CN102474351B - 波长色散量计算装置、光信号接收装置、光信号发送装置和波长色散量计算方法 - Google Patents

波长色散量计算装置、光信号接收装置、光信号发送装置和波长色散量计算方法 Download PDF

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Abstract

为了在使用光信号的同步检波的通信系统中，补偿在光纤传输中受到的波长色散，能使用特别指定频带信号来进行波长色散量的估计。波长色散量计算装置具备：信号分配电路，将从光信号的接收光信号转换来的电的数字信号分配成多个信号序列，其中所述光信号是通过光信号发送装置，对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号后进行发送的光信号；多个频率带通滤波电路，从由所述信号分配电路分配的所述信号序列中，仅分离出包含所述已知信号的多个特别指定频率分量的每一个并使其通过；多个功率计算电路，分别与所述多个频率带通滤波电路对应地设置，计算出由对应的所述频率带通滤波电路所输出的信号的功率值；延迟时间计算电路，分别从由所述多个功率计算电路输出的所述功率值的信号序列中检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较；以及波长色散量计算电路，基于利用所述延迟时间计算电路的时刻的比较结果，计算出波长色散量。

Description

波长色散量计算装置、光信号接收装置、光信号发送装置和波长色散量计算方法
技术领域
本发明涉及波长色散量计算装置、光信号接收装置、光信号发送装置以及波长色散量计算方法。本发明特别涉及如下的技术：在光通信中，光信号发送装置发送特别指定频带信号，光信号接收装置接收特别指定频带信号，检测光纤传输路径中的波长色散量，基于波长色散量的计算值来进行波长色散补偿，由此对伴随着光纤传输的波长色散而导致的发送信号的失真进行补偿。
本申请基于在2009年7月17日向日本申请的特愿2009-169518号、以及在2009年10月8日向日本申请的特愿2009-234360号要求优先权，并在此引用这些内容。
背景技术
在光通信的领域中，对使频率利用效率飞跃地提高的同步检波方式和数字信号处理进行组合后的数字相干（coherent）通信系统倍受瞩目。已知当这种通信系统和通过直接检波来构筑的系统进行比较时，不但能提高接收灵敏度，还能通过将发送信号作为数字信号进行接收，从而对通过光纤传输而受到的波长色散、极化模色散导致的发送信号的波形失真进行补偿。因此，作为下一代的光通信技术研究出了这样的通信系统的导入。
以非专利文献1以及2为代表的数字相干方式采用了如下的方法：以具有固定的抽头数的数字滤波器（例如，对于28Gbaud的信号，是20000ps／nm的色散，抽头数是2048抽头）来补偿准静态的波长色散，以使用盲算法的小的抽头数（例如，是50ps的极化模色散，10～12抽头左右）的自适应滤波器来补偿具有变动的极化模色散。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：H. Masuda, et al., “13.5-Tb/s（135x111-Gb/s/ch） No-Guard-Interval Coherent OFDM Transmission over 6,248 km using SNR Maximized Second-order DRA in the Extended L-band,” OSA/OFC/NFOEC 2009, PDPB5。
非专利文献2：Jianjun Yu, et al., “17 Tb/s（161x114 Gb/s） PolMux-RZ-8PSK transmission over 662 km of ultra-low loss fiber using C-band EDFA amplification and digital coherent detection,” ECOC 2008, Th.3.E.2, Brussels, Belgium, 21-25 September 2008。
发明内容
发明要解决的课题
可是，在非专利文献1以及2的数字相干方式中，需要预先另外测定波长色散，在每一个波分复用（WDM）信道的接收机中，以手动输入固定数字滤波器的抽头系数。
本发明正是考虑这样的情况而完成的，其目的在于提供一种在使用光信号的同步检波的通信系统中，为了补偿在光纤传输中受到的波长色散，能使用特别指定频带信号来估计波长色散量的波长色散量计算装置、光信号接收装置、光信号发送装置以及波长色散量计算方法。
用于解决课题的方案
为了解决上述的课题，本发明是一种波长色散量计算装置，其中，具备：信号分配电路，将从光信号的接收光信号转换来的电的数字信号分配成多个信号序列，其中所述光信号是通过光信号发送装置，对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号后进行发送的光信号；多个频率带通滤波电路，从由所述信号分配电路分配的所述信号序列中，仅分离出包含所述已知信号的多个特别指定频率分量的每一个并使其通过；多个功率计算电路，分别与所述多个频率带通滤波电路对应地设置，计算出由对应的所述频率带通滤波电路所输出的信号的功率值；延迟时间计算电路，分别从由所述多个功率计算电路输出的所述功率值的信号序列中检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较；以及波长色散量计算电路，基于利用所述延迟时间计算电路的时刻的比较结果，计算出波长色散量。
在所述的波长色散量计算装置中，还具备：多个平均化电路，与所述各信号序列对应地设置，对在所述已知信号到来的周期中得到的功率值的信号序列进行平均化也可。
此外，本发明是一种波长色散量计算装置，其中，与所述光信号的极化波对应地具备多组：信号分配电路，将从光信号的接收光信号的极化波转换来的电的数字信号分配成多个极化波信号序列，其中所述光信号是通过光信号发送装置，对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号后进行发送的光信号；多个频率带通滤波电路，从由所述信号分配电路分配的所述极化波信号序列中，仅分离出包含所述已知信号的多个特别指定频率分量的每一个并使其通过；以及多个功率计算电路，分别与所述多个频率带通滤波电路对应地设置，计算出对应的所述频率带通滤波电路的输出信号的功率值，所述波长色散量计算装置还具备：多个合波电路，对与相同的频带的不同的极化波对应的由多个所述功率计算电路输出的功率值的信号序列进行合成；延迟时间计算电路，从由所述多个合波电路输出的功率值的信号序列中检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较；以及波长色散量计算电路，基于利用所述延迟时间计算电路的时刻的比较结果，计算出波长色散量。
在所述的波长色散量计算装置中，还具备：多个平均化电路，与所述各极化波信号序列对应地设置，对在所述已知信号到来的周期中得到的功率值的信号序列进行平均化也可。
此外，本发明是一种光信号接收装置，其中，具备：光电转换电路，将对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号的光信号的接收光信号转换成电信号；模数转换电路，将由所述光电转换电路转换来的所述电信号转换为数字信号；波长色散计算部，计算出波长色散量；波长色散补偿部，基于由所述波长色散计算部计算出的所述波长色散量，对从所述模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；自适应均衡电路，对通过所述波长色散补偿部补偿了波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及解调电路，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的所述数字信号进行解调，所述波长色散计算部是所述的波长色散量计算装置，根据由所述模数转换电路转换来的所述数字信号或从所述波长色散补偿部输出的所述数字信号，计算出所述波长色散量。
此外，本发明是一种光信号接收装置，其中，具备：极化分配电路，通过极化波分配对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号的光信号的接收光信号；多个光电转换电路，将由所述极化分配电路分配的光信号的极化波转换成电信号；多个模数转换电路，分别与所述多个光电转换电路对应地设置，将由对应的所述多个光电转换电路转换来的所述电信号转换为数字信号；波长色散计算部，计算出波长色散量；多个波长色散补偿部，与所述多个模数转换电路对应地设置，基于由所述波长色散计算部计算出的所述波长色散量，对从对应的所述模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；自适应均衡电路，分别对通过所述多个波长色散补偿部补偿了波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及多个解调电路，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的各个所述数字信号进行解调，所述波长色散计算部是所述的波长色散量计算装置，根据由所述多个模数转换电路转换来的所述数字信号或从所述多个波长色散补偿部输出的所述数字信号，计算出所述波长色散量。
此外，本发明是一种波长色散量计算装置，其中，具备：信号分配电路，将从对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用并从光信号发送装置进行发送的光信号的接收光信号转换来的电的数字信号的极化波分配成多个信号序列，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；多个频率带通滤波电路，从由所述信号分配电路分配的所述多个信号序列中，分离出在所述第一特别指定频带信号序列中功率集中的多个特别指定频率分量的每一个并使其通过；多个功率计算电路，分别与所述多个频率带通滤波电路对应地设置，计算出由对应的所述频率带通滤波电路输出的所述多个特别指定频率分量各自的信号序列的功率值；多个合波电路，对与相同的特别指定频率分量的不同的极化波对应的由多个所述功率计算电路输出的所述功率值的信号序列进行合成；多个平均化滤波电路，分别与所述多个合波电路对应地设置，对由对应的所述合波电路输出的连续的信号序列进行平均化；以及延迟时间计算电路，针对由所述多个平均化滤波电路进行平均化后的各信号序列，检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较，输出作为比较的结果而得到的延迟时间或根据所述延迟时间计算出的波长色散量。
在所述的波长色散量计算装置中，还具备：频率偏移计算电路，基于在所述电的数字信号的信号序列中功率成为峰值的频率，计算出频率偏移，所述多个频率带通滤波电路根据由所述频率偏移计算电路计算出的所述频率偏移的值，对通过的频带的频率进行移位、或者根据所述频率偏移的值，对通过的所述极化波的信号序列补偿频率偏移也可。
在所述的波长色散量计算装置中，还具备：训练信号检测电路，检测在所述电的数字信号中的所述训练信号序列的插入位置，基于检测出的所述插入位置，提取包含所述训练信号序列的区间以及其前后的区间中的信号序列并向所述信号分配电路输出。
在所述的波长色散量计算装置中，还具备：频率偏移计算电路，基于在由所述训练信号检测电路提取的所述信号序列中功率成为峰值的频率，计算出频率偏移，所述多个频率带通滤波电路根据由所述频率偏移计算电路计算出的所述频率偏移的值，对通过的频带的频率进行移位、或者根据所述频率偏移的值，对通过的所述极化波的信号序列补偿频率偏移。
此外，本发明是一种光信号接收装置，其中，具备：光电转换电路，将对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用的光信号的接收光信号转换成电信号，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；模数转换电路，将由所述光电转换电路转换后的所述电信号转换成数字信号；波长色散补偿部，基于计算出的波长色散量，对由所述模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；波长色散量计算部，根据由所述波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号，计算出所述波长色散量；自适应均衡电路，对由所述波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及解调电路，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的所述数字信号进行解调，所述波长色散量计算部是所述的波长色散量计算装置。
此外，本发明是一种光信号接收装置，其中，具备：极化分割电路，将对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用的光信号的接收光信号分割成极化波，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；多个光电转换电路，将由所述极化分割电路分割的光信号的极化波转换成电信号；多个模数转换电路，分别与所述多个光电转换电路对应地设置，将由对应的所述多个光电转换电路转换后的所述电信号转换成数字信号；多个波长色散补偿部，分别与所述多个模数转换电路对应地设置，基于计算出的波长色散量，对从对应的所述多个模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；波长色散量计算部，根据由所述多个波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号，计算出所述波长色散量；自适应均衡电路，分别对由所述多个波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及多个解调电路，对每个极化波设置，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的所述数字信号的极化波进行解调，所述波长色散量计算部是所述的波长色散量计算装置。
此外，本发明是一种光信号发送装置，其中，具备：特别指定频带信号产生电路，产生具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列和具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列，生成在所述第一特别指定频带信号序列的紧接前方以及紧接后方对所述第二特别指定频带信号序列进行时分复用的训练信号序列；信号复用电路，生成对发送数据序列通过时分复用插入由所述特别指定频带信号产生电路生成的所述训练信号序列的信号序列；以及电光转换电路，将由所述信号复用电路生成的所述信号序列转换成光信号。
