CN102461035A - 用于对偏振分集复用信号进行盲解复用的方法和装置 - Google Patents

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CN102461035A CN2009801605901A CN200980160590A CN102461035A CN 102461035 A CN102461035 A CN 102461035A CN 2009801605901 A CN2009801605901 A CN 2009801605901A CN 200980160590 A CN200980160590 A CN 200980160590A CN 102461035 A CN102461035 A CN 102461035A
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Abstract

对接收到的光信号（SH、SV）进行相干解调并将其转换为正交x偏振样本（rx(n)）和y偏振样本（ry(n)）。FIR蝶式滤波器（8）将这些样本转换为信号x样本zx(n)和信号y样本z-y(n)。在控制单元（11）的差错计算电路（12）中计算纠正值，并且，将其与利用标准算法导出的滤波传递函数相加，以确定纠正后的滤波系数。避免了计算传递函数的退化收敛。

Description

用于对偏振分集复用信号进行盲解复用的方法和装置
技术领域
本发明涉及一种用于对相干接收机的偏振分集（polarisation diversity）信号进行盲解复用（blind demultiplexing）的方法和装置。
背景技术
为了满足对互联网带宽以每年大约40-50%业务增长速率的增长需要，电信组件提供商面临着提高光纤利用的频谱效率的任务。在10 Gbit/s系统（G代表千兆）在20世纪90年代变得成功之后，40 Gbit/s的解决方案在过去几年变得可用。现在将标准化和研究集中于100 Gbit/s系统的开发，其中，相干偏振复用（CP）QPSK是下一代系统的最可能的调制格式。由于偏振复用利用了这两种光偏振，因此可以以每秒约25-28 G符号的速率发送信号，从而很好地适合于DWDM（密集波分复用）光学系统的标准50 GHz格栅（grid）。
在一些应用中，与采用偏振复用的点对点无线电系统类似，给出了视觉视线，使得可以在安装期间将发射机和接收机偏振进行对准，并且通常，偏振仅发生较小变化。
对于具有随时间变化的偏振改变的光纤链路，将发射机和接收机偏振进行手动对准是不可能的。针对与偏振控制器类似的光纤系统提出了其他解决方案。在光纤系统中，偏振随时间任意改变，并且自适应光偏振控制器是复杂且昂贵的。此外，PDL（偏振相关损耗）导致偏振相关衰减，从而导致两种偏振的不同SNR水平（信噪比）。
由于相干接收还在电域中实现正交偏振信号的分离，因此不需要使用类似的偏振控制器，对类似的偏振控制器的使用在经济上也是不可行的。
当前光纤网络标准并不结合训练序列，从而在接收机中，必须在没有任何另外知识的情况下对信道进行盲估计。
例如，Seb J. Savory, “Digital filters for coherent optical receivers”, Optics Express 16, No. 2, pp. 804-817, 9. January 2008描述了数字相干接收机的原理。Savory特别描述了通过以下操作而进行的盲偏振解复用：色散补偿器对偏振无关损伤的多维数字滤波和补偿以及被称为蝶式滤波器的多维滤波器对偏振相关损伤的多维数字滤波和补偿。
应用了两种算法，在已经获取载波相位之后采用LMS（最小均方）算法，并将接收到的符号与理想符号进行比较，以导出信道跟踪的差错（error），以及在无需载波相位补偿的情况下用于初始获取的CMA（恒模（constant modulus）算法），其中，目的是实现相等功率的符号。应用这些均衡算法可能得到退化的解决方案，其中，一个偏振信号被解复用为输出偏振和所丢失的信息的一半。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于盲偏振解复用的方法和装置。
该目的由方法权利要求1中记载的特征和装置权利要求7中记载的装置实现。
本发明提供了一种用于在相干接收机中对偏振分集复用信号进行盲解复用的方法，所述相干接收机导出所接收的偏振分集复用信号的x偏振样本和正交y偏振样本，计算所述x偏振样本、y偏振样本与输出信号x样本、输出信号y样本之间的多维滤波器复函数（complex functions of a multidimensional filter），所述输出信号x样本、输出信号y样本表示作为偏振分集复用信号而接收的光信号，所述方法包括以下步骤：
- 计算这两个输出信号样本的至少一个纠错因子；
