CN114205204A - 频域广义线性均衡方法、装置、系统及非易失性存储介质 - Google Patents

频域广义线性均衡方法、装置、系统及非易失性存储介质 Download PDF

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CN114205204A CN202010909012.1A CN202010909012A CN114205204A CN 114205204 A CN114205204 A CN 114205204A CN 202010909012 A CN202010909012 A CN 202010909012A CN 114205204 A CN114205204 A CN 114205204A
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Abstract

本申请涉及通信领域，公开了一种频域广义线性均衡方法、装置、系统及非易失性存储介质。本申请中，在接收到待处理信号时，通过获取待处理信号的复值，并根据复值求取待处理信号的共轭项，进而将得到的共轭项和获取的复值作为输入信号，输入到频域广义线性均衡器中，由频域广义线性均衡器计算输入信号的频域误差矢量，进而根据频域误差矢量对初始频域补偿系数进行更新，以获得适合对当前待处理信号进行均衡处理的目标频域补偿系数，即将时域内的均衡处理转换为频域内的均衡处理，从而大大降低了实现的复杂度，最终基于均衡后的目标频域补偿系数对待处理信号进行补偿和/或恢复，从而解决IQ之间的不平衡以及IQ skew问题。

Description

频域广义线性均衡方法、装置、系统及非易失性存储介质
技术领域
本申请实施例涉及通信领域，特别涉及一种频域广义线性均衡方法、装置、系统及非易失性存储介质。
背景技术
相干光接收机前端通常存在着诸如振幅不平衡，相位不平衡以及IQ skew等损伤。尽管工厂阶段的校准可以抑制以及补偿掉大部分的损伤，但通常情况下仍会有这些损伤的残留。同时因为温度变化，器件老化等原因，即便校准的很好的器件也有可能在实际应用过程当中出现这些损伤。随着调制阶数的增加以及调制的波特率增加，这些残存的前端损伤将会造成可观的性能代价。近年来，为了解决这一问题，通常采用的是传统2×2butterfly结构的多输入多输出均衡器(Multi-input and Multi-output，MIMO)。但是，2×2butterfly结构的MIMO只能实现偏振解复用以及偏振之间的skew补偿，根本无法补偿掉接收端损伤。针对这一问题，目前提出了以下几种方案：
方案1：采用4×4结构的MIMO，将X偏振态信号复值和Y偏振态信号复值中的I路和Q路分开，即将X偏振态信号信号和Y偏振态信号拆分为XI、XQ、YI和YQ四路信号，然后分别将这四路信号作为4×4结构的MIMO的四路输入。这种方案由于去除了IQ之间的限制，并且中间采用了16个实值均衡器，因此每一路可以有不同的响应函数，故而能够补偿掉接收端的不平衡和IQ skew效应。但是，这种方案的MIMO结构不够紧致，并且在长距离传输情况下，在传统的色散补偿方式下，难以实现对接收端IQ损伤的补偿；
方案2：采用结构紧致的广义线性均衡器，利用两个偏振态信号复值，然后求取共轭得到其共轭项，将复值以及其共轭项总共四个输入作为一个2×2广义线性均衡器(虽然广义线性均衡器的内核实际上是4×2的，但一般叫做广义线性2×2，因为其只有两个输入两个输出)的输入，从而补偿掉接收端损伤，由于其输入共轭项部分可以从两个输入的偏振的复信号得到，因此其可以保留两个输入。然而，由于IQ mixing效应，目前报道的时域广义线性均衡器具有非常大的复杂度，且需要很大数目的抽头，这限制了其实际应用中的潜力。
发明内容
本申请实施例的目的在于提供一种频域广义线性均衡方法、装置、系统及非易失性存储介质，旨在解决上述技术问题。
为解决上述技术问题，本申请的实施例提供了一种频域广义线性均衡方法，应用于频域广义线性均衡器，包括：
接收待处理信号，获取所述待处理信号的复值；
根据所述复值求取所述待处理输入信号的共轭项，将所述复值和所述共轭项作为输入信号；
计算所述输入信号的频域误差矢量；
基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数；
基于所述目标频域补偿系数，对所述待处理信号进行补偿和/或恢复。
为实现上述目的，本申请实施例还提供了一种频域广义线性均衡装置，包括：
接收模块，用于接收待处理信号，获取所述待处理信号的复值；
输入信号获取模块，用于根据所述复值求取所述待处理输入信号的共轭项，将所述复值和所述共轭项作为输入信号；
计算模块，用于计算所述输入信号的频域误差矢量；