在所述的光信号发送装置中，所述训练信号序列中的所述第二特别指定频带信号序列的发送区间仅具有DC分量，或在所述发送区间不发送信号也可。
在所述的光信号发送装置中，在所述第二特别指定频带信号序列中功率集中的所述特别指定频带与在所述第一特别指定频带信号序列中功率集中的所述特别指定频带的频率间隔，以成为比规定的值大的值的方式进行设定也可。
在所述的光信号发送装置中，所述规定的值是设定的频率偏移的能被补偿的最大值也可。
在所述的光信号发送装置中，所述第一特别指定频带信号序列和所述第二特别指定频带信号序列的相位不同也可。
在所述的光信号发送装置中，在所述第一特别指定频带信号序列的前后，所述第二特别指定频带信号序列不同也可。
在所述的光信号发送装置中，在不同的极化面中传输多个序列的所述训练信号序列也可。
此外，本发明是一种波长色散量计算方法，其中，具有：信号分配步骤，将从对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用并从光信号发送装置进行发送的光信号的接收光信号转换来的电的数字信号的极化波分配成多个信号序列，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；滤波步骤，从在所述信号分配步骤中分配出的所述多个信号序列中，分离出在所述第一特别指定频带信号序列中功率集中的多个特别指定频率分量；功率计算步骤，计算出在所述滤波步骤中分离出的所述多个特别指定频率分量的信号序列的功率值；合波步骤，对在所述功率计算步骤中计算出的所述功率值中的、与相同的特别指定频率分量的不同的极化波对应的所述功率值的信号序列进行合成；平均化步骤，对通过所述合波步骤进行合成的连续的信号序列进行平均化；以及延迟时间计算步骤，针对在所述平均化步骤中进行平均化后的信号序列，检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较，输出作为比较的结果而得到的延迟时间或根据所述延迟时间计算出的波长色散量。
发明效果
根据本发明，在光信号发送装置中，产生具有集中于2个以上的特别指定频率的功率的特别指定频带信号，对包含该产生出的特别指定频带信号的信号进行发送。在光信号接收装置中，根据在接收信号中包含的特别指定频带信号的到来时间差计算出波长色散量，补偿该计算出的波长色散量，由此能对接收信号进行译码。
此外，根据本发明，在光信号发送装置中，产生具有集中于2个以上的特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列、和具有集中于与第一特别指定频带信号序列的这些2个以上的特别指定频带不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列，对包含在该产生的第一特别指定频带信号序列的紧接前方以及紧接后方对第二特别指定频带信号序列进行时分复用的信号序列的信号进行发送。在光信号接收装置中，根据在该信号中包含的第一特别指定频带信号序列的特别指定频率的到来时间差，计算出波长色散量，通过补偿该计算出的波长色散量，从而能对接收信号进行译码。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式的光信号发送装置的结构的框图。
图2是表示相同实施方式的交变信号的频谱的例子的图。
图3是表示相同实施方式的交变信号的频谱的另一例子的图。
图4是表示相同实施方式的光信号接收装置的结构的框图。
图5是表示相同实施方式的波长色散计算部的结构的框图。
图6是表示相同实施方式的第一频率带通滤波电路中的带通滤波器的例子的图。
图7是表示相同实施方式的第二频率带通滤波电路中的带通滤波器的例子的图。
图8是表示相同实施方式的第一频率带通滤波电路的输出结果的图。
图9是表示相同实施方式的第二频率带通滤波电路的输出结果的图。
图10是表示本发明的第二实施方式的光信号发送装置的结构的框图。
图11是表示相同实施方式的发送信号帧格式的图。
图12是表示相同实施方式的光信号接收装置的结构的框图。
图13是表示相同实施方式的波长色散计算部的结构的框图。
图14是表示本发明的第三实施方式的光信号接收装置中的波长色散计算部的结构的框图。
图15是表示相同实施方式的频域滤波电路中的带通滤波器的例子的图。
图16是表示相同实施方式的高频带通滤波电路的例子的图。
图17是表示相同实施方式的低频带通滤波电路的例子的图。
图18A是表示相同实施方式的高频带通滤波以及低频带通滤波电路的透过特性的图。
图18B是表示在本发明的第一实施方式中，在功率计算电路和延迟时间计算电路之间设置平均化电路的情况下的波长色散计算部的结构的框图。
图18C是表示在本发明的第二实施方式中，在功率计算电路和合波电路之间设置平均化电路的情况下的波长色散计算部的结构的框图。
图19是表示本发明的第四实施方式的光信号接收装置的结构的框图。
图20是表示相同实施方式的帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部的结构的图。
图21A是表示相同实施方式的光信号接收装置的处理的流程图。
图21B是表示相同实施方式的光信号接收装置的处理的流程图。
图21C是表示在本发明的第一实施方式中，在代替模/数转换电路的输出值而使用波长色散补偿部的输出值来计算出波长色散的情况下的光信号接收装置的结构的框图。
图21D是表示在本发明的第二实施方式中，在代替模/数转换电路的输出值而使用波长色散补偿部的输出值来计算出波长色散的情况下的光信号接收装置的结构的框图。
图22是表示高频频带信号和低频频带信号的到来时间差的图。
图23A是表示在将波长色散量作为参数时的本发明的第一～第四实施方式的估计精度的图。
图23B是表示在将波长色散量作为参数时的本发明的第一～第四实施方式的估计精度的图。
图23C是表示在将波长色散量作为参数时的本发明的第一～第四实施方式的估计精度的图。
图23D是表示在将波长色散量作为参数时的本发明的第一～第四实施方式的估计精度的图。
图24是表示在波长色散量为20000ps／nm时的本发明的第一～第四实施方式的估计精度的图。
图25是表示本发明的第五实施方式的光信号发送装置的结构例的框图。
图26是表示相同实施方式的训练（training）信号序列的例子的图。
图27是表示相同实施方式的第一特别指定频带信号序列的频谱的例子的图。
图28是表示相同实施方式的第二特别指定频带信号序列的频谱的例子的图。
图29是表示相同实施方式的光信号接收装置的结构例的框图。
图30是表示相同实施方式的波长色散量计算部的结构例的图。
图31是表示相同实施方式的延迟量计算电路的结构例的图。
图32是表示相同实施方式的第一频率带通滤波电路中的带通滤波器的例子的图。
图33是表示相同实施方式的第二频率带通滤波电路中的带通滤波器的例子的图。
图34是表示相同实施方式的第一平均化滤波电路以及第二平均化滤波电路的输出结果的图。
图35是表示本发明的第六实施方式的光信号发送装置的结构例的框图。
图36是表示相同实施方式的发送信号帧格式的图。
图37是表示相同实施方式的光信号接收装置的结构例的框图。
图38是表示在将第一特别指定频带信号以及第二特别指定频带信号作为训练信号序列而使用时的波长色散计算值结果的图。
图39是表示在不使用第二特别指定频带信号仅将第一特别指定频带信号作为训练信号序列而使用时的波长色散计算值结果的图。
图40是表示第一合波电路的输出信号序列的图。
图41是表示在以SMF进行长距离传输时的波长色散计算值结果的图。
图42是表示在附加极化模色散时的波长色散计算值结果的图。
具体实施方式
以下，一边参照附图一边详细地说明本发明的实施方式。本发明的实施方式的光信号发送装置以及光信号接收装置，例如，在使用光信号的同步检波的光纤传输系统等的相干通信系统中使用。
〈第一实施方式〉
首先，针对本发明的第一实施方式进行说明。
图1示出了本发明的第一实施方式的光信号发送装置的结构例。在同图中，101是发送信号调制电路，102是信号复用电路，103是电/光转换电路，104是特别指定频带信号产生电路。
发送信号调制电路101对发送的数据的二进制序列进行调制，输出发送符号序列。特别指定频带信号产生电路104生成在特别指定的2个以上的频率具有信号的信号序列，将生成出的信号序列作为特别指定频带信号（已知信号）进行输出。信号复用电路102将发送信号调制电路101以及特别指定频带信号产生电路104的输出作为输入，在时域复用多个信号，输出复用后的结果。电/光转换电路103将信号复用电路102的输出作为输入，进行电/光转换，输出光信号。
在此，作为特别指定频带信号，例如，能使用在IQ平面上成为点对称的关系的交变信号。作为一个例子，通过生成BPSK（Binary Phase Shift Keying：二相相移键控）信号，以-S、S、-S、S、…、-S、S的方式交替地使用2个信号点，或生成QPSK（Quadrature Phase Shift Keying，正交相移键控）信号，如（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、…、（S，S）、（-S，-S）或（S，-S）、（-S，S）、（S，-S）、（-S，S）、…、（S，-S）、（-S，S）那样，从而能生成特别指定频带信号。在此，S表示任意的实数。此外，（α，β）的标记中的α以及β分别表示实部、虚部的信号分量，作为复数能表示为α＋jβ。j是虚数单位。
此外，也能使用以-S、-S、S、S、-S、-S、S、S、…、-S、-S、S、S的方式将1个信号重复M次（M是任意的正数）的交变信号。此外，通过对与多个重复次数对应的信号进行混合、或卷积，从而能生成在4个以上的频带具有峰值的特别指定频带信号。此外，通过生成周期不同的多个正弦波并进行加和，从而也能生成在2个以上的频带具有峰值的特别指定频带信号。此外，通过使用正交频分复用（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式仅在特别指定的子载波发送信号，从而也能生成特别指定频带信号。
通过使用特别指定频带信号，从而成为各个频谱自身的展宽小的信号光，因此难以受到由于波长色散而导致的波形恶化。另一方面，由于彼此的频谱某种程度地展宽，所以当受到波长色散时，产生到来时间差。利用该到来时间差，能使用如下述示出的那样的方法来计算出波长色散量。
图2示出了在由28Gbaud的发送信号来生成QPSK信号的（S，S）和（-S，-S）的交变信号的情况下的特别指定频带信号的频谱。根据同图，能够确认在14GHz的高频侧和-14GHz的低频侧，形成有2个28GHz间隔的信号。再有，在频域中以负值显示的信号是与处于28～56GHz的范围内的电信号对应的信号的折返分量，但是该电信号当上变频为光信号时，由子载波频率转换到负值的区域，因此在图2中像这样进行标记。
此外，图3示出了在上述条件中以（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）、（S，S）…、（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）的方式将1个信号重复2次时的频谱。根据同图，能够确认合计形成有4个频谱，在7GHz的高频侧和-7GHz的低频侧形成有2个大的功率的频谱，在21GHz的高频侧和-21GHz的低频侧形成有2个小的功率的频谱。
像这样通过特别指定频带信号产生电路104生成的特别指定频带信号向信号复用电路102输入，通过信号复用电路102在从发送信号调制电路101输入的发送信号中的特别指定位置在时域复用，通过电/光转换电路103作为光信号进行发送。
图4示出了本发明的第一实施方式的光信号接收装置的结构例。在同图中，1001是光/电转换电路，1002是模/数转换电路，1003是波长色散补偿部，1004是自适应均衡电路，1005是解调电路，1006是波长色散计算部。
光/电转换电路1001将在光纤中传输并接收的光信号作为输入，转换为电信号，将该结果向模/数转换电路1002输出。具体地说，光/电转换电路1001使用本地振荡光，将输入的信号光的光电场分离成正交的分量，将分离出的分量转换成电的模拟信号。模/数转换电路1002将来自光/电转换电路1001的电信号作为输入，进行模/数转换，输出被转换成数字的接收信号。将输出的数字接收信号向波长色散补偿部1003以及波长色散计算部1006输入。波长色散计算部1006将模/数转换电路1002的输出结果作为输入，计算出波长色散量，将该结果作为输出值进行输出。波长色散补偿部1003将数字的接收信号作为输入，基于由波长色散计算部1006计算出的波长色散量，补偿由于波长色散而导致的信号的失真，输出该结果。自适应均衡电路1004将通过波长色散补偿部1003补偿的数字接收信号作为输入，补偿在发送接收时、在传输路径中由于极化模色散导致失真的信号，输出结果。解调电路1005将由自适应均衡电路1004补偿的数字接收信号作为输入，对接收信号进行解调，输出解调结果。
图5示出了本发明的第一实施方式的波长色散计算部1006的结构例。在同图中，2001表示信号分配电路，2002-n（1≤n≤N，N≥2）表示第n频率带通滤波电路，2003-n（1≤≤n≤N，N≥2）表示第n功率计算电路，2004表示延迟时间计算电路，2005表示波长色散量计算电路。
信号分配电路2001将模/数转换电路1002的输出结果作为输入，分路成N个相同的序列。分路后的N个序列分别向第n（1≤n≤N，N≥2）频率带通滤波电路2002-n输出。各第n（1≤n≤N，N≥2）频率带通滤波电路2002-n通过滤波器，仅使输入的各序列中的特别指定的频率接收信号通过。第n（1≤n≤N，N≥2）频率带通滤波电路2002-n的各滤波器使按照各序列的每一个而不同的频带的信号通过，以包含通过光信号发送装置进行复用的特别指定频带信号的一部分、或全部的方式设定带通滤波器。第n（1≤n≤N，N≥2）功率计算电路2003-n对第n（1≤n≤N，N≥2）频率带通滤波电路2002-n的输出序列，按照每个采样计算功率值，输出采样的功率值序列。延迟时间计算电路2004根据从N个第n功率计算电路2003-n（1≤n≤N，N≥2）输出的序列，分别检测在得到各个功率的最大值（峰值）时的采样时刻Tn，计算出峰值间的时间差。波长色散量计算电路2005根据由延迟时间计算电路2004计算出的时间差（延迟时间），计算出波长色散量，输出该结果。
在此，N表示通过光信号发送装置发送的特别指定频带信号的频谱的个数。例如，在如图2所示那样的2个特别指定频带中具有信号的情况下能设N=2来进行计算，在如图3所示那样的4个特别指定频带中具有信号的情况下能设N=4来进行计算。但是，由于N为2以上即可，所以并不仅限于上述。
波长色散量D能使用第k功率计算电路2003-k的峰值的时刻Tk和第h功率计算电路2003-h的峰值的时刻Th的时间差τk-h如以下（式1）那样来计算出（1≤h≤N，1≤k≤N，h≠k）。
[数学式1]
