M_K为2以上的整数）接收的特定频带信号对应的这些值平均化后使用。通过这样，从而能提高波长分散的估计精度。

但是，P_u（i）和P_d（i）的值会按特定频带信号的每次接收而产生偏差。因此，也可以取代P_u（i）和P_d（i），而将能期待成为一定值的参数存储到特定频带信号功率存储电路805中。例如，还能将（式7）中的（P_u-P_d）存储到特定频带信号功率存储电路805中，并将所存储的多个（P_u-P_d）平均化。此外，未必需要对全部的值进行平均化。例如，还能通过（式6）或（式7），根据在高频带获得的特定频带信号的到来时间T′_s0，H、在低频带获得的特定频带信号的到来时间T′_s0，L，来计算Δt=T′_s0，L-T′_s0，H，将所获得的个别的到来时间差Δt存储到特定频带信号功率存储电路805中。基于所存储的值，接收信号特性估计电路806分别使用P_m1（i）、P_m2（i）、P_p（i）的平均值作为P_M1、P_M2、P_p，根据M_K组的P_u（i）、P_d（i）分别计算出M_K个T′_s0，H和T′_s0，L，对根据与不同频率对应的特定频带信号的位置求出的个别的到来时间差Δt=T′_s0，L-T′_s0，H进行M_K个平均化，由此，对到来时间差进行估计，将该平均化后的到来时间差用作（式4）的Δt，能求出波长分散量。此外，接收信号特性估计电路806也能根据所存储的M_K个个别的到来时间差Δt分别求出波长分散量，并对所求出的波长分散量进行平均化。

将Δt的计算图像示于图17。在图中，P_u（1）、P_p（1）、P_d（1）、P_m，1（1）、以及P_m，2（1）是对与高频率对应的特定频带信号检测出的功率值。此外，P′_u（1）、P′_p（1）、P′_d（1）、P′_m，1（1）、以及P′_m，2（1）是对于低频率对应的特定频带信号检测出的功率值。对各个利用（式6）或（式7）对信号位置进行检测，也能基于检测的信号位置计算出Δt，还能利用以下的（式8）来获得Δt。

[数学式8]

在此，带下标lw的是与低频率对应的特定频带信号所对应的值，与这些值中的功率相关的值根据P′_u（1）、P′_p（1）、P′_d（1）、P′_m，1（1）、以及P′_m，2（1）而获得。此外，带下标up的是与高频率对应的特定频带信号所对应的值，与这些值中的功率相关的值根据P_u（1）、P_p（1）、P_d（1）、P_m，1（1）、以及P_m，2（1）而获得。

此外，能在上述计算中，在不对P_m，1（i）以及P_m，2（i）、或P_p（i）进行估计的情况下，计算出P_M或P_p。首先，示出使用P_p、P_u、以及P_d来获得P_M的方法。如图15所示，由于只要决定特定频带信号的长度和离散傅立叶变换长，N_p和N_ud就为已知，所以只要将N_s的设定值设为比N_p小，就一定可获得P_M。在N_s比N_p大的情况下，由于可以N_p/N_s的概率取得P_M，所以能通过多次取得特定频带信号来获得P_M。参照图18，示出利用梯形（在N_p=0的情况下为三角形）的左右对称的条件来取得P_M的方法。

图18是示出按每次离散傅立叶变换来获得的特定频带信号的接收功率的图。在该图中，P_u和P_d以接收样本间隔T_ud进行检测。P_u和P_d由于在该梯形的左边和右边分别按间隔一定来进行检测，所以左边的（P_u-P_M）和右边的（P_d-P_M）的和、P_u+P_d-2P_M按下述的（式9）那样取一定的值。

[数学式9]

由此，P_M能按以下的（式10）那样来取得。

[数学式10]

通过按这样控制，从而能在不计算出或存储P_M的情况下，输出P_M。

此外，也能同样地使用P_M、P_u、以及P_d，根据（式10）来获得P_p。这在情形2、N_p小于N_s且未必能取得N_p的情况下是有效的。

在上述的方法中，对P_u（i）和P_d（i）分别各数目相同地获得的情况进行了说明。另一方面，为了在P_u（i）的个数和P_d（i）的个数不同的情况下使上述算法动作，能从P_u（i）和P_d（i）的各个中将数目相同的值从高的一侧起选择规定个数或从低的一侧起选择规定个数。

但是，在从P_u（i）和P_d（i）选择任意相同个数的值的情况下，难以判定哪个值与P_u（i）、P_p（i）、P_d（i）、P_m，1（i）、P_m，2（i）相对应。这样的问题，通过使用后述的方法A和方法B的至少一方，从而能够避免。

方法A是将进行离散傅立叶变换的间隔N_s设定为N_p的整数分之1。另一方面，方法B是将进行离散傅立叶变换的间隔N_s设定为N_ud的整数分之1。由于利用方法A和方法B，能使峰值位置中的接收样本数、和功率值的增减中的接收样本数固定，因此能节省根据所取得的信号进行判定并选择的运算，能减轻伴随该运算的负荷。换句话说，只要以满足按方法A或方法B或者其两方规定的条件的方式，决定离散傅立叶变换长、离散傅立叶变换的间隔、以及特定频带的长度即可。当设满足方法A和方法B的条件这两方时，能每次获得相同数目的以峰值获得的接收样本数P_p（i）、以及P_u（i）和P_d（i），因此，能利用根据（式10）的P_M的运算来简洁地表述P_M的计算式。考虑设定为N_p=mN_s、N_ud=nN_s的情况。在此，n和m为任意的整数。在这种情况下，由于成为T_ud=（n+m）N_s，所以（式10）能按以下的（式11）那样进行。

[数学式11]

能只通过仅设定成N_p=mN_s、N_ud=nN_s，从而确认到使P_M的计算式显著简化了。

在图19示出简化了P_M的计算式的情况的一个例子。图19与图15的（情形4）相对应，是设定为N_f=2N_K、N_s=N_K的情况。当这样设定时，能分别取得1点的P_u、P_d、P_p。在光信号接收装置中，只要能检测成为P_p的信号，将其前后的信号功率分别设为P_u、P_d即可。虽然也能取得P_m，1（1）和P_m，2（1），但根据（式11）利用P_u和P_d也能计算出P_m，1（1）以及P_m，2（1）。（式7）能利用以下的（式12）进行表示。

[数学式12]

在使用多个特定频带信号的接收信息的情况下，能按如下来求出波长分散。即，特定频带信号检测电路804对P_p以及P_M将多个运算结果平均化进行使用，此外，对各P_u-P_d，利用平均化后的P_p和P_M来求出T′_S0。在接收信号特性估计电路806中，对于作为对不同频带获得的T′_S0，L与T′_S0，H之差T′_S0，L-T′_S0，H获得的个别的到来时间差Δt进行平均化，将该平均化后的到来时间差用作（式4）的Δt。

但是，满足上述方法A的条件和方法B的条件两方的方法虽然使运算简化并减轻运算负荷，但是对特定频带信号的长度的制约较大。特别是由于离散傅立叶变换长取2的幂的值，所以也有时因系统的其他制约而难以满足方法A的条件和方法B的条件这两方。在这样的情况下，当设满足方法A的条件时，无需拥有P_p和P_u、P_d的判定机构。由于满足方法A的条件，所以取峰值功率的值一定为P_p，一定量的P_p的前后为P_u（i）以及P_d（i）。虽然P_u（i）和P_d（i）未必成为一定数目，但由于一定存在与舍掉N_p/N_s的小数点以下获得的整数相当的个数量的P_u（i）和P_d（i），所以只要选择存在于P_p的前后的一定数目的P_u（i）和P_d（i）即可。在图20中，对设为N_s=N_f-N_K、2N_K>N_f>N_K（情形3）的情况，示出特定频带信号的接收功率的取得结果的一个例子。在这种情况下，由于一定会检测出一个峰值P_p，所以能将其用于特定频带信号的检测、频率偏移的检测、以及时钟偏移的检测中。此外，能将其前后的P_u（1）和P_d（1）分别用作P_u以及P_d，能根据（式9）和（式7）来求出信号位置。频率偏移以及时钟偏移针对检测出P_p时的傅立叶变换结果计算出图7A所示那样的频率区域上的等级的分布，能特定频带信号的峰值位置来进行判定。在与不同频率对应的特定频带信号按不同定时检测P_p时，也能使用多个傅立叶变换的结果。

在此，示出在满足方法A的条件的情况下，通过取代P_M（参照图18）而使用P_M0从而更简单地求出信号位置的方法。虽然已经示出能在满足方法A的条件和方法B的条件这两方的情况下简易地求出信号位置，但即使在仅满足方法A的条件的情况下，也能假想地给予相同的条件。即，只要不是功率值的最小值并取代最小功率P_M而使用偏移值P_M0即可。使用图20来说明这一点。由于在图20中N_ud比N_s长，所以P_u以及P_d的数不为一定。因此，若是本来，信号位置是难以计算出的，但在图20中将用虚线勾画的功率值定义为P_M0。其是连结了距梯形的上边的左端以及右端分别在X坐标（时间轴）上的距离为N_s的梯形上的点彼此的线。当根据该P_M0而着眼于上面的梯形时，发现成为与图19完全相同的条件。换句话说，只要取代P_M而使用P_M0，图20就能作为与图19完全相同的问题进行处理，能容易计算出信号位置。具体地说，作为以下的（式13），对图20的P_M0进行定义。

[数学式13]

在此将获得的P_M0作为P_M的替代进行使用，能将信号位置按（式14）那样进行求出。其还能适用于（情形3）～（情形5）的任一情形中。

[数学式14]

虽然至此，使用某频带的特定频带信号的功率值进行了说明，但将对功率值P的运算方法进行说明。至此说明的特定频带信号的功率值P能用多个方法求出。例如，在高频率带和低频率带各拥有一个峰值的特定频带信号中，高频率带的功率P_s，H和低频率带的功率P_s，L分别如（式15）那样来获得。

[数学式15]

在此，fu表示与高频率带的特定频带信号的中心位置对应的频率区域的信号位置，fd表示与低频率带的特定频带信号的中心位置对应的频率区域的信号位置。能通过取这些信号位置的前后nd个信号的和来获得功率值。在获得对多个偏振波面的接收信号r_x1～r_xNf和r_y1～r_yNf的情况下，严格来说无需求出信号功率P，只要是与信号功率P拥有相关的值就没有问题，能进行求出Δt的计算。例如，还能按（式16）那样对功率P_s，H和功率P_s，L进行定义。

