JP5159953B2 - 波長分散量算出装置、光信号受信装置、光信号送信装置及び波長分散量算出方法 - Google Patents

波長分散量算出装置、光信号受信装置、光信号送信装置及び波長分散量算出方法 Download PDF

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Description

本発明は、波長分散量算出装置、光信号受信装置、光信号送信装置及び波長分散量算出方法に関する。特に、本発明は、光通信において、光信号送信装置が特定周波数帯域信号を送信し、光信号受信装置が特定周波数帯域信号を受信し、光ファイバ伝送路中の波長分散量を検出し、波長分散量の算出値に基づいて波長分散補償を行うことで、光ファイバ伝送に伴う波長分散による送信信号の歪みを補償する技術に関する。
本願は、２００９年７月１７日に日本へ出願された特願２００９−１６９５１８号、および、２００９年１０月８日に日本へ出願された特願２００９−２３４３６０号に基づき優先権を主張し、それらの内容をここに援用する。
光通信の分野において、周波数利用効率を飛躍的に向上する同期検波方式とディジタル信号処理を組み合わせたディジタルコヒーレント通信システムが注目されている。この種の通信システムは、直接検波により構築されていたシステムと比較すると、受信感度を向上することができるだけでなく、送信信号をディジタル信号として受信することで、光ファイバ伝送によって受ける波長分散、偏波モード分散による送信信号の波形歪みを補償することができることが知られている。このため、次世代の光通信技術としてこうした通信システムの導入が検討されている。
非特許文献１および２に代表されるディジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のタップ数を持つディジタルフィルタ（例えば、２８Ｇｂａｕｄの信号に対し、２００００ｐｓ／ｎｍの分散でタップ数が２０４８ｔａｐ）で補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムを用いた小さいタップ数（例えば、５０ｐｓの偏波モード分散で１０〜１２ｔａｐ程度）の適応フィルタで補償する方法を採用している。
しかしながら、非特許文献１および２のディジタルコヒーレント方式では、波長分散をあらかじめ別途測定し、波長分割多重（ＷＤＭ）チャネルの受信機それぞれに、固定ディジタルフィルタのタップ係数を手動で入力する必要がある。
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、光信号を用いた同期検波による通信システムにおいて、光ファイバ伝送において受ける波長分散を補償するために、特定周波数帯域信号を用いて波長分散量の推定を可能にする波長分散量算出装置、光信号受信装置、光信号送信装置及び波長分散量算出方法を提供することにある。
上述した課題を解決するために、本発明は、光信号送信装置により、送信データ系列から生成される信号に複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号が付加されて送信された光信号の受信光信号から変換された電気のディジタル信号を複数の信号系列に分配する信号分配回路と、前記信号分配回路により分配された前記信号系列から、前記既知信号が含まれる複数の特定周波数成分のそれぞれのみを分離して通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ回路と、前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記周波数帯域通過フィルタ回路より出力された信号の電力値を算出する複数の電力算出回路と、前記複数の電力算出回路より出力された前記電力値の信号系列それぞれから電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して、検出された時刻を比較する遅延時間算出回路と、前記遅延時間算出回路による時刻の比較結果に基づき波長分散量を算出する波長分散量算出回路と、を備える波長分散量算出装置である。
上記の波長分散量算出装置において、前記各信号系列に対応して設けられ、前記既知信号が到来する周期において得られた電力値の信号系列を平均化する複数の平均化回路をさらに備えるようにしても良い。
また、本発明は、光信号送信装置により、送信データ系列から生成される信号に複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号が付加されて送信された光信号の受信光信号の偏波から変換された電気のディジタル信号を複数の偏波信号系列に分配する信号分配回路と、前記信号分配回路により分配された前記偏波信号系列から、前記既知信号が含まれる複数の特定周波数成分のそれぞれのみを分離して通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ回路と、前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記周波数帯域通過フィルタ回路の出力信号の電力値を算出する複数の電力算出回路とを前記光信号の偏波に対応して複数備え、さらに、同じ周波数帯域の異なる偏波に対応した複数の前記電力算出回路より出力された電力値の信号系列を合成する複数の合波回路と、前記複数の合波回路より出力された電力値の信号系列から電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して、検出された時刻を比較する遅延時間算出回路と、前記遅延時間算出回路による時刻の比較結果に基づき波長分散量を算出する波長分散量算出回路と、を備える波長分散量算出装置である。
上記の波長分散量算出装置において、前記各偏波信号系列に対応して設けられ、前記既知信号が到来する周期において得られた電力値の信号系列を平均化する複数の平均化回路をさらに備えるようにしても良い。
また、本発明は、送信データ系列から生成される信号に、複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号を付加した光信号の受信光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路と、波長分散量を算出する波長分散算出部と、前記波長分散算出部により算出された前記波長分散量に基づき、前記アナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する波長分散補償部と、前記波長分散補償部により波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号を等化する適応等化回路と、前記適応等化回路により等化された前記ディジタル信号を復調する復調回路とを備え、前記波長分散算出部は、上記の波長分散量算出装置であり、前記アナログディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号または前記波長分散補償部から出力される前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する光信号受信装置である。
また、本発明は、送信データ系列から生成される信号に、複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号を付加した光信号の受信光信号を偏波により分配する偏波分配回路と、前記偏波分配回路により分配された光信号の偏波を電気信号に変換する複数の光電気変換回路と、前記複数の光電気変換回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記複数の光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換する複数のアナログディジタル変換回路と、波長分散量を算出する波長分散算出部と、前記複数のアナログディジタル変換回路に対応して設けられ、前記波長分散算出部により算出された前記波長分散量に基づいて、対応する前記アナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する複数の波長分散補償部と、前記複数の波長分散補償部により波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号それぞれを等化する適応等化回路と、前記適応等化回路により等化されたそれぞれの前記ディジタル信号を復調する複数の復調回路とを備え、前記波長分散算出部は、上記の波長分散量算出装置であり、前記複数のアナログディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号または前記複数の波長分散補償部から出力される前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する光信号受信装置である。
また、本発明は、複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重して光信号送信装置より送信された光信号の受信光信号から変換された電気のディジタル信号の偏波を複数の信号系列に分配する信号分配回路と、前記信号分配回路により分配された前記複数の信号系列から、前記第一特定周波数帯域信号系列において電力が集中した複数の特定周波数成分のそれぞれを分離して通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ回路と、前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記周波数帯域通過フィルタ回路より出力された前記複数の特定周波数成分のそれぞれの信号系列の電力値を算出する複数の電力算出回路と、同じ特定周波数成分の異なる偏波に対応した複数の前記電力算出回路より出力された前記電力値の信号系列を合成する複数の合波回路と、前記複数の合波回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記合波回路より出力された連続する信号系列を平均化する複数の平均化フィルタ回路と、前記複数の平均化フィルタ回路により平均化された各信号系列について電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して検出された時刻を比較し、比較の結果得られた遅延時間もしくは前記遅延時間から算出される波長分散量を出力する遅延時間算出回路と、を備える波長分散量算出装置である。
上述する波長分散量算出装置において、前記電気のディジタル信号の信号系列において電力がピーク値となる周波数に基づいて周波数オフセットを算出する周波数オフセット算出回路をさらに備え、前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路は、前記周波数オフセット算出回路によって算出された前記周波数オフセットの値により、通過させる周波数帯域の周波数をシフトし、あるいは、前記周波数オフセットの値により、通過させる前記偏波の信号系列に対して周波数オフセットを補償するようにしても良い。
上述する波長分散量算出装置において、前記電気のディジタル信号における前記トレーニング信号系列の挿入位置を検出し、検出した前記挿入位置に基づき前記トレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間における信号系列を抽出して前記信号分配回路に出力するトレーニング信号検出回路をさらに備えるようにしても良い。
上述する波長分散量算出装置において、前記トレーニング信号検出回路により抽出された前記信号系列において電力がピーク値となる周波数に基づいて周波数オフセットを算出する周波数オフセット算出回路をさらに備え、前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路は、前記周波数オフセット算出回路によって算出された前記周波数オフセットの値により、通過させる周波数帯域の周波数をシフトし、あるいは、前記周波数オフセットの値により、通過させる前記偏波の信号系列に対して周波数オフセットを補償するようにしても良い。
また、本発明は、複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した光信号の受信光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路と、算出された波長分散量に基づき、前記アナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する波長分散補償部と、前記波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する波長分散量算出部と、前記波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号を等化する適応等化回路と、前記適応等化回路により等化された前記ディジタル信号を復調する復調回路とを備え、前記波長分散量算出部は、上述した波長分散量算出装置である光信号受信装置である。
また、本発明は、複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した光信号の受信光信号を偏波に分割する偏波分割回路と、前記偏波分割回路により分割された光信号の偏波を電気信号に変換する複数の光電気変換回路と、前記複数の光電気変換回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記複数の光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換する複数のアナログディジタル変換回路と、前記複数のアナログディジタル変換回路それぞれに対応して設けられ、算出された波長分散量に基づき、対応する前記複数のアナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する複数の波長分散補償部と、前記複数の波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する波長分散量算出部と、前記複数の波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号それぞれを等化する適応等化回路と、偏波毎に設けられ、前記適応等化回路により等化された前記ディジタル信号の偏波を復調する複数の復調回路とを備え、前記波長分散量算出部は、上述した波長分散量算出装置である光信号受信装置である。
また、本発明は、複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列と、前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列とを発生させ、前記第一特定周波数帯域信号系列の直前および直後に前記第二特定周波数帯域信号系列を時間多重したトレーニング信号系列を生成する特定周波数帯域信号発生回路と、送信データ系列に前記特定周波数帯域信号発生回路によって生成された前記トレーニング信号系列を時間多重により挿入した信号系列を生成する信号多重回路と、前記信号多重回路によって生成された前記信号系列を光信号に変換する電気光変換回路と、を備える光信号送信装置である。
上述する光信号送信装置において、前記トレーニング信号系列における前記第二特定周波数帯域信号系列の送信区間はＤＣ成分のみをもつか、あるいは、前記送信区間に信号を送信しないようにしても良い。
上述する光信号送信装置において、前記第二特定周波数帯域信号系列において電力が集中している前記特定周波数帯域と、前記第一特定周波数帯域信号系列において電力が集中している前記特定周波数帯域との周波数間隔が、所定の値よりも大きい値になるように設定しても良い。
上述する光信号送信装置において、前記所定の値は、設定した周波数オフセットの補償可能な最大値であっても良い。
上述する光信号送信装置において、前記第一特定周波数帯域信号系列と前記第二特定周波数帯域信号系列とは、位相が異なっていても良い。
上述する光信号送信装置において、前記第一特定周波数帯域信号系列の前後で前記第二特定周波数帯域信号系列が異なっていても良い。
上述する光信号送信装置において、複数系列の前記トレーニング信号系列を異なる偏波面で伝送するようにしても良い。
また、本発明は、複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重して光信号送信装置より送信された光信号の受信光信号から変換された電気のディジタル信号の偏波を複数の信号系列に分配する信号分配ステップと、前記信号分配ステップにおいて分配された前記複数の信号系列から、前記第一特定周波数帯域信号系列において電力が集中した複数の特定周波数成分を分離するフィルタリングステップと、前記フィルタリングステップにおいて分離された前記複数の特定周波数成分の信号系列の電力値を算出する電力算出ステップと、前記電力算出ステップにおいて算出された前記電力値のうち、同じ特定周波数成分の異なる偏波に対応する前記電力値の信号系列を合成する合波ステップと、前記合波ステップにより合成された連続した信号系列を平均化する平均化ステップと、前記平均化ステップにおいて平均化された信号系列について電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して検出された時刻を比較し、比較の結果得られた遅延時間もしくは前記遅延時間から算出される波長分散量を出力する遅延時間算出ステップと、を有する波長分散量算出方法である。
本発明によれば、光信号送信装置は、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する特定周波数帯域信号を発生させ、この発生させた特定周波数帯域信号を含む信号を送信する。光信号受信装置では、受信信号に含まれる特定周波数帯域信号の到来時間差から波長分散量を算出し、この算出された波長分散量を補償することによって受信信号を復号することが可能になる。
