JP5969661B1 - 光送信装置及び光送受信システム - Google Patents

Abstract

【課題】既知信号系列が偏波間で異なる場合でも、各偏波の合成偏波を直交状態とすることができ、これにより制御信号を感度良く送信する。【解決手段】光送信装置を、制御信号変調部１１０、信号多重部及び偏波多重部を備えて構成する。制御信号変調部１１０は、変調方式に応じた制御ビット情報を差動符号化して信号Ｄ（ｎ）を生成する。信号Ｄ（ｎ）が各偏波の平行状態を表す場合、各偏波の信号系列Ｓｘ，Ｓｙをそのまま制御信号１０６として出力する。信号Ｄ（ｎ）が各偏波の直交状態を表す場合、Ｙ偏波の信号系列Ｓｙに複素共役を適用した系列（Ｓｙ）＊をＸ偏波の信号系列として選択し、Ｘ偏波の既知信号系列Ｓｘに複素共役を適用した後に符号を反転させた系列−（Ｓｘ）＊をＹ偏波の信号系列Ｓｙとして選択し、各選択系列を制御信号１０６として出力する。出力信号は信号多重部で主信号と時分割多重後に偏波多重部で偏波多重される。【選択図】 図２

Description

本発明は、既知信号系列の偏波間の関係によらず制御信号を安定的に送信する光送信装置及び光送受信システムに関する。

近年、光ファイバ伝送では、光受信装置に局部発振用レーザを備えて、光送信装置から受信した信号光と電界とをミキシングするコヒーレント受信が用いられるようになっている。その光ファイバ伝送では、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）といった多値位相変調を用いて、１シンボル当り２ビットや４ビットの送受信が可能となっている。

光送信装置のレーザと光受信装置の局部発振用レーザとは相対位相がランダムに変化する。このため、コヒーレント受信によって、光送信装置のレーザによる信号光と、光受信装置のレーザによるローカル光とを干渉させることにより、光信号を電気信号として検出する。この検出信号を、ＡＤ変換器（アナログデジタル変換器）によってデジタル信号に変換する。更に、その変換されたデジタル信号に対して、デジタル信号処理デバイスを用いてデジタル信号処理を行い、光送信装置のレーザ及び光受信装置のレーザ間の相対位相のランダムな変動を除去し、位相変調信号を抽出する技術が開示されている。

ところで、デジタル信号処理デバイスを用いてデジタル信号処理が簡単に実行できることから、送信すべき主となる情報（送信情報）を示す主信号の伝送を正常に行うための補助的な制御情報（制御信号）を送信して、様々な伝送劣化への対処が可能になっている。

例えば、光ファイバ伝送路の波長分散等の線形な波形歪み及び伝送路の非線形な波形歪み等の補償を、光受信装置側だけでなく、光送信装置でも実行可能になっている。具体的には、波形歪みの中で波長分散について説明すると、光送信装置及び光受信装置それぞれにおいて補償量を最適に調整することによって、光送信装置及び光受信装置の何れか一方のみで補償する場合に比べ、主信号の伝送劣化をより改善できる。この場合、光受信装置は、補償すべき量を検出し、その検出結果を補助情報として光送信装置へ送信し、光送信装置において補償量の算出に役立てることができる。

また、他の例として、光送信装置から光受信装置へ変調方式の情報を制御信号として通知することによって、デジタル信号処理デバイスを用いて伝送劣化の状況に応じて変調方式を切り替え、切り換え後の変調方式で主信号を受信することが可能となっている。この種の技術内容を含む特許文献１には、主信号の復調の状態に依存することなく制御信号を送受信する光送受信システムに関する技術が開示されている。

特開２０１４−１８７５２５号公報

ところで、特許文献１に記載の技術は、制御信号に従って、第１偏波及び第２偏波の既知信号系列の偏波状態を直交偏波状態（直交状態）又は平行偏波状態（平行状態）に変調し、光送受信装置間の通信を実現している。しかし、この変調方法では、既知信号系列が第１偏波と第２偏波間で同一のときのみ、各偏波の合成偏波が直交状態を取る。このため、既知信号系列が第１偏波と第２偏波間で異なる場合は、合成偏波を直交状態とすることができず、制御信号を感度良く送信することができないという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、既知信号系列が偏波間で異なる場合でも、各偏波の合成偏波を直交状態とすることができ、これにより制御信号を感度良く送信することができる光送信装置及び光送受信システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するための手段として、請求項１に係る発明は、予め定められた変調方式で、第１偏波及び第２偏波の送信情報を変調した主信号と、前記変調方式に基づく信号により第１偏波及び第２偏波の信号系列を変調した制御信号とを多重化して光送信する光送信装置であって、第１偏波及び第２偏波の各々において特定周波数に電力が集中する信号系列を生成する既知信号系列生成部と、前記変調方式をビット情報で表した制御ビット情報を差動符号化して差動符号化信号を生成し、当該差動符号化信号が第１偏波及び第２偏波の平行状態を表す場合に、前記既知信号系列生成部で生成された第１偏波及び第２偏波の各信号系列をそのままの状態で前記制御信号として出力し、当該差動符号化信号が第１偏波及び第２偏波の直交状態を表す場合に、当該第２偏波の信号系列に複素共役を適用した系列を第１偏波の信号系列として選択すると共に、当該第１偏波の信号系列に複素共役を適用した後に符号を反転させた系列を第２偏波の信号系列として選択し、各選択された信号系列を、前記制御信号として出力する制御信号変調部と、前記第１偏波に係る前記主信号と、前記制御信号変調部から出力される前記第１偏波の信号系列による前記制御信号とを時分割多重する第１信号多重部と、前記第２偏波に係る前記主信号と、前記制御信号変調部から出力される前記第２偏波の信号系列による前記制御信号とを時分割多重する第２信号多重部と、前記第１信号多重部及び前記第２信号多重部で時分割多重された各出力信号を電気光変換した信号を偏波多重して信号光を生成する偏波多重部と、を備えることを特徴とする光送信装置である。