在此，c是光的速度，λ是发送信号的中心波长，Bk-h是从第k频率带通滤波电路2002-k的中心频率到第h频率带通滤波电路2002-h的中心频率的带宽。但是，假设第h频率带通滤波电路2002-h是比第k频率带通滤波电路2002-k高频率的带通滤波器。
波长色散量计算电路2005使用从N个第n功率计算电路2003-n（1≤n≤N，N≥2）输入的N个序列，能计算出从1个至最大N（N-1）/2个的波长色散量，将从这些波长色散量中选择出的值、或计算出的这些波长色散量的平均作为输出值D′向波长色散补偿部1003输出。再有，实际上，输出的波长色散量为没有（式1）的λ2的值（即，即使不被λ2除）也可。这是因为如在后面说明的那样，由于在波长色散补偿部1003中使用的各频率ω的权重W（ω）中代入波长色散估计值时，乘以λ2，所以在（式1）中λ2彼此抵消变无。即，实际上能不依赖于λ2地计算出波长色散补偿权重。
在此，使用图5，作为一个例子，说明在图2中示出的交变信号与发送信号进行时分复用的情况下的接收工作。
在同图中，首先，将通过光信号接收装置内的接收机（省略图示）接收的数字接收信号在信号分配电路2001中分配成2个序列。接着，由于第一频率带通滤波电路2002-1得到高频侧的14GHz的信号，所以如图6所示那样，使用将（14-W）GHz至（14＋W）GHz作为通频带的带宽2W的带通滤波器来进行频带限制，输出该结果。同样地，由于第二频率带通滤波电路2002-2得到低频侧的-14GHz的信号，所以如图7所示那样，使用将（-14-W）GHz至（-14＋W）GHz作为通频带的带宽2W的带通滤波器来进行频带限制，输出该结果。
在此，W是比0大的任意的值。通过使W变大，从而即使频率偏移、相位偏移等导致特别指定的频率接收信号从中心频率偏离，也能工作。相反地，通过使W变小，从而能减少特别指定频带信号以外的分量，例如，噪声、干扰分量，因此估计精度提高。
在第一功率计算电路2003-1中，对第一频率带通滤波电路2002-1的输出结果的信号序列按照每个采样计算功率值，将该结果向延迟时间计算电路2004输出。在此，在将第一功率计算电路2003-1的m采样时刻的输入信号设为a（m）的情况下，输出值为｜a（m）｜2。其中，｜x｜表示复数x的绝对值。
同样地，在第二功率计算电路2003-2中，对第二频率带通滤波电路2002-2的输出结果的信号序列按照每个采样计算出功率值，并将该结果向延迟时间计算电路2004输出。
在延迟时间计算电路2004中，将从第一功率计算电路2003-1以及第二功率计算电路2003-2输出的序列作为输入，如图8、图9所示那样计算在各个序列中成为最大值时的采样时刻T1以及T2，计算它们之间的时间差τ2-1＝T2-T1，将该结果τ2-1向波长色散量计算电路2005输出。
在波长色散量计算电路2005中，将延迟时间τ2-1作为输入值，通过以下的（式2）来计算波长色散量D。
[数学式2]
在波长色散量计算电路2005中，通过（式2）计算出波长色散量，将该结果作为输出值D进行输出。如以上那样，使用特别指定频带信号，能计算出波长色散量。
再有，在上述的光信号接收装置中，将波长色散量D作为输出值进行输出，但通过使用由（式3）计算出的波长色散值，从而也能计算用于在波长色散补偿部1003中进行补偿的各频率ω的权重W（ω），将该结果作为输出值进行输出。
[数学式3]
作为在上述示出的第n频率带通滤波电路2002-n的带通滤波器，能使用矩形滤波器、奈奎斯特滤波器、汉宁窗、凯撒窗、汉明窗等一般的带通滤波器。
在上述示出的第n功率计算电路2003-n对输入信号a（m）的功率值｜a（m）｜2进行输出，但是对输入值的功率连续的Q个采样的合计值a′（m′）进行输出也可。合计值a′（m′）通过以下的（式4）进行表示。
[数学式4]
通过输出上述的合计值，从而能减轻由于噪声、干扰分量导致的估计误差。此外，其他通过使用最大值附近的功率和时刻来计算期待值，也能提高精度。
在上述示出的延迟时间计算电路2004中，使用在功率成为最大值时的采样时刻，但也能设定任意的阈值，并使用超过该阈值的时刻、或从超过阈值起在阈值以下时的时刻、或该双方。在该情况下，存在在高频率分量和低频率分量中对与峰值比较并成为X%的时刻位置进行比较，测定该时间差的方法。
此外，在带通滤波器中通过的信号分量中，也包含交变信号以外的信号以及干扰、噪声分量。这是因为在数据信号中也存在带通滤波器的通频带的分量，并且在光噪声中也存在带通滤波器的通频带的分量。因此，通过检测未产生峰值的区域（数据信号区域）中的本底噪声和峰值，以本底噪声为基准，在高频率分量和低频率分量中比较上升到峰值的X%的时间位置以及下降到峰值的X%的时间位置，从而也能检测延迟时间。
此外，在延迟时间计算电路2004中，计算出最大值之间的延迟时间，但在固定时间间隔（帧周期）Tp中对特别指定频带信号进行多次重复并发送的情况下，会多次产生峰值。其结果，存在检测出其他帧的最大值、计算出比本来希望的延迟时间大的值的可能性。在该情况下，通过检测在固定时间Tp内成为最大值的时刻Tn、或以延迟时间差τ小于任意的时间差Tmax的方式附加条件来进行计算，从而能消除误差。在此，也能将Tmax设定为例如根据能计算出的最大波长色散量来计算的最大延迟时间差。
此外，使用包含特别指定频带信号的多个接收信号，在延迟时间计算电路2004中计算多个延迟时间，将该平均值作为输出值进行输出也可。由此，能减少噪声、干扰分量，提高精度。进而，通过使用功率和时刻的两个值，计算出现峰值的时刻的期待值，从而也能计算延迟时间。
〈第二实施方式〉
图10示出了本发明的第二实施方式中的光信号发送装置的结构例。在同图中，和第一实施方式中的光信号发送装置的不同之处在于：发送信号调制电路201、信号复用电路202、电/光转换电路203、特别指定频带信号产生电路204以及极化复用电路205是为了极化复用而被追加的。
发送信号调制电路201、信号复用电路202、电/光转换电路203、特别指定频带信号产生电路204分别和发送信号调制电路101、信号复用电路102、电/光转换电路103、特别指定频带信号产生电路104进行同样的工作，使用极化复用的数据信号序列，生成光发送信号。但是，也能在极化波间共有特别指定频带信号产生电路104以及204。此外，特别指定频带信号产生电路104以及204生成在极化波间不同的信号并发送也可，复用同一信号也可。在复用同一特别指定频带信号的情况下，也能代替具备特别指定频带信号产生电路104和204，而使1个特别指定频带信号产生电路共有化。通过共有化，从而在光信号发送装置中，以两个正交的极化波发送同一特别指定频带信号，在光信号接收装置中，即使对未进行极化分离的信号，也能计算出波长色散量。
作为一个例子，在图11中示出了在对数据信号时分复用同一特别指定频带信号并进行发送时的帧格式。如同图所示那样，分别对2个序列，按照每个发送数据信号R符号插入特别指定频带信号（例如，交变信号）P符号。特别指定频带信号也能全部使用相同的序列，也能按照每个序列而不同。
欲以生成的两个极化波进行发送的信号通过极化复用电路205进行极化复用，将复用后的信号作为发送信号进行发送。
图12示出了本发明的第二实施方式中的光信号接收装置的结构例。在同图中，和第一实施方式中的光信号接收装置的不同之处在于：还具备极化分配电路3000、光/电转换电路3001、模/数转换电路3002、波长色散补偿部3003、解调电路3005，代替波长色散计算部1006而具有波长色散计算部3006，代替自适应均衡电路1004而具有自适应均衡电路3004。
极化分配电路3000对接收的光信号在光域中进行极化波分配，将分配后的极化波向光/电转换电路1001以及3001输出。作为极化分配电路3000，例如，具备极化分集90度的混合式耦合器和本地振荡光源，由此能将接收的光信号分配成两个正交的极化波。在此，为了使说明变得简单，假设将正交的两个极化波称为X极化波以及Y极化波，将X极化波向光/电转换电路1001输出，将Y极化波向光/电转换电路3001输出。
光/电转换电路3001以及模/数转换电路3002分别和光/电转换电路1001以及模/数转换电路1002同样地进行工作。即，光/电转换电路3001进行光/电转换，模/数转换电路3002进行模/数转换，输出数字接收信号。波长色散计算部3006将模/数转换电路1002以及3002的输出结果作为输入来计算波长色散量，将该结果向波长色散补偿部1003以及3003输出。
波长色散补偿部1003、3003分别将模/数转换电路1002、3002的输出信号作为输入信号，基于由波长色散计算部3006计算的波长色散量来进行波长色散补偿。自适应均衡电路3004将波长色散补偿部1003以及3003的输出信号作为输入，进行自适应均衡，补偿在发送接收时、在传输路径中由于极化模色散而导致失真的信号，并且进行极化分离来使在发送侧复用的2个信号序列分离，输出结果。解调电路1005以及3005分别解调被复用的两个极化波。
图13示出了第二实施方式中的波长色散计算部3006的结构例。在同图中，和第一实施方式中的波长色散计算部1006的不同之处在于：还具有信号分配电路4001、第n频率带通滤波电路4002-n（1≤n≤N，N≥2）、第n功率计算电路4003-n（1≤n≤N，N≥2）、第n合波电路4004-n（1≤n≤N，N≥2）。
信号分配电路2001、4001分别将模/数转换电路1002、3002的X极化波以及Y极化波作为输入信号，将输入信号分配成N个序列，输出该结果。第n频率带通滤波电路2002-n（1≤n≤N，N≥2）对X极化波，利用同样的频率带通滤波器使特别指定频率的信号通过，输出该结果。第n频率带通滤波电路4002-n（1≤n≤N，N≥2）对Y极化波，利用同样的频率带通滤波器使特别指定频率的信号通过，输出该结果。第n功率计算电路2003-n（1≤n≤N，N≥2）对X极化波的序列，按照每个采样计算功率值，并将该结果向第n合波电路4004-n（1≤n≤N，N≥2）输出。第n功率计算电路4003-n（1≤n≤N，N≥2）对Y极化波的序列，按照每个采样计算功率值，并将该结果向第n合波电路4004-n（1≤n≤N，N≥2）输出。
第n合波电路4004-n对从第n功率计算电路2003-n以及4003-n输出的X极化波以及Y极化波的功率值的信号序列进行合成，输出结果。例如，在第n合波电路4004-n的第m（m是时间序列的索引）个输入是xn（m）以及yn（m）的情况下，输出为axn（m）＋byn（m）。但是，a以及b是任意的比0大的实数，通过噪声、干扰等的信息导致a以及b变化，从而能使在第n功率计算电路2003-n以及4003-n中输出的X极化波以及Y极化波的功率值的合波的比例变化。此外，也可以认为由于在传输路径、电路中的影响导致在X极化波、Y极化波间产生延迟差，因此也能错开q（q是整数）采样来进行合波。在该情况下，输出值为axn（m）＋byn（m-q）。作为q的决定方法，在光信号接收装置中另外具备定时检测电路、偏差（skew）调整电路，因此能根据计算出的定时差来决定q。或者，以在第n功率计算电路2003-n、4003-n的输出值中，在某个固定区间中，超过阈值的值或成为最大时的值重叠的方式调整q也可。
通过第n合波电路4004-n（1≤n≤N，N≥2）进行合波的N个序列作为输入值向延迟时间计算电路2004输入。延迟时间计算电路2004根据从N个第n合波电路4004-1～4004-N（1≤n≤N，N≥2）输出的序列，分别检测在各个功率最大值（峰值）出现时的采样时刻Tn，计算峰值间的时间差。波长色散量计算电路2005根据由延迟时间计算电路2004计算的延迟时间，计算波长色散量，输出该结果。
在上述第二实施方式中的光信号发送装置、光信号接收装置以及波长色散计算部3006以复用2个极化波来进行发送为前提，但也能复用3个以上的发送信号序列来进行发送。在该情况下，在光信号发送装置中具备复用的序列的量的发送信号调制电路、信号复用电路、电/光转换电路、特别指定频带信号产生电路，极化复用电路复用3个以上的光发送信号来进行发送即可。此外，针对光信号接收装置，在极化分配电路中，将接收的光信号分配成3个以上的序列，配合分配的序列数具备3个以上光/电转换电路、模/数转换电路、波长色散补偿部以及解调电路，在自适应均衡电路中，基于由极化分配电路所分配的序列数的量的信号的输入，进行输出在光信号发送装置中复用的序列数的信号的自适应均衡。在波长色散计算部中，基于由极化分配电路所分配的序列数的输入，计算波长色散，将该计算结果向各波长色散补偿部输出。再有，在光信号发送装置中的发送信号的复用数（或极化复用电路的复用信号数）和在光信号接收装置中的极化分配电路的分配数并不一定相等。
此外，在上述第二实施方式中的光信号发送装置、光信号接收装置以及波长色散计算部3006以复用2个极化波来进行发送为前提，但也能不进行极化复用而发送信号。在该情况下，在光信号发送装置中具备复用的序列的量的发送信号调制电路、信号复用电路、电/光转换电路以及特别指定频带信号产生电路，而不具备极化复用电路来发送信号即可。此外，针对光信号接收装置，将由极化分配电路接收的光信号分配成2个以上的序列，配合分配的序列数具备2个以上的光/电转换电路、模/数转换电路、波长色散补偿部以及解调电路，在自适应均衡电路中，基于来自由极化分配电路所分配的序列数的量的波长色散补偿部的输入，进行自适应均衡。由于发送信号未被极化复用，所以自适应均衡电路仅解调1个序列的信号即可，输出为1个序列。此外，在波长色散计算部中，基于来自由极化分配电路所分配的序列数的量的模/数转换电路的输入，计算波长色散，将该计算结果向各序列的波长色散补偿部输出。
〈第三实施方式〉
接着，针对第三实施方式的光信号接收装置进行说明。在第三实施方式的光信号接收装置中，代替将在图12中示出的光信号接收装置的波长色散计算部3006作成在图13中示出的结构，而作成在图14中示出的结构。
图14示出了在用双极化波将同一在图2中表示的交变信号作为特别指定频带信号进行时分复用并发送时的、波长色散计算部3006的结构的一个例子。对包含如图2所示那样的交变信号的信号光进行相干接收，将X极化波以及Y极化波分别向图14的重叠FFT（Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换）运算电路5001-1以及5001-2输入。重叠FFT运算电路5001-1以及5001-2使FFT窗重叠来进行FFT，将X极化波以及Y极化波分别转换到频域，输出该结果。重叠进行FFT的方法在（参考文献1）R. Kudo, T. Kobayashi, K. Ishihara, Y. Takatori, A. Sano, E. Yamada, H. Masuda, Y. Miyamoto, and M. Mizoguchi,“Single carrier transmission with two-stage overlap frequency domain equalisation for long-haul optical systems,” Electronics Letters, vol. 45, issue 3, pp. 180-182, Jan. 2009.中记载。