また、本発明によれば、光信号送信装置は、２つ以上の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列と、第一特定周波数帯域信号系列のこれら２つ以上の特定周波数帯域とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列とを発生させ、この発生させた第一特定周波数帯域信号系列の直前および直後に第二特定周波数帯域信号系列を時間多重した信号系列を含む信号を送信する。光信号受信装置では、この信号に含まれる第一特定周波数帯域信号系列の特定周波数における到来時間差から波長分散量を算出し、この算出された波長分散量を補償することによって受信信号を復号することが可能になる。
本発明の第１の実施形態による光信号送信装置の構成を示すブロック図である。 同実施形態による交番信号の周波数スペクトルの例を示す図である。 同実施形態による交番信号の周波数スペクトルの他の例を示す図である。 同実施形態による光信号受信装置の構成を示すブロック図である。 同実施形態による波長分散算出部の構成を示すブロック図である。 同実施形態による第１周波数帯域通過フィルタ回路における帯域通過フィルタの例を示す図である。 同実施形態による第２周波数帯域通過フィルタ回路における帯域通過フィルタの例を示す図である。 同実施形態による第１周波数帯域通過フィルタ回路の出力結果を示す図である。 同実施形態による第２周波数帯域通過フィルタ回路の出力結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態による光信号送信装置の構成を示すブロック図である。 同実施形態による送信信号フレームフォーマットを示す図である。 同実施形態による光信号受信装置の構成を示すブロック図である。 同実施形態による波長分散算出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態による光信号受信装置における波長分散算出部の構成を示すブロック図である。 同実施形態による周波数領域フィルタ回路における帯域通過フィルタの例を示す図である。 同実施形態による高域周波数帯域通過フィルタ回路の例を示す図である。 同実施形態による低域周波数帯域通過フィルタ回路の例を示す図である。 同実施形態による高域周波数帯域通過フィルタおよび低域周波数帯域通過フィルタ回路の透過特性を示す図である。 本発明の第１実施形態において、電力算出回路と遅延時間算出回路の間に平均化回路を設けた場合における波長分散算出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態において、電力算出回路と合波回路の間に平均化回路を設けた場合における波長分散算出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態による光信号受信装置の構成を示すブロック図である。 同実施形態によるフレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部の構成を示す図である。 同実施形態による光信号受信装置の処理を示すフローチャートである。 同実施形態による光信号受信装置の処理を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態において、アナログ／ディジタル変換回路の出力値の代わりに波長分散補償部の出力値を用いて波長分散を算出するようにした場合の光信号受信装置の構成を示したブロック図である。 本発明の第２実施形態において、アナログ／ディジタル変換回路の出力値の代わりに波長分散補償部の出力値を用いて波長分散を算出するようにした場合の光信号受信装置の構成を示したブロック図である。 高域周波数帯域信号と低域周波数帯域信号の到来時間差を示す図である。 波長分散量をパラメータとしたときの本発明の第１〜第４の実施形態の推定精度を示す図である。 波長分散量をパラメータとしたときの本発明の第１〜第４の実施形態の推定精度を示す図である。 波長分散量をパラメータとしたときの本発明の第１〜第４の実施形態の推定精度を示す図である。 波長分散量をパラメータとしたときの本発明の第１〜第４の実施形態の推定精度を示す図である。 波長分散量２００００ｐｓ／ｎｍのときの本発明の第１〜第４の実施形態の推定精度を示す図である。 本発明の第５の実施形態による光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態によるトレーニング信号系列の例を示す図である。 同実施形態による第一特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの例を示す図である。 同実施形態による第二特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの例を示す図である。 同実施形態による光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態による波長分散量算出部の構成例を示す図である。 同実施形態による遅延量算出回路の構成例を示す図である。 同実施形態による第１周波数帯域通過フィルタ回路における帯域通過フィルタの例を示す図である。 同実施形態による第２周波数帯域通過フィルタ回路における帯域通過フィルタの例を示す図である。 同実施形態による第１平均化フィルタ回路および第２平均化フィルタ回路の出力結果を示す図である。 本発明の第６の実施形態による光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態による送信信号フレームフォーマットを示す図である。 同実施形態による光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。 第一特定周波数帯域信号および第二特定周波数帯域信号をトレーニング信号系列として用いたときの波長分散算出値結果を示す図である。 第二特定周波数帯域信号を用いず第一特定周波数帯域信号のみをトレーニング信号系列として用いたときの波長分散算出値結果を示す図である。 第１合波回路の出力信号系列を示す図である。 ＳＭＦで長距離伝送を行ったときの波長分散算出値結果を示す図である。 偏波モード分散を付加したときの波長分散算出値結果を示す図である。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。本発明の実施形態による光信号送信装置および光信号受信装置は、例えば、光信号を用いた同期検波による光ファイバ伝送システムなどのコヒーレント通信システムに用いられる。
〈第１の実施形態〉
まず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１に本発明の第１の実施形態による光信号送信装置の構成例を示す。同図において、１０１は送信信号変調回路、１０２は信号多重回路、１０３は電気／光変換回路、１０４は特定周波数帯域信号発生回路である。
送信信号変調回路１０１は、送信するデータのバイナリ系列を変調し、送信シンボル系列を出力する。特定周波数帯域信号発生回路１０４は、特定の２つ以上の周波数に信号を有する信号系列を生成し、生成された信号系列を特定周波数帯域信号（既知信号）として出力する。信号多重回路１０２は、送信信号変調回路１０１および特定周波数帯域信号発生回路１０４の出力を入力として、複数の信号を時間領域で多重し、多重した結果を出力する。電気／光変換回路１０３は、信号多重回路１０２の出力を入力として、電気／光変換を行い、光信号を出力する。
ここで、特定周波数帯域信号としては、例えば、ＩＱ平面上で点対称となる関係の交番信号を用いることができる。一例として、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号を生成し、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓと２つの信号点を交互に用いたり、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号を生成し、（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），…，（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）や（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），…，（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ）のようにしたりすることで特定周波数帯域信号を生成できる。ここで、Ｓは任意の実数を表す。また、（α，β）の表記におけるαおよびβはそれぞれ実部、虚部の信号成分を表し、複素数としてα＋ｊβと表すことができる。ｊは虚数単位である。
また、−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓのように１つの信号をＭ回（Ｍは任意の正数）繰り返した交番信号を用いることもできる。また、複数の繰り返し回数に対応する信号を混合したり、畳み込んだりすることで、４つ以上の周波数帯域にピークを持つ特定周波数帯域信号を生成できる。また、周期の異なる複数の正弦波を生成して足し合わせることによって２つ以上の周波数帯域にピークを持つ特定周波数帯域信号を生成することもできる。また、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いて特定のサブキャリアにのみ信号を送信することで特定周波数帯域信号を生成することもできる。
特定周波数帯域信号を用いることで、それぞれの周波数スペクトル自体の広がりは小さい信号光になるため、波長分散による波形劣化を受けにくい。一方、お互いの周波数スペクトルはある程度広がっているため、波長分散を受けると到来時間差が生じる。このことを利用して、下記に示すような方法を用いて波長分散量を算出することが可能となる。
図２に２８Ｇｂａｕｄの送信信号より、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）の交番信号を生成した場合の特定周波数帯域信号の周波数スペクトルを示す。同図によれば、１４ＧＨｚの高周波側と−１４ＧＨｚの低周波側に、２８ＧＨｚ間隔の信号が２つ形成されていることが確認できる。なお、周波数領域においてマイナスで表示されている信号は、２８〜５６ＧＨｚの範囲内にある電気信号に対応する信号の折り返し成分であるが、この電気信号が光信号にアップコンバートされると、キャリア周波数よりマイナスの領域に変換されるため、図２ではこのように表記している。
また、図３は上記条件において、（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ）・・・，（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）のように、１つの信号を２回繰り返したときの周波数スペクトルを示す。同図によれば、７ＧＨｚの高周波側と−７ＧＨｚの低周波側に大きな電力のスペクトルが２つ、２１ＧＨｚの高周波側と−２１ＧＨｚの低周波側に小さな電力のスペクトルが２つ、合計４つのスペクトルが形成されていることが確認できる。
このように特定周波数帯域信号発生回路１０４により生成された特定周波数帯域信号は、信号多重回路１０２に入力され、信号多重回路１０２により、送信信号変調回路１０１から入力された送信信号の中の特定位置に時間領域で多重され、電気／光変換回路１０３により光信号として送信される。
図４に本発明の第１の実施形態による光信号受信装置の構成例を示す。同図において、１００１は光／電気変換回路、１００２はアナログ／ディジタル変換回路、１００３は波長分散補償部、１００４は適応等化回路、１００５は復調回路、１００６は波長分散算出部である。
光／電気変換回路１００１は、光ファイバを伝送して受信された光信号を入力として、電気信号に変換し、その結果をアナログ／ディジタル変換回路１００２に出力する。具体的には、光／電気変換回路１００１は、局部発振光を用いて、入力された信号光の光電界を直交する成分に分離し、分離された成分を電気のアナログ信号に変換する。アナログ／ディジタル変換回路１００２は、光／電気変換回路１００１からの電気信号を入力としてアナログ／ディジタル変換を行い、ディジタルに変換された受信信号を出力する。出力されたディジタル受信信号は、波長分散補償部１００３および波長分散算出部１００６に入力される。波長分散算出部１００６は、アナログ／ディジタル変換回路１００２の出力結果を入力とし、波長分散量を算出し、その結果を出力値として出力する。波長分散補償部１００３は、ディジタルの受信信号を入力とし、波長分散算出部１００６により算出された波長分散量に基づいて、波長分散による信号の歪みを補償し、その結果を出力する。適応等化回路１００４は、波長分散補償部１００３により補償されたディジタル受信信号を入力として、偏波モード分散や送受信時、伝送路中で歪んだ信号を補償し、結果を出力する。復調回路１００５は、適応等化回路１００４で補償されたディジタル受信信号を入力として、受信信号を復調し、復調結果を出力する。
図５に本発明の第１の実施形態による波長分散算出部１００６の構成例を示す。同図において、２００１は信号分配回路、２００２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路、２００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ電力算出回路、２００４は遅延時間算出回路、２００５は波長分散量算出回路を示す。
信号分配回路２００１は、アナログ／ディジタル変換回路１００２の出力結果を入力としてＮ個の同じ系列に分岐する。分岐されたＮ系列はそれぞれ第ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｎに出力される。各第ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｎは、フィルタにより、入力された各系列における特定の周波数受信信号のみを通過させる。第ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｎの各フィルタは、各系列毎に異なる周波数帯域の信号を通過させるものであり、光信号送信装置によって多重された特定周波数帯域信号の一部、もしくは全てを含むように帯域通過フィルタが設定される。第ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）電力算出回路２００３−ｎは、第ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｎの出力系列に対して、サンプルごとに電力値を計算し、サンプルの電力値系列を出力する。遅延時間算出回路２００４は、Ｎ個の第ｎ電力算出回路２００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）より出力された系列から、それぞれの電力の最大値（ピーク値）が得られるときのサンプル時刻Ｔｎをそれぞれ検出し、ピーク値間の時間差を算出する。波長分散量算出回路２００５は、遅延時間算出回路２００４により算出された時間差（遅延時間）から、波長分散量を算出し、その結果を出力する。
ここで、Ｎは光信号送信装置により送信された特定周波数帯域信号の周波数スペクトルの個数を表す。例えば、図２に示すような２つの特定周波数帯域に信号をもつ場合はＮ＝２として計算することができ、図３に示すような４つの特定周波数帯域に信号をもつ場合はＮ＝４として計算することができる。ただし、Ｎは２以上で有ればよいため、上記に限ったものではない。
波長分散量Ｄは第ｋ電力算出回路２００３−ｋのピーク値における時刻Ｔｋと第ｈ電力算出回路２００３−ｈのピーク値における時刻Ｔｈとの時間差τｋ−ｈを用いて以下の（式１）のように算出することができる（１≦ｈ≦Ｎ、１≦ｋ≦Ｎ、ｈ≠ｋ）。
Figure 0005159953
ここで、ｃは光の速度、λは送信信号の中心波長、Ｂｋ−ｈは第ｋ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｋの中心周波数から第ｈ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｈの中心周波数までの帯域幅である。ただし、第ｋ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｋよりも第ｈ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｈの方が高い周波数帯域の通過フィルタであるものとする。
波長分散量算出回路２００５は、Ｎ個の第ｎ電力算出回路２００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）から入力されたＮ個の系列を用いて、１個から最大Ｎ（Ｎ−１）／２個の波長分散量を算出することができ、それらの波長分散量の中から選択した値、もしくは、算出したそれらの波長分散量の平均を出力値Ｄ’として波長分散補償部１００３に出力する。なお、実際には、出力する波長分散量は、（式１）のλ２が無い値でも（つまりλ２で除算しなくても）良い。これは、後に説明するように、波長分散補償部１００３において用いる各周波数ωの重みＷ（ω）に波長分散推定値を代入する際、λ２を乗算するため、（式１）においてはλ２が打ち消し合ってなくなるからである。つまり、実際にはλ２に依らず波長分散補償重みを算出できる。
ここで、図５を用い、一例として、図２に示した交番信号が送信信号に時間多重された場合の受信動作を説明する。
同図において、まず、光信号受信装置内の受信機（図示省略）により受信されたディジタル受信信号を信号分配回路２００１において２つの系列に分配する。次に、第１周波数帯域通過フィルタ回路２００２−１は、高周波側の１４ＧＨｚの信号を得るため、図６に示すように、（１４−Ｗ）ＧＨｚから（１４＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。同様に、第２周波数帯域通過フィルタ回路２００２−２は、低周波側の−１４ＧＨｚの信号を得るため、図７に示すように、（−１４−Ｗ）ＧＨｚから（−１４＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。