- 根据所述至少一个纠错因子乘以更新因子以及x偏振样本或y偏振样本来计算纠正值；以及
- 通过将所述纠正值与确定纠正后的传递函数的滤波系数（filter coefficient）相加来计算纠正后的滤波系数。
本发明还提供了一种用于在相干接收机中对偏振分集复用信号进行盲解复用的装置，所述相干接收机具有多维滤波器和控制单元，所述多维滤波器接收所接收的偏振分集复用信号的x偏振样本和y偏振样本，所述控制单元利用所述多维滤波器的标准均衡算法来确定复滤波函数，并输出信号x样本和信号y样本，所述信号x样本和信号y样本表示所接收的偏振分集复用信号的光信号（SH和SV），所述装置包括差错计算电路，所述差错计算电路包括：
- 存储所述信号x样本的第一存储器和存储所述信号y样本的第二存储器；
- 多个计算分支，根据实际和所存储的信号x样本和信号y样本来计算相关因子；
- 最大值检测器，选择最大相关值；以及
- 选择电路和另一乘法器，计算最大相关函数的纠错因子和关联的信号x样本或信号y样本；以及
- 所述控制单元通过将所述纠错因子乘以更新因子以及关联的x偏振样本或y偏振样本来计算纠正值，并通过将所述纠正值与确定纠正后的传递函数的滤波系数相加来计算纠正后的滤波系数。
在未决权利要求中描述了有利特征。
附图说明
以下参照附图来描述包括当前优选实施例的本发明的示例，在附图中：
图1是利用偏振解复用的相干接收机的示意框图；
图2示出了蝶式均衡器（butterfly equalizer）的示意框图；
图3是差错计算电路的示意框图；以及
图4示出了性能图。
具体实施方式
作为相干偏振分集复用（polmux）接收机的一部分，将描述本发明的实施例。该系统在单载波传输信道的两个子信道中传输具有相同载波波长但正交偏振的两个光信号SH和SV。
图1示出了现今的偏振复用接收机的示意框图。所接收的polmux（偏振分集复用）信号SH、SV被偏振分束器1分割为具有x偏振的x分量信号SX和具有y偏振的正交y分量信号SY。本地振荡器2生成恒定波信号，该恒定波信号被分割为两个正交偏振的恒定波信号并与正交分量信号SX和Sy一起被馈送至两个90°混合装置（hybrid）3和4，其中，每个x和y分量信号被分别分割为两个正交分量xI、xQ和yI、yQ（同相分量I、正交分量Q或实和虚分量）。
转换器单元51-54在电域中将这些分量转换为数字复x样本
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE002
和y样本
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE004
（n代表时刻）。
这些复样本
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE005
和仍承载光分量信号SX和Sy（其通常不是所传输的信号）的所有信息。
这些样本通常是由单独的色散补偿单元61和62补偿的色散（CDC代表色度色散补偿）。随后，在本领域技术人员公知的内插器（interpolator）和时钟恢复单元7中纠正定时相位和频率偏移，以实现快速均衡器收敛。然后，将这些纠正后的滤波器输入样本
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE008
和
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE010
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE012
（也被称为“x偏振样本”和“y偏振样本”）馈送至FIR（有限脉冲响应）蝶式均衡器8（被实现为滤波器或具有相同功能的数字处理器），其以样本格式将所接收的光信号SH、SV重构为x信号样本
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE014
和y信号样本
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE016
（在图1中仅示出了r和z同相和正交样本）。将x信号样本和y信号样本馈送至载波恢复单元9和作为均衡器控制单元11的一部分的差错计算电路。符号估计单元10输出分别根据x信号样本和y信号样本导出的所获取的信号SHOUT和SVOUT。
图2a示出了多维蝶式均衡器的更详细框图，而图2b示出了具有N=3个抽头（tap）的FIR滤波器的实施例。将复x偏振样本rX(n)和y偏振样本rY(n)馈送至FIR蝶式均衡器8的输入。蝶式均衡器8包括具有时域滤波函数hXX、hYX、hXY、hYY的4个FIR滤波器81-84以及2个加法器AD1和AD2（索引xy意味着从x至y）。这些滤波函数适于所接收的polmux信号的改变的偏振。加法器AD1将滤波器81和82的输出信号进行组合，而加法器AD2将滤波器83和84的输出信号进行组合。组合后的均衡器输出x信号样本zx(n)和y信号样本zy(n)表示所传输的光信号SH、SV。控制单元11计算滤波函数（更准确地说，利用诸如LMS和CMA之类的标准均衡算法来计算滤波系数）并将根据本发明导出的纠正值相加。