在频域滤波电路5002-1以及5002-2中，分别对X极化波以及Y极化波乘以使用带通滤波器并仅使特别指定频带信号和其周边的信号通过的那样的滤波器。图15示出了其一个例子。如同图所示那样，使用将从（-14-W）GHz至（-14＋W）GHz和从（14-W）GHz至（14＋W）GHz作为通频带的带通滤波器来进行频带限制，输出该结果。如果使用这样的滤波电路的话，能形成仅使图2的交变信号和其周边的信号通过的滤波器，能除去除此以外的频带的干扰、噪声分量。
通过频域滤波电路5002-1以及5002-2进行频带限制的信号分别向重叠IFFT（Inverse FFT）运算电路5003-1、5003-2输出。重叠IFFT运算电路5003-1以及5003-2重叠进行IFFT，得到时域的信号序列。
再有，由于在补偿大的色散量时，有在频域中进行色散补偿的方法使运算量减少的优点，所以将以频域均衡为前提的波长色散补偿滤波器作为例子而使用，但时域均衡的波长色散补偿滤波器也同样地能设定其滤波器的通频带。
此外，在通过数字信号处理来补偿波长色散的情况下，应该具备波长色散补偿用的均衡器。因此，在上述的例子中，将该均衡器作为仅使交变信号选择性地通过的滤波器而使用。因此，能共有波长色散计算部和波长色散补偿部的均衡器电路，因此在实际制作电路时电路规模能够变小，还具有功耗也减少的效果。但是，在另外准备波长色散估计用的带通滤波器部分的电路的余裕存在的情况下，通过并行地具有波长色散计算部，从而在运用中即使在波长色散补偿电路处于工作中的状况下，也能计算色散。
当然，也能仅在用于波长色散的计算中使用上述第三实施方式的光信号接收装置。在该情况下，通过将在图14中示出的波长色散计算电路置换为新的波长色散计算部从而能使其工作。在该新的波长色散计算部中的重叠FFT运算电路5001-1、5001-2的输入成为模/数转换电路1002、3002的输出。此外，在该情况下，通过在接收信号序列中检测出特别指定频带信号存在的时间区间，进行FFT窗尺寸大于该时间区间的FFT以及IFFT，从而能使上述装置工作。在该情况下，重叠FFT运算电路5001-1、5001-2以及重叠IFFT运算电路5003-1、5003-2不需要重叠地使FFT以及IFFT工作。因此，能减少运算量。
接着，高频带通滤波电路5004-1以及5004-2对信号序列仅分离出频率高的分量，其中该信号序列通过频域滤波电路5002-1、5002-2进行频带限制并如图15所示那样成为仅2个频带的仅信号分量。同样地，使用低频带通滤波电路5005-1以及5005-2，对信号序列仅分离出频率低的分量，其中该信号序列通过频域滤波电路5002-1、5002-2进行频带限制并如图15所示那样成为仅2个频带的仅信号分量。
图16示出了最简易的高频带通滤波电路5004-1、5004-2的结构例。图17示出了最简易的低频带通滤波电路5005-1以及5005-2的结构例。
高频带通滤波电路5004-1以及5004-2和低频带通滤波电路5005-1以及5005-2分别能通过如图16以及图17所示那样的2抽头的延迟干扰滤波器构成。在图16示出的高频率带通滤波电路中，输入信号向进行和1的乘法的乘法器501输出，并且向在后级具备进行和j的乘法的乘法器502的延迟电路503输出。而且，输入信号和1的乘法结果、以及从延迟电路503输出的输入信号和j的乘法结果通过加法器504相加，输出该结果。此外，在图17示出的低频带通滤波电路中，输入信号向进行和1的乘法的乘法器601输出，并且向在后级具备进行和-j的乘法的乘法器602的延迟电路603输出。而且，输入信号和1的乘法结果、以及从延迟电路603输出的输入信号和-j的乘法结果通过加法器604相加，输出该结果。
由于通过这些滤波器，得到如图18A所示那样的透过特性，所以能分离成高频以及低频的信号。通过将该特性、和使前级的2个频率选择性地通过的带通滤波器的特性进行组合，从而能将交变信号生成的2个细的频谱分量分离成高频侧和低频侧。
但是，在为了用于波长色散估计而能够准备带通滤波器的情况下，即使不是这样的二级结构，也能通过分别准备高频侧的带通滤波器和低频侧的带通滤波器，从而能对交变信号的2个细的频谱分量分别进行分离并提取。
平均化电路5006-1以及5006-2分别基于第一合波电路4004-1、第二合波电路4004-2的输出，对在交变信号到来的周期中得到的Q个连续的采样进行平均化，由此能减少干扰以及噪声，并检测出功率的峰值。优选Q是和交变信号的序列长相同的采样数，即，通过（过采样数）×（特别指定频带信号符号数）而求取的采样数或比其小的采样数。
在本实施方式中，假定通过符号速率的2倍以上的整数倍的采样速率来进行过采样。此外，通过将X极化波和Y极化波的信号进行相加，从而即使在分量偏向一方的信号的那样的状况下，也能检测出正确的值。
将上述平均化电路5006-1以及5006-2的输出结果作为输入值，延迟时间计算电路2004计算频率高的频谱分量和频率低的频谱分量的延迟时间差。波长色散量计算电路2005能根据计算的延迟时间差计算出色散量。
在上述说明中，在频域滤波电路之后，具备重叠IFFT运算电路。可是，高频频带信号和低频频带信号的延迟时间差由频域的相位的倾斜决定，因此也能使用峰值信号的相位计算延迟时间差。在该情况下，不需要重叠IFFT运算电路，因此能使电路规模变小。
此外，在使用上述结构时，在频域滤波电路内的信号功率中，每次接收特别指定频带信号时，该频带的功率值大幅度地上升。因此，通过监视该频带内的信号的功率值，从而也能检测出帧的定时，在其周边的区间使波长色散估计电路（即，波长色散计算部）工作。
再有，如在图18B中作为波长色散计算部1006A所示出的那样，在第一实施方式的光信号接收装置的第n功率计算电路2003-n（1≤n≤N，N≥2）的每一个和延迟时间计算电路2004之间设置平均化电路2006-n（1≤n≤N，N≥2），在各平均电路2006-n中，基于前级的第n功率计算电路2003-n的输出，对在交变信号到来的周期中得到的规定数量的连续的采样进行平均化，将该结果向延迟时间计算电路2004输出也可。
同样地，如在图18C中作为波长色散计算部3006A所示出的那样，在第二实施方式的光信号接收装置的第n功率计算电路2003-n（1≤n≤N，N≥2）以及4003-n（1≤n≤N，N≥2）的每一个和第n合波电路4004-n之间设置平均化电路2006-n（1≤n≤N，N≥2）以及4006-n（1≤n≤N，N≥2），在各平均电路2006-n以及4006-n中，基于前级的第n功率计算电路2003-n以及4003-n的输出，对在交变信号到来的周期中得到的规定数量的连续的采样进行平均化，将该结果向第n合波电路4004-n输出也可。
〈第四实施方式〉
接着，针对本发明的第四实施方式的光信号接收装置进行说明。图19示出了第四实施方式中的光信号接收装置的结构例。第四实施方式的光信号接收装置和在图12示出的第二实施方式中的光信号接收装置的不同之处在于：代替波长色散计算部3006，而具有在图20中示出的帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000。
图20示出了在图19中表示的帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000的结构例。在同图中，6000-1以及6001-2表示存储器，6002表示频率偏移计算电路，6003-1以及6003-2表示帧检测用FFT电路，6004表示特别指定频带信号检测电路。此外，帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000除了这些结构部件之外，还成为具备第二实施方式中的波长色散计算部3006的结构。
帧检测用FFT电路6003-1以及6003-2对各极化波的接收信号序列进行FFT。特别指定频带信号检测电路6004基于来自帧检测用FFT电路6003-1以及6003-2的输出，计算特别指定频带信号存在的周边频率的功率。存储器6001-1、6001-2分别从由模/数转换电路1002、3002输出的接收信号序列中，提取并储存包含包括在特别指定频带信号检测电路6004中检测出的特别指定频带信号的接收信号序列的时间区间以及其前后的L采样。频率偏移计算电路6002根据从存储器6001-1、6001-2输出的L采样的信号序列，使用特别指定频带信号来计算频率偏移。波长色散计算部3006基于从存储器6001-1、6001-2输出的L采样的信号序列和从频率偏移计算电路6002输出的频率偏移，计算波长色散量。
图21A以及图21B示出了说明帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000的处理的流程图的一个例子。
以下，使用在图20中示出的结构和在图21A以及图21B中示出的流程图，说明帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000的处理。再有，在此，假设在每个固定周期对特别指定频带信号进行时分复用并发送。
在图21A中，首先，帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000在为了对处理的重复次数进行计数而使用的变量g、u、v中代入1（步骤S10）。
接着，针对帧检测处理，即特别指定频带信号检测处理进行说明。
帧检测用FFT电路6003-1将从模/数转换电路1002输出的X极化波的接收信号序列作为输入进行FFT变换，帧检测用FFT电路6003-2将从模/数转换电路3002输出的Y极化波的接收信号序列作为输入，进行FFT变换（步骤S15）。FFT对接收信号序列实时工作。在此，FFT也能对接收信号序列重叠进行，也能空开某个任意的间隔进行。例如，在将特别指定频带信号的符号数设为80，将在接收侧的过采样数设为2，将帧检测用FFT的点数设为64的情况下，通过对96（＝80×2-64）个采样设定任意的间隔，从而必然在任一个FFT窗中包含交变信号，并且能减少FFT的运算量。
接着，特别指定频带信号检测电路6004使用来自帧检测用FFT电路6003-1以及6003-2的输出结果，计算特别指定频带信号存在的周边频率的功率（步骤S20）。例如，在光信号发送装置发送如图2所示那样的特别指定频带信号的情况下，使用如图15所示那样的滤波器，计算该滤波器内的总功率值。在帧周期Tp内进行该操作，检测在该周期内的最大值（步骤S25）。特别指定频带信号检测电路6004判断g是否达到了重复次数G（步骤S30），在未达到的情况下对g加1（步骤S35），进行来自步骤S15的处理，在达到了的情况下，将成为在重复执行的步骤S25中检测出的最大值的位置向存储器6001-1以及6000-2输出（步骤S40）。即，特别指定频带信号检测电路6004对G（G≥1）次不同的接收信号序列进行步骤S15～S25的操作，检测在Tp的周期内成为最大的位置，即特别指定频带信号的位置，将该结果向存储器6001-1以及6001-2输出。但是，在上述说明中，检测出了帧周期Tp内的最大值，但设定任意的功率阈值，检测出超过该功率阈值的位置也可。
接着，针对频率偏移计算处理进行说明。
存储器6001-1、6001-2分别从由模/数转换电路1002、3002输出的接收信号序列中，提取并储存包含包括在特别指定频带信号检测电路6004中检测出的特别指定频带信号的时间区间以及其前后的L采样（步骤S45）。之后，存储器6001-1、6001-2向频率偏移计算电路6002输出该L采样的信号序列，频率偏移计算电路6002使用特别指定频带信号来计算频率偏移（步骤S50）。作为该计算方法，计算对L采样的信号序列进行FFT变换成为频率分量的振幅或功率的最大值的频率、或重心位置的频率，之后，进而计算从特别指定频带信号的中心频率起的偏离，将该值作为频率偏移计算值进行输出。再有，在此，在频率偏移计算电路6002中，在频率偏移计算处理中，对包含包括U（U≥1）次不同的特别指定频带信号的区间以及其前后的L采样进行该操作，取平均等，使频率偏移计算精度提高（步骤S55）。因此，频率偏移计算电路6002判断u是否达到了重复次数U（步骤S60），在未达到的情况下对u加1（步骤S65），进行来自步骤S45的处理，在达到了的情况下，将在紧接前方执行的步骤S55中平均化的频率偏移计算值向波长色散计算部3006输出（步骤S70）。
接着，参照图21B，针对波长色散计算处理进行说明。
首先，和步骤S45同样地，存储器6001-1、6001-2分别从由模/数转换电路1002、3002输出的接收信号序列中，提取并储存包含包括在特别指定频带信号检测电路6004中检测出的特别指定频带信号的时间区间以及其前后的L采样（步骤S75）。
波长色散计算部3006将从存储器6001-1以及6001-2输出的、包含包括特别指定频带信号的时间区间以及其前后的L采样作为输入，进行波长色散量的计算。该计算如在上述第二实施方式中所示那样进行。
即，第n频率带通滤波电路2002-n、第n频率带通滤波电路4002-n（1≤n≤N，N≥2）分别对X极化波、Y极化波使特别指定频率的信号通过（步骤S80）。第n功率计算电路2003-n、第n功率计算电路4003-n（1≤n≤N，N≥2）分别对X极化波、Y极化波的序列，计算每个采样的功率值，将该结果向第n合波电路4004-n（1≤n≤N，N≥2）输出（步骤S85）。第n合波电路4004-n对输入的X极化波以及Y极化波的功率值的信号序列进行合成并向延迟时间计算电路2004输出（步骤S90）。延迟时间计算电路2004分别检测在从输入的序列中出现各个功率最大值（峰值）时的采样时刻Tn，计算峰值间的时间差（步骤S95）。波长色散量计算电路2005根据计算的延迟时间，计算波长色散量（步骤S100）。
进而，在上述的处理中，使用从频率偏移计算电路6002输出的频率偏移的计算值，也能使波长色散计算部3006工作。在该情况下，向波长色散计算部3006内的信号分配电路2001、4001输入频率偏移的计算值，也能对从存储器6001-1、6001-2输出的L采样的接收信号序列，首先补偿频率偏移，之后分配信号。或者，向第n频率带通滤波电路2002-1～2002-N、4002-1～4002-N（1≤n≤N，N≥2）输入频率偏移的计算值，在补偿频率偏移之后也能使带通滤波器工作。根据上述，能一边补偿在光信号接收装置中产生的频率偏移一边计算波长色散，因此计算精度提高。
波长色散计算部3006对包含包括V（V≥1）次不同的特别指定频带信号的区间以及其前后的L采样进行该处理，取平均等，使波长色散量的计算精度提高。因此，波长色散计算部3006判断v是否达到了重复次数V（步骤S105），在未达到的情况下对v加1（步骤S110），进行来自步骤S75的处理，在达到了的情况下，对在重复进行的步骤S100中计算出的波长色散量的平均进行计算（步骤S115）。
之后，波长色散计算部3006判断在步骤S115中计算出的波长色散量是否比能取到的值的最大值的绝对值Dmax小（步骤S120），在小的情况下，结束波长色散计算处理，将该结果向波长色散补偿部1003、3003输出（步骤S125），在大或相等的情况下，输出计算失败的内容（步骤S130）。