この構成によれば、既知信号系列が第１偏波及び第２偏波間で異なる場合でも、直交状態において、第１偏波の信号系列を第２偏波の信号系列で表し、第２偏波の信号系列を第１偏波の信号系列で表すことができる。何故なら、制御信号変調部は、双方が直交状態の場合に、第２偏波の信号系列に複素共役を適用した系列を第１偏波の信号系列として選択すると共に、第１偏波の信号系列に複素共役を適用した後に符号を反転させた系列を第２偏波の信号系列として選択し、各選択された信号系列を、制御信号として出力する処理を行う為である。このように複素共役を取れば、既知信号系列が偏波間で異なり且つ直交状態の時でもＩＱ平面上でＩ軸を線分とする線対称として、一方の偏波の信号系列を他方の偏波の信号系列で表すことができる。従って、既知信号系列が偏波間で異なるときでも、各偏波の合成偏波を直交状態とすることができ、これにより制御信号を感度良く送信することができる。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載の光送信装置と、前記光送信装置から送出された前記信号光を受信し、当該受信した信号光を偏波成分ごとのデジタル受信信号に変換する受信側変換部と、前記特定周波数に基づき、前記第１偏波及び第２偏波の各デジタル受信信号において当該特定周波数に電力が集中する信号系列の位置を特定する既知信号検出部と、前記特定された位置に基づき、前記第１偏波及び第２偏波の各デジタル受信信号において前記特定周波数に電力が集中する信号系列を抽出し、当該抽出した信号系列を差動検波して、前記制御信号を復調する制御信号復調部とを有する光受信装置と、を備えることを特徴とする光送受信システムである。

この構成によれば、光受信装置は、既知信号系列が第１偏波及び第２偏波間で異なる場合でも、光送信装置から送信されてきた信号光の特定周波数に基づき、特定周波数に電力が集中する信号系列の位置を特定することができる。このため、特定された位置に基づき、特定周波数に電力が集中する信号系列を抽出し、その抽出した信号系列を差動検波して、制御信号を復調することができる。従って、光送受信システムは、主信号の復調の状態に依存することなく、制御信号を送受信することができる。

本発明によれば、既知信号系列が偏波間で異なる場合でも、各偏波の合成偏波を直交状態とすることができ、これにより制御信号を感度良く送信することができる光送信装置及び光送受信システムを提供することができる。

本発明の実施形態に係る光送受信システムの構成を示すブロック図である。 本実施形態に係る光送受信システムの光送信装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態に係る光送受信システムの光送信装置の制御信号変調部の構成を示すブロック図である。 （ａ）２つ以上の特定周波数に電力が集中することを示す周波数スペクトル図、（ｂ）ＩＱ平面上のＢＰＳＫ信号−Ｓ，Ｓを示す図である。 送信信号系列の構成を示す図である。 本実施形態に係る光送受信システムの光受信装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態に係る光送受信システムの光受信装置の既知信号系列復調部の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
＜実施形態の構成及び動作＞
図１は、本発明の実施形態に係る光送受信システムの構成を示すブロック図である。
図１に示す光送受信システム１００は、遠隔地等に離間して配置された各多重装置３０が光ファイバ５０で接続され、各多重装置３０に光送信装置１０及び光受信装置２０が接続されて構成されている。

図１の左側の光送信装置１０はバイナリ系列の送信情報（主信号）を変調して信号光を生成し、この信号光を多重装置３０に出力する。この信号光は、多重装置３０において図示せぬ他の信号光と多重化され、光ファイバ５０を介して、右側の多重装置３０へ伝送される。なお、多重装置３０は、例えば、波長多重や時分割多重等を実行する機能を有する。右側の多重装置３０は、伝送されて来た信号光を多重分離により取り出し、光受信装置２０に送信する。光受信装置２０は、図示せぬ局部発振用レーザを備えてコヒーレント受信を行い、この受信された信号光から元の送信情報を取得する。

＜光送信装置＞
光送信装置１０は、図２に示すように、主信号を平行又は直交するＸ偏波（第１偏波）とＹ偏波（第２偏波）とを利用して並列伝送（もしくはＭＩＭＯ：Multiple-Input Multiple-Output伝送）を実行する機能を有する。この光送信装置１０は、主信号変調部１０１ｘ，１０１ｙと、信号多重部１０２ｘ，１０２ｙと、電気光変換部１０３ｘ，１０３ｙと、偏波多重部１０４と、制御信号変調部１１０とを備えて構成されている。なお、本実施形態において、符号にｘを付したものはＸ偏波の処理に係り、符号にｙを付したものはＹ偏波の処理に係ることを表す。

主信号変調部１０１ｘは、予め定められた変調方式（後述）で、Ｘ偏波及びＹ偏波の主信号（バイナリ系列の送信情報）を変調した主信号（送信シンボル系列）１０５ｘを出力する機能を有する。変調方式としては、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調やＱＰＳＫ変調、ＱＡＭ変調等が挙げられるが、これ以外の変調方式であっても構わない。主信号変調部１０１ｙも、主信号変調部１０１ｘと同様の機能を有する。

制御信号変調部１１０は、図３に示すように、Ｘ側既知信号系列生成部１１１ｘと、Ｙ側既知信号系列生成部１１１ｙと、Ｘ側複素共役処理部１１２ｘと、Ｙ側複素共役処理部１１２ｙと、セレクタ１１３ｘ，１１３ｙと、差動符号化部１１４とを備えて構成されている。なお、請求項記載の既知信号系列生成部は、Ｘ側既知信号系列生成部１１１ｘ及びＹ側既知信号系列生成部１１１ｙにより構成されている。また、Ｘ側複素共役処理部１１２ｘと、Ｙ側複素共役処理部１１２ｙと、セレクタ１１３ｘ，１１３ｙと、差動符号化部１１４とを備えて、請求項記載の制御信号変調部が構成されている。