[数学式16]

此外，在以两个偏振波面对接收信号进行接收的情况下，能对各偏振波面分别根据与高频率成分对应的P_s，H（1）和P_s，H（2）、与低频率成分对应的P_s，L（1）和P_s，L（2），获得功率P_s，H和功率P_s，L并将其作为（式17）。

[数学式17]

还能对P_s，H（1）和P_s，H（2）的期待值分别进行估计，并利用最大比合成的加权对估计的期待值进行加和。

在（式15）和（式16）中，由于在接收信号中残存频率偏移，所以有时fu和fd与实际的特定频带信号的峰值位置偏移。当在保持残留频率偏移的状态下，根据信号功率P求出Δt时，按每个使频率带信号位置的运算条件不同，成为在波长分散量中产生残留误差的原因。因此，在检测出上述的频率偏移后，使fu以及fd的位置移动频率偏移的量，计算出P_s，L和P_s，H，由此，能减轻残留波长分散误差。

此外，还能根据对2个偏振波面的接收信号分别求出波长分散值，并对求出的波长分散值进行平均。或者，交替检测出对2个偏振波面的接收信号，还能根据获得的特定频带信号的功率来估计波长分散量。此外，此时还能选择对2个偏振波面的接收信号中功率大的一方并将其用在波长分散补偿的运算中。

此外，能将图15的想法用在特定频带信号的检测时。在为了检测特定频带信号的位置而使用离散傅立叶变换的情况下，离散傅立叶变换的尺寸N_f取小值，而且，使用离散傅立叶变换的周期N_s尽量取大值，由此能减轻运算负荷。将仅为了信号检测而使用的离散傅立叶变换尺寸设为N_f0，将周期设为N_s0。在这种情况下，当参照图15时，能换言之使N_f尽量小而且使N_p尽量大的条件最好。这是因为当将N_s0设定为大于N_p时，未必能获得最大值，使检测精度发生恶化的缘故。因此，为了使N_s0变大而需要N_p较大。能将N_p设定得最大的是情形5，情形5中离散傅立叶变换的尺寸也较大。在情形2中N_p=0，因此难以获得峰值。与它们相比，由于情形1中N_p>0而且利用小的离散傅立叶变换尺寸（N_f<N_K）能检测出特定频带信号，所以运算负荷小。通过在情形1中按N_K-N_f进行离散傅立叶变换，从而能获得一个峰值位置。为了根据峰值位置检测特定频带信号，例如，在一定时间输出特定频带信号的功率，并将所输出的信号的最大功率作为P_p0存储起来，以后，当检测出拥有超过βP_p0的值的信号时，能对特定频带信号进行检测。Β是比1小、比0大的值，对特定频带信号的峰值功率的分散，设定成使检测误差变小。此外，通过特定频带信号的检测结果，能对P_p0进行更新。此外，在情形3～5中，通过按N_f-N_k进行离散傅立叶变换，也能检测特定频带信号。

在以这样少的运算量来检测特定频带信号后，也能使用波长分散量的估计算法。

此外，在特定频带信号的插入周期为已知的情况下，当特定频带信号按每个插入周期而反复M_chk（M_chk为2以上的整数）次检测时，通过判断为检测到特定频带信号，也能防止误检测。

使用第二光信号接收装置的光信号同步确立方法除了以下的方面外，与图12的流程相同。即，在步骤S07中，特定频带信号检测电路804根据变换到频率区域的信号来检测信号位置，在检测到特定频带的位置的情况下，将频率区域的数字信号中的、P_p（i）、P_m，1（i）、P_m，2（i）、P_u（i）、P_d（i）中的至少一部分、或、根据这些值计算出的个别的到来时间差、或者根据这些值计算出的在个别的到来时间差的计算式中使用的系数输出到特定频带信号功率存储电路805，并存储起来。然后在步骤S08中，接收信号特性估计电路806根据在特定频带信号功率存储电路805中存储的信息，对频率偏移、时钟偏移、定时偏移、以及波长分散量中的一个以上的信息进行估计。

在图21中示出作为本实施方式中的第三光信号接收装置所具备的信号接收电路的特定频带信号接收装置的构成例。901表示光电变换电路，902表示波长分散补偿电路，903表示离散傅立叶变换电路，904表示特定频带信号检测电路，905表示特定频带信号功率存储电路，906表示接收信号特性估计电路。

光电变换电路901将所输入的光信号变换为电区域的信号，将变换后的电区域的信号变换为数字信号。波长分散补偿电路902基于利用接收信号特性估计电路906估计的波长分散量的估计值，将波长分散的逆特性给予来自光电变换电路901的输出信号。具体地说，波长分散补偿电路902通过使用所保持的估计波长分散量信息将（式5）的系数在频率区域与数字信号进行乘法运算，从而对波长分散进行补偿。波长分散量以估计波长分散量信息进行补偿后的信号，输入到离散傅立叶变换电路903。离散傅立叶变换电路903对所输入的数字信号以N_s样本间隔进行N_f点的离散傅立叶变换。变换到频率区域的数字信号，输入到特定频带信号检测电路904。特定频带信号检测电路904对特定频带信号的位置进行检测。在检测到特定频带信号的位置的情况下，特定频带信号检测电路904对于在至少2个频率区域中获得的数字信号，将P_p（i）、P_m，1（i）、P_m，2（i）、P_u（i）、P_d（i）中的至少一部分、或根据这些值计算出的个别的到来时间差、或者根据这些值计算出的在个别的到来时间差的计算式中使用的系数输出到特定频带信号功率存储电路905，并存储起来。接收信号特性估计电路906根据在特定频带信号功率存储电路905中存储的信息，对频率偏移、时钟偏移、定时偏移、以及波长分散量中的一个以上的信息进行估计，将波长分散量和频率偏移信息输出到波长分散补偿电路902，将时钟偏移信息和定时偏移信息输出到光电变换电路901。此外，光电变换电路901还包含用于将电区域的信号变换为数字信号的、图6或图14所示的模数变换电路的功能。

此外，在第三光信号接收装置中，在波长分散补偿电路902具有检测特定频带信号的位置的功能的情况下，也能在波长分散补偿电路902中检测特定频带信号位置，并将信号位置信息输出到离散傅立叶变换电路903。在这种情况下，离散傅立叶变换电路903以下的电路只要在检测到特定频带信号位置的情况下动作即可，能减少运算负荷。此外，也可以是波长分散补偿电路902将所获得的特定频带信号附近（包含特定频带信号的频带的频率区域的信号）的频率信息输出到离散傅立叶变换电路903，离散傅立叶变换电路903使用所输入的频率信息，对特定频带信号进行检测，在检测到特定频带信号的情况下，进行离散傅立叶变换。由此，离散傅立叶变换电路903以下的电路只要在检测到特定频带信号的情况下动作即可，能减少运算负荷。在这些情况下，能节省特定频带信号检测电路904。

此外，上述方式通过使交变信号的前后的信号接近于对称，从而能使P_M1和P_M2的偏移变小。例如，在交变信号之前插入S_a1、S_a2、…、S_aNa，在交变信号之后以与该信号序列反序的方式插入S_aNa，S_{a（Na－1）}、…、S_a2、S_a1的信号序列，由此，能使交变信号以外的成分的漏入成为相同的条件，使检测精度提高。

在图22中示出作为本实施方式中的第四光信号接收装置所具备的信号接收电路的特定频带信号接收装置的构成例。1001表示光电变换电路，1002表示波长分散补偿电路，1003和1008表示离散傅立叶变换电路，1004表示特定频带信号检测电路，1005表示特定频带信号功率存储电路，1006表示接收信号特性估计电路，1007表示信号存储电路。

光电变换电路1001将所输入的光信号变换为电区域的信号，将变换后的电区域的信号变换为数字信号。波长分散补偿电路1002基于利用接收信号特性估计电路1006估计的波长分散量的估计值，将波长分散的逆特性给予来自光电变换电路1001的输出信号。具体地说，波长分散补偿电路1002使用所保持的估计波长分散量信息将（式5）的系数在频率区域与数字信号进行乘法运算，由此，对波长分散进行补偿。波长分散量以估计波长分散量信息进行补偿后的信号，输入到离散傅立叶变换电路1003和信号存储电路1007。输入到离散傅立叶变换电路1003的数字信号，以N_s0样本间隔进行N_f0点的离散傅立叶变换，并变换为频率区域的数字信号。特定频带信号检测电路1004根据所输入的变换到频率区域的数字信号，对特定频带信号的位置进行检测。当检测到特定频带信号的位置时，对信号存储电路1007输出检测通知信号。信号存储电路1007从波长分散补偿电路1002将一定量的接收到的信号保存到存储器中。当从特定频带信号检测电路1004输出检测通知信号时，信号存储电路1007将在存储器中保存的一定量的接收信号输出到离散傅立叶变换电路1008。离散傅立叶变换电路1008以N_s样本间隔，进行N_f点的离散傅立叶变换，将频率区域的数字信号中的、至少在2个频率区域获得的P_p（i）、P_m，1（i）、P_m，2（i）、P_u（i）、P_d（i）中的至少一部分、或根据这些值计算出的个别的到来时间差、或者根据这些值计算出的在个别的到来时间差的计算式中使用的系数输出到特定频带信号功率存储电路1005，并存储起来。接收信号特性估计电路1006根据在特定频带信号功率存储电路1005中存储的信息，对频率偏移、时钟偏移、定时偏移、以及波长分散量中的一个以上的信息进行估计，将波长分散量输出到波长分散补偿电路1002，将时钟偏移信息和定时偏移信息输出到光电变换电路1001。还能从接收信号特性估计电路1006对波长分散补偿电路1002输出频率偏移信息。

此外，在第三以及第四光信号接收装置中，在向波长分散补偿电路902以及1002反馈波长分散量信息的情况下，也可是不是（式4）的Dc，而是反馈不包含λ的其他系数。由此，能与进行通信的频率无关地，计算出补偿波长分散的系数。在利用（式5）根据波长分散量Dc求出系数g（f）的情况下，当λ不为已知时不能求出系数g（f）。与此相对，当将Δt、cΔt、或者cΔt/ΔF等的值移交到波长分散补偿电路902以及1002时，在（式5）中，λ²D_c成为已知，能不使用λ的信息地求出波长分散补偿的系数。