图2b所示的具有N=3个抽头的FIR滤波器包括两个存储级（storage stage）SF1和SF2。k=1、2、3的滤波器抽头经由乘法器M而连接，其实现滤波系数和
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE020
。加法器AD将输出样本进行组合，确定滤波函数hXX。
所提出的本发明包括可在标准均衡算法之上使用的FIR蝶式滤波器的适应算法，以分离两种偏振。尽管诸如CMA之类的盲算法对线性信道失真进行均衡，但是所提出的盲源分离（BSS）方案评估与两种偏振相对应的两个均衡信号之间的相关性，并计算纠错值，以更新均衡器抽头并对这两个信号进行去相关。时刻n处的均衡x信号样本zx[n]和y信号样本zy[n]之间的时间平均相关性由下式给出：
（1）
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE022
其中，
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE024
代表相关因子，
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE026
是遗忘因子，大约。zx=x信号样本，zy=y信号样本，zx *、zy *代表共轭复信号值，k代表相关延迟时间变量，其与均衡器输出x/y信号样本/符号之间的时间延迟相对应。
这里，将每个偏振与后标（post cursor）进行相关，从而有效地给出前标和后标的相关性。必须考虑的相关系数的数目取决于滤波器抽头的数目N以及应当检测和移除的该两个信号之间的最大定时偏移。如果保证了在均衡器的输出处在该两个信号之间不存在定时偏移，则一个抽头将足够。
纠错因子
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE030
和
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE032
由下式给出：
（2）
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE034
，
其中，k = 0、...、k-max；k = 相关延迟时间变量；对于具有N个抽头的T间距均衡器滤波器，kmax≥ (N-1)；对于具有N个抽头的T/2间距均衡器滤波器，kmax≥ (N-1)/2；1/T = 符号速率。
与诸如LMS和CMA之类的算法类似地更新均衡器（这出于均衡目的是仍需要的）。时刻n处的滤波系数由下式给出：
（3）
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE038
，
其中，eCMA,LMS是根据LMS和CMA而进行的更新，rx、ry= 均衡器滤波器输入样本值；μ = 更新因子（约
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE040
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE042
）；索引xy意味着从x至y；而k = 0、1、...、N-1代表滤波器抽头变量（取决于滤波器实现，由k指示的滤波器抽头之间的信号延迟可能与在等式（1）和（2）中使用的相关时间变量的延迟不同）；
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE044
代表纠正值。尽管等式（3）使用4个复等式（complex equation）示出了对滤波系数的更新，但是也可以如通常在硬件实现中进行的那样，使用16个等效的实更新等式来进行更新。
通过从这些等式的第二项添加纠正值来纠正由标准算法导出的滤波函数。根据本发明来更新两个均衡器滤波器hyx和hxy，同时仅根据常用算法来更新其他两个滤波器，这是足够的。
对于实现来说，可以简化所提出的等式。仅必须的是，根据这两个相关因子
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE046
的最大值和关联的滤波器输出样本zx(n)、zy(n)来计算差错值
Figure DEST_PATH_IMAGE048
，降低更新算法的复杂度，且从而降低计算电路的电路复杂度。
（4）
对于
Figure DEST_PATH_IMAGE050
，
Figure DEST_PATH_IMAGE052
；k = 0、...、kmax，
对于
Figure DEST_PATH_IMAGE054
，