Ｘ側既知信号系列生成部１１１ｘは、Ｘ偏波の既知信号系列（信号系列）Ｓｘを生成し、Ｙ側既知信号系列生成部１１１ｙは、Ｙ偏波の既知信号系列（信号系列）Ｓｙを生成する。各既知信号系列生成部１１１ｘ，１１１ｙは同じ生成処理を行うので、この生成処理を、Ｘ側既知信号系列生成部１１１ｘを代表して説明する。

Ｘ側既知信号系列生成部１１１ｘは、２つ以上の特定周波数に電力が集中する信号系列（特定周波数帯域信号系列ともいう）を、既知信号系列Ｓｘとして生成して出力する。
ここで、２つ以上の特定周波数に電力が集中するとは、図４（ａ）に示すように、横軸に周波数ｆ、縦軸にパワーＰｗを取った際に、ｆ軸上の特定周波数ｆ１，ｆ２に棒グラフで示すパワー成分が突出することをいう。パワー成分は、ピーク周波数である。
更に説明すると、例えばＢＰＳＫ信号の−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…を、図４（ｂ）に示すように、Ｉ，Ｑの時間軸上に時間波形（＝信号系列）Ｓ，−Ｓで表し、この時間波形Ｓ，−ＳをＦＦＴ(高速フーリエ変換)して周波数領域で見ると、上記パワー成分となる。このパワー成分（ピーク周波数）を、「特定周波数に電力が集中する」と表現している。なお、２つ以上の特定周波数は、特定周波数を含む狭帯域であってもよい。

また、既知信号系列Ｓｘ，Ｓｙの「既知」とは、互いに離間した光送信装置１０及び光受信装置２０の双方において、特定周波数帯域信号系列の信号系列パターンを共有していることを意味する。また、既知信号系列Ｓｘ，Ｓｙは、基準として参照されるリファレンス信号、パイロット信号、トレーニング信号等としての目的を果たすことができる情報であってもよい。

従って、既知信号系列Ｓｘ，Ｓｙとしては、図４（ｂ）に示したように、ＩＱ平面上で原点に対して点対称となる関係の交番信号Ｓ，−Ｓを用いることができる。一例として、ＢＰＳＫ信号を生成するためには、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓのように、２つの信号点を交互に繰り返した交番信号を用いればよい。

また、ＱＰＳＫ信号を生成するためには、信号点を（実部，虚部）として表すと、（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），…，（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）又は（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），…，（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ）のように、２つの信号点を交互に繰り返した交番信号を用いればよい。ここで、Ｓは任意の実数を表す。更に、（実部α，虚部β）は、複素数としてα＋ｊβと表すことができる。但し、ｊは虚数単位である。この交番信号は、上述したように、２箇所の特定周波数｛例えば図４（ａ）のｆ１，ｆ２｝に集中した電力を発生させることができる。

また、−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓのように１つの信号を２回ずつ繰り返した交番信号を用いたり、Ｍ回ずつ（Ｍ＞０の正数）繰り返した交番信号を用いたりしてもよい。このように、複数の繰り返し回数の交番信号を乗算したり、畳み込んだりすることによって、４箇所以上の特定周波数に電力を集中させることができる。また、周期の異なる複数の正弦波を重畳することによって２つ以上の特定周波数に電力が集中する信号を生成することもできる。また、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いて特定のサブキャリアにのみ信号を重畳することで特定周波数を有する信号を生成することもできる。

図３に示すＸ側複素共役処理部１１２ｘは、Ｘ偏波の既知信号系列Ｓｘに複素共役を適用し、この適用後に符号を反転させた系列−（Ｓｘ）^*をセレクタ１１３ｙへ出力する。なお、系列−（Ｓｘ）^*を、複素共役適用反転系列−（Ｓｘ）^*ともいう。但し、＊は複素共役を示す。
Ｙ側複素共役処理部１１２ｙは、Ｙ偏波の既知信号系列Ｓｙに複素共役を適用した系列（Ｓｙ）^*をセレクタ１１３ｘへ出力する。なお、系列（Ｓｙ）^*を、複素共役適用系列（Ｓｙ）^*ともいう。

差動符号化部１１４は、例えば、Ｘ偏波及びＹ偏波の変調方式をビット情報「０，１」で示す制御ビット情報を、１ビット毎に差動符号化し、この差動符号化信号Ｄ（ｎ）を生成する。ｎ番目の制御ビット情報をＣ（ｎ）｛但し、Ｃ（ｎ）は「１」又は「０」の２値｝とした時、ｎ番目の差動符号化部１１４の出力（差動符号化信号）Ｄ（ｎ）は、次式（１）に示すように、Ｃ（ｎ）とＤ（ｎ−１）との排他的論理和で表すことができる。

但し、Ｄ（−１）＝１である。

Ｘ偏波とＹ偏波との双方が平行状態の場合は、制御ビット情報は「１，１」又は「０，０」と同符号が続くので、差動符号化信号Ｄ（ｎ）＝「０」となる。垂直状態の場合は、ビット情報は「０，１」と前後で異なる符号となるので、差動符号化信号Ｄ（ｎ）＝「１」となる。差動符号化部１１４は、そのように生成した差動符号化信号Ｄ（ｎ）を各セレクタ１１３ｘ，１１３ｙの選択制御端子へ出力する。

セレクタ１１３ｘは、差動符号化信号Ｄ（ｎ）＝「０」の時に、Ｘ側既知信号系列生成部１１１ｘから出力されるＸ偏波の既知信号系列Ｓｘを選択し、これを制御信号１０６ｘとして信号多重部１０２ｘ（図２参照）へ出力する。
セレクタ１１３ｙは、差動符号化信号Ｄ（ｎ）＝「０」の時に、Ｙ側既知信号系列生成部１１１ｙから出力されるＹ偏波の既知信号系列Ｓｙを選択し、これを制御信号１０６ｙとして信号多重部１０２ｙ（図２参照）へ出力する。