ここで、Ｗは０より大きい任意の値である。Ｗを大きくすることにより、周波数オフセットや位相オフセットなどによって特定の周波数受信信号が中心周波数からずれても動作可能である。逆に、Ｗを小さくすることにより、特定周波数帯域信号以外の成分、例えば、雑音や干渉成分を低減することができるため、推定精度が向上する。
第１電力算出回路２００３−１では、第１周波数帯域通過フィルタ回路２００２−１の出力結果の信号系列に対してサンプルごとに電力値を計算し、その結果を遅延時間算出回路２００４に出力する。ここで、第１電力算出回路２００３−１のｍサンプル時刻の入力信号をａ（ｍ）とした場合、出力値は｜ａ（ｍ）｜２となる。ただし、｜ｘ｜は複素数ｘの絶対値を示す。
同様に、第２電・BR>ヘ算出回路２００３−２では、第２周波数帯域通過フィルタ回路２００２−２の出力結果の信号系列に対してサンプルごとに電力値を計算し、その結果を遅延時間算出回路２００４に出力する。
遅延時間算出回路２００４では、第１電力算出回路２００３−１および第２電力算出回路２００３−２から出力された系列を入力として、それぞれの系列において最大値となる時のサンプル時刻Ｔ１およびＴ２を図８、図９に示すように算出し、それらの間の時間差τ２−１＝Ｔ２−Ｔ１を算出し、その結果τ２−１を波長分散量算出回路２００５に出力する。
波長分散量算出回路２００５では、遅延時間τ２−１を入力値として、以下の（式２）により波長分散量Ｄを算出する。
Figure 0005159953
波長分散量算出回路２００５は、（式２）により波長分散量を算出し、その結果を出力値Ｄとして出力する。以上のようにして、特定周波数帯域信号を用いて波長分散量を算出することができる。
なお、上述した光信号受信装置では、波長分散量Ｄを出力値として出力していたが、（式３）により算出される波長分散値を用いることで、波長分散補償部１００３において補償するための各周波数ωの重みＷ（ω）を算出し、その結果を出力値として出力することもできる。
Figure 0005159953
上記に示した第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｎの帯域通過フィルタとしては、矩形フィルタ、ナイキストフィルタ、ハニング窓、カイザー窓、ハミング窓など、一般的な帯域通過フィルタを用いることができる。
上記に示した第ｎ電力算出回路２００３−ｎは、入力信号ａ（ｍ）の電力値｜ａ（ｍ）｜２を出力していたが、入力値の電力の連続するＱ個のサンプルの合計値ａ’（ｍ’）を出力しても良い。合計値ａ’（ｍ’）は以下の（式４）で示される。
Figure 0005159953
上記の合計値を出力することで、雑音や干渉成分による推定誤差を軽減することができる。また、その他にも、最大値付近の電力と時刻を用いて期待値を計算することにより、精度を上げることもできる。
上記に示した遅延時間算出回路２００４では、電力が最大値となるときのサンプル時刻を用いていたが、任意の閾値を設定し、その閾値を超えた時刻、または、閾値を超えてから閾値を下回ったときの時刻、もしくはその両方を用いることもできる。この場合、ピークに比較してＸ％となる時刻位置を高周波数成分と低周波数成分で比較し、その時間差を測定する方法がある。
また、帯域通過フィルタを通過する信号成分には、交番信号以外の信号および干渉、雑音成分も含まれる。これは、データ信号にも、帯域通過フィルタの通過帯域の成分があるためと、光雑音にも帯域通過フィルタの通過帯域の成分があるためである。したがって、ピーク値が発生しない領域（データ信号領域）における雑音フロアと、ピークを検出して、雑音フロアを基準として、ピークまでのＸ％に立ち上がる時間位置およびピークまでのＸ％に立ち下がる時間位置を、高周波数成分と低周波数成分で比較することで遅延時間を検出することもできる。
また、遅延時間算出回路２００４では、最大値の間の遅延時間を算出していたが、特定周波数帯域信号を一定時間間隔（フレーム周期）Ｔｐで複数回繰り返して送信する場合、ピーク値が複数回発生してしまう。その結果、他のフレームの最大値を検出してしまい、本来の求めたい遅延時間よりも大きい値を算出してしまう可能性がある。その場合、一定時間Ｔｐ内で最大値となる時刻Ｔｎを検出したり、遅延時間差τが任意の時間差Ｔｍａｘよりも小さくなるよう条件をつけて算出したりすることで、誤りをなくすことができる。ここで、Ｔｍａｘを、例えば算出できる最大波長分散量から計算した最大遅延時間差に設定することもできる。
また、特定周波数帯域信号が含まれる複数の受信信号を用いて、遅延時間算出回路２００４において複数の遅延時間を算出し、その平均値を出力値として出力するようにしても良い。そうすることで、雑音や干渉成分を低減することができ、精度が向上する。さらに、電力と時刻の二つの値を用いてピーク値が出現する時刻の期待値を算出することにより、遅延時間を算出することもできる。
〈第２の実施形態〉
図１０に本発明の第２の実施形態における光信号送信装置の構成例を示す。同図において、第１の実施形態における光信号送信装置と異なる点は、送信信号変調回路２０１、信号多重回路２０２、電気／光変換回路２０３、特定周波数帯域信号発生回路２０４および偏波多重回路２０５が偏波多重のために追加された点である。
送信信号変調回路２０１、信号多重回路２０２、電気／光変換回路２０３、特定周波数帯域信号発生回路２０４では、それぞれ送信信号変調回路１０１、信号多重回路１０２、電気／光変換回路１０３、特定周波数帯域信号発生回路１０４と同様の動作を行い、偏波多重するデータ信号系列を用いて光送信信号を生成する。ただし、特定周波数帯域信号発生回路１０４および２０４を偏波間で共有することもできる。また、特定周波数帯域信号発生回路１０４および２０４は偏波間で異なる信号を生成して送信してもよいし、同一の信号を多重してもよい。同一の特定周波数帯域信号を多重する場合は、特定周波数帯域信号発生回路１０４と２０４を備える代わりに、１つの特定周波数帯域信号発生回路を共有化することもできる。共有化することによって、光信号送信装置では、二つの直交する偏波で同一の特定周波数帯域信号を送信することになり、光信号受信装置では、偏波分離を行っていない信号に対しても波長分散量を算出することが可能となる。
一例として、同一の特定周波数帯域信号をデータ信号に対して時間多重して送信するときのフレームフォーマットを図１１に示す。同図に示すように、２つの系列それぞれに対して、送信データ信号Ｒシンボルごとに特定周波数帯域信号（例えば、交番信号）Ｐシンボルを挿入する。特定周波数帯域信号は、全て同じ系列を用いることもできるし、系列ごとに異なるものとしても良い。
生成された二つの偏波で送信すべき信号は、偏波多重回路２０５によって偏波多重され、多重された信号を送信信号として送信する。
図１２に本発明の第２の実施形態における光信号受信装置の構成例を示す。同図において、第１の実施形態における光信号受信装置と異なる点は、偏波分配回路３０００、光／電気変換回路３００１、アナログ／ディジタル変換回路３００２、波長分散補償部３００３、復調回路３００５をさらに備え、波長分散算出部１００６に代えて波長分散算出部３００６を有し、適応等化回路１００４に代えて適応等化回路３００４を有する点である。
偏波分配回路３０００は、受信した光信号に対して光領域で偏波分配を行い、分配された偏波を光／電気変換回路１００１および３００１に出力する。偏波分配回路３０００として、例えば、偏波ダイバシティ９０度ハイブリッドカプラと局部発振光源を具備することで、受信した光信号を二つの直交する偏波に分配することができる。ここでは、説明を簡単にするため、直交する二つの偏波をＸ偏波およびＹ偏波と呼ぶことにし、Ｘ偏波を光／電気変換回路１００１に出力し、Ｙ偏波を光／電気変換回路３００１に出力するものとする。
光／電気変換回路３００１およびアナログ／ディジタル変換回路３００２はそれぞれ、光／電気変換回路１００１およびアナログ／ディジタル変換回路１００２と同様に動作する。つまり、光／電気変換回路３００１は光／電気変換を行い、アナログ／ディジタル変換回路３００２はアナログ／ディジタル変換を行って、ディジタル受信信号を出力する。波長分散算出部３００６は、アナログ／ディジタル変換回路１００２および３００２の出力結果を入力として波長分散量を算出し、その結果を波長分散補償部１００３および３００３に出力する。
波長分散補償部１００３、３００３はそれぞれ、アナログ／ディジタル変換回路１００２、３００２の出力信号を入力信号とし、波長分散算出部３００６によって算出された波長分散量をもとに波長分散補償を行う。適応等化回路３００４は、波長分散補償部１００３および３００３の出力信号を入力とし、適応等化を行い、偏波モード分散や送受信時、伝送路中で歪んだ信号を補償するとともに、偏波分離を行って送信側で多重された２つの信号系列を分離して結果を出力する。復調回路１００５および３００５は多重された二つの偏波をそれぞれ復調する。
図１３に、第２の実施形態における波長分散算出部３００６の構成例を示す。同図において、第１の実施形態における波長分散算出部１００６と異なる点は、信号分配回路４００１、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路４００２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）、第ｎ電力算出回路４００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）、第ｎ合波回路４００４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）をさらに有する点である。
信号分配回路２００１、４００１はそれぞれ、アナログ／ディジタル変換回路１００２、３００２のＸ偏波およびＹ偏波を入力信号とし、入力信号をＮ個の系列に分配し、その結果を出力する。第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）はＸ偏波に対して、同様の周波数帯域通過フィルタにより特定周波数の信号を通過させ、その結果を出力する。第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路４００２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）はＹ偏波に対して、同様の周波数帯域通過フィルタにより特定周波数の信号を通過させ、その結果を出力する。第ｎ電力算出回路２００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）はＸ偏波の系列に対して、サンプルごとに電力値を計算し、その結果を第ｎ合波回路４００４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に出力する。第ｎ電力算出回路４００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）はＹ偏波の系列に対して、サンプルごとに電力値を計算し、その結果を第ｎ合波回路４００４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に出力する。
第ｎ合波回路４００４−ｎは、第ｎ電力算出回路２００３−ｎおよび４００３−ｎから出力されたＸ偏波およびＹ偏波の電力値の信号系列に対して合成を行い、結果を出力する。例えば、第ｎ合波回路４００４−ｎの第ｍ（ｍは時系列のインデックス）番目の入力がｘｎ（ｍ）およびｙｎ（ｍ）であった場合、出力はａｘｎ（ｍ）＋ｂｙｎ（ｍ）となる。ただし、ａおよびｂは任意の０より大きい実数であり、雑音や干渉などの情報によってａおよびｂを変化させて、第ｎ電力算出回路２００３−ｎおよび４００３−ｎで出力されたＸ偏波およびＹ偏波の電力値の合波する割合を変化させることができる。また、伝送路や回路中の影響でＸ偏波、Ｙ偏波間で遅延差が生じることも考えられるため、ｑ（ｑは整数）サンプルずらしてから合波することもできる。その場合、出力値はａｘｎ（ｍ）＋ｂｙｎ（ｍ−ｑ）となる。ｑの決定方法としては、別にタイミング検出回路やスキュー調整回路を光信号受信装置に具備し、そこで算出したタイミング差からｑを決定することができる。あるいは、第ｎ電力算出回路２００３−ｎ、４００３−ｎの出力値において、ある一定区間において、閾値を超える値もしくは最大となる時の値が重なるようにｑを調整しても良い。
第ｎ合波回路４００４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）により合波されたＮ個の系列は、遅延時間算出回路２００４に入力値として入力される。遅延時間算出回路２００４は、Ｎ個の第ｎ合波回路４００４−１〜４００４−Ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）より出力された系列から、それぞれの電力最大値（ピーク値）が出るときのサンプル時刻Ｔｎをそれぞれ検出し、ピーク値間の時間差を算出する。波長分散量算出回路２００５は、遅延時間算出回路２００４により算出された遅延時間から、波長分散量を算出し、その結果を出力する。
上記第２の実施形態における光信号送信装置、光信号受信装置および波長分散算出部３００６は、２つの偏波を多重して送信することを前提としているが、３つ以上の送信信号系列を多重して送信することも可能である。その場合、光信号送信装置に多重する系列分の送信信号変調回路、信号多重回路、電気／光変換回路、特定周波数帯域信号発生回路を具備し、偏波多重回路は３つ以上の光送信信号を多重して送信すればよい。また、光信号受信装置については、偏波分配回路で、受信した光信号を３つ以上の系列に分配し、光／電気変換回路、アナログ／ディジタル変換回路、波長分散補償部および復調回路を分配した系列数に合わせて３つ以上具備し、適応等化回路では、偏波分配回路で分配した系列数分の信号の入力をもとに、光信号送信装置において多重した系列数の信号を出力する適応等化を行う。波長分散算出部では、偏波分配回路で分配した系列数の入力をもとに、波長分散を算出して、その算出結果を各波長分散補償部に出力する。なお、光信号送信装置における送信信号の多重数（もしくは偏波多重回路の多重信号数）と、光信号受信装置における偏波分配回路の分配数は必ずしも等しくなくても良い。
また、上記第２の実施形態における光信号送信装置、光信号受信装置および波長分散算出部３００６は、２つの偏波を多重して送信することを前提としているが、偏波多重しないで信号を送信することも可能である。その場合、光信号送信装置に多重する系列分の送信信号変調回路、信号多重回路、電気／光変換回路および特定周波数帯域信号発生回路を具備し、偏波多重回路は具備せずに信号を送信すればよい。また、光信号受信装置については、偏波分配回路で受信した光信号を２つ以上の系列に分配し、光／電気変換回路、アナログ／ディジタル変換回路、波長分散補償部および復調回路を分配した系列数に合わせて２つ以上具備し、適応等化回路では、偏波分配回路で分配した系列数分の波長分散補償部からの入力をもとに適応等化を行う。送信信号は偏波多重されていないため、適応等化回路は１系列のみの信号を復調すればよく、出力は１系列となる。また、波長分散算出部では、偏波分配回路で分配した系列数分のアナログ／ディジタル変換回路からの入力をもとに波長分散を算出し、その算出結果を各系列の波長分散補償部に出力する。
〈第３の実施形態〉
次に、第３の実施形態の光信号受信装置について説明する。第３の実施形態による光信号受信装置は、図１２に示す光信号受信装置の波長分散算出部３００６を図１３に示す構成とする代わりに、図１４に示す構成とするものである。
図１４に、二偏波で同一の図２で示した交番信号を特定周波数帯域信号とし、時間多重して送信したときの、波長分散算出部３００６の構成の一例を示す。図２に示すような交番信号が含まれた信号光がコヒーレント受信され、Ｘ偏波およびＹ偏波それぞれは、図１４のオーバーラップＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路５００１−１および５００１−２に入力される。オーバーラップＦＦＴ演算回路５００１−１および５００１−２は、ＦＦＴ窓をオーバーラップさせてＦＦＴを行ってＸ偏波およびＹ偏波それぞれを周波数領域に変換し、その結果を出力する。オーバーラップしてＦＦＴを行う方法は、（参考文献１）R. Kudo, T. Kobayashi, K. Ishihara, Y. Takatori, A. Sano, E. Yamada, H. Masuda, Y. Miyamoto, and M. Mizoguchi, “Single carrier transmission with two-stage overlap frequency domain equalisation for long-haul optical systems,” Electronics Letters, vol. 45, issue 3, pp. 180−182, Jan. 2009.に記載されている。
周波数領域フィルタ回路５００２−１および５００２−２では、それぞれＸ偏波およびＹ偏波に対して帯域通過フィルタを用いて特定周波数帯域信号とその周辺の信号のみが通過するようなフィルタを乗算する。図１５にその一例を示す。同図に示すように、（−１４−Ｗ）ＧＨｚから（−１４＋Ｗ）ＧＨｚと、（１４−Ｗ）ＧＨｚから（１４＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。このようなフィルタ回路を用いれば、図２の交番信号とその周辺の信号のみを通過させるフィルタを形成でき、それ以外の帯域の干渉、雑音成分を除去することができる。
周波数領域フィルタ回路５００２−１および５００２−２により帯域制限された信号はそれぞれ、オーバーラップＩＦＦＴ（Inverse FFT）演算回路５００３−１、５００３−２に出力される。オーバーラップＩＦＦＴ演算回路５００３−１及び５００３−２は、オーバーラップしてＩＦＦＴを行い、時間領域の信号系列を得る。