再有，在计算失败的情况下，再次使帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000工作，也能进行帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算。
通过使用以上说明的第四实施方式的光信号接收装置，不需要使波长色散计算电路实时工作，因此与其他实施方式的光信号接收装置相比，能使其以慢的时钟工作。其结果，能进行电路规模的缩小、功耗的削减。
在上述第一至第三实施方式中，波长色散计算部的输入值是来自模/数转换电路的输出值，但将来自波长色散补偿部的输出值作为输入值计算波长色散也可。例如，在图4的情况下，如图21C所示那样，向波长色散计算部1006，代替模/数转换电路1002的输出值而输入波长色散补偿部1003的输出值。此外，在图12的情况下，如图21D所示那样，向波长色散计算部3006，代替模/数转换电路1002的输出值而输入波长色散补偿部1003的输出值，代替模/数转换电路3002的输出值而输入波长色散补偿部3003的输出值。在这些情况下，通过作为波长色散补偿部的初始值而将波长色散值设定为0ps／nm，即，将在波长色散补偿部中使用的各频率ω的权重W（ω）设定为1，从而能进行工作。此外，在将来自波长色散补偿部的输出值作为波长色散计算部的输入值来计算波长色散的情况下，信号分配电路的输入值为来自波长色散补偿部的输出值，但波长色散计算部能以相同的结构计算波长色散。通过将波长色散补偿部的输出值作为输入值使波长色散计算电路工作，从而即使在通信系统的运用中波长色散量按时间变动的情况下，通过在某个周期内以波长色散计算电路估计波长色散的变动的差分，从而能将该估计结果向波长色散补偿部输入。
此外，在上述第四实施方式中，帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000的输入值是来自模/数转换电路1002、3002的输出值，但将来自波长色散补偿部1003、3003的输出值作为输入值计算波长色散也可。例如，在图19的情况下，向帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000，代替模/数转换电路1002的输出值而输入波长色散补偿部1003的输出值，代替模/数转换电路3002的输出值而输入来自波长色散补偿部3003的输出值。在该情况下，通过作为波长色散补偿部1003、3003的初始值而将波长色散值设定为0ps／nm，即，将在波长色散补偿部1003、3003中使用的各频率ω的权重W（ω）设定为1，从而能进行工作。此外，在将来自波长色散补偿部1003、3003的输出值作为帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000的输入值来计算波长色散的情况下，存储器6000-1、6000-2以及帧检测用FFT电路6003-1、6003-2的输入值为来自波长色散补偿部1003、3003的输出值，但帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000能以同样的结构进行帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算。通过将波长色散补偿部1003、3003的输出值作为输入值使帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部6000工作，从而即使在通信系统的运用中帧同步不准、或频率偏移以及波长色散量按时间变动的情况下，能在某个周期内补偿它们。
以下，说明本发明的第一～第四实施方式的效果。
图22是对在将波长色散量设定为20000ps／nm，将发送符号速率设定为28GSymbol／s，将光信号接收装置的采样频率设定为56GHz，将帧长设定为32768符号，将交变信号长设定为64符号，将帧平均化数设定为15次的情况下的到来时间差进行模拟的结果。能确认在高频频带信号（USB、Upper Sideband，上边带）和低频频带信号（LSB、Lower Sideband，下边带）的到来时间中产生差。
图23A～图23D是在使在传输路径中受到的波长色散量从0变化到20000ps／nm的情况下，以符号数在Y轴示出观测的USB和LSB的延迟量的图。可知USB和LSB的到来时间差与波长色散量成比例地增大。因此，根据该到来时间差能反过来估计色散。当以转送100GbE（Giga bit Ethernet，千兆位以太网（注册商标））的OTU（Optical Transport Unit，光传送单元）4的位（bit）数130、560位为参考来考虑QPSK以及极化复用时，每1帧为32，640symbol，但在模拟评价中设定为与其接近的值。在4个图表中，使带通滤波器的设定透过带宽W变化，带宽分别变化为±0.16、±0.32、±1.28、±2.56GHz。在W＝±1.28GHz时，成为误差最少的结果，存在带宽某种程度地宽而检测波长色散的误差减少的趋势。另一方面，当使带宽过宽时，交变信号以外的各种各样的数据的通过宽度变宽，交变信号的选择性降低，检测灵敏度变差。在该结果中，优选±1.28GHz左右。进而通过扩大通频带，从而能提高性能。
图24示出了存在20000ps／nm的波长色散量、0.8ps／√km的极化模色散时的本提案方法的计算精度。如根据同图所了解那样，可知能以±200ps／nm左右的高的精度计算波长色散量。此外，使用18μs的接收信号来进行计算，因此波长色散的计算速度也非常快。
〈第五实施方式〉
接着，针对本发明的第五实施方式进行说明。
图25示出了本发明的第五实施方式的光信号发送装置的结构例。在同图中，7101是发送信号调制电路，7102是信号复用电路，7103是电/光转换电路，7104是训练信号序列生成电路。
发送信号调制电路7101对发送的数据的二进制序列进行调制，输出发送符号序列。作为调制方式，例如，列举BPSK（Binary Phase Shift Keying）调制或QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）调制、QAM（Quadrature Amplitude Modulation，正交振幅调制）等，但除此以外的调制方式也可。训练信号序列生成电路7104产生：具有集中于2个以上的特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列、和具有集中于与第一特别指定频带信号序列的这些2个以上的特别指定频带不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列，将在第一特别指定频带信号序列的紧接前方以及紧接后方对第二特别指定频带信号序列进行时分复用的信号序列作为训练信号序列来生成，对生成出的训练信号序列进行输出。再有，训练信号序列生成电路7104产生在第一特别指定频带信号序列中使用的特别指定频带不具有信号功率的第二特别指定频带信号序列也可。
信号复用电路7102将发送信号调制电路7101以及训练信号序列生成电路7104的输出作为输入，对作为来自发送信号调制电路7101的输出信号的发送符号序列，在每个任意的信号周期Ns内插入作为来自训练信号序列生成电路7104的输出的训练信号序列（在时域复用），输出该结果得到的信号序列。电/光转换电路7103将信号复用电路7102的输出作为输入，进行信号序列的电/光转换，输出光信号。
图26示出了训练信号序列。如同图所示那样，在第一特别指定频带信号序列的紧接前方以及紧接后方，对第二特别指定频带信号序列进行时分复用。再有，在训练信号中，提及参考（reference）信号，导频（pilot）信号，已知信号等也可。
在此，作为特别指定频带信号序列，例如，能使用在IQ平面上成为相对于原点而点对称的关系的交变信号。作为一个例子，通过生成BPSK信号，以-S、S、-S、S、…、-S、S的方式交替地使用2个信号点，或生成QPSK信号，如（S，S）、（-S，-S）、（S，S）、（-S，-S）、…、（S，S）、（-S，-S）或（S，-S）、（-S，S）、（S，-S）、（-S，S）、…、（S，-S）、（-S，S）那样，从而能生成特别指定频带信号序列。在此，S表示任意的实数。此外，（α，β）的标记中的α以及β分别表示实部、虚部的信号分量，作为复数能表示为α＋jβ。j是虚数单位。
此外，也能使用以-S、-S、S、S、-S、-S、S、S、…、-S、-S、S、S的方式将1个信号重复M次（M是任意的正数）的交变信号。此外，通过对与多个重复次数对应的信号进行混合、或卷积，从而能生成在4个以上的频带具有峰值的特别指定频带信号。此外，通过生成周期不同的多个正弦波并进行加和，从而也能生成在2个以上的频带具有峰值的特别指定频带信号。此外，通过使用正交频分复用（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式仅在特别指定的子载波发送信号，从而也能生成特别指定频带信号。
在以上的方法中，生成第一特别指定频带信号序列以及第二特别指定频带信号序列，生成训练信号序列。
在此，作为一个例子，考虑如下情况：在12.5Gbaud的发送信号传输中，将QPSK信号的（S，S）和（-S，-S）的交变信号作为第一特别指定频带信号序列，将如QPSK信号的（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）、（S，S）…、（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）那样，对1个信号重复2次的信号序列作为第二特别指定频带信号序列来生成训练信号序列。
图27示出了第一特别指定频带信号序列的频谱。图28示出了第二特别指定频带信号序列的频谱。再有，在频域中以负值显示的信号是与处于12.5～25GHz的范围内的电信号对应的信号的折返分量，但该电信号当上变频为光信号时，由子载波频率转换到负值的区域，因此在图27以及图28中像这样进行标记。
能够确认在图27示出的第一特别指定频带信号序列的情况下，在6.25GHz的高频侧和-6.25GHz的低频侧，形成有2个12.5GHz间隔的信号。此外，能够确认在图28示出的第二特别指定频带信号序列的情况下，合计形成有4个频谱，在3.125GHz的高频侧和-3.125GHz的低频侧形成有2个大的功率的频谱，在9.375GHz的高频侧和-9.375GHz的低频侧形成有2个小的功率的频谱。即，在与第一特别指定频带信号序列的频谱的功率集中的频带所不同的频带中，集中有第二特别指定频带信号序列的频谱的功率。
通过作为训练信号序列而使用特别指定频带信号，成为各个频谱自身的展宽小的信号光，因此难以受到由于波长色散而导致的波形恶化。此外，由于彼此的频谱分离，所以当受到波长色散时，产生到来时间差。利用该到来时间差，能使用如下述示出的那样的方法来计算波长色散量。
此外，通过在第一特别指定频带信号序列的前后，插入在与第一特别指定频带信号序列的频带不同的频带集中功率的第二特别指定频带信号序列来作为训练信号序列进行发送，从而能防止训练信号前后的发送符号信号序列对第一特别指定频带信号序列所使用的频带的干扰。而且，根据在下述示出的那样的方法，在计算波长色散量时，通过BPF（Bandpass Filter：带通滤波器）除去第二特别指定频带信号序列，因此波长色散量的计算精度提高。
在此，优选在第一特别指定频带信号序列中功率集中的频带和在第二特别指定频带信号序列中功率集中的频带的频率的间隔以大于在光信号接收装置和光信号发送装置之间能产生的频率偏移（例如，在光信号接收装置和光信号发送装置中使用的激光间的频率偏离）的最大值的方式进行设定。通过以大于预先假定的频率偏移的最大值的方式来设定频率的间隔，从而在接收侧能容易地识别第一特别指定频带信号序列和第二特别指定频带信号序列。
像这样通过训练信号序列生成电路7104生成的特别指定频带信号向信号复用电路7102输入，通过信号复用电路7102在从发送信号调制电路7101输入的发送信号中的特别指定位置在时域复用，通过电/光转换电路7103作为光信号进行发送。
图29示出了本发明的第五实施方式的光信号接收装置的结构例。在同图中，8001是极化分割电路，8002-1以及8002-2是光/电转换电路，8003-1以及8003-2是模/数转换电路，8004-1以及8004-2是波长色散补偿部，8005是自适应均衡电路，8006是解调电路，8007是波长色散量计算部。
极化分割电路8001对接收的光信号在光域进行极化波分割，将分割后的极化波向光/电转换电路8002-1以及8002-2输出。作为极化分割电路8001，例如，具备极化分集90度的混合式耦合器和本地振荡光源，由此能将接收的光信号分割成两个正交的极化波。在此，为了使说明变得简单，假设将正交的两个极化波称为X极化波以及Y极化波，将X极化波向光/电转换电路8002-1输出，将Y极化波向光/电转换电路8002-2输出。
光/电转换电路8002-i（i＝1、2）将在光纤中传输并接收的光信号的X极化波或Y极化波作为输入，将输入的极化波转换成电信号，将该结果向模/数转换电路8003-i输出。具体地说，光/电转换电路8002-1以及8002-2使用本地振荡光，将输入的信号光的光电场分离成正交的分量，将分离出的分量转换成电的模拟信号。模/数转换电路8003-i（i＝1、2）将来自光/电转换电路8002-i的电信号作为输入进行模/数转换，输出被转换成数字的接收信号。从模/数转换电路8003-i（i＝1、2）输出的数字接收信号向波长色散补偿部8004-i输入。波长色散补偿部8004-1以及8004-2将数字的接收信号作为输入，基于通过波长色散量计算部8007计算的波长色散量，补偿由于波长色散而导致的信号的失真，输出该结果。波长色散量计算部8007将波长色散补偿部8004-1以及8004-2的输出结果作为输入来计算波长色散量，将该计算结果作为输出值向波长色散补偿部8004-1以及8004-2输出。自适应均衡电路8005将通过波长色散补偿部8004-1以及8004-2补偿的数字接收信号作为输入，补偿在发送接收时、在传输路径中由于极化模色散导致失真的信号，输出结果。解调电路8006将由自适应均衡电路8005补偿的数字接收信号作为输入，对接收信号进行解调，输出解调结果。
在此，波长色散补偿部8004-1以及8004-2和自适应均衡电路8005根据在下述的参考文献2中示出的方法进行工作。
（参考文献2）R. Kudo, T. Kobayashi, K. Ishihara, Y. Takatori, A. Sano, and Y. Miyamoto, “Coherent optical single carrier transmission using overlap frequency domain equalization for long-haul optical systems,” J. Lightw. Technol., vol. 27, no. 16, pp. 3721-3728, Aug. 2009.