一方、セレクタ１１３ｘは、Ｄ（ｎ）＝「１」の時に、Ｙ側複素共役処理部１１２ｙから出力される複素共役適用系列（Ｓｙ）^*をＸ偏波の既知信号系列として選択し、これを制御信号１０６ｘとして信号多重部１０２ｘへ出力する。
セレクタ１１３ｙは、差動符号化信号Ｄ（ｎ）＝「１」の時に、Ｘ側複素共役処理部１１２ｘから出力される複素共役適用反転系列−（Ｓｘ）^*をｙ偏波の既知信号系列として選択し、これを制御信号１０６ｙとして信号多重部１０２ｙへ出力する。

このように、Ｄ（ｎ）＝「１」の時に、複素共役適用系列（Ｓｙ）^*をＸ偏波の制御信号１０６ｘとすると共に、複素共役適用反転系列−（Ｓｘ）^*をＹ偏波の制御信号１０６ｙとするのは、既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で異なるときに、各偏波の合成偏波を完全に直交状態とするためである。

既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で同一であれば、Ｘ偏波の既知信号系列ＳｘをＹ偏波の既知信号系列Ｓｙで表すことができる。例えば、直交状態では一方の偏波（例えばＹ偏波）の位相を反転することでＳｘ＝−Ｓｙ、平行状態ではＳｘ＝Ｓｙと表すことができる。
しかし、既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で異なる際に各偏波が直交状態の場合、従来技術では、Ｘ偏波の既知信号系列ＳｘをＹ偏波の既知信号系列Ｓｙで表すことはできない。

本実施形態では、既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で異なる際に各偏波が直交状態｛Ｄ（ｎ）＝「１」｝の場合、Ｘ偏波側のＳｘはＳｙの複素共役を取れば、Ｓｘ＝（Ｓｙ）^*と表すことができ、Ｙ偏波側のＳｙはＳｘの複素共役を取って符号を反転させれば、Ｓｙ＝−（Ｓｘ）^*と表すことができる。また、平行状態｛Ｄ（ｎ）＝「０」｝ではＸ偏波側はＳｘ＝Ｓｘ、Ｙ偏波側はＳｙ＝Ｓｙと表わされる。

この既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で異なる場合のＳｘ＝（Ｓｙ）^*と、Ｓｙ＝−（Ｓｘ）^*とを、後述する光受信装置２０で受信し、後述する式（２）に当て嵌め、下式（２ａ）のように差動復号信号Ｚ（ｎ）として復調すれば、直交状態を適正に得ることができる。
Ｚ（ｎ）＝Ｓｘ・（Ｓｙ）^*＋Ｓｙ・｛−（Ｓｘ）^*｝ …式（２ａ）
＝Ｓｘ・Ｓｙ−Ｓｙ・Ｓｘ
＝０（復調側の直交状態）
このように復調側では、直交状態が変調側とは反転しており、差動復号信号Ｚ（ｎ）＝「０」で表される。

図２において、信号多重部１０２ｘは、図５に示すＮｔ個（Ｎｔ≧１、Ｎｔは正数）のＸ偏波の既知信号系列である制御信号１０６ｘを、Ｎｓ個（Ｎｓ≧１、Ｎｓは正数）の送信シンボル系列である主信号１０５ｘ毎に挿入（時分割多重）して、信号系列１０７ｘを生成する。
図２に戻り、他方の信号多重部１０２ｙは、Ｎｔ個のＹ偏波の既知信号系列である制御信号１０６ｙを、Ｎｓ個の送信シンボル系列である主信号１０５ｙごとに挿入（時分割多重）して、信号系列１０７ｙを生成する。

電気光変換部１０３ｘ，１０３ｙは、信号系列１０７ｘ，１０７ｙの電気光変換を行い、光信号を出力する。
偏波多重部１０４は、各電気光変換部１０３ｘ，１０３ｙから出力された光信号を偏波多重して信号光を生成し、この信号光を図１に示す左側の多重装置３０（図１）へ出力する。この多重装置３０へ出力される信号光による図５に示す送信信号系列１３０は、Ｎｓ個の主信号（送信シンボル系列）１０５ｘ，１０５ｙの間に、Ｎｔ個の制御信号１０６ｘ，１０６ｙが時分割多重されて形成される。この送信信号系列１３０の信号光は、図１に示す左側の多重装置３０において図示せぬ他の信号光と多重化され、光ファイバ５０を介して右側の多重装置３０へ伝送され、光受信装置２０で受信される。

＜光受信装置＞
次に、光受信装置２０について図６を参照して説明する。
光受信装置２０は、偏波分割部２０１と、光電気変換部２０２ｘ，２０２ｙと、ＡＤ変換部２０３ｘ，２０３ｙと、波長分散補償部２０４ｘ，２０４ｙと、適応等化部２０５と、復調部２０６ｘ，２０６ｙと、既知信号系列復調部２１０とを備えて構成されている。なお、偏波分割部２０１と、光電気変換部２０２ｘ，２０２ｙと、ＡＤ変換部２０３ｘ，２０３ｙとを備えて、請求項記載の受信側変換部が構成される。

偏波分割部２０１は、光送信装置１０から光ファイバ５０及び各多重装置３０を経由してきた信号光（図５に示す送信信号系列１３０）を受信し、この受信した信号光に対して光領域で偏波分割を行い、２つの直交する偏波（Ｘ偏波、Ｙ偏波）に分割し、この分割された各偏波を光電気変換部２０２ｘ，２０２ｙに出力する。例えば、偏波分割部２０１は、図示せぬ偏波ダイバシティ９０度ハイブリッドカプラ及び局部発振用レーザを備えて偏波分割を実行する。Ｘ偏波は光電気変換部２０２ｘに出力され、Ｙ偏波は光電気変換部２０２ｙに出力される。

光電気変換部２０２ｘは、偏波分割部２０１から受信した信号光であるＸ偏波を電気信号に変換し、この電気信号をＡＤ変換部２０３ｘに出力する。例えば、光電気変換部２０２ｘは、局部発振用レーザを用いて、コヒーレント受信した信号光の光電界を直交する成分に分離し、電気のアナログ信号に変換する。光電気変換部２０２ｙは、Ｙ偏波に対して光電気変換部２０２ｘと同様の処理を実行する。