此外，在第三以及第四光信号接收装置中，在连接于接收信号特性估计电路906以及1006的通信装置（省略图示）已经开始数据解码的情况下，限制进行在波长分散补偿电路902以及1002中使用的波长分散补偿的系数的所更新的宽度，也能设定成将对数据的解码结果的影响抑制到规定值以下。例如，在输入了Δt时，在|Δt|大于Δt_max的情况下，能将波长分散补偿系数更新为检测到Δt=Δtmax×Δt/|Δt的。

此外，在第一～第四光信号接收装置中，还能使用特定频带信号检测电路检测到特定频带信号时的接收信号以外的接收信号，在接收信号特性估计电路中对频率偏移进行估计。例如，对离散傅立叶变换后输出的频率区域的信号进行多次取得，将在各频率信道中信号等级为最大的值存储起来，对针对所获得的频率区域的信号的信号等级分布的重心位置进行估计，能将该重心位置用作频率偏移信息Δf。此外，对离散傅立叶变换后输出的频率区域的信号进行多次取得，在各频率信道中计算出信号等级的平均，对针对所获得的频率区域的信号的信号等级分布的重心位置进行估计，能将其重心位置用作频率偏移信息Δf。虽然即使使用包含特定频带信号的接收信号也能进行检测，但由于特定频带信号的等级过强，所以有时因频率选择性的等级变动的影响而对重心位置产生大的误差。因此，能够通过利用特定频带信号检测电路来选择特定频带信号以外的信号，从而提高频率偏移信息的精度。此外，也能根据特定频带信号以外的频率成分，计算出重心。

图23是在本实施方式的光信号同步确立方法中，在将检测特定频带信号的离散傅立叶变换的间隔、和估计波长分散的离散傅立叶变换的间隔N_ss共用的情况中，示出离散傅立叶变换以后的步骤的图。

光电变换电路901将所输入的光信号变换为电区域的信号（步骤S21），将变换后的作为电区域的信号的模拟信号变换为数字信号（步骤S22）。波长分散补偿电路902进行波长分散的补偿（步骤S23）。根据在波长分散补偿电路902或离散傅立叶变换电路903获得的频率区域的信号，计算出成为特定频带信号成分附近的功率或振幅的和的特定频带信号功率值（步骤S24）。接下来，在波长分散补偿电路902、离散傅立叶变换电路903、或特定频带信号检测电路904的任一个中，根据特定频带信号功率值来检测特定频带信号的信号位置（步骤S25）。特定频带信号检测电路904将P_p（i）、P_m，1（i）、P_m，2（i）、P_u（i）、P_d（i）中的至少一部分、或根据这些值计算出的个别的到来时间差、或者根据这些值计算出的在个别的到来时间差的计算式中使用的系数输出到特定频带信号功率存储电路905，并存储起来（步骤S26）。接收信号特性估计电路906使用在特定频带信号功率存储电路905中存储的值，根据频率区域中的信号功率的峰值的位置进行时钟偏移、频率偏移、以及残留的波长分散量的估计（步骤S27）。残留的波长分散量的信息从接收信号特性估计电路906反馈到波长分散补偿电路902。因此，能提高波长分散补偿的精度。波长分散补偿电路902将波长分散补偿后的信号输出到进行数据的解码的通信装置，通信装置进行数据的解码（步骤S28）。

此外，波长分散补偿电路902在对用于波长分散补偿的系数进行变更时，删除在特定频带信号功率存储电路905中存储的信息的至少一部分。特定频率信号检测电路904将对新输入的信号序列获得的P_p（i）、P_m，1（i）、P_m，2（i）、P_u（i）、P_d（i）中的至少一部分、或根据这些值计算出的系数输出到特定频带信号功率存储电路905，并存储起来。接收信号特性估计电路906使用新写入到特定频带信号功率存储电路905中的值，根据频率区域中的信号功率的峰值的位置，进行时钟偏移、频率偏移、以及残留的波长分散量的估计。

此外，在计算出特定频带信号功率值的情况下，使用频率偏移信息来移动作为特定频带信号进行考虑的频率位置，由此，能以特定频带信号的峰值为中心地计算出特定频带信号功率值。由此，能提高波长分散补偿的估计结果的精度。

图24A和图24B是利用计算机模拟来示出本实施方式的光信号接收装置进行的波长分散估计的精度的结果。在此，使用偏振波复用来发送31.5Gbaud的信号，将在2个频带具有峰值的特定频带信号（（S，S）、（-S，-S）的反复信号）64符号插入到数据序列的开头。在光信号接收装置中，使用63Gsample/sec的A/D（模拟/数字）变换器，并使用256点的离散傅立叶变换，来估计波长分散。由于在接收侧进行了过采样，所以特定频带信号的长度成为128符号（N_K=128）。通过N_f=256，从而与图15的（情形4）的方案。光路线的波长分散量为20000ps/nm，PMD为50ps以及30ps，符号的SNR（Signaltonoiseratio：信噪比）为10dB，确认了波长分散补偿的精度。由于在数据块的开头部分插入了每次64符号的特定频带信号（在接收侧128符号），所以使用200个数据块。换句话说，根据200个特定频带信号，对波长分散进行补偿。作为频率偏移，给予240MHz。

根据图24A所示的PMD=50psec的结果进行确认。图中的实线是对P_M、P_P分别进行平均化并按数据块的每个开头计算出Δt，将200个Δt平均后对波长分散量进行估计的结果。虚线的分布是对P_P进行平均化，并对P_M利用（式11）来进行计算，再使用平均化后的值的结果。可知两者均获得大致相等的特性，分别平均获得20021ps/nm、20016ps/nm，分别在累积概率上在98%为19940～20100ps/nm的高精度下进行了计算。估计精度相对于PMD而决定，当设PMD为30psec时，如图24B那样虚线与实线重叠，两者不产生大的区别。可知平均值为19988ps/nm，以98%的概率，波长分散量成为19936～20039ps/nm，精度比图24A所示的PMD：50psec的情况高。此外，在图24A和图24B的结果中，平均值从20000ps/nm偏移了，但该问题能按如下所述进行解决。即，将估计的波长分散量输出到波长分散补偿电路，基于估计的波长分散量来进行波长分散的补偿，再次利用本实施方式的算法对残留的波长分散量进行补偿，由此，能使与实际的值的偏移变小。此外，也能预先存储所残留的偏移量，将该值校正后作为波长分散量。但是，在图24A和图24B的结果中，中心位置从20000ps/nm稍微偏移了。这是因为残留了频率偏移。

图25是利用计算机模拟示出本实施方式的光信号接收装置所进行的波长分散估计的精度的结果。在此，使用偏振波复用来发送31.5Gbaud的信号，将交变信号80符号插入到数据序列的开头。在光信号接收装置中，使用63Gsample/sec的A/D变换器，并使用256点的离散傅立叶变换，来估计波长分散。由于在接收侧进行了过采样，所以特定频带信号的长度成为160符号（N_K=160）。通过N_f=256，从而与图15的（情形3）的方案相当。为了取得一个成为峰值的特定频带功率，离散傅立叶变换的周期N_s作为N_f-N_K=96进行计算。光路线的波长分散量为20000ps/nm，PMD为50ps以及30ps，符号的SNR（Signaltonoiseratio：信噪比）为10dB，确认了波长分散补偿的精度。在数据块的开头部分使用了1000个每次插入80符号的在2个频带具有峰值的特定频带信号（（S，S）、（-S，-S）的反复信号）的数据块。换句话说，估计1000个特定频带信号，对波长分散进行补偿。图25示出检测频率偏移并对位置进行校正后的结果。

图25示出了对PMD=50psec和30psec的结果。根据P_u（1）、P_d（1）、P_p（1），计算出由（式13）获得的P_M0，按每个数据块根据（式14）的信号位置之差计算出Δt，将1000个Δt存储起来，示出使用将存储的Δt平均后的值来估计波长分散量的结果。可知对于PMD=50psec和30psec，分别平均获得19993ps/nm、19992ps/nm的波长分散量，分别在累积概率上在98%为19934～20066ps/nm、19958～20037ps/nm的高精度下计算出波长分散量。通过预先考虑了频率偏移，从而能确认到波长分散的估计值的平均值的移动变小了。

<第二实施方式>

下面，参照附图，对本发明第二实施方式进行说明。此外，以下所说明的第二～第十实施方式中的光信号发送装置（发送机）的概略结构，与图1所示的光信号发送装置的概略结构基本上是相同的。但是，例如，在第二～第十实施方式中，由特定频带信号产生电路101生成的特定频带信号，不限定于第一实施方式中的特定频带信号这样的交变信号。

图26是表示本第二实施方式的发送信号帧的概略结构的图。图26所示的发送信号帧利用信号合成电路102，将在发送机以及接收机中为已知的BPSK（Binaryphaseshiftkeying：二相相移键控）信号序列组时间复用于发送信号（图26所示的“数据信号”）的开头或末尾。

此外，图26所示的本第二实施方式的发送信号帧构成是将已知BPSK信号序列插入发送信号的开头（时间复用）的一个例子。

此外，该发送信号帧利用电光变换电路103在下述参考文献3的“光纤通信技术”所示那样的在一般的光纤传输中使用的光纤损失少的频带（1260nm～1625nm）中进行光调制，并经由光纤通信的传输路径发送到接收机。

[参考文献3]山本杲也，“多媒体传输技术选书光纤通信技术”，日刊工业新闻社，p.59，1995年6月26日初版1次印刷。

在此，作为已知信号使用BPSK信号的理由如下所述。

（理由1）：能使用2值的信号生成器来生成信号。

（理由2）：SNR比其他调制高。

（理由3）：频率频谱成分以中心频率为界在高频侧和低频侧成为复共轭的关系。

在接收机中，使用在发送机以及接收机中为已知的BPSK信号序列组，对接收到的发送信号帧进行数字信号处理。接收机基于由该数字信号处理获得的结果，进行光纤通信的定时检测以及时钟提取，对所谓频率偏移、传输路径的状态的接收质量进行估计。