此外，假设波长色散补偿部8004-1以及8004-2将波长色散量0ps/nm设定为初始值，基于波长色散量计算部8007计算的波长色散量更新该值。此外，在图29示出的结构中，波长色散量计算部8007的输入是波长色散补偿部8004-1以及8004-2的输出，但将模/数转换电路8003-1以及8003-2的输出作为输入也可。
图30示出了本发明的第五实施方式的波长色散量计算部8007的结构例。在同图中，8101-1以及8101-2表示存储器，8102表示训练信号序列检测电路，8103表示频率偏移计算电路，8104表示延迟量计算电路。
向存储器8101-i（i＝1、2），输入从波长色散补偿部8004-i输出的X极化波或Y极化波的信号序列来作为输入信号，基于训练信号序列检测电路8102的输出，在存储器中仅缓存、输出包含训练信号序列的区间以及其前后区间的信号序列。删除关于除此以外的区间的信号序列。
训练信号序列检测电路8102将从波长色散补偿部8004-1以及8004-2输出的X、Y极化波的信号序列作为输入，检测训练信号序列的插入位置。在此，作为训练信号序列的插入位置的检测方法，例如，在训练信号序列的插入周期Ns的区间中，计算第一特别指定频带信号序列或第二特别指定频带信号序列能存在的频带（也考虑频率偏移造成的影响的频带）的信号功率，检测在超过峰值或某个阈值时的时刻来作为训练信号序列的插入位置。
训练信号序列检测电路8102基于上述检测出的训练信号序列的插入位置，以在存储器中仅缓存包含训练信号序列的区间以及其前后的区间的信号序列的方式向存储器8101-1以及8101-2输出控制信号。
频率偏移计算电路8103将来自存储器8101-1以及8101-2的输出信号序列作为输入，计算频率偏移，将该频率偏移计算结果向延迟量计算电路8104输出。在此，作为频率偏移的计算方法，存在通过计算第一特别指定频带信号序列或第二特别指定频带信号序列的频率偏移量来求取频率偏移的方法。具体地说，在发送如图27那样的第一特别指定频带信号序列的情况下，光信号接收装置本来接收如图27所示那样在±6.25GHz存在频谱的功率的峰值的信号序列。可是，在频率偏移存在的情况下，在±6.25GHz+Δf处存在峰值，因此根据检测出的峰值来计算该差Δf，由此能计算频率偏移。
延迟量计算电路8104将存储器8101-1以及8101-2和频率偏移计算电路8103的输出作为输入来计算延迟量。
图31示出了第五实施方式中的延迟量计算电路8104的结构例。在同图中，8201-1以及8201-2表示信号分配电路，8202-1-n以及8202-2-n（1≤n≤N，N≥2）表示第n频率带通滤波电路，8203-1-n以及8203-2-n（1≤n≤N，N≥2）表示第n功率计算电路，8204-n（1≤n≤N，N≥2）表示第n合波电路，8205-n（1≤n≤N，N≥2）表示第n平均化滤波电路，8206表示延迟时间计算电路。
信号分配电路8201-1将波长色散补偿部8004-1的X极化波作为输入信号，将该输入信号分路成N个相同的序列，将该结果向第n频率带通滤波电路8202-1-n（1≤n≤N，N≥2）输出。信号分配电路8201-2将波长色散补偿部8004-2的Y极化波作为输入信号，将该输入信号分路成N个相同的序列，将该结果向第n频率带通滤波电路8202-2-n（1≤n≤N，N≥2）输出。第n频率带通滤波电路8202-1-n（1≤n≤N，N≥2）对作为来自信号分配电路8201-1的输出信号的X极化波，基于频率偏移计算电路8103计算出的频率偏移，对频率偏移进行补偿，之后，通过同样的频率带通滤波器使特别指定频率的信号通过，输出该结果。第n频率带通滤波电路8202-2-n（1≤n≤N，N≥2）对作为信号分配电路8201-2的输出信号的Y极化波，基于频率偏移计算电路8103计算出的频率偏移，对频率偏移进行补偿，之后，通过同样的频率带通滤波器使特别指定频率的信号通过，输出该结果。或者，第n频率带通滤波电路8202-1-n、8202-2-n（1≤n≤N，N≥2）根据频率偏移计算电路8103计算出的频率偏移的值，使频率带通滤波器的中心频率移位，之后，使X极化波、Y极化波通过，输出该结果。再有，第n频率带通滤波电路8202-1-n以及8202-2-n（1≤n≤N，N≥2）的滤波电路是使同一频带通过的滤波电路，以包含按照每个序列n而不同的频带的特别指定频带信号的一部分、或全部的方式设定频率带通滤波器。
第n功率计算电路8203-1-n（1≤n≤N，N≥2）对从第n频率带通滤波电路8202-1-n输出的X极化波的序列，按照每个采样计算功率值或振幅的绝对值，将该结果向第n合波电路8204-n输出。第n功率计算电路8203-2-n（1≤n≤N，N≥2）对从第n频率带通滤波电路8202-2-n输出的Y极化波的序列，按照每个采样计算功率值或振幅的绝对值，将该结果向第n合波电路8204-n输出。
第n合波电路8204-n（1≤n≤N，N≥2）对从第n功率计算电路8203-1-n以及8203-2-n输出的X极化波以及Y极化波的功率值的信号序列进行合成，输出结果。例如，在第n合波电路8204-n的第m（m是时间序列的索引）个输入是xn（m）以及yn（m）的情况下，输出为axn（m）＋byn（m）。但是，a以及b是大于0的任意的实数，通过噪声、干扰等的信息导致a以及b变化，从而能使对从第n功率计算电路8203-1-n以及8203-2-n输出的X极化波以及Y极化波的功率值进行合波的比例变化。此外，也可以认为由于在传输路径、电路中的影响导致在X极化波、Y极化波间产生延迟差，因此也能错开q（q是整数）采样来进行合波。在该情况下，输出值为axn（m）+byn（m-q）。作为q的决定方法，在光信号接收装置中还具备定时检测电路、偏差调整电路，因此能根据计算出的定时差来决定q。或者，以对第n功率计算电路8203-1-n、8203-2-n的输出值，在某个固定区间中，超过阈值的值或成为最大时的值重叠的方式调整q也可。
通过第n合波电路8204-n（1≤n≤N，N≥2）进行合波的N个序列作为输入值向第n平均化滤波电路8205-n输入，第n平均化滤波电路8205-n分别对每个输入的序列，如以下的式子那样对Q个连续的信号进行加和来进行平均化。
[数学式5]
在此，sn（m）表示在时刻m的第n合波电路8204-n的输出信号，s′n（m′）表示第n平均化滤波电路8205-n（1≤n≤N，N≥2）的输出信号。通过使用平均化滤波器，从而能减少噪声、干扰。此外，通过将Q设定为和第一特别指定频带信号序列相同的信号数（在进行过采样的情况下，是该信号数的过采样数倍），从而能将从第n合波电路8204-n（1≤n≤N，N≥2）输出的矩形波转换成三角波，在延迟时间计算电路8206中，检测峰值变得容易。
延迟时间计算电路8206根据从N个第n平均化滤波电路8205-n（1≤n≤N，N≥2）输出的序列，分别检测在各个功率最大值（峰值）出现时的采样时刻Tn，计算根据峰值间的时间差或该值而求取的波长色散量，输出结果。
在此，N表示通过光信号发送装置发送的第一特别指定频带信号的频谱的个数。例如，在如图27所示那样的2个特别指定频带中具有信号的情况下能设N=2来进行计算。但是，由于N为2以上即可，所以并不仅限于上述。
在通过延迟时间计算电路8206来计算波长色散量D′的情况下，波长色散量D′能使用第k平均化滤波电路8205-k的输出序列的峰值中的时刻Tk和第h平均化滤波电路8205-h的输出序列的峰值中的时刻Th的时间差τk-h如以下的（式6）那样进行计算（1≤h≤N，1≤k≤N，h≠k）。
[数学式6]
在此，c是光的速度，λ是发送信号的中心波长，Bk-h是从第k频率带通滤波电路8202-1-k（或8202-2-k）的中心频率到第h频率带通滤波电路8202-1-h（或8202-2-h）的中心频率的带宽。但是，假设第h频率带通滤波电路8202-1-h（或8202-2-h）是比第k频率带通滤波电路8202-1-k（或8202-2-k）高频率的带通滤波器。
延迟时间计算电路8206使用从N个的第n平均化滤波电路8205-n（1≤n≤N，N≥2）输入的N个序列，能计算出从1个至最大N（N-1）/2个的延迟时间，将根据从这些延迟时间中选择出的值、或计算出的这些延迟时间的平均或该值所计算的波长色散量作为输出值向波长色散补偿部8004-1以及8004-2输出。再有，实际上，输出的波长色散量为没有（式6）的λ2的值（即，即使不被λ2除）也可。这是因为如以下所示那样，由于在波长色散补偿部8004-1以及8004-2中使用的各频率ω的权重W（ω）中代入波长色散的计算值时，乘以λ2，所以在（式6）中λ2彼此抵消变无。即，实际上能不依赖于λ2地计算出波长色散补偿权重。
[数学式7]
在此，D′表示波长色散量的计算值。
针对上述第五实施方式中的光信号接收装置，在极化分割电路中，将接收的光信号分割成X、Y极化波2个序列，配合分割的序列数具备2个光/电转换电路、模/数转换电路、波长色散补偿部、信号分配电路、第n频率带通滤波电路（1≤n≤N，N≥2）、第n功率计算电路（1≤n≤N，N≥2），但仅使用X或Y极化波的任一个来进行信号处理也可。在该情况下，针对1个序列具备上述电路即可，不需要第n合波电路（1≤n≤N，N≥2）。此外，在信号分配电路中将输入信号分配成3个以上的序列的情况下，具备分配的序列数的量的上述电路，在第n合波电路（1≤n≤N，N≥2）中进行合波即可。
在上述第五实施方式中的延迟量计算电路8104中，在合波电路之后具备平均化滤波器，但也能使它们的顺序变为相反。在该情况下，与第n功率计算电路8203-1-1～8203-1-N、8203-2-1～8203-2-N对应地具备2N个第n平均化滤波电路，对第n功率计算电路各自的输出进行平均化滤波，之后通过合波电路对与相同的频带（序列）对应的第n平均化滤波电路的输出进行合波即可。
再有，并不一定需要存储器8101-1以及8101-2、训练信号序列检测电路8102、频率偏移计算电路8103。例如，在能够通过波长色散量计算部8007的外部的功能来进行训练信号序列检测以及频率偏移计算的情况下，也能使用这些检测值以及计算值，在预先知道这些值的情况下，也能以手动进行设定。在不具备存储器8101-1以及8101-2、训练信号序列检测电路8102的情况下，频率偏移计算电路8103将从波长色散补偿部8004-1以及8004-2输出的X、Y极化波的信号序列作为输入来计算频率偏移。
在此，使用图31，作为一个例子，说明在将图27以及图28所示出的第一特别指定频带信号序列以及第二特别指定频带信号序列作为训练信号序列来与发送信号进行时分复用的情况下的接收工作。再有，N设为2。
在图31中，首先，在信号分配电路8201-1、8201-2中分别将由光信号接收装置内的接收机（省略图示）接收的数字接收信号分配成2个序列。接着，第一频率带通滤波电路8202-1-1、8202-2-1为了分别在X极化波、Y极化波中得到高频侧的6.25GHz的信号，如图32所示那样，使用将（6.25-W）GHz至（6.25＋W）GHz作为通频带的带宽2W的带通滤波器来进行频带限制，输出该结果。同样地，第二频率带通滤波电路8202-1-2、8202-2-2为了分别在X极化波、Y极化波中得到低频侧的-6.25GHz的信号，如图33所示那样，使用将（-6.25-W）GHz至（-6.25＋W）GHz作为通频带的带宽2W的带通滤波器来进行频带限制，输出该结果。
在此，W是比0大的任意的值。通过使W变大，从而即使频率偏移、相位偏移等导致特别指定的频率接收信号从中心频率偏离，也能工作。相反地，通过使W变小，从而能减少特别指定频带信号以外的分量，例如，噪声、干扰分量，因此估计精度提高。此外，通过以未包含第二特别指定频带信号序列的频率分量的方式设定W，从而能除去第一特别指定频带信号序列的紧接前方以及紧接后方的时间信号，波长色散量的计算精度提高。
第一功率计算电路8203-1-1对第一频率带通滤波电路8202-1-1的输出结果的信号序列，按照每个采样计算功率值或振幅的绝对值，将该结果向第一合波电路8204-1输出。第一功率计算电路8203-2-1对第一频率带通滤波电路8202-2-1的输出结果的信号序列，按照每个采样计算功率值或振幅的绝对值，将该结果向第一合波电路8204-1输出。在此，在将第一功率计算电路8203-1-1、8203-2-1的m采样时刻的输入信号设为a（m）的情况下，输出值为｜a（m）｜2或｜a（m）｜。其中，｜x｜表示复数x的绝对值。
同样地，第二功率计算电路8203-1-2对第二频率带通滤波电路8202-1-2的输出结果的信号序列，按照每个采样计算功率值，将该结果向第二合波电路8204-2输出。第二功率计算电路8203-2-2对第二频率带通滤波电路8202-2-2的输出结果的信号序列，按照每个采样计算功率值，将该结果向第二合波电路8204-2输出。
第一合波电路8204-1将从第一功率计算电路8203-1-1以及8203-2-1输出的序列作为输入来进行合波，输出该结果。同样地，第二合波电路8204-2将从第二功率计算电路8203-1-2以及8203-2-2输出的序列作为输入来进行合波，输出该结果。
第一平均化滤波电路8205-1将从第一合波电路8204-1输出的序列作为输入来进行平均化，输出该结果。同样地，第二平均化滤波电路8205-2将从第二合波电路8204-2输出的序列作为输入来进行平均化，输出该结果。
图34是表示第一平均化滤波电路8205-1以及第二平均化滤波电路8205-2的输出结果的图。延迟时间计算电路8206将从第一平均化滤波电路8205-1以及第二平均化滤波电路8205-2输出的序列作为输入，如图34所示那样检测在各个序列中在功率成为最大值时的采样时刻T1以及T2，计算该时间差τ2-1＝T2-T1。此外，使用上述时间差τ2-1，基于（式6）也能计算波长色散量D′。