ＡＤ変換部２０３ｘ，２０３ｙは、光電気変換部２０２ｘ，２０２ｙから受信したアナログ信号をデジタル信号に変換してデジタル受信信号を生成する。

波長分散補償部２０４ｘ，２０４ｙは、ＡＤ変換部２０３ｘ，２０３ｙから受信したデジタル受信信号の波長分散による信号歪みを補償し、この補償した信号を適応等化部２０５へ出力する。

適応等化部２０５は、その補償された信号から偏波多重信号を分離し、この分離した偏波多重信号において偏波モード分散及び送受信や伝送路中で歪んだ信号を補償し、この補償した信号を各復調部２０６ｘ，２０６ｙへ出力する。

復調部２０６ｘは、適応等化部２０５より入力される信号から、Ｘ偏波で送信された送信シンボル系列の主信号を復調し、送信側から送られて来た元の主信号（Ｘ偏波による送信情報）を出力する。復調部２０６ｙは、適応等化部２０５より入力される信号から、Ｙ偏波で送信された送信シンボル系列の主信号を復調し、元の主信号（Ｙ偏波による送信情報）を出力する。

なお、波長分散補償部２０４ｘ，２０４ｙ及び適応等化部２０５には、周知の周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）及び時間領域等化（ＴＤＥ：Time Domain Equalization）の技術を適用することができる。

次に、既知信号系列復調部２１０は、図７に示すように、バッファ部２１１ｘ，２１１ｙと、ＢＰＦ（Band Pass Filter）部２１２ｘ，２１２ｙと、差動復号部２１３と、判定部２１４と、既知信号検出部２１５とを備えて構成されている。
なお、バッファ部２１１ｘ，２１１ｙと、差動復号部２１３と、判定部２１４とを備えて、請求項記載の制御信号復調部が構成される。

既知信号検出部２１５は、ＡＤ変換部２０３ｘ，２０３ｙから受信したデジタル受信信号に対して、既知信号系列が挿入されている位置を検出し、その位置をタイミング情報（フレーム同期情報）としてバッファ部２１１ｘ，２１１ｙに出力する。

ここで、既知信号系列の挿入位置の検出方法について説明する。例えば、デジタル受信信号の中で特定周波数（又は特定周波数を含む狭帯域）が存在しうる帯域（周波数オフセットによる影響も考慮した帯域）の信号電力を演算する。この演算した信号電力が所定の閾値を超えた時、又は所定の閾値を超えた範囲でピークとなったときの位置を既知信号系列の挿入位置として検出する。

つまり、既知信号検出部２１５は、特定周波数に基づき、各偏波のデジタル受信信号から特定周波数に電力が集中する信号系列の位置を特定する。この他、既知信号検出部２１５は、受信側で図示せぬ記憶部に記憶している既知信号系列と、デジタル受信信号系列との相互相関を取り、相互相関のピーク位置を既知信号系列の挿入位置として検出してもよい。

バッファ部２１１ｘ，２１１ｙは、ＡＤ変換部２０３ｘ，２０３ｙから出力されるＸ偏波，Ｙ偏波のデジタル受信信号を一旦バッファに記憶し、既知信号検出部２１５から受信したタイミング情報に基づき、既知信号系列が含まれる区間を抽出し（切り出し）、この区間の信号を出力する。更に、バッファ部２１１ｘ（２１１ｙ）は、切り出した区間以外の系列をバッファから削除する。

なお、バッファ部２１１ｘ，２１１ｙによって切り出された既知信号系列が含まれる時間軸上の区間の長さは、真の既知信号系列の長さより長いことが好ましい。この理由について説明する。
デジタル受信信号内では、光伝送等の送受信過程で種々の歪みの影響を受けることによって、既知信号系列の信号波形が元の既知信号系列の区間外に食み出てしまっているケースがある。このため、既知信号検出部２１５は、その歪みの影響を受けたデジタル受信信号を用いてタイミング情報を求めるので、解析に必要な十分な長さの区間を切り出すことにより、適正に既知信号系列を得られるようにする。

ＢＰＦ部２１２ｘ，２１２ｙは、バッファ部２１１ｘ，２１１ｙによって抽出された既知信号系列が含まれる区間を受信し、真の既知信号系列から生成される電力の集中した各特定周波数のスペクトラムを中心として±Δｆの帯域幅を通過させる処理を行い、その帯域処理後の信号を出力する。

一例として、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓの交番信号によって生成される２つの特定周波数を有する信号を、３０Ｇｂａｕｄで伝送した場合について説明する。
ＢＰＦ部２１２ｘ，２１２ｙは、１５ＧＨｚ及び−１５ＧＨｚを中心周波数として、それぞれ±Δｆの帯域幅を持つＢＰＦを備えることになる。ここで、Δｆの設定値は、例えば、想定しうる最大の周波数オフセット値が５ＧＨｚの場合には、Δｆ＝５ＧＨｚにすることが望ましい。

又は、Δｆの設定値は、所望の特定周波数の信号以外を通過させないような値として、例えば、３０Ｇｂａｕｄの１／８に相当する３．７５ＧＨｚ未満（つまり、Δｆ＜３．７５ＧＨｚ）に設定しておくことが望ましい。
又は、Δｆの設定値は、周波数オフセット補償がＢＰＦ部２１２ｘ，２１２ｙより以前の処理で実行されている場合には、レーザの線幅程度の値として、例えば、Δｆ＝１ＭＨｚ程度に設定し、既知信号成分を切り出す。
なお、周波数オフセット補償が実行されていない場合には、周波数オフセット推定を行い、周波数オフセット値ｆ０ＧＨｚに対して(１５＋ｆ０)ＧＨｚ及び(−１５＋ｆ０)ＧＨｚを中心周波数として、それぞれ±Δｆの帯域幅を持つＢＰＦを用いることが望ましい。

また、複数の電力の集中した特定周波数のスペクトラムが存在する場合は、全てＢＰＦを通過させる必要はなく、少なくとも１つ以上の特定周波数のスペクトラムをＢＰＦによって通過させればよい。例えば、上記１５ＧＨｚ及び−１５ＧＨｚにピーク値を持つ既知信号の場合、１５ＧＨｚあるいは−１５ＧＨｚのどちらか少なくとも一方をＢＰＦで通過させればよい。