定时检测例如取在发送中使用的已知BPSK信号和接收的已知BPSK信号的相互相关，对峰值进行检测，由此能实现。

时钟提取例如能使用在第一实施方式中说明的接收信号特性估计电路605所进行的时钟偏移的检验方法。

频率偏移的估计例如基于以下所示那样的测定来进行。

（测定1）：对在发送中使用的已知BPSK信号和接收的已知BPSK信号分别进行离散傅立叶变换，基于离散傅立叶变换的结果在频率区域取相互相关并检测峰值，基于所检测的峰值，对频率偏移进行测定。

（测定2）：对接收的已知BPSK信号乘以在发送中使用的已知BPSK信号的复共轭，对时间上的相位变动进行测定。

此外，作为传输路径的状态的估计方法，例如有以下所示那样的估计方法。

（估计方法1）：使用抽头延迟线滤波器，取在发送中使用的已知BPSK信号与接收的已知BPSK信号的相互相关。

（估计方法2）：对在发送中使用的已知BPSK信号和接收的已知BPSK信号分别进行离散傅立叶变换，按每个频率成分进行逆调制。

接收机通过上述所述那样的操作，使用已知BPSK信号来估计光纤传输特有的恶化主要因素，将所估计的值输入到均衡器（省略图示）或补偿器（省略图示）。此外，接收机能使用所估计的值，对接收到的发送信号帧进行校正，从而对信号进行解调。

此外，作为补偿方法，能使用与非专利文献2以及3所示那样的盲型的均衡器所采用的方法相同的方法。

在光纤传输中，一般来说光源的不稳定性对传输特性有较大影响。但是，在使用本第二实施方式的发送信号帧构成的情况下，由于使用已知BPSK信号来估计频率偏移，所以与盲估计的情况相比能高精度进行估计。

此外，还能将波长分散、偏振波模式分散作为集中传输路径的状态同时进行估计。由此，在接收机同时估计波长分散以及偏振波模式分散的情况下，需要具有多个估计装置。

此外，在盲估计的情况下，收敛于干扰信号等的错误值，产生了无法解调所希望的信号的问题（错捕获）。与此相对，通过如本第二实施方式的发送信号帧构成那样使用已知BPSK信号，从而能计算出对所希望的信号的均衡权重，因此，能消除上述的错捕获的问题。

如上所述，通过如本第二实施方式的发送信号帧构成那样使用已知BPSK信号，从而与盲估计的情况相比能高精度地进行恶化主要因素的估计。此外，在利用已知BPSK信号对传输路径的状态进行了估计后，对于数据信号部分使盲估计算法进行动作，将利用盲估计算法估计的信息与利用已知BPSK信号估计的信息一并使用，由此，能进行追随时间变动的传输路径的状态的估计。

此外，在本第二实施方式的发送信号帧构成中，将BPSK信号用作已知BPSK信号。与此相对，也可以排列多个QPSK信号的点对称的2点（例如，（1+j）/以及（－1－j）/），并将它们作为已知BPSK信号序列。此外，还能排列多值调制中的点对称的信号2点，并将它们用作已知BPSK信号序列。

此外，在使用已知BPSK信号序列来对光纤的传输路径状态进行估计的情况下，以成为下式（18）所给出的传输路径的状态的最大延迟差以上的方式来决定已知BPSK信号的序列长T_p。

[数学式18]

在上式（18）中，B表示发送信号的占有频带宽度，D_max表示所补偿的波长分散量的最大值，T_pmd表示所补偿的偏振波模式分散的最大值，λ表示中心波长，c表示光速。例如，在对符号速率28Gbaud、波长分散量的最大值D_max=20000ps/nm、中心波长λ=1550nm、偏振波模式分散的最大值T_pmd=50ps的传输路径状态进行估计的情况下，可知只要已知BPSK信号的序列长T_p设定为4.534ns以上即可。由此，需要127符号以上的已知BPSK信号构成序列。此外，在只要对波长分散以及偏振波模式分散进行估计即可的情况下，由于已知BPSK信号的序列长T_p分别为4.485ns以及50ps，所以只要分别插入最低126符号以及2符号以上的已知BPSK信号即可。

<第三实施方式>

下面，参照附图，对本发明第三实施方式进行说明。图27是表示本第三实施方式的发送信号帧的概略结构的图。如图27所示的发送信号帧那样，信号合成电路102以周期Tf的间隔使已知BPSK信号定期地插入。该周期Tf例如如下述参考文献4的“OTN的标准化动向”所示那样，设定为OTN（OpticalTransportNetwork：光传输网）帧的长度的1/K（K为正数）的长度，或设定为错误校正编码化的块长的1/K的长度。由此，能按每一帧进行独立的信号处理。

[参考文献4]大原拓也、石田修，“全球标准最前线OTN的标准化动向”，NTT技术期刊2009.1，PP.71～74。

此外，在使用本第三实施方式的发送信号帧构成的情况下，信号合成电路102由于周期性地使已知BPSK信号插入，所以与图26所示的第二实施方式的发送信号帧构成的情况相比，对传输路径状态的时间变动的追随性好。此外，通过使用多个使用遗忘系数等周期性地进行插入的已知BPSK信号，从而会使传输路径的状态的估计精度提高。

此外，已知BPSK信号如上式（18）所给予的那样，需要所估计的传输路径的状态的最大延迟差以上的已知BPSK信号序列长。

此外，在使用本第三实施方式的发送信号帧构成的情况下，信号合成电路102由于周期性地使已知BPSK信号插入，所以能监视并检测由光纤传输特有的非线性效应等引起的急剧的时间变动所导致的相位跳变。

<第四实施方式>

下面，参照附图，对本发明第四实施方式进行说明。图28是表示本第四实施方式的发送信号帧的概略结构的图。如图28所示的发送信号帧那样，信号合成电路102连续且反复地插入M个由时间Tb的块长构成的已知BPSK信号序列。这样，通过M个已知BPSK信号序列反复插入，从而能使用最大M个相同的已知BPSK信号，对传输路径的状态进行估计，并对利用估计获得的结果进行平均化。因此，能减少干扰、噪声等，会使传输路径估计的精度提高。此外，通过将时间Tb设成比上式（18）所给予的传输路径状态的脉冲响应的最大延迟差大的值，从而之前的帧起到保护间隔的作用。由此，能保持信号的周期性，能使用离散傅立叶变换（DFT）、高速傅立叶变换（FFT）等利用频率区域对传输路径的信息进行估计。此外，通过使这种情况下的时间Tb与DFT或FFT的块长相等，从而能进行块运算。

<第五实施方式>

下面，参照附图，对本发明第五实施方式进行说明。图29是表示本第五实施方式的发送信号帧的概略结构的图。在图29所示的发送信号帧中，作为生成交变信号来作为已知BPSK信号序列的一个例子，示出了通过对作为已知BPSK信号而调制的2个信号（S（0）以及S（1））进行交替发送，从而生成交变信号的情况。

此外，图30是示意性地表示交变信号的频谱的图。通过发送图29所示的发送信号帧，从而如图30所示那样，在频率区域出现2个载波。

能利用该2个载波，例如进行以下所示那样的操作。

（1）：对接收到的交变信号与发送的交变信号的频率差（偏移）进行测定而做出的频率偏移的估计。

（2）：取接收到的交变信号与发送的交变信号的相互相关而做出的定时检测。

（3）：对接收到的交变信号的零交叉点进行测定而做出的时钟的提取。

（4）：对2个载波的到来时间差进行测定而做出的传输路径中的波长分散量的估计。

此外，在上述的本第五实施方式的发送信号帧构成中，将交变信号生成为S（0）、S（1）、S（0）、S（1）……。与此相对，如S（0）、S（0）、S（1）、S（1）、S（0）、S（0）、S（1）、S（1）……，或S（0）、S（0）、S（0）、S（0）、S（1）、S（1）、S（1）、S（1）、S（0）、S（0）、S（0）、S（0）、S（1）、S（1）、S（1）、S（1）……那样，将多个相同的种类的信号连续起来进行交替发送，也能够构成发送信号帧。此外，在该情况下，由于出现2个载波，所以也能使用该出现的2个以上的载波，进行上述所述的操作。

进而，在图27所示的第三实施方式的发送信号帧构成中，也能使用交变信号作为已知BPSK信号。在该情况下，也能在全部的序列使用相同的交变信号。此外，也能对不同的交变信号进行交替发送。

此外，在交变信号中，由于功率集中于特定的频率，所以考虑会在光纤传输中产生非线性效应等的问题。对于这样的非线性效应等的问题，例如中－1、1、－1、1、－1、1、……、－1、1的反复信号中，通过混合与该反复信号成反序的1、－1、1、－1，从而能将特定频带的功率分散于其他频带中。

<第六实施方式>

下面，参照附图，对本发明第六实施方式进行说明。图31是表示本第六实施方式的发送信号帧的概略结构的图。在图31所示的发送信号帧中，作为将PN序列用作已知BPSK信号的一个例子，示出了对序列长N的伪噪声（PN）序列进行BPSK调制，并将所获得的信号作为已知BPSK信号进行发送的情况。

这样，通过将PN序列用作已知BPSK信号，从而例如具有如下所示那样的优点。

（1）：由于PN序列的自相关性高，所以会使定时检测的精度提高。

（2）：由于PN序列的频谱的等级的变动比其他序列少，所以适于传输路径状态的估计。

此外，在本第六实施方式的发送信号帧构成中，通过使应用BPSK调制的信号的长度与在均衡器等中使用的DFT、FFT的块长相匹配，从而能够提高传输路径状态的估计精度。此外，在这种情况下的PN序列由2^K－1个（K为2以上的整数）的信号构成，因此，在PN序列的长度不足DFT、FFT的块长的情况下，提高对PN序列追加与不足的长度相当的个数的量的“1”或“0”，从而能使信号的长度与DFT、FFT的块长相匹配。例如，在要生成256个信号的情况下，对2⁸－1=255个信号增加一个“1”或“0”，在整体上生成256个信号，进行BPSK调制。

进而，在图27所示的第三实施方式的发送信号帧构成和图28所示的第四实施方式的发送信号帧构成中，也能将PN序列用作已知BPSK信号。在该情况下，也能使全部的序列为相同的PN序列。此外，也能对根据不同生成多项式生成的PN序列进行交替发送。