Figure DEST_PATH_IMAGE056
；k = 0、...、kmax，
如果在如图3所示的差错计算电路13中针对这两种偏振导出仅一个差错值，则进一步降低了复杂度。
第一存储器SX1接收并存储信号x信号样本zx(n)，并输出具有符号速率1/T的时间延迟x信号样本zx(n-1)。第二存储器SY2接收样本zy(n)，并输出也具有符号速率1/T的延迟y信号样本zY(n-1)。（例如移位寄存器的）存储级的数目取决于必要的相关长度，且从而取决于滤波器抽头的数目N以及滤波器时钟速率；在该实施例中，为了清楚，针对每种偏振仅示出了一个存储级，且k = 0、1（N=2）。
根据等式（4）来导出相关因子
Figure DEST_PATH_IMAGE060
。计算电路CC根据实际信号y样本zy(n)以及时移信号样本zy(n-1)、zx(n-1)来导出共轭复样本值zx *(n)。然后，乘法器M1和M2将共轭复信号样本zy *(n)、zy *(n-1)乘以实际信号x信号样本zx(n)。将时移信号x信号样本zx(n-1)转换为共轭复x信号样本zx *(n-1)，并且乘法器M3将其乘以实际y信号样本zy(n)。将结果乘以遗忘因子
Figure DEST_PATH_IMAGE062
（约
Figure DEST_PATH_IMAGE064
）并将其与存储器ST1-ST3中已存储的和相加。包括存储器ST1-ST3、乘法器
Figure DEST_PATH_IMAGE066
和加法器A1-A3的计算电路针对每个新样本将该和减小
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE067
。对于
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE069
和
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE071
的计算，仅需要3个计算路径，这是由于
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE073
。可以通过位移（与针对二进制数除以2的幂次等效）来简化和替换与遗忘因子
Figure DEST_PATH_IMAGE062A
的（以及在控制单元11中与更新因子μ的）乘法。当然，可以应用其他存储和计算单元。
将所导出的相关因子
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE075
和
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE077
馈送至最大值检测器13，最大值检测器13选择最大绝对相关值并控制第二乘法器MUX2和第一乘法器MUX1。可以利用时间复用装置或利用附加乘法器来计算不同差错值
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE079
。但是，公共（common）差错值
Figure 2009801605901100002DEST_PATH_IMAGE081
的计算是足够的。经由乘法器MUX2将具有最大绝对值的相关因子（如
Figure DEST_PATH_IMAGE083
）馈送至乘法器M4，并经由第一乘法器MUX1将关联的样本值（如zY[n-1]）馈送至乘法器M4。然后，根据等式（2）将所选择的相关因子乘以关联的信号样本值。负乘积是简化的公共纠错因子
Figure DEST_PATH_IMAGE085
，在等式（2）或（3）中使用
Figure DEST_PATH_IMAGE086
来代替，以计算滤波系数。此外，丢弃低于特定阈值的相关因子，以避免噪声增强。
图4示出了对于最坏情况和最好情况PDL（偏振相关损耗），性能实际上到10dB的最坏情况失真时最优。45°对准意味着：相对于信号偏振，以45°的角度对准传输元件。在该示例中，色度色散是1000 ps/nm，平均DGD（差分群延迟）是30 ps，并使用具有112 Gbit/s的QPSK（正交相移键控）。未观察到失收敛。
性能可以是在存在PDL（偏振相关损耗）时相对于由PDL造成的衰减给出的理论边界而评估的。仅当均衡器性能处于这些边界上时，均衡才可以被认为是最优。图4示出了对于最坏情况和最好情况PDL，性能实际上到10dB的最坏情况失真时最优。
本发明不限于上述原理的细节。本发明的范围由所附权利要求限定，且因此，本发明包含落在权利要求的范围的等同替换内的所有改变和修改。
参考标记
1            偏振分束器
2            本地振荡器
3            第一90°混合装置
4            第二90°混合装置
5            光电转换器
61、62       色散补偿单元
7            时钟恢复单元
8            蝶式均衡器