また、複数の電力の集中した特定周波数のスペクトラムに対して、それぞれの複数の電力の集中した特定周波数のスペクトラムが中心周波数となる複数のＢＰＦを備えてもよい。例えば、上記１５ＧＨｚ及び−１５ＧＨｚにピーク値を持つ既知信号の場合、１５ＧＨｚ±Δｆの帯域幅を持つＢＰＦと−１５ＧＨｚ±Δｆの帯域幅を持つＢＰＦ、合計２つを備えればよいことになる。

差動復号部２１３は、ＢＰＦ部２１２ｘ，２１２ｙの出力信号を入力として差動復号を実行し、差動復号信号を生成する機能を有する。ｎ番目のフレームにおける各ＢＰＦ部２１２ｘ，２１２ｙの出力信号をＲｘ（ｎ，ｋ）、Ｒｙ（ｎ，ｋ）とすると、差動復号信号Ｚ（ｎ）は次式（２）で表される。

…式（２）
但し、＊は複素共役を示す。また、Ｋはバッファ部２１１ｘ，２１１ｙに記憶された時間軸上のデジタル受信信号の長さを表し、Ｋ＞ｋ≧０である。
なお、上記のように、複数の電力の集中した特定周波数のスペクトラムに対して、それぞれの複数の電力の集中した特定周波数のスペクトラムが中心周波数となる複数のＢＰＦを備える場合は、それぞれのＢＰＦ出力結果について、上式（２）の処理を行い、この処理結果、又は、その電力値を合成し、これをＺ（ｎ）としてもよい。

判定部２１４は、差動復号部２１３から出力される差動復号信号を入力として、元の制御信号系列を復調する。ｎ番目のフレームにおける差動復号信号をＺ（ｎ）とすると、判定結果（制御信号系列）Ｐ（ｎ）は、後述の送信条件の場合に次式（３）で表される。

…式（３）
但し、Ｐ_ｔｈ（＞０）は判定閾値である。

送信条件は、図３に示す差動符号化部１１４から出力される差動符号化信号Ｄ（ｎ）＝「０」の場合に、制御信号変調部１１０が制御信号１０６ｘとしてＸ偏波の既知信号系列Ｓｘを出力すると共に、制御信号１０６ｘとしてＹ偏波の既知信号系列Ｓｙを出力した場合である。更に、Ｄ（ｎ）＝「１」の場合に、制御信号変調部１１０が制御信号１０６ｘとして複素共役適用系列（Ｓｙ）^*を出力すると共に、制御信号１０６ｙとして複素共役適用反転系列−（Ｓｘ）^*を出力した場合である。

但し、上述した復調方法は変調方式に依存しない。このため、図１に示す光送信装置１０から送信される信号光の変調方式が光受信装置２０において識別できていない条件下においても、制御信号の送受信が可能となる。これにより、制御信号によって、変調方式を送信側から受信側に通知することが可能になる。また、逆に、制御信号によって、受信側から送信側に変調方式を通知することも可能である。

また、フレーム周期（図５に示すＮｔ＋Ｎｓに相当）の情報を制御信号の並走クロックとして送信した場合には、図７に示す既知信号検出部２１５は、制御信号の検出位置をフレーム周期のクロックとして検出することになる。

＜付加説明＞
ここで、（１）交番信号の違いとその効果、（２）フレーム長とフレーム同期の精度、（３）ＢＰＦの特性、（４）周波数オフセット量の推定方法について、付加説明を行う。

（１）交番信号の違いとその効果
交番信号として−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓのように２つの信号点を交互に用いたパターンを使用した場合、周波数領域ではシンボルレートの半分の正側／負側周波数の位置に、スペクトルが発生する。例えば、シンボルレートが３２Ｇｂａｕｄの場合には、±１６ＧＨｚの位置にスペクトルが発生する。また、交番信号として−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓのような交番パターンを用いた場合には、シンボルレートの１／４の正側／負側周波数の位置にスペクトルが発生する。つまり、シンボルレートが３２Ｇｂａｕｄの場合には、±８ＧＨｚの位置にスペクトルが発生する。

送信側において、サンプリング周波数の半分の周波数とするナイキスト規範の信号を生成する場合、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓのような交番パターンでは、ナイキスト規範信号生成のための信号処理において電力が減衰してしまう。それに対して、−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓのような交番パターンであれば、ナイキスト規範の半分の周波数に輝線を有するため、減衰することがない。
従って、−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓの交番パターンは、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓの交番パターンに比べて、送光受信装置に起因する高周波電力減衰に伴う交番パターン電力減衰及び位相回転による交番パターンの波形歪みの影響を受けにくいというメリットがある。

（２）フレーム長とフレーム同期の精度
図５に示したＮｔ＋Ｎｓの長さは、送信信号系列１３０のフレーム長１つ分と考えることができる。そのフレーム長を、ＯＴＵ（Optical Transport Unit）フレームに一致させることにより、ＩＴＵ−Ｔ（International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector）勧告Ｇ．７０９に準拠することができる。つまり、光受信装置２０は、特定周波数に電力が集中するパターンの位置を検出することができれば、当該位置付近の信号系列を用いて制御信号を復調することができる。従って、光受信装置２０は、フレーム長の一部の短い信号系列だけをデジタル信号処理すればよいことになるので、１つのフレーム全体の処理を実行する場合に比較して、回路規模を削減することが可能である。また、光受信装置２０は、主信号のフレーム同期が取れない場合であっても、制御信号の位置に基づきフレーム同期を取ることが可能である。

なお、ここで説明したフレーム同期は、特定周波数に電力が集中するパターンが含まれる信号をキャプチャできればよいので、シンボル同期程度に高精度の同期は必要なく、ある程度の誤差があっても構わない場合を意味している。また、フレーム同期の方法としては、例えば、国際公開２０１０／１３４３２１号に記載されている方法を用いることが可能である。
また、制御信号によって変調された上記交番信号は、フレーム周期ごとに時間多重されて送信されることから、フレーム周期が制御信号系列のクロックとしても利用可能である。