なお、大きな分散量を補償する際には、周波数領域で分散補償する手法が演算量を低減させるメリットがあるため、周波数領域等化を前提とした波長分散補償フィルタを例に用いたが、時間領域等化の波長分散補償フィルタでも同様に、その通過帯域フィルタを設定することが可能である。
また、ディジタル信号処理によって波長分散を補償する場合には、波長分散補償用の等化器を備えるはずである。従って、上記の例では、この等化器を交番信号のみを選択的に通過させるフィルタとして用いている。そのため、波長分散算出部と波長分散補償部の等化器回路を共有することが可能になるため、実際に回路を作成したときに回路規模が小さくでき、消費電力も低減する効果も持ち合わせている。ただし、波長分散推定用の帯域通過フィルタ部分を別途準備するだけの回路的な余裕がある場合には、パラレルに波長分散算出部を持つことで、運用中で波長分散補償回路が動作中の状況でも、分散を算出することもできる。
もちろん、上記第３の実施形態の光信号受信装置を波長分散の算出のためだけに用いることも可能である。その場合、図１４に示す波長分散算出回路を、新たな波長分散算出部に置き換えることにより動作させることが可能である。この新たな波長分散算出部におけるオーバーラップＦＦＴ演算回路５００１−１、５００１−２の入力は、アナログ／ディジタル変換回路１００２、３００２の出力となる。また、その場合、受信信号系列において特定周波数帯域信号が存在する時間区間を検出し、その時間区間より大きいＦＦＴウィンドウサイズのＦＦＴおよびＩＦＦＴを行うことで上記装置を動作させることができる。この場合、オーバーラップＦＦＴ演算回路５００１−１、５００１−２およびオーバーラップＩＦＦＴ演算回路５００３−１、５００３−２は、オーバーラップしてＦＦＴおよびＩＦＦＴを動作させる必要は無くなる。そのため、演算量を低減することができる。
続いて、高域周波数帯域通過フィルタ回路５００４−１および５００４−２は、周波数領域フィルタ回路５００２−１、５００２−２により帯域制限を行って図１５に示すように２つの周波数帯域のみの信号成分のみになった信号系列に対して、周波数が高い成分のみに分離する。同様に、低域周波数帯域通過フィルタ回路５００５−１および５００５−２を用いて、周波数領域フィルタ回路５００２−１、５００２−２により帯域制限を行って図１５に示すように２つの周波数帯域のみの信号成分のみになった信号系列に対して、周波数が低い成分のみに分離する。
図１６に最も簡易な高域周波数帯域通過フィルタ回路５００４−１、５００４−２の構成例を示す。図１７に最も簡易な低域周波数帯域通過フィルタ回路５００５−１および５００５−２の構成例を示す。
高域周波数帯域通過フィルタ回路５００４−１および５００４−２と、低域周波数帯域通過フィルタ回路５００５−１および５００５−２はそれぞれ、図１６および図１７に示すような２タップの遅延干渉フィルタにより構成することができる。図１６に示す高域周波数帯域通過フィルタ回路において、入力信号は、１との乗算を行う乗算器５０１に出力されるとともに、ｊとの乗算を行なう乗算器５０２が後段に備えられた遅延回路５０３に出力される。そして、入力信号と１の乗算結果、および、遅延回路５０３から出力された入力信号とｊとの乗算結果が加算器５０４により加算され、その結果が出力される。また、図１７に示す低域周波数帯域通過フィルタ回路において、入力信号は、１との乗算を行う乗算器６０１に出力されるとともに、−ｊとの乗算を行なう乗算器６０２が後段に備えられた遅延回路６０３に出力される。そして、入力信号と１の乗算結果、および、遅延回路６０３から出力された入力信号と−ｊとの乗算結果が加算器６０４により加算され、その結果が出力される。
これらのフィルタによって、図１８Ａに示すような透過特性が得られるため、高域周波数および低域周波数の信号に分離することができる。この特性と、前段の２つの周波数を選択的に通過させる帯域通過フィルタの特性とを組み合わせることにより、交番信号が生成する２つの細いスペクトル成分を高周波側と低周波側に分離可能である。
ただし、波長分散推定用に帯域通過フィルタを準備できる場合には、このような二段構成でなくとも、高周波側の帯域通過フィルタと低周波側の帯域通過フィルタをそれぞれ用意することで、交番信号の２つの細いスペクトル成分を別々に分離して抽出することが可能である。
平均化回路５００６−１および５００６−２はそれぞれ、第１合波回路４００４−１、第２合波回路４００４−２の出力をもとに、交番信号が到来する周期で得られたＱ個の連続するサンプルを平均化することにより、干渉および雑音を低減し、電力のピーク値を検出することができる。Ｑは、交番信号の系列長と同じサンプル数、すなわち、（オーバーサンプリング数）×（特定周波数帯域信号シンボル数）により求められるサンプル数かそれよりも小さいサンプル数であることが望ましい。
本実施形態においては、シンボルレートの２倍以上の整数倍のサンプリングレートによりオーバーサンプルすることを想定している。また、Ｘ偏波とＹ偏波の信号を加算することによって、一方の信号に成分が偏るような状況下でも、正しい値を検出することが可能になる。
上記平均化回路５００６−１および５００６−２の出力結果を入力値として、遅延時間算出回路２００４は、周波数が高いスペクトル成分と周波数が低いスペクトル成分の遅延時間差を算出する。波長分散量算出回路２００５は、算出された遅延時間差から分散量を算出することができる。
上記説明では、周波数領域フィルタ回路の後に、オーバーラップＩＦＦＴ演算回路を具備していた。しかし、高域周波数帯域信号と低域周波数帯域信号の遅延時間差は、周波数領域の位相の傾きで決定することから、ピーク信号の位相を用いて遅延時間差を算出することもできる。その場合、オーバーラップＩＦＦＴ演算回路が不要となるため、回路規模を小さくすることができる。
また、上記構成を用いるときに、周波数領域フィルタ回路内の信号電力は、特定周波数帯域信号が受信される毎に、その帯域の電力値は大幅に上昇する。そのため、その帯域内の信号の電力値を監視することで、フレームのタイミングを検出し、その周辺の区間で波長分散推定回路（すなわち、波長分散算出部）を動作させることも可能である。
なお、図１８Ｂに波長分散算出部１００６Ａとして示すように、第１の実施形態による光信号受信装置の第ｎ電力算出回路２００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）のそれぞれと遅延時間算出回路２００４との間に平均化回路２００６−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）を設け、各平均回路２００６−ｎにおいて、前段の第ｎ電力算出回路２００３−ｎの出力をもとに、交番信号が到来する周期で得られた所定数の連続するサンプルを平均化し、その結果を遅延時間算出回路２００４に出力するようにしてもよい。
同様にして、図１８Ｃに波長分散算出部３００６Ａとして示すように、第２の実施形態による光信号受信装置の第ｎ電力算出回路２００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）および４００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）のそれぞれと第ｎ合波回路４００４−ｎとの間に平均化回路２００６−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）および４００６−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）を設け、各平均回路２００６−ｎおよび４００６−ｎにおいて、前段の第ｎ電力算出回路２００３−ｎおよび４００３−ｎの出力をもとに、交番信号が到来する周期で得られた所定数の連続するサンプルを平均化し、その結果を第ｎ合波回路４００４−ｎに出力するようにしてもよい。
〈第４の実施形態〉
次に、本発明の第４の実施形態による光信号受信装置について説明する。図１９に第４の実施形態における光信号受信装置の構成例を示す。第４の実施形態による光信号受信装置が、図１２に示す第２の実施形態における光信号受信装置と異なる点は、波長分散算出部３００６に代えて、図２０に示すフレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００を有する点である。
図２０は、図１９に示すフレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００の構成例を示す。同図において、６０００−１および６００１−２はメモリ、６００２は周波数オフセット算出回路、６００３−１および６００３−２はフレーム検出用ＦＦＴ回路、６００４は特定周波数帯域信号検出回路を示している。また、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００は、これらの構成部品に加えて、第２の実施形態における波長分散算出部３００６を具備する構成になっている。
フレーム検出用ＦＦＴ回路６００３−１及び６００３−２は、各偏波の受信信号系列に対してＦＦＴを行なう。特定周波数帯域信号検出回路６００４は、フレーム検出用ＦＦＴ回路６００３−１及び６００３−２からの出力に基づき、特定周波数帯域信号が存在する周辺周波数の電力を計算する。メモリ６００１−１、６００１−２はそれぞれ、アナログ／ディジタル変換回路１００２、３００２から出力される受信信号系列から、特定周波数帯域信号検出回路６００４において検出された特定周波数帯域信号を含む受信信号系列の時間区間およびその前後を含めたＬサンプルを抽出して格納する。周波数オフセット算出回路６００２は、メモリ６００１−１、６００１−２から出力されたＬサンプルの信号系列から、特定周波数帯域信号を用いて周波数オフセットを算出する。波長分散算出部３００６は、メモリ６００１−１、６００１−２から出力されたＬサンプルの信号系列と、周波数オフセット算出回路６００２から出力される周波数オフセットに基づいて波長分散量を算出する。
図２１Ａおよび図２１Ｂは、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００の処理を説明するフローチャートの一例を示す。
以下では、図２０に示す構成ならびに図２１Ａおよび図２１Ｂに示すフローチャートを用いて、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００の処理を説明する。なお、ここでは、特定周波数帯域信号を一定周期ごとに時間多重して送信するものとする。
図２１Ａにおいて、まず、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００は、処理の繰り返し回数をカウントするために用いる変数ｇ，ｕ，ｖに１を代入しておく（ステップＳ１０）。
次に、フレーム検出処理、つまり特定周波数帯域信号検出処理について説明する。
フレーム検出用ＦＦＴ回路６００３−１は、アナログ／ディジタル変換回路１００２から出力されたＸ偏波の受信信号系列を入力としてＦＦＴ変換を行い、フレーム検出用ＦＦＴ回路６００３−２は、アナログ／ディジタル変換回路３００２から出力されたＹ偏波の受信信号系列を入力として、ＦＦＴ変換を行う（ステップＳ１５）。ＦＦＴは受信信号系列に対してリアルタイムで動作させる。ここで、ＦＦＴは、受信信号系列に対してオーバーラップして行うこともできるし、ある任意の間隔をあけて行うこともできる。例えば、特定周波数帯域信号のシンボル数を８０、受信側でのオーバーサンプリング数を２、フレーム検出用ＦＦＴのポイント数を６４とした場合、任意の間隔を９６（＝８０×２−６４）サンプルに設定することにより、必ずいずれかのＦＦＴウィンドウに交番信号が含まれ、かつＦＦＴの演算量を低減することができる。
続いて、特定周波数帯域信号検出回路６００４は、フレーム検出用ＦＦＴ回路６００３−１および６００３−２からの出力結果を用いて、特定周波数帯域信号が存在する周辺周波数の電力を計算する（ステップＳ２０）。例えば、光信号送信装置が、図２に示すような特定周波数帯域信号を送信した場合、図１５に示すようなフィルタを用い、そのフィルタ内の総電力値を計算する。これをフレーム周期Ｔｐで行い、その周期内における最大値を検出する（ステップＳ２５）。特定周波数帯域信号検出回路６００４は、ｇが繰り返し回数Ｇに達したかを判断し（ステップＳ３０）、達していない場合にはｇに１を加算して（ステップＳ３５）、ステップＳ１５からの処理を行い、達した場合には、繰り返し実行したステップＳ２５において検出した最大値となる位置をメモリ６００１−１及び６０００−２に出力する（ステップＳ４０）。つまり、特定周波数帯域信号検出回路６００４は、ステップＳ１５〜Ｓ２５の操作をＧ（Ｇ≧１）回異なる受信信号系列に対して行い、Ｔｐの周期で最大となる位置、つまり特定周波数帯域信号の位置を検出し、その結果をメモリ６００１−１および６００１−２に出力する。ただし、上記説明では、フレーム周期Ｔｐ内の最大値を検出していたが、任意の電力閾値を設定し、その電力閾値を超える位置を検出しても良い。
続いて、周波数オフセット算出処理について説明する。
メモリ６００１−１、６００１−２はそれぞれ、アナログ／ディジタル変換回路１００２、３００２から出力される受信信号系列から、特定周波数帯域信号検出回路６００４において検出された特定周波数帯域信号を含む時間区間およびその前後を含めたＬサンプルを抽出して格納する（ステップＳ４５）。その後、メモリ６００１−１、６００１−２は、周波数オフセット算出回路６００２にそのＬサンプルの信号系列を出力し、周波数オフセット算出回路６００２は、特定周波数帯域信号を用いて周波数オフセットを算出する（ステップＳ５０）。この算出方法としては、Ｌサンプルの信号系列に対してＦＦＴ変換を行って周波数成分の振幅もしくは電力の最大値となる周波数、あるいは重心位置の周波数を計算した後、さらに、特定周波数帯域信号の中心周波数からのずれを計算し、その値を周波数オフセット算出値として出力する。なお、ここでは、周波数オフセット算出回路６００２は、周波数オフセット算出処理において、この操作をＵ（Ｕ≧１）回異なる特定周波数帯域信号を含む区間およびその前後を含めたＬサンプルに対して行い、平均などを取って周波数オフセット算出精度を向上させる（ステップＳ５５）。そのため、周波数オフセット算出回路６００２は、ｕが繰り返し回数Ｕに達したかを判断し（ステップＳ６０）、達していない場合にはｕに１を加算して（ステップＳ６５）、ステップＳ４５からの処理を行い、達した場合には、直前に実行したステップＳ５５において平均化した周波数オフセット算出値を波長分散算出部３００６に出力する（ステップＳ７０）。
次に、図２１Ｂを参照して、波長分散算出処理について説明する。
まず、ステップＳ４５と同様に、メモリ６００１−１、６００１−２はそれぞれ、アナログ／ディジタル変換回路１００２、３００２から出力される受信信号系列から、特定周波数帯域信号検出回路６００４において検出された特定周波数帯域信号を含む時間区間およびその前後を含めたＬサンプルを抽出して格納する（ステップＳ７５）。
波長分散算出部３００６では、メモリ６００１−１および６００１−２から出力された、特定周波数帯域信号を含む時間区間およびその前後を含めたＬサンプルを入力として、波長分散量の算出を行う。この算出は、上記第２の実施形態で示したように行う。
すなわち、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−ｎ、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路４００２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）はそれぞれＸ偏波、Ｙ偏波に対して特定周波数の信号を通過させる（ステップＳ８０）。第ｎ電力算出回路２００３−ｎ、第ｎ電力算出回路４００３−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）はそれぞれＸ偏波、Ｙ偏波の系列に対して、サンプルごとの電力値を計算し、その結果を第ｎ合波回路４００４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に出力する（ステップＳ８５）。第ｎ合波回路４００４−ｎは、入力されたＸ偏波およびＹ偏波の電力値の信号系列に対して合成を行って遅延時間算出回路２００４に出力する（ステップＳ９０）。遅延時間算出回路２００４は、入力された系列からそれぞれの電力最大値（ピーク値）が出るときのサンプル時刻Ｔｎをそれぞれ検出してピーク値間の時間差を算出する（ステップＳ９５）。波長分散量算出回路２００５は、算出された遅延時間から波長分散量を算出する（ステップＳ１００）。
さらに、上記の処理において、周波数オフセット算出回路６００２から出力された周波数オフセットの算出値を用いて、波長分散算出部３００６を動作させることもできる。その場合、波長分散算出部３００６内の信号分配回路２００１、４００１に周波数オフセットの算出値を入力し、メモリ６００１−１、６００１−２から出力されるＬサンプルの受信信号系列に対して、初めに周波数オフセットを補償してから信号を分配させることもできる。もしくは、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路２００２−１〜２００２−Ｎ、４００２−１〜４００２−Ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に周波数オフセットの算出値を入力し、周波数オフセットを補償した上で帯域通過フィルタを動作させることもできる。上記により、光信号受信装置において生じた周波数オフセットを補償しながら波長分散を算出することができるため、算出精度が向上する。
波長分散算出部３００６は、この処理をＶ（Ｖ≧１）回異なる特定周波数帯域信号を含む区間およびその前後を含めたＬサンプルに対して行い、平均などを取って波長分散量の算出精度を向上させる。そのため、波長分散算出部３００６は、ｖが繰り返し回数Ｖに達したかを判断し（ステップＳ１０５）、達していない場合にはｖに１を加算して（ステップＳ１１０）、ステップＳ７５からの処理を行い、達した場合には、繰り返し行なったステップＳ１００において算出した波長分散量の平均を算出する（ステップＳ１１５）。