更新模块，用于基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数；
均衡模块，用于基于所述目标频域补偿系数，对所述待处理信号进行补偿和/或恢复。
为实现上述目的，本申请实施例还提供了一种频域广义线性均衡系统，包括：上述所说的频域广义线性均衡装置。
为实现上述目的，本申请实施例还提供了一种非易失性存储介质，用于存储计算机可读程序所述计算机可读程序用于供计算机执行上述所说的频域广义线性均衡方法。
本发明实施例相对于现有技术而言，在接收到待处理信号时，通过获取待处理信号的复值，并根据复值求取待处理信号的共轭项，进而将得到的共轭项和获取的复值作为输入信号，输入到频域广义线性均衡器中，由频域广义线性均衡器计算输入信号的频域误差矢量，进而根据频域误差矢量对初始频域补偿系数进行更新，以获得适合对当前待处理信号进行均衡处理的目标频域补偿系数，即将时域内的均衡处理转换为频域内的均衡处理，从而大大降低了实现的复杂度，最终基于均衡后的目标频域补偿系数对待处理信号进行补偿和/或恢复，从而解决IQ之间的不平衡以及IQ skew问题。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定。
图1是本申请第一实施例提供的频域广义线性均衡方法的流程图；
图2是图1所示的本申请第一实施例提供的频域广义线性均衡方法所应用于的频域广义线性均衡器的示意图；
图3是本申请第二实施例提供的频域广义线性均衡方法的流程图；
图4是图2所示的第二实施例提供的频域广义线性均衡方法中针对频域广义线性均衡器的色散补偿示意图；
图5是本申请第三实施例提供的频域广义线性均衡装置的结构示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请的各实施例进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本申请各实施例中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施例的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。以下各个实施例的划分是为了描述方便，不应对本申请的具体实现方式构成任何限定，各个实施例在不矛盾的前提下可以相互结合相互引用。
第一实施例涉及一种频域广义线性均衡方法，在接收到待处理信号时，通过获取待处理信号的复值，并根据复值求取待处理信号的共轭项，进而将得到的共轭项和获取的复值作为输入信号，输入到频域广义线性均衡器中，由频域广义线性均衡器计算输入信号的频域误差矢量，进而根据频域误差矢量对初始频域补偿系数进行更新，以获得适合对当前待处理信号进行均衡处理的目标频域补偿系数，即将时域内的均衡处理转换为频域内的均衡处理，从而大大降低了实现的复杂度，最终基于均衡后的目标频域补偿系数对待处理信号进行补偿和/或恢复，从而解决IQ之间的不平衡以及IQ skew问题。
下面对本实施例的频域广义线性均衡方法的实现细节进行说明，以下内容仅为方便理解而提供的实现细节，并非实施本方案的必须。
本实施例的频域广义线性均衡方法具体是应用于频域广义线性均衡器，即在广义线性均衡器的基础上采用本实施例提供的频域迭代方式实现的能够基于频域广义线性均衡方式对待处理信号进行补偿和/或恢复的广义线性均衡器。
为了便于理解，以下结合图1，对本实施例提供的频域广义线性均衡方法进行具体说明。
本实施例的具体流程如图1所示，具体包括以下步骤：
步骤101，接收待处理信号，获取所述待处理信号的复值。
具体的说，上述所说的待处理信号为偏振信号，在实际应用中，用于进行后续处理的信号可以单独为X偏振态信号，也可以单独为Y偏振态信号，还可以是X偏振态信号和Y偏振态信号两种。
为了便于说明，本实施例选用2×2的广义线性均衡器(以下均称为：MIMO)作为实现频域广义线性均衡器的基础，故而上述所说的待处理信号需要分为四路输入到MIMO中。
相应地，为了得到这四路输入，上述接收到的待处理信号需要包括X偏振态信号和Y偏振态信号，然后分别获取这两个偏振态信号的复值，即X偏振态信号复值和Y偏振态信号复值，进而得到MIMO内核的两路输入。
步骤102，根据所述复值求取所述待处理输入信号的共轭项，将所述复值和所述共轭项作为输入信号。
即，根据X偏振态信号复值，求取X偏振态信号的共轭项，得到X偏振态信号共轭；根据Y偏振态信号复值，求取Y偏振态信号的共轭项，得到Y偏振态信号共轭。
最终，将获取的X偏振态信号复值和Y偏振态信号复值，以及求取的X偏振态信号共轭和Y偏振态信号共轭作为需要输入MIMO的四路信号，以下统称输入信号。即后续步骤中所说的处理过程是基于X偏振态信号复值、X偏振态信号共轭、Y偏振态信号复值和Y偏振态信号共轭进行的。