（３）ＢＰＦの特性
光受信装置２０は、特定周波数に電力が集中するパターン系列（以降、特殊パターン系列とも称す。）を抽出し、その特定周波数を透過帯域の中心周波数とするＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を通過させる。ＢＰＦを通過後の信号は、特殊パターン系列が大部分の電力を占めることになる。ＢＰＦの特性は、カットオフ周波数において急峻に透過率が下がるような切れのよいものを適用することで、特殊パターン系列のみを通過させることができる。このことによって、特殊パターン系列以外の信号からの電力の漏れこみを抑圧することができるので、特殊パターン系列を抽出する際の他の信号による干渉を低減できる。

例えば、ＢＰＦの特性として、２０ｄＢ程度の減衰比となる透過幅が数十ＭＨｚから数百ＭＨｚ程度であれば、特殊パターン系列の抽出に十分な抑圧比を実現することができる。そのためには、数百から数千シンボルにも及ぶ比較的長い時間タップ係数を持つＢＰＦが必要になるが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）とを用いて周波数領域でＢＰＦを適用することにより回路規模を削減できる。

（４）周波数オフセット量の推定方法
光送受信システム１００は、光送信装置１０及び光受信装置２０に個別のレーザを用いてコヒーレント受信を行っている。このため、コヒーレント受信によって得られる受信電界は、周波数オフセットを有するのが一般的である。この周波数オフセット量は、例えば、ＯＩＦ（Optical Internetworking Forum）において規定されているレーザの周波数オフセットが２．５ＧＨｚであることから、送受信ではその２倍の５ＧＨｚの周波数オフセットが最大になるものと考えられる。このため、光受信装置２０によって受信された特殊パターン系列は周波数オフセットを有し、ＢＰＦの透過帯域の中心周波数が、最大の周波数オフセット量に適応できるように制御される必要がある。

＜実施形態の効果＞
以上説明したように、本実施形態の光送信装置１０は、予め定められた変調方式で、Ｘ偏波（第１偏波）及びＹ偏波（第２偏波）の各バイナリ系列の送信情報を変調した主信号１０５ｘと、その変調方式に基づく信号によりＸ偏波及びＹ偏波の既知信号系列（信号系列）を変調した制御信号とを多重化して光送信するものである。

本実施形態の特徴は、光送信装置１０を、既知信号系列生成部としてのＸ側及びＹ側の各既知信号系列生成部１１１ｘ，１１１ｙを含む制御信号変調部１１０と、第１信号多重部としての信号多重部１０２ｘと、第２信号多重部としての信号多重部１０２ｙと、偏波多重部１０４とを備える構成とした。

各側既知信号系列生成部１１１ｘ，１１１ｙは、Ｘ偏波及びＹ偏波の各々において特定周波数ｆ１，ｆ２に電力が集中する既知信号系列（信号系列）Ｓｘ，Ｓｙ信号系列を出力する。
制御信号変調部１１０は、差動符号化部１１４で、Ｘ偏波及びＹ偏波の変調方式をビット情報で表した制御ビット情報を差動符号化して差動符号化信号Ｄ（ｎ）を生成する。次に、差動符号化信号Ｄ（ｎ）が「０」でＸ偏波及びＹ偏波の平行状態を表す場合に、各既知信号系列生成部１１１ｘ，１１１ｙで生成されたＸ偏波及びＹ偏波の各既知信号系列Ｓｘ，Ｓｙをそのままの状態で、セレクタ１１３ｘ，１１３ｙから制御信号１０６ｘ，１０６ｙとして出力する。

一方、差動符号化信号Ｄ（ｎ）が「１」でＸ偏波及びＹ偏波の直交状態を表す場合に、Ｙ側複素共役処理部１１２ｙにおいてＹ偏波の既知信号系列Ｓｙに複素共役を適用した系列（Ｓｙ）^＊を、セレクタ１１３ｘでＸ偏波の信号系列として選択する。更に、Ｘ側複素共役処理部１１２ｘにおいてＸ偏波の既知信号系列Ｓｘに複素共役を適用した後に符号を反転させた系列−（Ｓｘ）^＊を、セレクタ１１３ｙでＹ偏波の既知信号系列Ｓｙとして選択する。そして、各選択された信号系列を、制御信号１０６ｘ，１０６ｙとして出力する。

信号多重部１０２ｘは、Ｘ偏波に係る主信号１０５ｘと、制御信号変調部１１０から出力されるＸ偏波の既知信号系列Ｓｘによる制御信号１０６ｘとを時分割多重する。
信号多重部１０２ｙは、Ｙ偏波に係る主信号１０５ｙと、制御信号変調部１１０から出力されるＹ偏波の既知信号系列Ｓｙによる制御信号１０６ｙとを時分割多重する。
偏波多重部１０４は、信号多重部１０２ｘ及び信号多重部１０２ｙで時分割多重された各信号系列１０７ｘ，１０７ｙを、電気光変換部１０３ｘ，１０３ｙで電気光変換した信号を、偏波多重して信号光を生成する。

この構成によれば、既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で異なる場合の各偏波の直交状態において、Ｘ偏波の既知信号系列ＳｘをＹ偏波の既知信号系列Ｓｙで表し、Ｙ偏波の既知信号系列ＳｙをＸ偏波の既知信号系列Ｓｘで表すことができる。何故なら、制御信号変調部１１０は、双方が直交状態の場合に、Ｙ偏波の既知信号系列Ｓｙに複素共役を適用した系列（Ｓｙ）^＊を、Ｘ偏波の既知信号系列Ｓｘとして選択すると共に、Ｘ偏波の既知信号系列Ｓｘに複素共役を適用した後に符号を反転させた系列−（Ｓｘ）^＊をＹ偏波の既知信号系列Ｓｘ，Ｓｙとして選択し、各選択された既知信号系列Ｓｘ，Ｓｙを、制御信号１０６ｘ，１０６ｙとして出力するようにした為である。