その後、波長分散算出部３００６は、ステップＳ１１５において算出した波長分散量が、とりうる値の最大値の絶対値Ｄｍａｘよりも小さいかをどうかを判断し（ステップＳ１２０）、小さい場合には波長分散算出処理を終了してその結果を波長分散補償部１００３、３００３に出力し（ステップＳ１２５）、大きいか等しい場合には算出に失敗したことを出力する（ステップＳ１３０）。
なお、算出に失敗した場合、再度フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００を動作させ、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出を行うことも可能である。
以上説明した第４の実施形態の光信号受信装置を用いることにより、波長分散算出回路をリアルタイムで動作させる必要が無くなるため、他の実施形態による光信号受信装置に比べ、遅いクロックで動作させることができる。その結果、回路規模の縮小や消費電力の削減を行うことができる。
上記第１から第３の実施形態においては、波長分散算出部の入力値は、アナログ／ディジタル変換回路からの出力値であったが、波長分散補償部からの出力値を入力値として波長分散を算出しても良い。例えば、図４の場合には、図２１Ｃに示したように、波長分散算出部１００６には、アナログ／ディジタル変換回路１００２の出力値の代わりに波長分散補償部１００３の出力値が入力される。また、図１２の場合には、図２１Ｄに示したように、波長分散算出部３００６には、アナログ／ディジタル変換回路１００２の出力値の代わりに波長分散補償部１００３の出力値が入力され、アナログ／ディジタル変換回路３００２の出力値の代わりに波長分散補償部３００３の出力値が入力される。それらの場合には、波長分散補償部の初期値として波長分散値を０ｐｓ／ｎｍ、つまり波長分散補償部で用いる各周波数ωの重みＷ（ω）を１として設定することで動作可能となる。また、波長分散補償部からの出力値を波長分散算出部の入力値として波長分散を算出する場合、信号分配回路の入力値は波長分散補償部からの出力値となるが、波長分散算出部は同様の構成で波長分散を算出することが可能である。波長分散補償部の出力値を入力値として波長分散算出回路を動作させることにより、通信システムの運用中に波長分散量が時間変動した場合であっても、ある周期で波長分散の変動の差分を波長分散算出回路で推定することにより、その推定結果を波長分散補償部に入力することができる。
また、上記第４の実施形態においては、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００の入力値は、アナログ／ディジタル変換回路１００２、３００２からの出力値であったが、波長分散補償部１００３、３００３からの出力値を入力値として波長分散を算出しても良い。例えば、図１９の場合、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００には、アナログ／ディジタル変換回路１００２の出力値の代わりに波長分散補償部１００３の出力値が入力され、アナログ／ディジタル変換回路３００２の出力値の代わりに波長分散補償部３００３からの出力値が入力される。その場合には、波長分散補償部１００３、３００３の初期値として波長分散値を０ｐｓ／ｎｍ、つまり波長分散補償部１００３、３００３で用いる各周波数ωの重みＷ（ω）を１として設定することで動作可能となる。また、波長分散補償部１００３、３００３からの出力値をフレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００の入力値として波長分散を算出する場合、メモリ６０００−１、６０００−２およびフレーム検出用ＦＦＴ回路６００３−１、６００３−２の入力値は、波長分散補償部１００３、３００３からの出力値となるが、フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００は、同様の構成でフレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出を行うことが可能である。波長分散補償部１００３、３００３の出力値を入力値としてフレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部６０００を動作させることにより、通信システムの運用中にフレーム同期がはずれたり、周波数オフセット及び波長分散量が時間変動したりした場合であっても、ある周期でそれらを補償することができる。
以下、本発明の第１〜第４の実施形態による効果を説明する。
図２２は、波長分散量を２００００ｐｓ／ｎｍに設定し、送信シンボルレート２８ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓ、光信号受信装置のサンプリング周波数５６ＧＨｚ、フレーム長を３２７６８シンボル、交番信号長を６４シンボル、フレーム平均化数を１５回に設定した場合の到来時間差をシミュレーションした結果である。高域周波数帯域信号（ＵＳＢ、Upper Sideband）と低域周波数帯域信号（ＬＳＢ、Lower Sideband）の到来時間に差が生じていることが確認できる。
図２３Ａ〜図２３Ｄは、伝送路で受けた波長分散量をゼロから２００００ｐｓ／ｎｍまで変化させた場合に、観測されるＵＳＢとＬＳＢの遅延量をシンボル数でＹ軸に示したものである。波長分散量に比例して、ＵＳＢとＬＳＢの到来時間差が増大していることがわかる。従って、この到来時間差から逆に分散が推定可能である。１００ＧｂＥ（Giga bit Ethernet（登録商標））を転送するＯＴＵ（Optical Transport Unit）４のビット数１３０，５６０ｂｉｔを参考に、ＱＰＳＫおよび偏波多重を考慮すると、１フレームあたり３２，６４０ｓｙｍｂｏｌとなるが、シミュレーション評価ではこれに近い値に設定した。４つのグラフでは、帯域通過フィルタの設定透過帯域幅Ｗを変化させており、バンド幅は、それぞれ±０．１６，±０．３２，±１．２８，±２．５６ＧＨｚと変化させた。Ｗ＝±１．２８ＧＨｚのとき最も誤差が少ない結果となっており、バンド幅はある程度広い方が、検出波長分散の誤差が低減する傾向にある。一方、バンド幅を広くし過ぎると、交番信号以外のさまざまなデータの通過幅が広がることになり、交番信号の選択性が低下して、検出感度が悪くなる。この結果では、±１．２８ＧＨｚ程度がよい。さらに通過帯域を拡大することで、性能向上の可能性がある。
図２４は、２００００ｐｓ／ｎｍの波長分散量、０．８ｐｓ／√ｋｍの偏波モード分散があるときの本提案手法の算出精度を示している。同図からわかるように、±２００ｐｓ／ｎｍ程度という高い精度で波長分散量が算出できていることが分かる。また、１８μｓの受信信号を用いて算出しているので、波長分散の算出速度も非常に速い。
〈第５の実施形態〉
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
図２５に本発明の第５の実施形態による光信号送信装置の構成例を示す。同図において、７１０１は送信信号変調回路、７１０２は信号多重回路、７１０３は電気／光変換回路、７１０４はトレーニング信号系列生成回路である。
送信信号変調回路７１０１は、送信するデータのバイナリ系列を変調し、送信シンボル系列を出力する。変調方式としては、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などが挙げられるが、それ以外の変調方式でもよい。トレーニング信号系列生成回路７１０４は、２つ以上の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列と、第一特定周波数帯域信号系列のこれら２つ以上の特定周波数帯域とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列とを発生させ、第一特定周波数帯域信号系列の直前および直後に第二特定周波数帯域信号系列を時間多重した信号系列をトレーニング信号系列として生成し、生成されたトレーニング信号系列を出力する。なお、トレーニング信号系列生成回路７１０４は、第一特定周波数帯域信号系列に用いられる特定周波数帯域に信号電力を持たない第二特定周波数帯域信号系列を発生させてもよい。
信号多重回路７１０２は、送信信号変調回路７１０１およびトレーニング信号系列生成回路７１０４の出力を入力とし、送信信号変調回路７１０１からの出力信号である送信シンボル系列に対して、トレーニング信号系列生成回路７１０４からの出力であるトレーニング信号系列を任意の信号周期Ｎｓごとに挿入(時間領域で多重)し、その結果得られた信号系列を出力する。電気／光変換回路７１０３は、信号多重回路７１０２の出力を入力として、信号系列の電気／光変換を行い、光信号を出力する。
図２６は、トレーニング信号系列を示す。同図に示すように、第一特定周波数帯域信号系列の直前および直後に、第二特定周波数帯域信号系列が時間多重されている。なお、トレーニング信号は、リファレンス信号、パイロット信号、既知信号等と言及されてもよい。
ここで、特定周波数帯域信号系列としては、例えば、ＩＱ平面上で原点に対して点対称となる関係の交番信号を用いることができる。一例として、ＢＰＳＫ信号を生成し、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓと２つの信号点を交互に用いたり、ＱＰＳＫ信号を生成し、（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），…，（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）や（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），…，（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ）のようにしたりすることで特定周波数帯域信号系列を生成できる。ここで、Ｓは任意の実数を表す。また、（α，β）の表記におけるαおよびβはそれぞれ実部、虚部の信号成分を表し、複素数としてα＋ｊβと表すことができる。ｊは虚数単位である。
また、−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓのように１つの信号をＭ回（Ｍは任意の正数）繰り返した交番信号を用いることもできる。また、複数の繰り返し回数に対応する信号を混合したり、畳み込んだりすることで、４つ以上の周波数帯域にピークを持つ特定周波数帯域信号を生成できる。また、周期の異なる複数の正弦波を生成して足し合わせることによって２つ以上の周波数帯域にピークを持つ特定周波数帯域信号を生成することもできる。また、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いて特定のサブキャリアにのみ信号を送信することで特定周波数帯域信号を生成することもできる。
以上の方法で第一特定周波数帯域信号系列および第二特定周波数帯域信号系列を生成し、トレーニング信号系列を生成する。
ここでは、一例として、１２．５Ｇｂａｕｄの送信信号伝送において、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）の交番信号を第一特定周波数帯域信号系列として、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ）・・・，（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）のように、１つの信号を２回繰り返した信号系列を第二特定周波数帯域信号系列としてトレーニング信号系列を生成した場合を考える。
図２７に第一特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルを示す。図２８に第二特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルを示す。なお、周波数領域においてマイナスで表示されている信号は、１２．５〜２５ＧＨｚの範囲内にある電気信号に対応する信号の折り返し成分であるが、この電気信号が光信号にアップコンバートされると、キャリア周波数よりマイナスの領域に変換されるため、図２７および図２８ではこのように表記している。
図２７に示した第一特定周波数帯域信号系列の場合、６．２５ＧＨｚの高周波側と−６．２５ＧＨｚの低周波側に、１２．５ＧＨｚ間隔の信号が２つ形成されていることが確認できる。また、図２８に示した第二特定周波数帯域信号系列の場合、３．１２５ＧＨｚの高周波側と−３．１２５ＧＨｚの低周波側に大きな電力のスペクトルが２つ、９．３７５ＧＨｚの高周波側と−９．３７５ＧＨｚの低周波側に小さな電力のスペクトルが２つ、合計４つのスペクトルが形成されていることが確認できる。つまり、第一特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの電力が集中する帯域とは異なる周波数帯域に、第二特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの電力が集中している。
トレーニング信号系列として特定周波数帯域信号を用いることにより、それぞれの周波数スペクトル自体の広がりは小さい信号光になるため、波長分散による波形劣化を受けにくい。また、お互いの周波数スペクトルは離れているため、波長分散を受けると到来時間差が生じる。このことを利用して、下記に示すような方法を用いて波長分散量を算出することが可能となる。
また、第一特定周波数帯域信号系列の前後に、第一特定周波数帯域信号系列の周波数帯域とは異なる周波数帯域に電力が集中する第二特定周波数帯域信号系列を挿入してトレーニング信号系列として送信することにより、第一特定周波数帯域信号系列が使用している周波数帯域へのトレーニング信号の前後の送信シンボル信号系列による干渉を防ぐことができる。そして、下記に示すような方法によって、波長分散量を算出する際、ＢＰＦ（Bandpass Filter）によって第二特定周波数帯域信号系列が除去されるため、波長分散量の算出精度が向上する。
ここで、第一特定周波数帯域信号系列において電力が集中する周波数帯域と、第二特定周波数帯域信号系列において電力が集中する周波数帯域との周波数の間隔は、光信号受信装置と光信号送信装置との間で発生しうる周波数オフセット（例えば、光信号受信装置と光信号送信装置で用いるレーザ間の周波数ずれ）の最大値より大きく設定することが望ましい。周波数の間隔を予め想定される周波数オフセットの最大値より大きく設定することにより、第一特定周波数帯域信号系列と第二特定周波数帯域信号系列を受信側で容易に見分けることができる。
このようにトレーニング信号系列生成回路７１０４により生成された特定周波数帯域信号は、信号多重回路７１０２に入力され、信号多重回路７１０２により、送信信号変調回路７１０１から入力された送信信号の中の特定位置に時間領域で多重され、電気／光変換回路７１０３により光信号として送信される。
図２９に本発明の第５の実施形態による光信号受信装置の構成例を示す。同図において、８００１は偏波分割回路、８００２−１および８００２−２は光／電気変換回路、８００３−１および８００３−２はアナログ／ディジタル変換回路、８００４−１および８００４−２は波長分散補償部、８００５は適応等化回路、８００６は復調回路、８００７は波長分散量算出部である。
偏波分割回路８００１は、受信した光信号に対して光領域で偏波分割を行い、分割された偏波を光／電気変換回路８００２−１および８００２−２に出力する。偏波分割回路８００１として、例えば、偏波ダイバシティ９０度ハイブリッドカプラと局部発振光源を具備することで、受信した光信号を二つの直交する偏波に分割することができる。ここでは、説明を簡単にするため、直交する二つの偏波をＸ偏波およびＹ偏波と呼ぶことにし、Ｘ偏波を光／電気変換回路８００２−１に出力し、Ｙ偏波を光／電気変換回路８００２−２に出力するものとする。
光／電気変換回路８００２−ｉ（ｉ＝１、２）は、光ファイバを伝送して受信された光信号のＸ偏波またはＹ偏波を入力として、入力された偏波を電気信号に変換し、その結果をアナログ／ディジタル変換回路８００３−ｉに出力する。具体的には、光／電気変換回路８００２−１及び８００２−２は、局部発振光を用いて、入力された信号光の光電界を直交する成分に分離し、分離された成分を電気のアナログ信号に変換する。アナログ／ディジタル変換回路８００３−ｉ（ｉ＝１、２）は、光／電気変換回路８００２−ｉからの電気信号を入力としてアナログ／ディジタル変換を行い、ディジタルに変換された受信信号を出力する。アナログ／ディジタル変換回路８００３−ｉ（ｉ＝１、２）から出力されたディジタル受信信号は、波長分散補償部８００４−ｉに入力される。波長分散補償部８００４−１および８００４−２は、ディジタルの受信信号を入力とし、波長分散量算出部８００７により算出された波長分散量に基づいて、波長分散による信号の歪みを補償し、その結果を出力する。波長分散量算出部８００７は、波長分散補償部８００４−１および８００４−２の出力結果を入力として波長分散量を算出し、その算出結果を出力値として波長分散補償部８００４−１および８００４−２に出力する。適応等化回路８００５は、波長分散補償部８００４−１及び８００４−２により補償されたディジタル受信信号を入力として、偏波モード分散や送受信時、伝送路中で歪んだ信号を補償し、結果を出力する。復調回路８００６は、適応等化回路８００５により補償されたディジタル受信信号を入力として、受信信号を復調し、復調結果を出力する。
ここで、波長分散補償部８００４−１および８００４−２、ならびに、適応等化回路８００５は、下記の参考文献２において示されている方法により動作する。
（参考文献２）R. Kudo, T. Kobayashi, K. Ishihara, Y. Takatori, A. Sano, and Y. Miyamoto, “Coherent optical single carrier transmission using overlap frequency domain equalization for long-haul optical systems,” J. Lightw. Technol., vol. 27, no. 16, pp. 3721-3728, Aug. 2009.