此外，通过将PN信号用作在图29所示的第五实施方式的发送信号帧构成使用的交变信号，对已知BPSK信号的频谱进行扩散，从而也能使频带变宽。

接下来，对接收到发送信号帧时的波长分散的估计进行说明。图32是表示用于使用本第六实施方式的发送信号帧构成来对作为传输路径状态的一要素的波长分散进行估计的接收机内的波长分散算出电路的概略结构的框图。图32中，波长分散算出电路2100包括分路电路2101、第一滑动相关电路2102-1、第二滑动相关电路2102-2、第一平均化电路2103－1、第二平均化电路2103-2、波长分散算出电路2104。

图32所示的接收机内的波长分散算出电路所进行的波长分散的估计，按如下那样来进行。首先，将接收到的已知BPSK信号序列通过分路电路2101分路为2个序列，将分路后的一方的已知BPSK信号序列输出到第一滑动相关电路2102-1，将分路后的另一方的已知BPSK信号序列输出到第二滑动相关电路2102-2。

然后，在第一滑动相关电路2102-1中，对接收到的已知BPSK信号序列、和仅提取在发送中使用的已知BPSK信号的高频成分的信号序列的相互相关进行计算，求出峰值的时刻。此外，在第二滑动相关电路2102-2中，与第一滑动相关电路2102-1同样地，对接收到的已知BPSK信号序列、和仅提前在发送中使用的已知BPSK信号的低频成分的信号序列的相互相关进行计算，求出峰值的时刻。在此，由-F～0表示的频率成分实际上在F～2F翻回出现，但为了使说明变得简单而使用负的表现。

然后，如图28所示的第四实施方式的发送信号帧构成那样，在反复多个块来发送已知BPSK信号的情况下，在第一滑动相关电路2102-1以及第二滑动相关电路2102-2中计算出的相互相关的结果，分别输入到第一平均化电路2103－1以及第二平均化电路2103-2中。而且，通过第一平均化电路2103－1以及第二平均化电路2103-2的每一个，按每个块对相互相关的结果进行平均化，使噪声、干扰信号减少。

然后，将通过第一平均化电路2103－1以及第二平均化电路2103-2减少了噪声、干扰信号的各个相互相关的结果，作为波长分散算出电路2104的输入值进行输入。而且，波长分散算出电路2104基于输入的各个相互相关的结果的峰值的时间差，计算出延迟时间差T_cd。

接下来，对根据接收到的发送信号帧来估计波长分散的具体例进行说明。图33是表示在图32所示的接收机内的波长分散算出电路2100中，被输入高频率成分的第一滑动相关电路2102-1的输出结果、和被输入低频率成分的第二滑动相关电路2102-2的输出结果的图。在图33所示的例中，对于在所提取的信号频带宽度B=28GHz、波长分散量D=20000ps/nm、中心波长λ=1550nm时接收的已知BPSK信号，示出了分别计算出与在发送中使用的已知BPSK信号的高频成分以及低频成分的相互相关时的结果。根据该图33所示的结果，峰值的延迟时间差T_cd计算为4.41ns。根据该峰值的延迟时间差T_cd的运算结果，计算出波长分散量D。该计算式在下式（19）中给出。

[数学式19]

在上式（19）中，c表示光的速度。当将根据图33获得的结果代入该上式（19）时，成为D=19670ps/nm，可知能高精度地对波长分散量进行估计。

此外，在上述的说明中，在从在发送中使用的已知BPSK信号中提取高频成分以及低频成分时，使用了矩形窗函数。与此相对，汉明窗、凯塞窗等一般使用的频带通过滤波器，从而能抑制多余的信号成分，能对高精度的波长分散进行估计。

此外，通过在分路电路2101的紧前，对接收到的已知BPSK信号序列也配置汉明窗、凯塞窗等一般使用的频带通过滤波器，从而能抑制多余的信号成分，能对高精度的波长分散进行估计。

上述所述的第二实施方式的发送信号帧构成至第六实施方式的发送信号帧构成也能组合使用。

<第七实施方式>

下面，参照附图，对本发明第七实施方式进行说明。图34是表示本第七实施方式的发送信号帧的概略结构的图。图34所示的发送信号帧是组合使用图26所示的第二实施方式的发送信号帧构成和图27所示的第三实施方式的发送信号帧构成的一个例子。

通过使用图34所示的第七实施方式的发送信号帧构成，从而使用在开头插入的已知BPSK信号序列（a）、即图26所示的第二实施方式的发送信号帧构成，进行定时检测、频率偏移估计、传输路径状态估计、以及时钟提取等时间变动较小的（或，没有时间变动的）参数的估计或检测。此外，使用周期性地插入并发送的已知BPSK信号（b）、即图27所示的第三实施方式的发送信号帧构成，能对偏振波模式分散、相位偏移等时间变动较大的参数进行估计。

接下来，对接收本第七实施方式的发送信号帧构成的发送信号帧接收机的具体例进行说明。图35是表示使用本第七实施方式的发送信号帧构成时的接收机内的数字信号处理部的概略结构的一个例子的框图。在图35中，数字信号处理部2200包括第一均衡电路2201、第二均衡电路2202、第一均衡权重运算电路2203、第二均衡权重运算电路2204、平均化滤波器2205、解调电路2206。

第一均衡权重运算电路2203使用图34所示的本第七实施方式的发送信号帧构成中的已知BPSK信号序列（a），对初始的传输路径的状态进行估计并计算出均衡权重。而且，第一均衡权重运算电路2203将计算出的均衡权重的结果输出到第一均衡电路2201，并通过第一均衡电路2201，对信号的变形进行补偿。

然后，关于偏振波模式分散、频率偏移等所谓的在传输路径的状态中在时间上变动的主要因素，使用在图34所示的本第七实施方式的发送信号帧构成周期性地插入的已知BPSK信号序列（b），第二均衡权重运算电路2204对从传输路径的状态的初始值起的变动之差分进行估计并计算出均衡权重。此外，第二均衡权重运算电路2204周期性地更新均衡权重。而且，第二均衡电路2202对从第一均衡电路2201输出的数据信号进行均衡和补偿。解调电路2206对进行了均衡和补偿的信号进行解调。

在此，例如，在对符号速率28Gbaud、波长分散量D=20000ps/nm、中心波长λ=1550nm、偏振波模式分散T_pmd=50ps的传输路径状态进行估计的情况下，只要使用上式（18）所示的已知BPSK信号长即可。由此，只要已知BPSK信号（a）的长度设定为4.534ns以上、已知BPSK信号（b）的长度设定为50ps以上即可。因此，最初插入稍长的已知BPSK信号（a），其后周期性地插入序列长短的已知BPSK信号（b），由此，成为对在接收机侧的传输路径的状态的估计来说足够的序列长。由此，能够抑制由已知BPSK信号的插入引起的传输效率的降低。

此外，虽然不是在短时间的传输路径的状态变化，但对由温度变化等引起的在长时间单位下的传输路径的状态的变化的补偿按如下所述来进行。即，将第二均衡权重运算电路2204中的均衡权重的运算结果作为平均化滤波器2205的输入值进行输入。而且，将由平均化滤波器2205平均后的均衡权重的运算结果输出到第一均衡权重运算电路2203中。而且，将原来的由第一均衡权重运算电路2203运算的均衡权重的值，基于从平均化滤波器2205输入的平均后的均衡权重的运算结果进行更新。由此，能对长时间单位下的传输路径的状态的变化进行补偿。

在此，平均化滤波器2205使用过去W个（W为2以上的整数）的已知BPSK信号序列（b）计算出的均衡权重的平均值、或使用遗忘系数对均衡权重进行平均化等以往的平均化滤波器，进行平均化。

利用上述所述的构成，需要在第一均衡权重运算电路2203中，对比第二均衡权重运算电路2204长的延迟时间的脉冲响应进行估计，伴随于此，需要很多的运算，但是，第一均衡权重运算电路2203在以已知BPSK信号（a）计算出均衡权重后几乎无需更新均衡权重。因此，能减少用于补偿传输路径的状态的变化的整体的运算处理。

<第八实施方式>

下面，参照附图，对本发明第八实施方式进行说明。图36是表示本第八实施方式的发送信号帧的概略结构的图。在图36所示的发送信号帧中，发送机在初始模式中未发送数据信号，而仅发送已知BPSK信号。

即，在该初始模式中，发送机仅发送已知BPSK信号，接收机对光纤传输中的各种参数（例如，传输路径状态、光载波的不稳定性、定时同步、非线性效应等）进行测定。而且，使用足够的时间，在光纤传输中的各种参数测定结束后，进行从初始模式向数据传输模式的切换，发送机将发送信号从已知BPSK信号向数据信号切换，对接收机发送数据信号。

如上所述，根据本第八实施方式的发送信号帧构成，发送机使用足够的时间来发送已知BPSK信号，在接收机中对光纤传输中的各种参数进行测定后，发送机对数据信号进行发送。因此，接收机能利用高传输特性从数据信号的开头起进行数据信号的解调。

此外，作为初始模式的信号序列，使用在上述所述的第二实施方式的发送信号帧构成至第六实施方式的发送信号帧构成中使用的已知BPSK信号序列。

上述所述的第二实施方式的发送信号帧构成至第八实施方式的发送信号帧构成也能组合使用。

<第九实施方式>

下面，参照附图，对本发明第九实施方式进行说明。图37是表示本第九实施方式的发送信号帧的概略结构的图。图37所示的发送信号帧利用信号A和信号B来组成。信号A是由交变信号、或任意的作为已知的BPSK信号构成的信号序列。例如，作为信号A也能使用PN序列。信号B由作为已知BPSK信号、或任意的未知的数据信号构成。

通过使用图37所示的第九实施方式的发送信号帧构成，从而能在接收机中，使用已知BPSK信号A来进行定时检测、采样时钟的估计、频率偏移的估计、以及波长分散的估计。此外，能在接收机中，使用信号B，进行精度的高定时同步、频率偏移的估计、残留波长分散的估计、以及均衡权重的运算。