81-84         FIR滤波器
9            载波恢复单元
10           符号估计单元
11           均衡器控制单元
12           差错计算电路
13           最大值检测器
SH、SV       接收到的polmux信号
SX           x分量信号
SY           y分量信号
xI            x同相分量
xQ           x正交分量
yI            y同相分量
yQ           y正交分量
XI、XQ       x样本
YI、YQ       y样本
rx            x偏振样本（CD补偿后）
ry            y偏振样本（CD补偿后）
hxx           时域中的滤波函数
zx            x信号样本
zy            y信号样本
Figure DEST_PATH_IMAGE090
            纠错因子
Figure DEST_PATH_IMAGE092
            相关因子
SHOUT-、SVOUT  所获取的信号
h            传递函数
AD1          第一加法器
AD2          第二加法器
SF1          第一滤波器存储级
SF2          第二滤波器存储级
M            乘法器
AD           加法器
SX1          zX样本存储器
SY1          zY样本存储器
M1、M2、…  乘法器
A1、A2、…   加法器
Figure DEST_PATH_IMAGE094
            遗忘因子
Figure DEST_PATH_IMAGE096
            差错因子
Figure DEST_PATH_IMAGE098
            更新因子
Figure DEST_PATH_IMAGE100
            相关因子
ST1、ST2、… 存储器
MUX1        第一复用器
MUX2        第二复用器

Claims (12)

1.一种用于在相干接收机（1-8、10、11）中对偏振分集复用信号（SH、SV）进行盲解复用的方法，所述相干接收机（1-8、10、11）导出所接收的偏振分集复用信号（SH、SV）的x偏振样本rX(n)和正交y偏振样本rY(n)，计算所述x偏振样本（rX(n)）、y偏振样本（ry(n)）与输出x信号样本（zx(n)）、y信号样本（zy(n)）之间的多维均衡器（8）的复滤波函数，所述输出x信号样本（zx(n)）、y信号样本（zy(n)）表示作为偏振分集复用信号（SH、SV）而接收的光信号（SH和SV），所述方法包括以下步骤：
- 计算根据从均衡器（8）输出的x信号样本和y信号样本（zx(n)、zy(n)）导出的至少一个纠错因子
Figure 2009801605901100001DEST_PATH_IMAGE002
Figure 2009801605901100001DEST_PATH_IMAGE004
；
- 根据所述至少一个纠错因子
Figure 2009801605901100001DEST_PATH_IMAGE006
乘以更新因子（μ）以及x偏振样本（rX(n)）或y偏振样本（rY(n)）来计算纠正值；以及
- 通过将所述纠正值与确定纠正后的滤波函数（hXX、hXY；hYY、hYX）的滤波系数相加来计算纠正后的滤波系数
Figure 2009801605901100001DEST_PATH_IMAGE008
。
2.根据权利要求1所述的方法，包括以下步骤：
根据
Figure DEST_PATH_IMAGE012
，来导出平均相关因子，并根据
Figure DEST_PATH_IMAGE014
，来导出纠错因子，
其中，代表相关因子，zx、zy代表均衡器输出，x代表信号样本并且y代表信号样本，n代表时刻，k代表相关延迟时间索引，
Figure DEST_PATH_IMAGE018
代表遗忘因子。
3.根据权利要求1所述的方法，包括以下步骤：
根据
Figure DEST_PATH_IMAGE020
，来导出平均相关因子，
其中，k=0、...、kmax代表相关延迟时间变量，
并根据：
对于
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，；
对于，
Figure DEST_PATH_IMAGE028
；
来导出纠错因子，
其中，n代表时刻，代表相关因子，zx、zy代表信号样本，
Figure DEST_PATH_IMAGE030
代表相关延迟时间变量。
4.根据权利要求3所述的方法，包括以下步骤：
计算与两种偏振的最大绝对相关因子（