步骤103，计算所述输入信号的频域误差矢量。
具体的说，由于在实际应用中，输入MIMO中的实质是经模数转换处理后数字信号，而这些携带着数据的数字信号是通过对输入信号采样获得的采样点输入到MIMO中的。为了便于MIMO的处理，简化处理流程，提升处理速率，同时保证最终获得的目标频域补偿系数能够对待处理信号进行较为精准的补偿和/或恢复，在执行步骤102之前，本实施例按照二倍采样速度将对输入信号进行采样获得的采样样点进行划分，进而将采样样点划分为奇样点和偶样点，同时将奇样点所在的支路作为奇支路，将偶样点所在的支路作为偶支路，即将按序采样获得的第1、第3、第5...个采样样点划分为奇样点，将这些奇样点所在的支路作为奇支路；将按序获得的第2、第4第6...个采样样点划分为偶样点，将这些偶样点所在的支路作为偶支路；接着，以预设长度N对所述奇支路中的奇样点进行划分，进而得到若干个奇样点数据块，同时以相同的长度对所述偶支路中的偶样点进行划分，进而得到若干个偶样点数据块。
关于上述所说的预设长度N，在实际应用中可以根据对输入信号采样获得的采样样点的数量确定，通常需要满足N为大于0的整数。
比如说，在采样样点有1000个时，预设长度N可以为100，即将每100个采样样点作为一个数据块。
还比如说，在采样样点有10000个，甚至更多个时，预设长度N可以为1000，即将每1000个采样样点作为一个数据块。
应当理解的是，上述示例仅是为了更好的理解本实施例的技术方案而列举的示例，不作为对本实施例的唯一限制。
此外，应当理解的是，由于输入MIMO的是四路信号，因此上述所说的对输入信号进行采样，奇、偶样点的划分，在实际应用对于每一路输入MIMO中的信号均需要按照上述方式实现。
相应地，在完成上述操作之后，基于傅里叶变换算法分别对所述奇样点数据块和所述偶样点数据块进行傅里叶变换，进而基于得到的变换结果来确定输入信号对应的频域误差矢量。
关于上述所说的基于傅里叶变换得到的变换结果来确定频域误差矢量的操作，具体可以分为先基于变换结果和初始频域补偿系数确定频域信号，然后基于反傅里叶变换对频域信号进行处理，以获得确定时域误差矢量的输出数据矢量，接着基于时域误差函数对输出数据矢量进行处理获得时域误差矢量，最终通过对时域误差矢量进行傅里叶变换进而得到频域误差矢量。
通过上述描述不难发现，由于数据块分为奇样点数据块和偶样点数据块，故而在分别对这两类数据块进行傅里叶变换后，会得到两种变换结果，即奇傅里叶变换结果和偶傅里叶变换结果。故而，在本实施例中，上述所说的初始频域补偿系数需要包括对应所述奇支路的第一初始频域补偿系数和对应所述偶支路的第二初始频域补偿系数。
相应地，关于上述所说的分别对所述奇样点数据块和所述偶样点数据块进行傅里叶变换，并基于变换结果确定所述频域误差矢量的操作，具体为：依次对相邻两个奇样点数据块进行傅里叶变换，得到奇傅里叶变换结果；依次对相邻两个偶样点数据块进行傅里叶变换，得到偶傅里叶变换结果；基于所述第一初始频域补偿系数对所述奇傅里叶变换结果进行调整，得到奇支路频域信号；基于所述第二初始频域补偿系数对所述偶傅里叶变换结果进行调整，得到偶支路频域信号；基于所述奇支路频域信号和所述偶支路频域信号确定所述输入信号对应的频域信号；对所述频域信号进行反傅里叶变换，并选取最后N个元素，得到输出数据矢量；基于预设的时域误差函数对所述输出数据矢量进行处理，得到时域误差矢量；对所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到频域误差矢量。
应当理解的是，由于对所述奇样点数据块和所述偶样点数据块进行的傅里叶变换，是对相邻两个数据块进行的，而每一个数据块的长度为N，在进行傅里叶变换的数据块长度为2N时，最终对得到的频域信号进行反傅里叶变换后，选取的元素个数为一个数据块的数量，即N个。
此外，值得一提的，由于时域误差矢量是基于选取的经反傅里叶变换后的频频域信号的最后N个元素确定的，故而为了保证最终基于时域误差矢量变换获得的频域误差矢量能够精准、完整的反应上述频域信号的频域误差矢量，在对所述时域误差矢量进行傅里叶变换之前，需要先在时域误差矢量的前端补M个0，然后再对补0后的所述时域误差矢量进行傅里叶变换，进而得到能够精准、完整的反应上述频域信号的频域误差矢量。
关于上述所说的M，在具体实现中同样为大于0的整数，且M+N的值应该等于上述所说的频域信号进行反傅里叶变换后得到的元素的总数，即M和N的取值是存在关联的。
通过上述描述不难发现，由于本实施例是一个数据块的长度为N，而确定的频域信号是以相邻两个数据块为基础进行的，即长度为2N。故而，在时域误差矢量是根据长度为N的输出数据矢量获得的情况下，为了保证M+N的值等于2N，则本实施例中在时域误差矢量的前端补的0的个数具体为N，即在本实施例中M的取值等于N的取值。