また、波長分散補償部８００４−１および８００４−２は、波長分散量０ps/nmを初期値として設定し、波長分散量算出部８００７が算出した波長分散量に基づいてその値を更新するものとする。また、図２９に示す構成では、波長分散量算出部８００７の入力は、波長分散補償部８００４−１および８００４−２の出力であるが、アナログ／ディジタル変換回路８００３−１および８００３−２の出力を入力としても良い。
図３０に本発明の第５の実施形態による波長分散量算出部８００７の構成例を示す。同図において、８１０１−１及び８１０１−２はメモリ、８１０２はトレーニング信号系列検出回路、８１０３は周波数オフセット算出回路、８１０４は遅延量算出回路を示す。
メモリ８１０１−ｉ（ｉ＝１、２）には、波長分散補償部８００４−ｉから出力されたＸ偏波またはＹ偏波の信号系列が入力信号として入力され、トレーニング信号系列検出回路８１０２の出力に基づいて、トレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間の信号系列のみをメモリにバッファして、出力する。それ以外の区間の信号系列に関しては削除する。
トレーニング信号系列検出回路８１０２は、波長分散補償部８００４−１及び８００４−２から出力されたＸ、Ｙ偏波の信号系列を入力として、トレーニング信号系列の挿入位置を検出する。ここで、トレーニング信号系列の挿入位置の検出方法としては、例えば、トレーニング信号系列の挿入周期Ｎｓの区間において、第一特定周波数帯域信号系列もしくは第二特定周波数帯域信号系列が存在しうる帯域（周波数オフセットによる影響も考慮した帯域）の信号電力を計算し、ピークもしくはある閾値を超えたときの時刻をトレーニング信号系列の挿入位置として検出する。
トレーニング信号系列検出回路８１０２は、上記で検出したトレーニング信号系列の挿入位置に基づき、トレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間の信号系列のみをメモリにバッファするようメモリ８１０１−１及び８１０１−２に制御信号を出力する。
周波数オフセット算出回路８１０３は、メモリ８１０１−１及び８１０１−２からの出力信号系列を入力とし、周波数オフセットを算出し、その周波数オフセット算出結果を遅延量算出回路８１０４に出力する。ここで、周波数オフセットの算出方法としては、第一特定周波数帯域信号系列もしくは第二特定周波数帯域信号系列の周波数オフセット量を計算することで周波数オフセットを求める方法がある。具体的には、図２７のような第一特定周波数帯域信号系列を送信した場合、光信号受信装置では、本来、図２７に示すように±６．２５ＧＨｚに周波数スペクトルの電力のピーク値が存在する信号系列が受信される。しかし、周波数オフセットが存在する場合、±６．２５ＧＨｚ＋Δｆのところにピーク値が存在するため、検出したピーク値からその差Δｆを計算することによって周波数オフセットを算出することができる。
遅延量算出回路８１０４は、メモリ８１０１−１及び８１０１−２、ならびに、周波数オフセット算出回路８１０３の出力を入力として遅延量を算出する。
図３１に、第５の実施形態における遅延量算出回路８１０４の構成例を示す。同図において、８２０１−１及び８２０１−２は信号分配回路、８２０２−１−ｎおよび８２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路、８２０３−１−ｎおよび８２０３−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ電力算出回路、８２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ合波回路、８２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ平均化フィルタ回路、８２０６は遅延時間算出回路を示す。
信号分配回路８２０１−１は、波長分散補償部８００４−１のＸ偏波を入力信号とし、この入力信号をＮ個の同じ系列に分岐して、その結果を第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に出力する。信号分配回路８２０１−２は、波長分散補償部８００４−２のＹ偏波を入力信号とし、この入力信号をＮ個の同じ系列に分岐して、その結果を第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に出力する。第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は信号分配回路８２０１−１からの出力信号であるＸ偏波に対して、周波数オフセット算出回路８１０３が算出した周波数オフセットをもとに周波数オフセットを補償した後、同様の周波数帯域通過フィルタにより特定周波数の信号を通過させ、その結果を出力する。第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は信号分配回路８２０１−２の出力信号であるＹ偏波に対して、周波数オフセット算出回路８１０３が算出した周波数オフセットをもとに周波数オフセットを補償した後、同様の周波数帯域通過フィルタにより特定周波数の信号を通過させ、その結果を出力する。あるいは、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｎ、８２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、周波数オフセット算出回路８１０３が算出した周波数オフセットの値により、周波数帯域通過フィルタの中心周波数をシフトした後、Ｘ偏波、Ｙ偏波を通過させ、その結果を出力する。なお、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｎおよび８２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）のフィルタ回路は、同一の周波数帯域を通過するフィルタ回路であり、系列ｎ毎に異なる周波数帯域の特定周波数帯域信号の一部、もしくは全てを含むように周波数帯域通過フィルタが設定される。
第ｎ電力算出回路８２０３−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｎから出力されたＸ偏波の系列に対して、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を第ｎ合波回路８２０４−ｎに出力する。第ｎ電力算出回路８２０３−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−２−ｎから出力されたＹ偏波の系列に対して、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を第ｎ合波回路８２０４−ｎに出力する。
第ｎ合波回路８２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、第ｎ電力算出回路８２０３−１−ｎおよび８２０３−２−ｎから出力されたＸ偏波およびＹ偏波の電力値の信号系列に対して合成を行い、結果を出力する。例えば、第ｎ合波回路８２０４−ｎの第ｍ（ｍは時系列のインデックス）番目の入力がｘｎ（ｍ）およびｙｎ（ｍ）であった場合、出力はａｘｎ（ｍ）＋ｂｙｎ（ｍ）となる。ただし、ａおよびｂは０より大きい任意の実数であり、雑音や干渉などの情報によってａおよびｂを変化させて、第ｎ電力算出回路８２０３−１−ｎおよび８２０３−２−ｎから出力されたＸ偏波およびＹ偏波の電力値を合波する割合を変化させることができる。また、伝送路や回路中の影響でＸ偏波、Ｙ偏波間で遅延差が生じることも考えられるため、ｑ（ｑは整数）サンプルずらしてから合波することもできる。その場合、出力値はａｘｎ（ｍ）＋ｂｙｎ（ｍ−ｑ）となる。ｑの決定方法としては、タイミング検出回路やスキュー調整回路をさらに光信号受信装置に具備し、そこで算出したタイミング差からｑを決定することができる。あるいは、第ｎ電力算出回路８２０３−１−ｎ、８２０３−２−ｎの出力値に対し、ある一定区間において、閾値を超える値もしくは最大となる時の値が重なるようにｑを調整しても良い。
第ｎ合波回路８２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）により合波されたＮ個の系列は、第ｎ平均化フィルタ回路８２０５−ｎに入力値として入力され、第ｎ平均化フィルタ回路８２０５−ｎそれぞれは、入力された系列ごとに、以下の式のようにＱ個の連続する信号を足し合わせて平均化を行う。
Figure 0005159953
ここで、ｓｎ（ｍ）は時刻ｍにおける第ｎ合波回路８２０４−ｎの出力信号、ｓ’ｎ（ｍ’）は第ｎ平均化フィルタ回路８２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）の出力信号を示す。平均化フィルタを用いることで、雑音や干渉を低減することができる。また、Ｑを第一特定周波数帯域信号系列と同じ信号数（オーバーサンプリングをしている場合は、その信号数のオーバーサンプリング数倍）に設定することで、第ｎ合波回路８２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）から出力された矩形波を三角波に変換することができ、遅延時間算出回路８２０６において、ピーク値を検出するのが容易になる。
遅延時間算出回路８２０６は、Ｎ個の第ｎ平均化フィルタ回路８２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）より出力された系列から、それぞれの電力最大値（ピーク値）が出るときのサンプル時刻Ｔｎをそれぞれ検出し、ピーク値間の時間差もしくはその値から求められる波長分散量を算出して結果を出力する。
ここで、Ｎは光信号送信装置により送信された第一特定周波数帯域信号の周波数スペクトルの個数を表す。例えば、図２７に示すような２つの特定周波数帯域に信号をもつ場合はＮ＝２として計算することができる。ただし、Ｎは２以上で有ればよいため、上記に限ったものではない。
遅延時間算出回路８２０６で波長分散量Ｄ’を算出する場合、波長分散量Ｄ’は第ｋ平均化フィルタ回路８２０５−ｋの出力系列のピーク値における時刻Ｔｋと第ｈ平均化フィルタ回路８２０５−ｈの出力系列のピーク値における時刻Ｔｈとの時間差τｋ−ｈを用いて以下の（式６）のように算出することができる（１≦ｈ≦Ｎ、１≦ｋ≦Ｎ、ｈ≠ｋ）。
Figure 0005159953
ここで、ｃは光の速度、λは送信信号の中心波長、Ｂｋ−ｈは第ｋ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｋ（もしくは８２０２−２−ｋ）の中心周波数から第ｈ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｈ（もしくは８２０２−２−ｈ）の中心周波数までの帯域幅である。ただし、第ｋ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｋ（もしくは８２０２−２−ｋ）よりも第ｈ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｈ（もしくは８２０２−２−ｈ）の方が高い周波数帯域の通過フィルタであるものとする。
遅延時間算出回路８２０６は、Ｎ個の第ｎ平均化フィルタ回路８２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）から入力されたＮ個の系列を用いて、１個から最大Ｎ（Ｎ−１）／２個の遅延時間を算出することができ、それらの遅延時間の中から選択した値、もしくは、算出したそれらの遅延時間の平均あるいはその値から計算される波長分散量を出力値として波長分散補償部８００４−１及び８００４−２に出力する。なお、実際には、出力する波長分散量は、（式６）のλ２が無い値でも（つまりλ２で除算しなくても）良い。これは、以下に示すように、波長分散補償部８００４−１及び８００４−２において用いる各周波数ωの重みＷ（ω）に波長分散の算出値を代入する際、λ２を乗算するため、（式６）においてはλ２が打ち消し合ってなくなるからである。つまり、実際にはλ２に依らず波長分散補償重みを算出できる。
Figure 0005159953
ここで、Ｄ’は波長分散量の算出値を示す。
上記第５の実施形態における光信号受信装置については、偏波分割回路で、受信した光信号をＸ、Ｙ偏波２つの系列に分割し、光／電気変換回路、アナログ／ディジタル変換回路、波長分散補償部、信号分配回路、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）、第ｎ電力算出回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）を分割した系列数に併せて２つ具備しているが、ＸもしくはＹ偏波どちらかのみを用いて信号処理を行っても良い。その場合、上記回路は１つの系列について具備すればよく、第ｎ合波回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は不要となる。また、信号分配回路で、入力信号を３つ以上の系列に分配する場合は、分配した系列数分の上記回路を具備し、第ｎ合波回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）において合波すればよい。
上記第５の実施形態における遅延量算出回路８１０４では、合波回路の後に平均化フィルタを備えているが、これらの順番を逆にすることも可能である。その場合、第ｎ平均化フィルタ回路を第ｎ電力算出回路８２０３−１−１〜８２０３−１−Ｎ，８２０３−２−１〜８２０３−２−Ｎに対応させて２Ｎ個具備し、第ｎ電力算出回路それぞれの出力に対して平均化フィルタを行い、その後同じ周波数帯域（系列）に対応した第ｎ平均化フィルタ回路の出力を合波回路により合波すればよい。
なお、メモリ８１０１−１及び８１０１−２、トレーニング信号系列検出回路８１０２、周波数オフセット算出回路８１０３は必ずしも必要ではない。例えば、波長分散量算出部８００７の外部の機能でトレーニング信号系列検出および周波数オフセット算出ができる場合はそれらの検出値および算出値を用いることもできるし、予めそれらの値が分かっている場合は、手動で設定することもできる。メモリ８１０１−１及び８１０１−２、トレーニング信号系列検出回路８１０２が備えられていない場合、周波数オフセット算出回路８１０３は、波長分散補償部８００４−１及び８００４−２から出力されたＸ、Ｙ偏波の信号系列を入力として周波数オフセットを算出する。
ここで、図３１を用い、一例として、図２７および図２８に示した第一特定周波数帯域信号系列および第二特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として送信信号に時間多重した場合の受信動作を説明する。なお、Ｎは２とする。
図３１において、まず、光信号受信装置内の受信機（図示省略）により受信されたディジタル受信信号を信号分配回路８２０１−１、８２０１−２それぞれにおいて２つの系列に分配する。次に、第１周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−１、８２０２−２−１は、それぞれＸ偏波、Ｙ偏波において、高周波側の６．２５ＧＨｚの信号を得るため、図３２に示すように、（６．２５−Ｗ）ＧＨｚから（６．２５＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。同様に、第２周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−２、８２０２−２−２は、それぞれＸ偏波、Ｙ偏波において、低周波側の−６．２５ＧＨｚの信号を得るため、図３３に示すように、（−６．２５−Ｗ）ＧＨｚから（−６．２５＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。
ここで、Ｗは０より大きい任意の値である。Ｗを大きくすることにより、周波数オフセットや位相オフセットなどによって特定の周波数受信信号が中心周波数からずれても動作可能である。逆に、Ｗを小さくすることにより、特定周波数帯域信号以外の成分、例えば、雑音や干渉成分を低減することができるため、推定精度が向上する。また、第二特定周波数帯域信号系列の周波数成分が含まれないようにＷを設定することで、第一特定周波数帯域信号系列の直前および直後の時間信号を除去でき、波長分散量の算出精度が向上する。
第１電力算出回路８２０３−１−１は、第１周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−１の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を第１合波回路８２０４−１に出力する。第１電力算出回路８２０３−２−１は、第１周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−２−１の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を第１合波回路８２０４−１に出力する。ここで、第１電力算出回路８２０３−１−１、８２０３−２−１のｍサンプル時刻の入力信号をａ（ｍ）とした場合、出力値は｜ａ（ｍ）｜２もしくは｜ａ（ｍ）｜となる。ただし、｜ｘ｜は複素数ｘの絶対値を示す。
同様に、第２電力算出回路８２０３−１−２は、第２周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−２の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値を計算し、その結果を第２合波回路８２０４−２に出力する。第２電力算出回路８２０３−２−２は、第２周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−２−２の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値を計算し、その結果を第２合波回路８２０４−２に出力する。