Figure DEST_PATH_IMAGE032
、
Figure DEST_PATH_IMAGE034
）相对应的公共纠错因子
Figure DEST_PATH_IMAGE036
。
5.根据权利要求3或4所述的方法，包括以下步骤：
根据
Figure DEST_PATH_IMAGE038
或根据
Figure DEST_PATH_IMAGE040
来计算滤波传递函数，
其中，h代表滤波系数，k = 0、...、(N-1)代表滤波器抽头变量，μ代表更新因子；rx、ry代表具有x偏振和y偏振的复滤波输入样本，eCMA,LMS代表由标准算法导出的纠正信号。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，仅当所述相关因子（
Figure DEST_PATH_IMAGE042
）之一的绝对值超过预定阈值时，才改变传递函数。
7.一种用于在相干接收机（1-8、10、11）中对偏振分集复用信号（SH、SV）进行盲解复用的装置，所述相干接收机（1-8、10、11）具有多维滤波器（8）和控制单元（11），所述多维滤波器（8）接收所接收的偏振分集复用信号（SH、SV）的x偏振样本（rx(n)）和y偏振样本（ry(n)），所述控制单元（11）利用所述多维滤波器（8）的标准均衡算法来确定复传递函数，并输出x信号样本（zx(n)）和y信号样本（zy(n)），所述x信号样本（zx(n)）和y信号样本（zy(n)）表示所接收的偏振分集复用信号（SH、SV）的光信号（SH和SV），所述装置包括：
- 差错计算电路（12），包括：
- 存储所述信号x样本（zx(n)）的第一存储器（FX1）和存储所述信号y样本（zy(n)）的第二存储器（FY1）；
- 多个计算分支，根据实际和所存储的信号x样本（zx(n-1)、...）和信号y样本（zy(n-1)、...）来计算相关因子（
Figure DEST_PATH_IMAGE044
）；
- 最大值检测器（13），选择最大绝对相关因子
Figure DEST_PATH_IMAGE046
；以及
- 选择电路（MUX1、MUX2）和另一乘法器（M4），计算最大相关因子
Figure DEST_PATH_IMAGE047
的至少一个纠错因子
Figure DEST_PATH_IMAGE049
Figure DEST_PATH_IMAGE051
和分别关联的信号x信号样本（zx(n-1)、...）或y信号样本（zy(n-k)、...）；以及
- 所述控制单元（11）通过将所述纠错因子
Figure DEST_PATH_IMAGE053
乘以更新因子（μ）以及关联的x偏振样本或y偏振样本（zx(n)、zx(n-1)、zY(n-1)、...）来计算至少一个纠错值；以及
- 通过将纠正值与确定纠正后的传递函数（hXX、hXY；hYY、hYX）的滤波系数相加来计算纠正后的滤波系数
Figure DEST_PATH_IMAGE057
。
8.根据权利要求7所述的装置，其中，所述相关因子是根据
Figure DEST_PATH_IMAGE059
来计算的，并且纠错信号是根据
Figure DEST_PATH_IMAGE061
来计算的，
其中，zx、zy代表x信号样本和y信号样本（处于均衡器输出处），n代表时刻，k代表相关延迟时间变量。
9.根据权利要求7所述的装置，其中，所述相关因子是根据
Figure DEST_PATH_IMAGE063
来计算的，并且差错信号是根据
对于
Figure DEST_PATH_IMAGE065
，
Figure DEST_PATH_IMAGE067
；k = 0、...、kmax，
对于，
Figure DEST_PATH_IMAGE071
；k = 0、...、kmax，
来导出的，
其中，n代表时刻，
Figure DEST_PATH_IMAGE016AA
代表相关信号，k=相关延迟时间变量。
10.根据权利要求9所述的装置，其中，仅公共差错信号是根据所述相关因子的最大绝对值
Figure DEST_PATH_IMAGE075
来选择的。
11.根据权利要求7所述的装置，其中，所述控制单元（11）根据
Figure DEST_PATH_IMAGE077
或根据
Figure DEST_PATH_IMAGE079
来计算滤波系数，
其中，h代表滤波函数，k = 0、...、(N-1)代表滤波器抽头变量，μ代表更新因子；rx、ry代表（均衡器输入）复x偏振样本和y偏振样本，eCMA,LMS代表由标准算法导出的标准纠正信号。
12.根据权利要求7所述的装置，其中，仅当所述相关因子
Figure DEST_PATH_IMAGE081
之一的绝对值超过预定阈值时，所述控制单元（11）才修改滤波函数（hXX、hXY；hYY、hYX）。
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