在此图37的已知BPSK信号A只要是交变信号或任意的BPSK信号即可，例如也可以是PN序列，也可以是某BPSK信号序列的多次的反复。

接下来，对接收本第九实施方式的发送信号帧构成的发送信号帧的接收机的具体例进行说明。图38是表示使用本第九实施方式的发送信号帧构成时的接收机的概略结构的一个例子的框图。在图38中，接收机2300包括采样时钟补偿电路2301、定时同步电路2302、FFT电路2303、波长分散补偿电路2304、频偏补偿电路2305、IFFT电路2306、适应均衡电路2307、解调电路2308、已知BPSK信号A区间信号处理部2318、以及信号B区间信号处理部2319。此外，已知BPSK信号A区间信号处理部2318包括已知BPSK信号A检测电路2309、采样时钟估计电路2310、频偏粗略估计电路2311、波长分散粗略估计电路2312、以及定时检测（帧同步）电路2313。此外，信号B区间信号处理部2319包括频偏精确估计电路2314、偏振波模式分散估计电路2315、波长分散精确估计电路2316、以及定时检测（符号同步）电路2317。

在定时检测（帧同步）电路2313中，在信号A为交变信号的情况下，利用在交变信号的某特定的频率点出现峰值，对不能看到该峰值的点进行检测，能将该部分作为与信号B的区间的边缘（边界）进行定时检测。另一方面，在信号A为任意的作为已知的BPSK信号的情况下，定时检测（帧同步）电路2313能使用与任意的作为已知的BPSK信号的相互相关来进行定时检测。而且，定时检测（帧同步）电路2313将定时检测的结果输出到定时同步电路2302中。

如以下所详述的那样，在已知BPSK信号A区间信号处理部2318中，分别将估计或检测的结果输出到采样时钟补偿电路2301、定时同步电路2302、波长分散补偿电路2304、以及频偏补偿电路2305。而且，基于所输出的值，对接收信号在采样时钟补偿电路2301、定时同步电路2302、波长分散补偿电路2304、以及频偏补偿电路2305中，分别进行采样时钟补偿、定时同步、波长分散补偿、以及频率偏移补偿。

首先，对已知BPSK信号A区间信号处理部2318进行说明。在已知BPSK信号A区间信号处理部2318中，根据接收信号，利用已知BPSK信号A检测电路2309来检测已知BPSK信号A的区间。在已知BPSK信号A为交变信号的情况下，由于如图30所示频谱为特征，所以例如因交变信号而出现峰值的特定的频率成分在超过某阈值的时刻，能对交变信号的区间进行检测。

接着，在采样时钟估计电路2310中，使用接收的交变信号，对接收机的采样时钟的偏移进行估计，将其估计结果输出到采样时钟补偿电路2301。在已知BPSK信号A为交变信号的情况下，采样时钟估计电路2310能根据在频率区域的信号分布，对接收机的采样时钟的偏移进行估计。另一方面，在已知BPSK信号A为任意的BPSK信号的情况下，采样时钟估计电路2310根据以一定间隔接收的已知BPSK信号A的区间的接收信号的定时偏移、或相位的移动，来估计残留时钟偏移。

接着，在频偏粗略估计电路2311中，使用接收的已知BPSK信号A的频谱与在发送中使用的已知BPSK信号A的频谱的偏移，进行接收机中的频率偏移的粗略估计，或使用任意的BPSK信号的反复特性来估计频率偏移，并将其估计结果输出到频偏补偿电路2305。

接着，在波长分散粗略估计电路2312中，使用接收的已知BPSK信号A来估计波长分散量。在此，在已知BPSK信号A为交变信号的情况下，波长分散粗略估计电路2312使用接收的交变信号的频谱的到来时间差来对波长分散量进行粗略估计。另一方面，在已知BPSK信号A为任意的BPSK信号的情况下，波长分散粗略估计电路2312利用在频率区域的信号以中心频率为中心点而成为复共轭的关系的性质，使用高频侧的信号与低频侧的信号之间的到来时间差来对波长分散量进行粗略估计。而且，波长分散粗略估计电路2312将其估计结果输出到波长分散补偿电路2304。

接着，在定时检测（帧同步）电路2313中，在已知BPSK信号A为交变信号的情况下，利用在交变信号的某特定的频率点出现峰值，对不能看到该峰值的点进行检测，使该点成为与信号B的区间的边缘。由此，能将不能看到峰值的部分作为边界线，进行定时检测。另一方面，在已知BPSK信号A是任意的作为已知的BPSK信号的情况下，定时检测（帧同步）电路2313能使用相互相关来进行定时检测。而且，定时检测（帧同步）电路2313将检测到定时的结果输出到定时同步电路2302。

如上述所述，在已知BPSK信号A区间信号处理部2318中，分别将估计或检测的结果输出到采样时钟补偿电路2301、定时同步电路2302、波长分散补偿电路2304、以及频偏补偿电路2305。而且，采样时钟补偿电路2301、定时同步电路2302、波长分散补偿电路2304、以及频偏补偿电路2305基于从已知BPSK信号A区间信号处理部2318输入的各个估计结果以及检测结果，对接收信号分别进行采样时钟补偿、定时同步、波长分散补偿、以及频率偏移补偿。

此外，FFT电路2303对从定时同步电路2302输出的时间区域的信号进行FFT并将其变换为频率区域的信号。此外，IFFT电路2306对从频偏补偿电路2305输出的频率区域的信号进行IFFT并将其变换为时间区域的信号。

接下来，对信号B区间信号处理部2319进行说明。在接收信号B的区间中，基于接收的信号B，信号B区间信号处理部2319内的频偏精确估计电路2314、偏振波模式分散估计电路2315、波长分散精确估计电路2316、定时检测（符号同步）电路2317进行各自的估计或检测。而且，在信号B区间信号处理部2319中，分别将估计或检测的结果输出到定时同步电路2302、波长分散补偿电路2304、频偏补偿电路2305、以及适应均衡电路2307。

首先，在频偏精确估计电路2314中，基于适应均衡电路2307的输出，对频率偏移进行精确估计，并将其估计结果输出到频偏补偿电路2305。

接着，在偏振波模式分散估计电路2315中，基于频偏精确估计电路2314的输出，对偏振波模式分散进行估计，并将其估计结果输出到适应均衡电路2307。

接着，在波长分散精确估计电路2316中，基于偏振波模式分散估计电路2315的输出，对波长分散进行精确估计，并将其估计结果输出到波长分散补偿电路2304。

接着，在定时检测（符号同步）电路2317中，基于波长分散精确估计电路2316的输出，进行符号同步等级的定时检测，并将其检测的结果输出到定时同步电路2302。

此外，能使用所发送的信号的特征，利用盲算法计算出用于解码的均衡权重。在计算出的均衡权重、利用均衡权重解码的信号序列中，分别包含频率偏移、偏振波模式分散的影响、定时偏移、以及残留的波长分散的影响。因此，只要将与这些有关的信息反馈给对应的估计电路（即，对于频率偏移是频偏粗略估计电路2311以及频偏精确估计电路2314，对于偏振波模式分散的影响是偏振波模式分散估计电路2315，对于定时偏移是定时检测（帧同步）电路2313以及定时检测（符号同步）电路2317，对于残留的波长分散的影响是波长分散粗略估计电路2312以及波长分散精确估计电路2316）即可。为了波长分散的残留值的估计，分别准备给予波长分散的影响的卷积系数、和给予波长分散的逆特性的卷积系数，对均衡权重进行卷积。意味着在利用任一系数进行卷积的均衡权重系数的时间的扩展变小的情况下，存在残留波长分散。在利用给予波长分散的影响的卷积系数来对均衡权重进行卷积时，在时间的扩展变小的情况下，意味着前段（即，波长分散补偿电路2304）的波长分散的补偿量不足。与此相对，在利用给予波长分散的逆特性的系数卷积系数来对均衡权重进行卷积时，在时间的扩展变小的情况下，意味着前段的波长分散的补偿量过度。由此，能将这些结果反馈到上述估计电路。此外，在发送的信号B为已知的信号序列的情况下，能使用取接收到的信号B与作为已知的信号序列的相互相关等的以往的方法来进行估计以及检测。

接下来，在频偏补偿电路2305、波长分散补偿电路2304、以及定时同步电路2302中，给予从已知BPSK信号A区间信号处理部2318和信号B区间信号处理部2319输入的估计结果以及检测结果，这些电路将为了补偿或定时同步而保持的信息依次进行更新，并使用该更新的结果进行对接收信号的补偿以及定时同步。

此外，适应均衡电路2307将从偏振波模式分散估计电路2315输入的估计结果作为输入值，适应性地进行偏振波模式分散的补偿。

此外，采样时钟补偿电路2301、定时同步电路2302、波长分散补偿电路2304、以及频偏补偿电路2305利用使用已知BPSK信号A或信号B进行估计以及检测的结果来进行动作。因此，采样时钟补偿电路2301、定时同步电路2302、波长分散补偿电路2304、以及频偏补偿电路2305，在从已知BPSK信号A区间信号处理部2318或信号B区间信号处理部2319输入估计结果以及检测结果之前不动作，或，仅以预先给予的初始值进行动作。

使用上述所述的构成，也能切换使用已知信号序列和数据信号序列来作为信号B。这样，提高如图38所示那样具有解调电路2308，从而能对以同步为目的的已知信号区间和数据区间使用相同的构成，因此，能实现接收机的构成的简化。

此外，在切换到数据区间时，也能将数据信号插入到已知BPSK信号A的区间中。

此外，通过以已知BPSK信号A进行粗略估计，以信号B进行精确估计，从而能提高频率偏移、偏振波模式分散、定时检测等的参数的估计速度。

此外，已知BPSK信号A优选是所补偿的最大的波长分散量所需要的抽头长或FFT点数的2倍左右的序列长。

<第十实施方式>

下面，参照附图，对本发明第十实施方式进行说明。图39是表示本第十实施方式的发送信号帧的概略结构的图。在使用图39所示的发送信号帧的情况下，信号合成电路102在使用多个偏振波来传输信号时，将已知BPSK信号按每个偏振波使用不同序列来进行插入。

在接收机侧，能如下式（20）那样来表达接收信号r（n）（n为自然数）。

[数学式20]

在上式（20）中，L表示传输路径的状态的离散抽头数，S₁以及S₂表示发送偏振波1以及发送偏振波2中的已知BPSK信号，H_XX、H_XY、H_YX、以及H_YY表示用离散抽头来表达传输路径的状态时的复数增益（系数）。

在接收机侧，使用LMS（最小均方）算法等，根据接收到的已知BPSK信号，对传输路径的信息进行估计。

这样，根据图39所示的本第十实施方式的发送信号帧构成，通过按每个偏振波来使用不同的已知BPSK信号序列，从而能在盲估计中解决仅能解调单方的偏振波的发送信号的问题（错捕获）。