第１合波回路８２０４−１は、第１電力算出回路８２０３−１−１および８２０３−２−１から出力された系列を入力として合波を行い、その結果を出力する。同様に、第２合波回路８２０４−２は、第２電力算出回路８２０３−１−２および８２０３−２−２から出力された系列を入力として合波を行い、その結果を出力する。
第１平均化フィルタ回路８２０５−１は、第１合波回路８２０４−１から出力された系列を入力として平均化を行い、その結果を出力する。同様に、第２平均化フィルタ回路８２０５−２は、第２合波回路８２０４−２から出力された系列を入力として平均化を行い、その結果を出力する。
図３４は、第１平均化フィルタ回路８２０５−１および第２平均化フィルタ回路８２０５−２の出力結果を示す図である。遅延時間算出回路８２０６は、第１平均化フィルタ回路８２０５−１および第２平均化フィルタ回路８２０５−２から出力された系列を入力として、それぞれの系列において電力が最大値となる時のサンプル時刻Ｔ１およびＴ２を図３４に示すように検出し、その時間差τ２−１＝Ｔ２−Ｔ１を算出する。また、上記時間差τ２−１を用いて（式６）に基づいて波長分散量Ｄ’を計算することもできる。
以上のようにして、第一特定周波数帯域信号系列を用いて波長分散量を算出することができる。なお、トレーニング信号系列として第一特定周波数帯域信号系列の前後に、第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数のみに電力が集中した第二特定周波数帯域信号系列を挿入することにより、第一特定周波数帯域信号系列が使用している周波数帯域へのトレーニング信号系列の前後の送信信号系列による干渉を防いでいる。このため、図３４に示すように電力値のピークが明確に現われ、電力が最大値となる時のサンプル時刻Ｔ１およびＴ２を正確に検出することが可能となる。また、第二特定周波数帯域信号系列は上記に述べたように、第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−１及び８２０２−１−２、ならびに、８２０２−２−１及び８２０２−２−２において除去されるため、遅延時間差を算出する際に、第一特定周波数帯域信号系列の直前および直後の第二特定周波数帯域信号系列の信号が除去されて、第一特定周波数のみ抽出できる。このため、波長分散の推定精度が向上する。
上記に示した第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路８２０２−１−ｎおよび８２０２−２−ｎの帯域通過フィルタとしては、矩形フィルタ、ナイキストフィルタ、ハニング窓、カイザー窓、ハミング窓など、一般的な帯域通過フィルタを用いることができる。また、周波数帯域通過フィルタを用いる際、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）や離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて周波数領域信号に信号系列を変換してから周波数領域で帯域通過フィルタによるフィルタリングを行い、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）や逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて、フィルタリングにより得られた周波数領域の信号を時間領域の信号に変換することで演算の高速化を図ることができる。
上記に示した第ｎ平均化フィルタ回路８２０５−ｎは、Ｑ個の連続する信号系列を合計して出力することで、雑音や干渉成分による推定誤差を軽減することができるが、他の方法を用いても良い。例えば、最大値付近の電力と時刻を用いて期待値を計算することにより、精度を上げることもできる。
上記に示した遅延時間算出回路８２０６では、電力が最大値となるときのサンプル時刻を用いていたが、任意の閾値を設定し、その閾値を超えた時刻、または、閾値を超えてから閾値を下回ったときの時刻、もしくはその両方を用いることもできる。この場合、ピークに比較してＸ％となる時刻位置を高周波数成分と低周波数成分で比較し、その時間差を測定する方法がある。
また、帯域通過フィルタを通過する信号成分には、交番信号以外の信号および干渉、雑音成分も含まれる。これは、データ信号にも、帯域通過フィルタの通過帯域の成分があるためと、光雑音にも帯域通過フィルタの通過帯域の成分があるためである。したがって、ピーク値が発生しない領域（データ信号領域）における雑音フロアと、ピークを検出して、雑音フロアを基準として、ピークまでのＸ％に立ち上がる時間位置およびピークまでのＸ％に立ち下がる時間位置を、高周波数成分と低周波数成分で比較することで遅延時間を検出することもできる。
また、周期Ｎｓごとにトレーニング信号系列が含まれる複数の受信信号を用いて、遅延時間算出回路８２０６において複数の遅延時間を算出し、その平均値を出力値として出力するようにしてもよい。そうすることで、雑音や干渉成分を低減することができ、精度が向上する。さらに、電力と時刻の二つの値を用いてピーク値が出現する時刻の期待値を算出することにより、遅延時間を算出することもできる。
上記のトレーニング信号系列構成では、第二特定周波数帯域信号系列として、第一特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの電力が集中する帯域とは異なる周波数帯域に、第二特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの電力が集中する信号系列を用いている。しかし、代わりに、第二特定周波数帯域信号系列を挿入する区間に信号を送信しないか、もしくは第一特定周波数帯域信号の信号電力に対して電力が非常に小さい信号を送ることもできる。
また、第一特定周波数帯域信号は、波長分散を推定するために用いるため、２つ以上の特定周波数に集中した電力を有する信号を用いる。これに対して、第二特定周波数帯域信号系列は、必ずしも第一特定周波数帯域信号の周波数とは異なる２つ以上の周波数帯域に電力が集中する信号である必要はないため、ＤＣ（直流）成分のみ（周波数０のみの成分）を含む信号系列を第二特定周波数帯域信号として送信しても良い。例えば、（Ｓ，Ｓ）を連続して送信することでＤＣ成分のみをもつ信号を生成することができる。
さらに、上記のトレーニング信号系列構成では、図２６に示すように、第一特定周波数帯域信号系列の直前と直後に同じ系列の第二特定周波数帯域信号系列を挿入していたが、直前と直後で異なる系列を用いても良い。その場合、第一特定周波数帯域信号系列において周波数スペクトルの電力が集中する帯域とは異なる周波数帯域に周波数スペクトルの電力が集中する信号系列を用いさえすれば良い。
例えば、図２７に示すようなＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）の交番信号を第一特定周波数帯域信号系列として、図２８に示すようなＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ）・・・，（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）のように、１つの信号を２回繰り返した信号系列を第一特定周波数帯域信号系列の直前の信号系列として用いた場合、第一特定周波数帯域信号系列の直後の信号系列としてＱＰＳＫ信号の（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）・・・，（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ）のように逆位相の信号系列を用いてもよい。そうすることで，第一特定周波数帯域信号系列の直前，直後の信号の周波数スペクトルが周波数領域上で互いに打ち消すように働くため、第一特定周波数帯域信号系列への影響を低減できる。
また、上記第５の実施形態では、一例として、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）の交番信号を第一特定周波数帯域信号系列として、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ）・・・，（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）のように、１つの信号を２回繰り返した信号系列を第二特定周波数帯域信号系列としてトレーニング信号系列を生成した場合を考えた。しかし、第一特定周波数帯域信号系列と第二特定周波数帯域信号系列の位相をずらすことで、お互いの信号への干渉を低減することができる。例えば、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）の交番信号を第一特定周波数帯域信号系列として用いた場合、第二特定周波数帯域信号系列としてＱＰＳＫ信号の（Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（Ｓ，−Ｓ）・・・，（Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，Ｓ）というように、第一特定周波数帯域信号系列の交番信号に対して位相がπ／２シフトした交番信号を用いる。
上記第５の実施形態では、第一特定周波数帯域信号系列と第二特定周波数帯域信号系列の周波数間隔に対しての規定は特に示さなかった。しかし、第一特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの電力が集中する帯域から所定の値Ｆ以上離れたところに周波数スペクトルの電力が集中する信号系列を第二特定周波数帯域信号系列として用いてもよい。そうすることで、周波数オフセットの影響などによって第二特定周波数帯域信号系列を第一特定周波数帯域信号系列として誤検出することを防ぐことができる。
なお、上記説明では、トレーニング信号系列生成回路７１０４として、２つの異なる特定周波数帯域信号系列を生成してそれらをトレーニング信号として用いていたが、３つ以上の異なる特定周波数帯域信号系列を用いることもできる。さらに、２つの異なる特定周波数帯域信号系列の他に既知信号を加えてそれをトレーニング信号として挿入しても良い。
〈第６の実施形態〉
次に、本発明の第６の実施形態について説明する。ここでは、第５の実施形態との差分を説明する。
図３５に本発明の第６の実施形態における光信号送信装置の構成例を示す。同図において、第５の実施形態における光信号送信装置と異なる点は、送信信号変調回路７２０１、信号多重回路７２０２、電気／光変換回路７２０３、トレーニング信号系列生成回路７２０４および偏波多重回路７２０５が偏波多重のために追加された点である。
送信信号変調回路７２０１、信号多重回路７２０２、電気／光変換回路７２０３、トレーニング信号系列生成回路７２０４は、それぞれ送信信号変調回路７１０１、信号多重回路７１０２、電気／光変換回路７１０３、トレーニング信号系列生成回路７１０４と同様の動作を行い、偏波多重するデータ信号系列を用いて光送信信号を生成する。ただし、トレーニング信号系列生成回路７１０４および７２０４を偏波間で共有することもできる。また、トレーニング信号系列生成回路７１０４および７２０４はそれらの系列の１部もしくは全部が偏波間で異なる信号を生成して送信してもよいし、同一の信号を生成して多重してもよい。同一のトレーニング信号系列を多重する場合は、トレーニング信号系列生成回路７１０４及び７２０４を備える代わりに、１つのトレーニング信号系列生成回路を共有化することもできる。共有化することによって、光信号送信装置では、二つの直交する偏波で同一の特定周波数帯域信号を送信することになり、光信号受信装置では、偏波分離を行っていない信号に対しても波長分散量を算出することが可能となる。
一例として、同一の特定周波数帯域信号をデータ信号に対して時間多重して送信するときのフレームフォーマットを図３６に示す。同図に示すように、２つの系列それぞれに対して、送信データ信号Ｒシンボルごとにトレーニング信号Ｐシンボルを挿入する。トレーニング信号は、全て同じ系列を用いることもできるし、系列ごとに異なるものとしても良い。また、系列毎に異なる偏波面で信号を送信しても良い。異なる偏波面でトレーニング信号を送信することにより、伝送路中で偏波回転が起こってしまった場合でも、受信側で少なくともどちらかの信号を受信することができる。
電気／光変換回路７１０３及び７２０３により生成された二つの偏波で送信すべき信号は、偏波多重回路７２０５によって偏波多重され、多重された信号は送信信号として送信される。
図３７に本発明の第６の実施形態における光信号受信装置の構成例を示す。同図において、第５の実施形態における光信号受信装置と異なる点は、復調回路９００６をさらに備え、適応等化回路８００５に代えて適応等化回路９００５を有する点である。
適応等化回路９００５は、偏波多重した信号を分離し、偏波毎の信号系列をそれぞれ復調回路８００６、９００６に出力する。また２つの復調回路８００６および９００６は、適応等化回路９００５からそれぞれに入力された偏波の信号系列を復調する。
以下、本発明の第５および第６の実施形態による効果を説明する。
図３８は、第一特定周波数帯域信号および第二特定周波数帯域信号をトレーニング信号系列として用い、トレーニング信号系列ごとに４００回波長分散量を算出してプロットした実験結果である。送信ボーレートを１２．５Ｇｂａｕｄ、中心波長を１５７４ｎｍとした。伝送路はシングルモードファイバ（ＳＭＦ）であり、８０ｋｍ伝送を行った。また、送信フレームフォーマットは、第一特定周波数帯域信号系列を１６０シンボル、第二特定周波数帯域信号系列を前後それぞれ１６シンボルずつとし、トレーニング信号系列長は１９２シンボル、データシンボル数を１５００シンボルとして、これを１フレームとして複数フレーム送信した。
８０ｋｍのＳＭＦ伝送は、１３６０ｐｓ／ｎｍ程度の波長分散量に相当するが、本発明の第５または第６の実施形態を用いることにより、各トレーニング信号系列について１３６０ｐｓ／ｎｍの周辺の値として波長分散量（CD Value）が算出できていることがわかる。また、これら４００サンプルを平均化すると、１３９７ｐｓ／ｎｍとなり、ほぼ期待通りの波長分散量を算出できることが分かる。また、比較の為に、第二特定周波数帯域信号を用いず第一特定周波数帯域信号のみをトレーニング信号系列として用いたときの波長分散算出値の実験結果を図３９に示す。同図より、第二特定周波数帯域信号系列を用いないと、波長分散の算出精度が著しく劣化する。これは、第二特定周波数帯域信号系列を用いないと、第一特定周波数帯域信号系列の両端に干渉信号が加わってしまうためである。これに対して、第二特定周波数帯域信号系列を用いることで、図４０に示すように、第ｎ合波回路８２０４−Ｎの出力信号系列において、第二特定周波数帯域信号系列の区間に信号成分が無くなり（もしくは非常に小さくなり）、第一特定周波数帯域信号系列への影響が小さくなるためである。
図４１は、横軸をＳＭＦの伝送距離、縦軸を波長分散の算出値としたときの実験結果である。フレームの平均化数を４００フレームとした。同図から分かるように、伝送距離に比例して波長分散量も大きくなるが、提案方式を用いることで波長分散量を理想値どおり算出できていることが分かる。
図４２は、偏波モード分散（ＤＧＤ）をエミュレータで加えたときの実験結果である。同図では、実線は実験において算出された波長分散量の測定値を示し、点線は理想的に推定できた場合の波長分散量を示している。フレームの平均化数を４００フレームとした。同図から分かるように、偏波モード分散によらず、高い精度で波長分散量が算出できることが分かる。
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこれら実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等（構成の付加，省略，置換，およびその他の変更）も含まれる。例えば、上述した実施形態を適宜組み合わせるようにしても良い。本発明は前述した説明によって限定されることはなく、添付の請求の範囲によってのみ限定される。
以上説明した様に、本発明によれば、特定周波数帯域信号の光信号送信装置、光信号受信装置を用いることで、波長分散量推定値の算出を可能にし、波長分散による送信信号の歪みを補償することができる。
１０１、２０１…送信信号変調回路
１０２、２０２…信号多重回路
１０３、２０３…電気／光変換回路
１０４、２０４…特定周波数帯域信号発生回路
２０５…偏波多重回路
１００１、３００１…光／電気変換回路
１００２、３００２…アナログ／ディジタル変換回路
１００３、３００３…波長分散補償部
１００４、３００４…適応等化回路
１００５、３００５…復調回路
１００６、１００６Ａ，３００６，３００６Ａ…波長分散算出部（波長分散量算出装置）
２００１、４００１…信号分配回路
２００２−１〜２００２−Ｎ、４００２−１〜４００２−Ｎ…第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）
２００３−１〜２００３−Ｎ、４００３−１〜４００３−Ｎ…第ｎ電力算出回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）
２００４…遅延時間算出回路
２００５…波長分散量算出回路
２００６−１〜２００６−Ｎ…平均化回路
３０００…偏波分配回路
４００４−１〜４００４−Ｎ…第ｎ合波回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）
４００６−１〜４００６−Ｎ…平均化回路
５００１−１、５００１−２…オーバーラップＦＦＴ演算回路