このように複素共役を取れば、既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で異なり且つ直交状態の時でもＩＱ平面上でＩ軸を線分とする線対称として、一方の偏波の既知信号系列Ｓｘ（又はＳｙ）を他方の偏波の既知信号系列Ｓｙ（又はＳｘ）で表すことができる。従って、既知信号系列Ｓｘ，Ｓｙが偏波間で異なるときでも、各偏波の合成偏波を直交状態とすることができ、これにより制御信号を感度良く送信することができる。

また、本実施形態の光送受信システム１００を、上記の光送信装置１０と、当該光送信装置１０で生成された光信号が光ファイバ５０を経由して送信される光受信装置２０とを備えて構成した。

光受信装置２０は、偏波分割部２０１、光電気変換部２０２ｘ，２０２ｙ及びＡＤ変換部２０３ｘ，２０３ｙによる受信側変換部と、既知信号検出部２１５と、バッファ部２１１ｘ，２１１ｙ、差動復号部２１３及び判定部２１４による制御信号復調部とを備えて構成した。

受信側変換部は、光送信装置１０から送出された信号光を受信し、当該受信した信号光を偏波成分ごとのデジタル受信信号に変換する。
既知信号検出部２１５は、前述した特定周波数ｆ１，ｆ２に基づき、Ｘ偏波及びＹ偏波の各デジタル受信信号において当該特定周波数ｆ１，ｆ２に電力が集中する既知信号系列の位置を特定する。
制御信号復調部は、その特定された位置に基づき、Ｘ偏波及びＹ偏波の各デジタル受信信号において特定周波数ｆ１，ｆ２に電力が集中する既知信号系列を抽出し、この抽出した既知信号系列を差動検波して、制御信号を復調する。

この構成によれば、光受信装置２０は、既知信号系列Ｓｘ，ＳｙがＸ偏波とＹ偏波間で異なり且つ各偏波が直交状態の場合でも、光送信装置から送信されてきた信号光の特定周波数ｆ１，ｆ２に基づき、特定周波数ｆ１，ｆ２に電力が集中する既知信号系列の位置を特定することができる。このため、特定された位置に基づき、特定周波数ｆ１，ｆ２に電力が集中する既知信号系列を抽出し、その抽出した既知信号系列を差動検波して、制御信号を復調することができる。従って、光送受信システムは、主信号の復調の状態に依存することなく、制御信号を送受信することができる。

１０ 光送信装置
２０ 光受信装置
３０ 多重装置
５０ 光ファイバ
１００ 光送受信システム
１０１ｘ，１０１ｙ 主信号変調部
１０２ｘ，１０２ｙ 信号多重部
１０３ｘ，１０３ｙ 電気光変換部
１０４ 偏波多重部
１１０ 制御信号変調部
１１１ｘ Ｘ側既知信号系列生成部
１１１ｙ Ｙ側既知信号系列生成部
１１２ｘ Ｘ側複素共役処理部
１１２ｙ Ｙ側複素共役処理部
１１３ｘ，１１３ｙ セレクタ
１１４ 差動符号化部
１３０ 送信信号系列
２０１ 偏波分割部（受信側変換部）
２０２ｘ，２０２ｙ 光電気変換部（受信側変換部）
２０３ｘ，２０３ｙ ＡＤ変換部（受信側変換部）
２０４ｘ，２０４ｙ 波長分散補償部
２０５ 適応等化部
２０６ｘ，２０６ｙ 復調部
２１０ 既知信号系列復調部
２１１ｘ，２１１ｙ バッファ部（制御信号復調部）
２１２ｘ，２１２ｙ ＢＰＦ部
２１３ 差動復号部（制御信号復調部）
２１４ 判定部（制御信号復調部）
２１５ 既知信号検出部

Claims (2)

1. 予め定められた変調方式で、第１偏波及び第２偏波の送信情報を変調した主信号と、前記変調方式に基づく信号により第１偏波及び第２偏波の信号系列を変調した制御信号とを多重化して光送信する光送信装置であって、
   第１偏波及び第２偏波の各々において特定周波数に電力が集中する信号系列を生成する既知信号系列生成部と、
   前記変調方式をビット情報で表した制御ビット情報を差動符号化して差動符号化信号を生成し、当該差動符号化信号が第１偏波及び第２偏波の平行状態を表す場合に、前記既知信号系列生成部で生成された第１偏波及び第２偏波の各信号系列をそのままの状態で前記制御信号として出力し、当該差動符号化信号が第１偏波及び第２偏波の直交状態を表す場合に、当該第２偏波の信号系列に複素共役を適用した系列を第１偏波の信号系列として選択すると共に、当該第１偏波の信号系列に複素共役を適用した後に符号を反転させた系列を第２偏波の信号系列として選択し、各選択された信号系列を、前記制御信号として出力する制御信号変調部と、
   前記第１偏波に係る前記主信号と、前記制御信号変調部から出力される前記第１偏波の信号系列による前記制御信号とを時分割多重する第１信号多重部と、
   前記第２偏波に係る前記主信号と、前記制御信号変調部から出力される前記第２偏波の信号系列による前記制御信号とを時分割多重する第２信号多重部と、
   前記第１信号多重部及び前記第２信号多重部で時分割多重された各出力信号を電気光変換した信号を偏波多重して信号光を生成する偏波多重部と、
   を備えることを特徴とする光送信装置。
2. 請求項１に記載の光送信装置と、
   前記光送信装置から送出された前記信号光を受信し、当該受信した信号光を偏波成分ごとのデジタル受信信号に変換する受信側変換部と、前記特定周波数に基づき、前記第１偏波及び第２偏波の各デジタル受信信号において当該特定周波数に電力が集中する信号系列の位置を特定する既知信号検出部と、前記特定された位置に基づき、前記第１偏波及び第２偏波の各デジタル受信信号において前記特定周波数に電力が集中する信号系列を抽出し、当該抽出した信号系列を差動検波して、前記制御信号を復調する制御信号復調部とを有する光受信装置と、
   を備えることを特徴とする光送受信システム。

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