此外，通过以在偏振波间进行正交的方式发送已知BPSK信号序列，从而能容易对传输路径的状态进行估计。

图40是表示作为本第十实施方式的发送信号帧构成的一个例子的，将在偏振波间正交的信号序列用作已知BPSK信号时的帧构成的图。

第1块将保持原样地不同的序列与两方的偏振波（发送偏振波1以及发送偏振波2）一起进行发送，第二块仅是单方的偏振波（发送偏振波2），将使在第1块发送序列的编码反转后获得的序列进行发送。

在接收机侧，通过对第1块的信号和第二块的信号，取相同的编号（即，0，1，…，N－1）彼此的和或差，从而能对多个偏振波的传输路径状态进行估计。此外还考虑了例如以下所示那样的正交的已知BPSK信号。

（1）：在使用一方的偏振波来发送已知BPSK信号的情况下，对另一方的偏振波不发送信号。

（2）：使用在下述参考文献5记载的时空间正交编码。

（3）：使用在下述参考文献6记载的Hadamard编码。

[参考文献5]S.M.Alamouti,“ASimpleTransmitDiversityTechniqueforWirelessCommunications”,IEEEJOURNALONSELECTAREASINCOMMUNICATIONS,VOL16,NO.8,pp.1451－1458,OCTOBER1998。

[参考文献6]J.G.Proakis,“Digitalcommunications”,Fourthedition,McGraw-Hill,pp.424-425,2000。

此外，能使用图29所示的第五实施方式的发送信号帧构成的交变信号，按每个偏振波来使用不同的交变信号，由此，解决错捕获问题。例如，在作为已知BPSK信号将交变信号A（S（0）、S（1）、S（0）、S（1）、S（0）、S（1）、S（0）、S（1）、……）、和交变信号B（S（0）、S（0）、S（1）、S（1）、S（0）、S（0）、S（1）、S（1）、……）进行偏振波复用后发送的情况下，在接收机中，观测到图41所示那样的接收信号的频谱。对该接收信号，在使用在接收机中用于均衡的权重进行补偿时，仅出现交变信号A以及交变信号B中的任一方的频谱，因此，能判断解调了那个偏振波的信号。

上述所述的已知BPSK信号的信号长能根据所观测的错误率或频谱形状、所需要的通信质量、Q值差值、光纤的种类、传输距离、传输路径的波长分散量、偏振波模式分散量、复用数等而可变。

如上所述，根据本发明第二～第十实施方式，在使用了相干检波方式的光纤传输中，使用进行了时间复用后的已知BPSK信号序列，对传输路径的状态以及光传输装置特有的不稳定性，能实现传输质量提高了的光纤通信。

此外，在本发明第二～第十实施方式中，作为发送信号帧构成，使用在开头插入（时间复用）已知BPSK信号序列的例子进行了说明。但是，在末尾插入（时间复用）已知BPSK信号序列的情况下也能进行同样考虑。

此外，在本发明第二～第十实施方式中，作为发送信号帧构成，使用已知BPSK信号和数据信号利用相同的信号功率进行发送的例子进行了说明。与此相对，还能将已知BPSK信号的发送信号功率作为数据信号的发送信号功率的α倍（α>0），利用不同的信号功率来发送已知BPSK信号和数据信号。

例如，在设α>1的情况下，已知BPSK信号的信号对噪声功率比变得大于数据信号的信号对噪声功率比，使各种参数的估计精度提高。此外，在设α<1的情况下，在发送交变信号时，能抑制某特定的频谱的峰值。

以上，虽然参照附图对本发明的各实施方式进行了说明，但具体的构成不限定于这些实施方式，还包含在不脱离本发明的主旨的范围中的各种的变更。

也可以将上述的各实施方式适当地组合起来。例如，在第二～第十实施方式中说明的BPSK信号序列中的、由交变信号构成的BPSK信号序列是，第一实施方式所说明的特定频带信号的一个例子。由此，也可以将在第二～第十实施方式中使用交变信号的BPSK信号序列的构成组合成第一实施方式的构成。

产业上的可利用性

如以上所说明的那样，根据本发明，通过使用发送特定频带信号的光信号发送装置以及接收特定频带信号的光信号接收装置，从而能进行信号位置检测、时钟偏移估计、频率偏移估计、以及波长分散量估计。此外，能利用已知信号来确立光信号发送装置与光信号接收装置的同步。

附图标记说明

101…特定频带信号产生电路；102…信号合成电路；103…电光变换电路；104…发送信号生成电路；201…特定频带信号产生电路；202-1～202-L…信号合成电路；203…电光变换频率复用电路；204…发送信号生成电路；601、801、901、1001…光电变换电路；602、802…模数变换电路；603、803、903、1003、1008…离散傅立叶变换电路；604、804、904、1004…特定频带信号检测电路；605、806、906、1006…接收信号特性估计电路；805、905、1005…特定频带信号功率存储电路；902、1002…波长分散补偿电路；1007…信号存储电路；2100…波长分散算出电路；2101…分路电路；2102-1…第一滑动相关电路；2102-2…第二滑动相关电路；2103－1…第一平均化电路；2103-2…第二平均化电路；2104…波长分散算出电路；2200…数字信号处理部；2201…第一均衡电路；2202…第二均衡电路；2203…第一均衡权重运算电路；2204…第二均衡权重运算电路；2205…平均化滤波器；2206…解调电路；2300…接收机；2301…采样时钟补偿电路；2302…定时同步电路；2303…FFT电路；2304…波长分散补偿电路；2305…频偏补偿电路；2306…IFFT电路；2307…适应均衡电路；2308…解调电路；2309…已知BPSK信号A检测电路；2310…采样时钟估计电路；2311…频偏粗略估计电路；2312…波长分散粗略估计电路；2313…定时检测（帧同步）电路；2314…频偏精确估计电路；2315…偏振波模式分散估计电路；2316…波长分散精确估计电路；2317…定时检测（符号同步）电路；2318…已知BPSK信号A区间信号处理部；2319…信号B区间信号处理部。

Claims (28)

1.一种光通信中的信号生成电路，其中，具备：

特定频带信号产生电路，利用2个符号以上的已知信号来生成具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号；以及

至少一个信号合成电路，接受由上述特定频带信号产生电路生成的上述特定频带信号的输入，在应发送的信号序列中插入上述特定频带信号，生成发送信号序列。

2.根据权利要求1所述的信号生成电路，其中，上述特定频带信号产生电路使在相邻频率信道间重复的至少一个以上的频率成分的位置在上述相邻频率信道重叠的频率区域中一致，生成上述特定频带信号。

3.根据权利要求1所述的信号生成电路，其中，上述特定频带信号产生电路使在相邻频率信道间重复的至少一个以上的频率成分的位置在上述相邻频率信道重叠的频率区域中一致，以相互抵消的方式控制上述至少一个以上的频率成分的振幅和相位，生成上述特定频带信号。

4.根据权利要求1所述的信号生成电路，其中，上述特定频带信号产生电路生成多个周期的特定频带信号和使上述多个周期的特定频带信号的相位旋转了的特定频带信号，对上述多个周期的特定频带信号和使上述相位旋转了的特定频带信号进行合成或乘法运算，将由合成或乘法运算获得的信号生成为上述特定频带信号。

5.根据权利要求1所述的信号生成电路，其中，

上述特定频带信号是在进行上述光通信的光信号发送装置与光信号接收装置之间已知的、由交变信号构成的二相相移键控BPSK信号序列，

上述至少一个信号合成电路将1个以上的上述BPSK信号序列插入到上述应发送的信号序列的开头或末尾，生成上述发送信号序列。

6.根据权利要求5所述的信号生成电路，其中，上述BPSK信号序列是使用BPSK信号的序列、使用QPSK信号的点对称的2点的序列、或者使用多值调制中的点对称的信号2点的序列。

7.根据权利要求5所述的信号生成电路，其中，上述至少一个信号合成电路将上述BPSK信号序列以一定间隔呈周期性地插入到上述应发送的信号序列中。

8.根据权利要求5所述的信号生成电路，其中，上述至少一个信号合成电路连续且反复地将多个上述BPSK信号序列插入到上述应发送的信号序列中。

9.根据权利要求5所述的信号生成电路，其中，上述至少一个信号合成电路基于所估计的传输路径的状态的最大延迟差来决定上述BPSK信号序列的序列长。

10.根据权利要求5所述的信号生成电路，其中，上述至少一个信号合成电路对初始模式和数据传输模式进行切换，上述初始模式是，上述光信号发送装置仅将上述BPSK信号作为发送信号进行发送，上述光信号接收装置对传输路径的状态进行估计，上述数据传输模式是，上述光信号发送装置传输数据信号，上述光信号接收装置使用在上述初始模式中估计的上述传输路径的上述状态，进行均衡和补偿。

11.根据权利要求5所述的信号生成电路，其中，上述至少一个信号合成电路将在2个偏振波间不同的信号序列作为上述BPSK信号序列插入到上述应发送的信号序列中。

12.一种光信号发送装置，其中，具备：

权利要求1所述的信号生成电路；以及

电光变换电路，将由上述至少一个信号合成电路生成的上述发送信号序列变换为光信号。

13.一种光信号发送装置，其中，具备：

权利要求2至权利要求5的任一项所述的信号生成电路；以及

电光变换频率复用电路，将由上述信号生成电路中的多个信号合成电路的每一个生成的多个信号序列变换成与不同频带对应的光信号，使变换后的光信号的至少一个以上的频率成分相一致。

14.一种光通信中的信号接收电路，其中，具备：

光电变换电路，将输入的光信号变换成电信号；

模数变换电路，将由上述光电变换电路变换后的上述电信号变换成数字信号；

傅立叶变换电路，对由上述模数变换电路变换后的上述数字信号进行离散傅立叶变换；

特定频带信号检测电路，根据由上述离散傅立叶变换得到的信号，检测出具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号的频率区域中的位置；以及

接收信号特性估计电路，根据由上述特定频带信号检测电路检测出的上述特定频带信号的上述位置，估计频率偏移和时钟偏移中的至少一个。

15.根据权利要求14所述的信号接收电路，其中，上述接收信号特性估计电路根据上述特定频带信号的功率的出现的定时、或上述功率的消失的定时、或上述功率的出现和消失两方的定时的偏移，估计光通信路线的波长分散量。