５００２−１、５００２−２…周波数領域フィルタ回路
５００３−１、５００３−２…オーバーラップＩＦＦＴ演算回路
５００４−１、５００４−２…高域周波数帯域通過フィルタ回路
５００５−１、５００５−２…低域周波数帯域通過フィルタ回路
５００６−１、５００６−２…平均化回路
６０００…フレーム検出、周波数オフセット算出及び波長分散算出部
６００１−１、６０００−２…メモリ
６００２…周波数オフセット算出回路
６００３−１、６００３−２…フレーム検出用ＦＦＴ回路
６００４…特定周波数帯域信号検出回路
７１０１、７２０１…送信信号変調回路
７１０２、７２０２…信号多重回路
７１０３、７２０３…電気／光変換回路
７１０４、７２０４…トレーニング信号系列生成回路（特定周波数帯域信号発生回路）
７２０５…偏波多重回路
８００１…偏波分割回路
８００２−１、８００２−２…光／電気変換回路
８００３−１、８００３−２…アナログ／ディジタル変換回路
８００４−１、８００４−２…波長分散補償部
８００５、９００５…適応等化回路
８００６、９００６…復調回路
８００７…波長分散量算出部（波長分散量算出装置）
８１０１−１、８１０１−２…メモリ
８１０２…トレーニング信号系列検出回路
８１０３…周波数オフセット算出回路
８１０４…遅延量算出回路
８２０１−１、８２０１−２…信号分配回路
８２０２−１−１〜８２０２−１−Ｎ、８２０２−２−１〜８２０２−２−Ｎ…第ｎ周波数帯域通過フィルタ回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）
８２０３−１−１〜８２０３−１−Ｎ、８２０３−２−１〜８２０３−２−Ｎ…第ｎ電力算出回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）
８２０４−１〜８２０４−Ｎ…第ｎ合波回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）
８２０５−１〜８２０５−Ｎ…第ｎ平均化フィルタ回路（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）
８２０６…遅延時間算出回路

Claims (20)

  1. 光信号送信装置により、送信データ系列から生成される信号に複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号が付加されて送信された光信号の受信光信号から変換された電気のディジタル信号を複数の信号系列に分配する信号分配回路と、
    前記信号分配回路により分配された前記信号系列から、前記既知信号が含まれる複数の特定周波数成分のそれぞれのみを分離して通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ回路と、
    前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記周波数帯域通過フィルタ回路より出力された信号の電力値を算出する複数の電力算出回路と、
    前記複数の電力算出回路より出力された前記電力値の信号系列それぞれから電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して、検出された時刻を比較する遅延時間算出回路と、
    前記遅延時間算出回路による時刻の比較結果に基づき波長分散量を算出する波長分散量算出回路と、
    を備える波長分散量算出装置。
  2. 前記各信号系列に対応して設けられ、前記既知信号が到来する周期において得られた電力値の信号系列を平均化する複数の平均化回路をさらに備える請求項１に記載の波長分散量算出装置。
  3. 光信号送信装置により、送信データ系列から生成される信号に複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号が付加されて送信された光信号の各偏波における受信光信号から変換された電気のディジタル信号を複数の偏波信号系列に分配する信号分配回路と、
    前記信号分配回路により分配された前記偏波信号系列から、前記既知信号が含まれる複数の特定周波数成分のそれぞれのみを分離して通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ回路と、
    前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記周波数帯域通過フィルタ回路の出力信号の電力値を算出する複数の電力算出回路と
    を前記光信号の偏波に対応して複数備え、さらに、
    同じ周波数帯域の異なる偏波に対応した複数の前記電力算出回路より出力された電力値の信号系列を合成する複数の合波回路と、
    前記複数の合波回路より出力された電力値の信号系列から電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して、検出された時刻を比較する遅延時間算出回路と、
    前記遅延時間算出回路による時刻の比較結果に基づき波長分散量を算出する波長分散量算出回路と、
    を備える波長分散量算出装置。
  4. 前記各偏波信号系列に対応して設けられ、前記既知信号が到来する周期において得られた電力値の信号系列を平均化する複数の平均化回路をさらに備える請求項３に記載の波長分散量算出装置。
  5. 送信データ系列から生成される信号に、複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号を付加した光信号の受信光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、
    前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路と、
    波長分散量を算出する波長分散算出部と、
    前記波長分散算出部により算出された前記波長分散量に基づき、前記アナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する波長分散補償部と、
    前記波長分散補償部により波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号を等化する適応等化回路と、
    前記適応等化回路により等化された前記ディジタル信号を復調する復調回路とを備え、
    前記波長分散算出部は、請求項１または請求項２に記載の波長分散量算出装置であり、前記アナログディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号または前記波長分散補償部から出力される前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する光信号受信装置。
  6. 送信データ系列から生成される信号に、複数の特定周波数に周波数成分が集中した既知信号を付加した光信号の受信光信号を偏波により分配する偏波分配回路と、
    前記偏波分配回路により分配された各偏波における光信号を電気信号に変換する複数の光電気変換回路と、
    前記複数の光電気変換回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記複数の光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換する複数のアナログディジタル変換回路と、
    波長分散量を算出する波長分散算出部と、
    前記複数のアナログディジタル変換回路に対応して設けられ、前記波長分散算出部により算出された前記波長分散量に基づいて、対応する前記アナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する複数の波長分散補償部と、
    前記複数の波長分散補償部により波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号それぞれを等化する適応等化回路と、
    前記適応等化回路により等化されたそれぞれの前記ディジタル信号を復調する複数の復調回路とを備え、
    前記波長分散算出部は、請求項３または請求項４に記載の波長分散量算出装置であり、前記複数のアナログディジタル変換回路により変換された前記ディジタル信号または前記複数の波長分散補償部から出力される前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する光信号受信装置。
  7. 複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重して光信号送信装置より送信された光信号の各偏波における受信光信号から変換された各偏波における電気のディジタル信号を複数の信号系列に分配する信号分配回路と、
    前記信号分配回路により分配された前記複数の信号系列から、前記第一特定周波数帯域信号系列において電力が集中した複数の特定周波数成分のそれぞれを分離して通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ回路と、
    前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記周波数帯域通過フィルタ回路より出力された前記複数の特定周波数成分のそれぞれの信号系列の電力値を算出する複数の電力算出回路と、
    同じ特定周波数成分の異なる偏波に対応した複数の前記電力算出回路より出力された前記電力値の信号系列を合成する複数の合波回路と、
    前記複数の合波回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記合波回路より出力された連続する信号系列を平均化する複数の平均化フィルタ回路と、
    前記複数の平均化フィルタ回路により平均化された各信号系列について電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して検出された時刻を比較し、比較の結果得られた遅延時間もしくは前記遅延時間から算出される波長分散量を出力する遅延時間算出回路と、
    を備える波長分散量算出装置。
  8. 前記電気のディジタル信号の信号系列において電力がピーク値となる周波数に基づいて周波数オフセットを算出する周波数オフセット算出回路をさらに備え、
    前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路は、前記周波数オフセット算出回路によって算出された前記周波数オフセットの値により、通過させる周波数帯域の周波数をシフトし、あるいは、前記周波数オフセットの値により、通過させる前記偏波の信号系列に対して周波数オフセットを補償する請求項７に記載の波長分散量算出装置。
  9. 前記電気のディジタル信号における前記トレーニング信号系列の挿入位置を検出し、検出した前記挿入位置に基づき前記トレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間における信号系列を抽出して前記信号分配回路に出力するトレーニング信号検出回路をさらに備える請求項７に記載の波長分散量算出装置。
  10. 前記トレーニング信号検出回路により抽出された前記信号系列において電力がピーク値となる周波数に基づいて周波数オフセットを算出する周波数オフセット算出回路をさらに備え、
    前記複数の周波数帯域通過フィルタ回路は、前記周波数オフセット算出回路によって算出された前記周波数オフセットの値により、通過させる周波数帯域の周波数をシフトし、あるいは、前記周波数オフセットの値により、通過させる前記偏波の信号系列に対して周波数オフセットを補償する、
    請求項９に記載の波長分散量算出装置。
  11. 複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した光信号の受信光信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、
    前記光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路と、
    算出された波長分散量に基づき、前記アナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する波長分散補償部と、
    前記波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する波長分散量算出部と、
    前記波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号を等化する適応等化回路と、
    前記適応等化回路により等化された前記ディジタル信号を復調する復調回路とを備え、
    前記波長分散量算出部は、請求項７から１０のいずれか１項に記載の波長分散量算出装置である光信号受信装置。
  12. 複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した光信号の受信光信号を偏波に分割する偏波分割回路と、
    前記偏波分割回路により分割された各偏波における光信号を電気信号に変換する複数の光電気変換回路と、
    前記複数の光電気変換回路それぞれに対応して設けられ、対応する前記複数の光電気変換回路により変換された前記電気信号をディジタル信号に変換する複数のアナログディジタル変換回路と、
    前記複数のアナログディジタル変換回路それぞれに対応して設けられ、算出された波長分散量に基づき、対応する前記複数のアナログディジタル変換回路より出力された前記ディジタル信号に対して波長分散による歪みを補償する複数の波長分散補償部と、
    前記複数の波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号から前記波長分散量を算出する波長分散量算出部と、
    前記複数の波長分散補償部により前記波長分散による歪みが補償された前記ディジタル信号それぞれを等化する適応等化回路と、
    偏波毎に設けられ、前記適応等化回路により等化された前記各偏波におけるディジタル信号を復調する複数の復調回路とを備え、
    前記波長分散量算出部は、請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載の波長分散量算出装置である光信号受信装置。
  13. 複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列と、前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列とを発生させ、前記第一特定周波数帯域信号系列の直前および直後に前記第二特定周波数帯域信号系列を時間多重したトレーニング信号系列を生成する特定周波数帯域信号発生回路と、
    送信データ系列に前記特定周波数帯域信号発生回路によって生成された前記トレーニング信号系列を時間多重により挿入した信号系列を生成する信号多重回路と、
    前記信号多重回路によって生成された前記信号系列を光信号に変換する電気光変換回路と、
    を備える光信号送信装置。
  14. 前記トレーニング信号系列における前記第二特定周波数帯域信号系列の送信区間はＤＣ成分のみをもつか、あるいは、前記送信区間に信号を送信しない請求項１３に記載の光信号送信装置。
  15. 前記第二特定周波数帯域信号系列において電力が集中している前記特定周波数帯域と、前記第一特定周波数帯域信号系列において電力が集中している前記特定周波数帯域との周波数間隔が、所定の値よりも大きい値になるように設定される請求項１３に記載の光信号送信装置。
  16. 前記所定の値は、設定した周波数オフセットの補償可能な最大値である請求項１５に記載の光信号送信装置。
  17. 前記第一特定周波数帯域信号系列と前記第二特定周波数帯域信号系列とは、位相が異なる請求項１３に記載の光信号送信装置。
  18. 前記第一特定周波数帯域信号系列の前後で前記第二特定周波数帯域信号系列が異なる請求項１３に記載の光信号送信装置。
  19. 複数系列の前記トレーニング信号系列を異なる偏波面で伝送する請求項１３に記載の光信号送信装置。
  20. 複数の特定周波数帯域に集中した電力を有する第一特定周波数帯域信号系列の前後に前記第一特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数帯域に集中した電力を有する第二特定周波数帯域信号系列が付加されたトレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重して光信号送信装置より送信された光信号の各偏波における受信光信号から変換された各偏波における電気のディジタル信号を複数の信号系列に分配する信号分配ステップと、
    前記信号分配ステップにおいて分配された前記複数の信号系列から、前記第一特定周波数帯域信号系列において電力が集中した複数の特定周波数成分を分離するフィルタリングステップと、
    前記フィルタリングステップにおいて分離された前記複数の特定周波数成分の信号系列の電力値を算出する電力算出ステップと、
    前記電力算出ステップにおいて算出された前記電力値のうち、同じ特定周波数成分の異なる偏波に対応する前記電力値の信号系列を合成する合波ステップと、
    前記合波ステップにより合成された連続した信号系列を平均化する平均化ステップと、
    前記平均化ステップにおいて平均化された信号系列について電力が最大値である時刻もしくは電力が所定の閾値を超える時刻を検出して検出された時刻を比較し、比較の結果得られた遅延時間もしくは前記遅延時間から算出される波長分散量を出力する遅延時間算出ステップと、
    を有する波長分散量算出方法。
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