如以上那样，使用第一特别指定频带信号序列，能计算出波长色散量。再有，通过作为训练信号序列而在第一特别指定频带信号序列的前后，插入仅在与第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频率功率集中的第二特别指定频带信号序列，从而能防止训练信号序列的前后的发送信号序列对第一特别指定频带信号序列所使用的频带的干扰。因此，如图34所示那样明确地显现功率值的峰值，能正确地检测在功率为最大值时的采样时刻T1以及T2。此外，由于第二特别指定频带信号序列如上述那样，在第n频率带通滤波电路8202-1-1以及8202-1-2和8202-2-1以及8202-2-2中被除去，所以在计算延迟时间差时，第一特别指定频带信号序列的紧接前方以及紧接后方的第二特别指定频带信号序列的信号被除去，仅能提取第一特别指定频率。因此，波长色散的估计精度提高。
作为上述示出的第n频率带通滤波电路8202-1-n以及8202-2-n的带通滤波器，能使用矩形滤波器、奈奎斯特滤波器、汉宁窗、凯撒窗、汉明窗等一般的带通滤波器。此外，在使用带通滤波器时，使用快速傅立叶变换（FFT）、离散傅立叶变换（DFT），对频域信号变换信号序列，在频域进行利用带通滤波器的滤波，使用反快速傅立叶变换（IFFT）、反离散傅立叶变换（IDFT），将通过滤波得到的频域的信号变换成时域的信号，由此能谋求运算的高速化。
在上述示出的第n平均化滤波电路8205-n通过合计输出Q个连续的信号序列，从而能减少噪声、干扰分量造成的估计误差，但使用其他方法也可。例如，通过使用最大值附近的功率和时刻来计算期待值，从而也能提高精度。
在上述示出的延迟时间计算电路8206中，使用在功率为最大值时的采样时刻，但也能设定任意的阈值，并使用超过该阈值的时刻、或从超过阈值起在阈值以下时的时刻，或该双方。在该情况下，存在在高频率分量和低频率分量中对与峰值比较并成为X%的时刻位置进行比较，测定该时间差的方法。
此外，在带通滤波器中通过的信号分量中，也包含交变信号以外的信号以及干扰、噪声分量。这是因为在数据信号中也存在带通滤波器的通频带的分量，并且在光噪声中也存在带通滤波器的通频带的分量。因此，通过检测未产生峰值的区域（数据信号区域）中的本底噪声、峰值，以本底噪声为基准，在高频率分量和低频率分量中比较上升到峰值的X%的时间位置以及下降到峰值的X%的时间位置，从而也能检测延迟时间。
此外，在每个周期Ns内使用包含训练信号序列的多个接收信号，在延迟时间计算电路8206中计算多个延迟时间，将该平均值作为输出值进行输出也可。由此，能减少噪声、干扰分量，提高精度。进而，通过使用功率和时刻两个值，计算出现峰值的时刻的期待值，从而也能计算延迟时间。
在上述的训练信号序列结构中，作为第二特别指定频带信号序列，在与第一特别指定频带信号序列的频谱的功率集中的频带不同的频带中，使用第二特别指定频带信号序列的频谱的功率集中的信号序列。可是，代替地也能在插入第二特别指定频带信号序列的区间中不发送信号、或发送相对于第一特别指定频带信号的信号功率而功率非常小的信号。
此外，由于第一特别指定频带信号为了估计波长色散而使用，所以使用具有集中于2个以上的特别指定频率的功率的信号。与此相对地，第二特别指定频带信号序列并不一定需要是在与第一特别指定频带信号的频率不同的2个以上的频带集中功率的信号，因此将仅包含DC（直流）分量的（仅频率0的分量）的信号序列作为第二特别指定频带信号来进行发送也可。例如，通过连续发送（S，S），从而能生成仅具有DC分量的信号。
进而，在上述的训练信号序列结构中，如图26所示那样，在第一特别指定频带信号序列的紧接前方和紧接后方插入相同的序列的第二特别指定频带信号序列，但在紧接前方和紧接后方使用不同的序列也可。在该情况下，使用在与第一特别指定频带信号序列中频谱的功率集中的频带不同的频带中集中频谱的功率的信号序列即可。
例如，在将如图27所示那样的QPSK信号的（S，S）和（-S，-S）的交变信号作为第一特别指定频带信号序列，将以如图28所示那样的QPSK信号的（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）、（S，S）…、（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）的方式，对1个信号重复2次的信号序列作为第一特别指定频带信号序列紧接前方的信号序列来使用的情况下，作为第一特别指定频带信号序列紧接后方的信号序列，如QPSK信号的（-S，-S）、（-S，-S）、（S，S）、（S，S）、（-S，-S）…、（-S，-S）、（-S，-S）、（S，S）、（S，S）那样使用相反相位的信号序列也可。由此，第一特别指定频带信号序列的紧接前方、紧接后方的信号的频谱以在频域上彼此抵消的方式发生作用，因此能减少对第一特别指定频带信号序列的影响。
此外，在上述第五实施方式中，作为一个例子，考虑如下情况：将QPSK信号的（S，S）和（-S，-S）的交变信号作为第一特别指定频带信号序列，将以QPSK信号的（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）、（S，S）…、（S，S）、（S，S）、（-S，-S）、（-S，-S）的方式，对1个信号重复2次的信号序列作为第二特别指定频带信号序列来生成训练信号序列。可是，通过使第一特别指定频带信号序列和第二特别指定频带信号序列的相位错开，从而能减少对彼此的信号的干扰。例如，在将QPSK信号的（S，S）和（-S，-S）的交变信号作为第一特别指定频带信号序列来使用的情况下，作为第二特别指定频带信号序列，使用如QPSK信号的（S，-S）、（S，-S）、（-S，S）、（-S，S）、（S，-S）…、（S，-S）、（S，-S）、（-S，S）、（-S，S）那样，相对于第一特别指定频带信号序列的交变信号，相位移位了π／2的交变信号。
在上述第五实施方式中，未特别示出对第一特别指定频带信号序列和第二特别指定频带信号序列的频率间隔的规定。可是，将在从第一特别指定频带信号序列的频谱的功率集中的频带起分离了规定的值F以上处集中频谱的功率的信号序列作为第二特别指定频带信号序列来使用也可。由此，能防止由于频率偏移的影响等而导致将第二特别指定频带信号序列错误检测为第一特别指定频带信号序列。
再有，在上述说明中，作为训练信号序列生成电路7104，生成2个不同的特别指定频带信号序列，将它们作为训练信号来使用，但也能使用3个以上不同的特别指定频带信号序列。进而，除了2个不同的特别指定频带信号序列之外，加上已知信号并将其作为训练信号进行插入也可。
〈第六实施方式〉
接着，针对本发明的第六实施方式进行说明。在此，说明和第五实施方式的差异。
图35示出了本发明的第六的实施方式中的光信号发送装置的结构例。在同图中，和第五实施方式中的光信号发送装置的不同之处在于：发送信号调制电路7201、信号复用电路7202、电/光转换电路7203、训练信号序列生成电路7204以及极化复用电路7205是为了极化复用而被追加的。
发送信号调制电路7201、信号复用电路7202、电/光转换电路7203、训练信号序列生成电路7204分别和发送信号调制电路7101、信号复用电路7102、电/光转换电路7103、训练信号序列生成电路7104进行同样的工作，使用极化复用的数据信号序列来生成光发送信号。但是，也能在极化波间共有训练信号序列生成电路7104以及7204。此外，训练信号序列生成电路7104以及7204生成并发送这些序列的一部分或全部在极化波间不同的信号也可，生成同一信号并进行复用也可。在对同一训练信号序列进行复用的情况下，也能代替具备训练信号序列生成电路7104以及7204，而使1个训练信号序列生成电路共有化。通过共有化，从而在光信号发送装置中，以两个正交的极化波发送同一特别指定频带信号，在光信号接收装置中，即使对未进行极化波分离的信号，也能计算出波长色散量。
作为一个例子，在图36中示出了在对数据信号时分复用同一特别指定频带信号并进行发送时的帧格式。如同图所示那样，分别对2个序列，按照每个发送数据信号R符号插入训练信号P符号。训练信号也能全部使用相同的序列，也可以按照每个序列而不同。此外，在按照每个序列而不同的极化面中发送信号也可。通过在不同的极化面中发送训练信号，从而即使在传输路径中发生极化旋转的情况下，也能在接收侧接收至少任一方的信号。
欲以两个极化波来发送由电/光转换电路7103以及7203生成的信号通过极化复用电路7205进行极化复用，被复用的信号作为发送信号来进行发送。
图37示出了本发明的第六的实施方式中的光信号接收装置的结构例。在同图中，和第五实施方式中的光信号接收装置的不同之处在于，还具备解调电路9006，代替自适应均衡电路8005而具有自适应均衡电路9005。
自适应均衡电路9005对极化复用的信号进行分离，分别向解调电路8006、900输出每个极化波的信号序列。此外2个解调电路8006以及9006对从自适应均衡电路9005分别输入的极化波的信号序列进行解调。
以下，说明本发明的第五以及第六实施方式的效果。
图38是将第一特别指定频带信号以及第二特别指定频带信号作为训练信号序列来使用，对每个训练信号序列计算400次波长色散量并进行绘图的实验结果。将发送波特率设为12.5Gbaud，将中心波长设为1574nm。传输路径是单模光纤（SMF），进行了80km传输。此外，在发送帧格式中，将第一特别指定频带信号序列设为160符号，对第二特别指定频带信号序列前后分别设为16符号，将训练信号序列长设为192符号，将数据符号数设为1500符号，将其作为1帧，发送多个帧。
80km的SMF传输相当于1360ps／nm左右的波长色散量，但可知通过使用本发明的第五或第六实施方式，能针对各训练信号序列作为1360ps／nm的周边的值而计算出波长色散量（CD 值）。此外，可知当对这些400采样进行平均化时，为1397ps／nm，能计算出大致符合期待的波长色散量。此外，为了比较，在图39中示出了在未使用第二特别指定频带信号而仅将第一特别指定频带信号作为训练信号序列来使用时的波长色散计算值的实验结果。根据同图，当未使用第二特别指定频带信号序列时，波长色散的计算精度明显恶化。这是因为当未使用第二特别指定频带信号序列时，在第一特别指定频带信号序列的两端增加干扰信号。与此相对地，因为通过使用第二特别指定频带信号序列，从而如图40所示那样，在第n合波电路8204-N的输出信号序列中，在第二特别指定频带信号序列的区间中没有信号分量（或变得非常小），对第一特别指定频带信号序列的影响变小。
图41是在将横轴设为SMF的传输距离、将纵轴设为波长色散的计算值时的实验结果。将帧的平均化数设为400帧。如根据同图所了解那样，可知波长色散量也与传输距离成比例地变大，但通过使用提案方式也能照着理想值计算出波长色散量。
图42是在以仿真器施加极化模色散（DGD）时的实验结果。在同图中，实线表示在实验中计算出的波长色散量的测定值，虚线表示在能理想地估计的情况下的波长色散量。将帧的平均化数设为400帧。如根据同图所了解那样，可知能与极化模色散无关地以高的精度计算出波长色散量。
以上，针对本发明的实施方式参照附图详细地进行了叙述，但具体的结构并不仅限于这些实施方式，也包含在不脱离本发明的主旨的范围内的设计等（结构的附加、省略、置换以及其他变更）。例如，适当地组合上述的实施方式也可。本发明并不被上述的说明所限定，而仅通过附上的权利要求书来限定。
产业上的利用可能性
如以上说明的那样，根据本发明，通过使用特别指定频带信号的光信号发送装置、光信号接收装置，从而能计算出波长色散量估计值，能补偿由于波长色散而导致的发送信号的失真。
附图标记的说明
101、201 发送信号调制电路；
102、202 信号复用电路；
103、203 电/光转换电路；
104、204 特别指定频带信号产生电路；
205 极化复用电路；
1001、3001 光／电转换电路；
1002、3002 模/数转换电路；
1003、3003 波长色散补偿部；
1004、3004 自适应均衡电路；
1005、3005 解调电路；
1006、1006A、3006、3006A 波长色散计算部（波长色散量计算装置）；
2001、4001 信号分配电路；
2002-1～2002-N、4002-1～4002-N 第ｎ频率带通滤波电路（1≤ｎ≤N、N≥2）；
2003-1～2003-N、4003-1～4003-N 第ｎ功率计算电路（1≤ｎ≤N、N≥2）；
2004 延迟时间计算电路；
2005 波长色散量计算电路；
2006-1～2006-N 平均化电路；
3000 极化分配电路；
4004-1～4004-N 第ｎ合波电路（1≤ｎ≤N、N≥2）；
4006-1～4006-N 平均化电路；
5001-1、5001-2 重叠FFT运算电路；
5002-1、5002-2 频域滤波电路；
5003-1、5003-2 重叠IFFT运算电路；
5004-1、5004-2 高频带通滤波电路；
5005-1、5005-2 低频带通滤波电路；
5006-1、5006-2 平均化电路；
6000 帧检测、频率偏移计算以及波长色散计算部；
6001-1、6000-2 存储器；
6002 频率偏移计算电路；
6003-1、6003-2 帧检测用FFT电路；
6004 特别指定频带信号检测电路；
7101、7201 发送信号调制电路；
7102、7202 信号复用电路；
7103、7203 电/光转换电路；
7104、7204 训练信号序列生成电路（特别指定频带信号产生电路）；
7205 极化复用电路；
8001 极化分割电路；
8002-1、8002-2 光／电转换电路；
8003-1、8003-2 模/数转换电路；
8004-1、8004-2 波长色散补偿部；