16.根据权利要求14所述的信号接收电路，其中，

具备特定频带信号功率存储电路，

上述傅立叶变换电路以上述特定频带信号的长度和傅立叶变换长的小的一方以下的间隔来进行上述离散傅立叶变换，

上述特定频带信号检测电路对2个以上的频率检测出由上述傅立叶变换电路进行了离散傅立叶变换后的频率区域的信号中的上述特定频带信号的功率或振幅即特定频带信号功率值，将检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的个别的到来时间差、或者、根据上述特定频带信号功率值计算出的在上述个别的到来时间差的计算式中使用的系数，存储到上述特定频带信号功率存储电路中，

上述接收信号特性估计电路使用在上述特定频带信号功率存储电路中存储的、检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的上述2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的上述个别的到来时间差、或者在上述个别的到来时间差的上述计算式中使用的上述系数，估计与2个以上的频带对应的上述特定频带信号的到来时间差，根据估计的上述到来时间差来估计光通信路线的波长分散量。

17.根据权利要求15所述的信号接收电路，其中，

具备特定频带信号功率存储电路，

还具备：波长分散补偿电路，基于由上述接收信号特性估计电路估计的上述波长分散量的估计值，将波长分散的逆特性赋予给由上述模数变换电路变换后的上述数字信号，

上述傅立叶变换电路对被赋予了上述波长分散的上述逆特性的数字信号，以上述特定频带信号的长度和傅立叶变换长的小的一方以下的间隔来进行上述离散傅立叶变换，

上述特定频带信号检测电路检测出由上述傅立叶变换电路进行了离散傅立叶变换后的频率区域的信号中的上述特定频带信号的功率或振幅即特定频带信号功率值，将检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的个别的到来时间差、或者、根据上述特定频带信号功率值计算出的在上述个别的到来时间差的计算式中使用的系数，存储到上述特定频带信号功率存储电路中，

上述接收信号特性估计电路使用在上述特定频带信号功率存储电路中存储的检测出的上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的上述2个以上的值、或根据上述特定频带信号功率值计算出的上述个别的到来时间差、或者在上述个别的到来时间差的上述计算式中使用的上述系数，估计与2个以上的频带对应的上述特定频带信号的到来时间差，根据估计的上述到来时间差估计光通信路线的波长分散量，将估计的波长分散量输出到上述波长分散补偿电路中。

18.根据权利要求17所述的信号接收电路，其中，

上述波长分散补偿电路在变更用于波长分散补偿的系数时，擦除在上述特定频带信号功率存储电路中存储的内容的至少一部分，

上述接收信号特性估计电路使针对新的信号序列估计的上述光通信路线的波长分散量存储于上述特定频带信号功率存储电路中。

19.根据权利要求17所述的信号接收电路，其中，

上述波长分散补偿电路基于由上述接收信号特性估计电路估计的上述波长分散量的上述估计值，将上述波长分散的上述逆特性赋予给由上述模数变换电路变换的上述数字信号，并且，在检测出上述特定频带信号的情况下，将上述特定频带信号的检测通知给上述傅立叶变换电路，

上述傅立叶变换电路以上述特定频带信号的长度和上述傅立叶变换长的小的一方以下的上述间隔进行上述离散傅立叶变换，在被通知了上述特定频带信号的检测的情况下，对上述特定频带信号检测电路输出离散傅立叶变换后的信号。

20.根据权利要求17所述的信号接收电路，其中，

上述波长分散补偿电路基于由上述接收信号特性估计电路估计的上述波长分散量的上述估计值，将波长分散的逆特性赋予给由上述模数变换电路变换后的上述数字信号，并且，将包含上述特定频带信号的信号输出到上述傅立叶变换电路中，

上述傅立叶变换电路对从上述波长分散补偿电路输出的包含上述特定频带信号的上述信号，以上述特定频带信号的长度和上述傅立叶变换长的小的一方以下的上述间隔来进行上述离散傅立叶变换，在检测到上述特定频带信号的情况下，对上述特定频带信号检测电路输出离散傅立叶变换后的信号，

上述特定频带信号检测电路根据从上述傅立叶变换电路输出的上述离散傅立叶变换后的信号，取得上述特定频带信号功率值增加的中途的值、成为峰值的值、减少的中途的值、成为最小的值中的2个以上的值，使上述特定频带信号功率存储电路存储所取得的上述2个以上的值。

21.根据权利要求16或权利要求17所述的信号接收电路，其中，上述特定频带信号检测电路在检测出上述离散傅立叶变换后的频率区域的上述信号中的上述特定频带信号的功率或振幅即上述特定频带信号功率值时，使用由上述接收信号特性估计电路估计的频率偏移的信息、或从外部输入的频率偏移信息，使成为上述特定频带信号功率值的计算对象的频率移动。

22.根据权利要求14所述的信号接收电路，其中，上述傅立叶变换电路对包含上述特定频带信号并与上述特定频带信号的长度的整数倍的长度对应的信号，以与上述特定频带信号的长度相同的间隔进行离散傅立叶变换，将由上述离散傅立叶变换得到的信号输出到上述特定频带信号检测电路中。

23.根据权利要求14所述的信号接收电路，其中，上述接收信号特性估计电路根据由上述特定频带信号检测电路未检测出上述特定频带信号的接收信号的频率区域中的信号分布的重心位置，计算出上述频率偏移。

24.一种光信号同步确立方法，其中，具有：

光信号产生步骤，使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生；

数字信号取得步骤，接收包含在上述光信号产生步骤中产生的上述特定频带信号的信号，并将接收到的上述信号变换成数字信号；

信号位置检测步骤，从在上述数字信号取得步骤中变换后的上述数字信号之中，检测上述特定频带信号的位置；

频率偏移检测步骤，对在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的频率位置进行估计，检测进行光通信的光信号接收装置与光信号发送装置之间的频率偏移；

时钟偏移检测步骤，对在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的上述频率位置进行估计，并根据上述频率位置的间隔，检测上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移；以及

波长分散量检测步骤，对在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的时间位置进行估计，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测波长分散量。

25.一种光信号同步确立方法，其中，具有：

光信号产生步骤，使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生；

数字信号取得步骤，接收包含在上述光信号产生步骤中产生的上述特定频带信号的信号，并将接收到的上述信号变换成数字信号；

波长分散补偿步骤，对在上述数字信号取得步骤中变换后的上述数字信号，赋予所估计的波长分散的逆特性；

特定频带信号功率值算出步骤，对在上述波长分散补偿步骤中被赋予了上述估计的上述波长分散的上述逆特性的数字信号进行离散傅立叶变换，计算出作为上述特定频带信号的功率或振幅的特定频带信号功率值；

信号位置检测步骤，从在上述波长分散补偿步骤中被赋予了上述估计的上述波长分散的上述逆特性的数字信号之中，检测上述特定频带信号的位置；

特定频带信号存储步骤，存储在上述信号位置检测步骤中检测到的上述特定频带信号的功率值；

频率偏移检测步骤，根据在上述特定频带信号存储步骤中存储的上述特定频带信号的上述功率值，估计上述特定频带信号的频率位置，检测进行光通信的光信号接收装置以及光信号发送装置间的频率偏移；

时钟偏移检测步骤，根据在上述特定频带信号存储步骤中存储的上述特定频带信号的上述功率值，估计上述特定频带信号的频率位置，根据上述频率位置的间隔，检测上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移；以及

波长分散量检测步骤，根据在上述特定频带信号存储步骤中存储的上述特定频带信号的上述功率值，估计上述特定频带信号的时间位置，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测波长分散量。

26.根据权利要求25所述的光信号同步确立方法，其中，上述特定频带信号功率值算出步骤根据在上述频率偏移检测步骤中检测出的上述频率偏移的量，使计算出上述特定频带信号功率值时的频率区域移动。

27.一种光信号同步系统，其中，

具备：光信号发送装置、和与上述光信号发送装置进行光通信的光信号接收装置，

上述光信号发送装置具有：特定频带信号产生电路，使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生，

上述光信号接收装置具有：

模数变换电路，接收包含在上述特定频带信号产生电路中产生的上述特定频带信号的信号，将接收到的上述信号变换成数字信号；

特定频带信号检测电路，从在上述模数变换电路中变换后的上述数字信号中检测出上述特定频带信号的位置；以及

接收信号特定估计电路，估计在上述特定频带信号检测电路中检测出的上述特定频带信号的频率位置，检测出上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的频率偏移，根据上述频率位置的间隔，检测出上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移，估计在上述特定频带信号检测电路中检测出的上述特定频带信号的时间位置，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测出波长分散量。

28.一种光信号同步系统，其中，

具备：光信号发送装置、和与上述光信号发送装置进行光通信的光信号接收装置，

上述光信号发送装置具有：特定频带信号产生电路，使具有集中于2个以上的特定频率的功率的特定频带信号产生，

上述光信号接收装置具有：

模数变换电路，接收包含在上述特定频带信号产生电路中产生的上述特定频带信号的信号，将接收到的上述信号变换成数字信号；

波长分散补偿电路，对在上述模数变换电路中变换后的上述数字信号，赋予估计的波长分散的逆特性；

傅立叶变换电路，对在上述波长分散补偿电路中被赋予了上述估计的上述波长分散的上述逆特性的数字信号进行离散傅立叶变换；

特定频带信号检测电路，从在上述波长分散补偿电路中被赋予了上述估计的上述波长分散的上述逆特性的数字信号中检测出上述特定频带信号的位置；

特定频带信号存储电路，存储在上述特定频带信号检测电路中检测出的上述特定频带信号的功率或振幅即特定频带信号功率值；以及

接收信号特性估计电路，根据在上述特定频带信号存储电路中存储的上述特定频带信号的上述特定频带信号功率值，估计上述特定频带信号的频率位置，检测上述光信号接收装置和上述光信号发送装置间的频率偏移，根据上述频率位置的间隔，检测出上述光信号接收装置与上述光信号发送装置之间的时钟偏移，根据在上述特定频带信号存储电路中存储的上述特定频带信号的上述特定频带信号功率值，估计上述特定频带信号的时间位置，根据与不同频率对应的上述特定频带信号的上述时间位置之差，检测波长分散量。