8005、9005 自适应均衡电路；
8006、9006 解调电路；
8007 波长色散量计算部（波长色散量计算装置）；
8101-1、8101-2 存储器；
8102 训练信号序列检测电路；
8103 频率偏移计算电路；
8104 延迟量计算电路；
8201-1、8201-2 信号分配电路；
8202-1-1～8202-1-N、8202-2-1～8202-2-N 第ｎ频率带通滤波电路（1≤ｎ≤N、N≥2）；
8203-1-1～8203-1-N、8203-2-1～8203-2-N 第ｎ功率计算电路（1≤ｎ≤N、N≥2）；
8204-1～8204-N 第ｎ合波电路（1≤ｎ≤N、N≥2）；
8205-1～8205-N 第ｎ平均化滤波电路（1≤ｎ≤N、N≥2）；
8206 延迟时间计算电路。

Claims (20)

1.一种波长色散量计算装置，其中，具备：
信号分配电路，将从光信号的接收光信号转换来的电的数字信号分配成多个信号序列，其中所述光信号是通过光信号发送装置，对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号后进行发送的光信号；
多个频率带通滤波电路，从由所述信号分配电路分配的所述信号序列中，仅分离出包含所述已知信号的多个特别指定频率分量的每一个并使其通过；
多个功率计算电路，分别与所述多个频率带通滤波电路对应地设置，计算出由对应的所述频率带通滤波电路所输出的信号的功率值；
延迟时间计算电路，分别从由所述多个功率计算电路输出的所述功率值的信号序列中检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较；以及
波长色散量计算电路，基于利用所述延迟时间计算电路的时刻的比较结果，计算出波长色散量。
2.根据权利要求1所述的波长色散量计算装置，其中，还具备：多个平均化电路，与所述各信号序列对应地设置，对在所述已知信号到来的周期中得到的功率值的信号序列进行平均化。
3.一种波长色散量计算装置，其中，与光信号的极化波对应地具备多组：
信号分配电路，将从光信号的各极化波中的接收光信号转换来的电的数字信号分配成多个极化波信号序列，其中所述光信号是通过光信号发送装置，对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号后进行发送的光信号；
多个频率带通滤波电路，从由所述信号分配电路分配的所述极化波信号序列中，仅分离出包含所述已知信号的多个特别指定频率分量的每一个并使其通过；以及
多个功率计算电路，分别与所述多个频率带通滤波电路对应地设置，计算出对应的所述频率带通滤波电路的输出信号的功率值，
所述波长色散量计算装置还具备：
多个合波电路，对与相同的频带的不同的极化波对应的由多个所述功率计算电路输出的功率值的信号序列进行合成；
延迟时间计算电路，从由所述多个合波电路输出的功率值的信号序列中检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较；以及
波长色散量计算电路，基于利用所述延迟时间计算电路的时刻的比较结果，计算出波长色散量。
4.根据权利要求3所述的波长色散量计算装置，其中，还具备：多个平均化电路，与所述各极化波信号序列对应地设置，对在所述已知信号到来的周期中得到的功率值的信号序列进行平均化。
5.一种光信号接收装置，其中，具备：
光电转换电路，将对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号的光信号的接收光信号转换成电信号；
模数转换电路，将由所述光电转换电路转换来的所述电信号转换为数字信号；
波长色散计算部，计算出波长色散量；
波长色散补偿部，基于由所述波长色散计算部计算出的所述波长色散量，对从所述模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；
自适应均衡电路，对通过所述波长色散补偿部补偿了波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及
解调电路，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的所述数字信号进行解调，
所述波长色散计算部是权利要求1或权利要求2所述的波长色散量计算装置，根据由所述模数转换电路转换来的所述数字信号或从所述波长色散补偿部输出的所述数字信号，计算出所述波长色散量。
6.一种光信号接收装置，其中，具备：
极化分配电路，通过极化波分配对由发送数据序列生成的信号附加了频率分量集中于多个特别指定频率的已知信号的光信号的接收光信号；
多个光电转换电路，将由所述极化分配电路分配的各极化波中的光信号转换成电信号；
多个模数转换电路，分别与所述多个光电转换电路对应地设置，将由对应的所述多个光电转换电路转换来的所述电信号转换为数字信号；
波长色散计算部，计算出波长色散量；
多个波长色散补偿部，与所述多个模数转换电路对应地设置，基于由所述波长色散计算部计算出的所述波长色散量，对从对应的所述模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；
自适应均衡电路，分别对通过所述多个波长色散补偿部补偿了波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及
多个解调电路，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的各个所述数字信号进行解调，
所述波长色散计算部是权利要求3或权利要求4所述的波长色散量计算装置，根据由所述多个模数转换电路转换来的所述数字信号或从所述多个波长色散补偿部输出的所述数字信号，计算出所述波长色散量。
7.一种波长色散量计算装置，其中，具备：
信号分配电路，将从对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用并从光信号发送装置进行发送的光信号的各极化波中的接收光信号转换来的各极化波中的电的数字信号分配成多个信号序列，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；
多个频率带通滤波电路，从由所述信号分配电路分配的所述多个信号序列中，分离出在所述第一特别指定频带信号序列中功率集中的多个特别指定频率分量的每一个并使其通过；
多个功率计算电路，分别与所述多个频率带通滤波电路对应地设置，计算出由对应的所述频率带通滤波电路输出的所述多个特别指定频率分量各自的信号序列的功率值；
多个合波电路，对与相同的特别指定频率分量的不同的极化波对应的由多个所述功率计算电路输出的所述功率值的信号序列进行合成；
多个平均化滤波电路，分别与所述多个合波电路对应地设置，对由对应的所述合波电路输出的连续的信号序列进行平均化；以及
延迟时间计算电路，针对由所述多个平均化滤波电路进行平均化后的各信号序列，检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较，输出作为比较的结果而得到的延迟时间或根据所述延迟时间计算出的波长色散量。
8.根据权利要求7所述的波长色散量计算装置，其中，还具备：频率偏移计算电路，基于在所述电的数字信号的信号序列中功率成为峰值的频率，计算出频率偏移，
所述多个频率带通滤波电路根据由所述频率偏移计算电路计算出的所述频率偏移的值对通过的频带的频率进行移位，或者根据所述频率偏移的值对通过的所述极化波的信号序列补偿频率偏移。
9.根据权利要求7所述的波长色散量计算装置，其中，还具备：训练信号检测电路，检测在所述电的数字信号中的所述训练信号序列的插入位置，基于检测出的所述插入位置，提取包含所述训练信号序列的区间以及其前后的区间中的信号序列并向所述信号分配电路输出。
10.根据权利要求9所述的波长色散量计算装置，其中，还具备：频率偏移计算电路，基于在由所述训练信号检测电路提取的所述信号序列中功率成为峰值的频率，计算出频率偏移，
所述多个频率带通滤波电路根据由所述频率偏移计算电路计算出的所述频率偏移的值对通过的频带的频率进行移位，或者根据所述频率偏移的值对通过的所述极化波的信号序列补偿频率偏移。
11.一种光信号接收装置，其中，具备：
光电转换电路，将对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用的光信号的接收光信号转换成电信号，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；
模数转换电路，将由所述光电转换电路转换后的所述电信号转换成数字信号；
波长色散补偿部，基于计算出的波长色散量，对由所述模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；
波长色散量计算部，根据由所述波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号，计算出所述波长色散量；
自适应均衡电路，对由所述波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及
解调电路，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的所述数字信号进行解调，
所述波长色散量计算部是权利要求7至10的任一项所述的波长色散量计算装置。
12.一种光信号接收装置，其中，具备：
极化分割电路，将对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用的光信号的接收光信号分割成极化波，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；
多个光电转换电路，将由所述极化分割电路分割的各极化波中的光信号转换成电信号；
多个模数转换电路，分别与所述多个光电转换电路对应地设置，将由对应的所述多个光电转换电路转换后的所述电信号转换成数字信号；
多个波长色散补偿部，分别与所述多个模数转换电路对应地设置，基于计算出的波长色散量，对从对应的所述多个模数转换电路输出的所述数字信号补偿波长色散导致的失真；
波长色散量计算部，根据由所述多个波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号，计算出所述波长色散量；
自适应均衡电路，分别对由所述多个波长色散补偿部补偿了所述波长色散导致的失真的所述数字信号进行均衡；以及
多个解调电路，按每个极化波进行设置，对由所述自适应均衡电路进行均衡后的所述各极化波中的数字信号进行解调，
所述波长色散量计算部是权利要求7至权利要求10的任一项所述的波长色散量计算装置。
13.一种光信号发送装置，其中，具备：
特别指定频带信号产生电路，产生具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列和具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列，生成在所述第一特别指定频带信号序列的紧接前方以及紧接后方对所述第二特别指定频带信号序列进行时分复用的训练信号序列；
信号复用电路，生成对发送数据序列通过时分复用插入由所述特别指定频带信号产生电路生成的所述训练信号序列的信号序列；以及
电光转换电路，将由所述信号复用电路生成的所述信号序列转换成光信号。
14.根据权利要求13所述的光信号发送装置，其中，所述训练信号序列中的所述第二特别指定频带信号序列的发送区间仅具有DC分量，或在所述发送区间不发送信号。
15.根据权利要求13所述的光信号发送装置，其中，在所述第二特别指定频带信号序列中功率集中的所述特别指定频带与在所述第一特别指定频带信号序列中功率集中的所述特别指定频带的频率间隔，以成为比规定的值大的值的方式进行设定。
16.根据权利要求15所述的光信号发送装置，其中，所述规定的值是设定的频率偏移的能被补偿的最大值。
17.根据权利要求13所述的光信号发送装置，其中，所述第一特别指定频带信号序列和所述第二特别指定频带信号序列的相位不同。
18.根据权利要求13所述的光信号发送装置，其中，在所述第一特别指定频带信号序列的前后，所述第二特别指定频带信号序列不同。
19.根据权利要求13所述的光信号发送装置，其中，在不同的极化面中传输多个序列的所述训练信号序列。
20.一种波长色散量计算方法，其中，具备：
信号分配步骤，将从对训练信号序列与发送数据序列进行时分复用并从光信号发送装置进行发送的光信号的各极化波中的接收光信号转换来的各极化波中的电的数字信号分配成多个信号序列，其中所述训练信号序列在具有集中于多个特别指定频带的功率的第一特别指定频带信号序列的前后附加了具有集中于与所述第一特别指定频带信号序列不同的特别指定频带的功率的第二特别指定频带信号序列；
滤波步骤，从在所述信号分配步骤中分配出的所述多个信号序列中，分离出在所述第一特别指定频带信号序列中功率集中的多个特别指定频率分量；
功率计算步骤，计算出在所述滤波步骤中分离出的所述多个特别指定频率分量的信号序列的功率值；
合波步骤，对在所述功率计算步骤中计算出的所述功率值中与相同的特别指定频率分量的不同的极化波对应的所述功率值的信号序列进行合成；
平均化步骤，对通过所述合波步骤进行合成的连续的信号序列进行平均化；以及
延迟时间计算步骤，针对在所述平均化步骤中进行平均化后的信号序列，检测出功率为最大值的时刻或功率超过规定的阈值的时刻，对检测出的时刻进行比较，输出作为比较的结果而得到的延迟时间或根据所述延迟时间计算出的波长色散量。
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