步骤104，基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数。
具体的说，上述步骤103中所说的操作，具体分为如下两步：
首先，基于所述奇傅里叶变换结果和所述偶傅里叶变换结果对所述频域误差矢量进行梯度矢量计算，并选取前N个元素，得到梯度矢量；
然后，基于所述梯度矢量，对所述初始频域补偿系数进行迭代至迭代结果收敛，得到所述目标频域补偿系数。
为了便于理解，上述步骤101至步骤103中的操作，以下结合图2进行具体说明：
第一步，将经过模数转换器ADC采样后的两个偏振信号，如图2中经“X port”输入的X偏振态信号的复值x(k)作为一路输入，将对x(k)求取的共轭x*(k)作为一路输入，将经“Y port”输入的Y偏振态信号的复值y(k)作为一路输入，将对y(k)求取的共轭y*(k)作为一路输入，将x(k)、y(k)，以及x*(k)和y*(k)作为四路输入，送入MIMO中。
第二步，仍以二倍采样速率为例，将采样得到的采样样点按照奇样点和偶样点划分为奇支路和偶支路。将采样样点按奇偶样点分为奇支路和偶支路
具体的说，本实施例中用上标e表示与奇样点、奇支路相关的数据，用o表示与偶样点、偶支路相关的数据。
如图2中的xe(k)表示位于奇支路上的X偏振态信号复值、x*e(k)表示位于奇支路上的X偏振态信号共轭、ye(k)表示位于奇支路上的Y偏振态信号复值、y*e(k)表示位于奇支路上的Y偏振态信号共轭。
相应地，xo(k)表示位于偶支路上的X偏振态信号复值、x*o(k)表示位于偶支路上的X偏振态信号共轭、yo(k)表示位于偶支路上的Y偏振态信号复值、y*o(k)表示位于偶支路上的Y偏振态信号共轭。
相应地，将所有奇支路(由xe(k)组成的奇支路、由x*e(k)组成的奇支路、由ye(k)组成的奇支路，由y*e(k)组成的奇支路)所在的层称作奇层，图2中的Even层；将所有偶支路(由xo(k)组成的偶支路、由x*o(k)组成的偶支路、由yo(k)组成的偶支路，由y*o(k)组成的偶支路)所在的层称作偶层，图2中的Odd层。
第三步，将Even层中每一条奇支路上的奇样点以预设长度N进行串并转换S/P，即以预设长度N将相邻的奇样点划分组合为一个奇样点数据块；将Odd层中每一条偶支路上的偶样点以相同的长度进行串并转换S/P，即以预设长度N将相邻的偶样点划分组合为一个偶样点数据块。
第四步，对于同一类样点数据块(奇样点数据块或偶样点数据块)进行傅里叶变换(FFT)，得到
Figure BDA0002662540010000061
其中，下标q∈{x,y,x*,y*}。
应当理解的是，由于数据块分为奇样点数据块和偶样点数据块，故而在进行FFT处理时，具体是：
对于Even层中的xe(k)组成的奇支路上的奇样点数据块，将两个相邻奇样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000062
x*e(k)组成的奇支路上的奇样点数据块，将两个相邻奇样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000063
ye(k)组成的奇支路上的奇样点数据块，将两个相邻奇样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000064
y*e(k)组成的奇支路上的奇样点数据块，将两个相邻奇样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000065
相应地，对于Odd层中的xo(k)组成的偶支路上的偶样点数据块，将两个相邻偶样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000066
x*o(k)组成的偶支路上的偶样点数据块，将两个相邻偶样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000067
yo(k)组成的偶支路上的偶样点数据块，将两个相邻偶样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000068
y*o(k)组成的偶支路上的偶样点数据块，将两个相邻偶样点数据块进行FFT，得到
Figure BDA0002662540010000069
第五步，基于公式(1)确定输入信号对应的频域信号。
Figure BDA00026625400100000610
其中，Vp(k)表示频域信号，
Figure BDA00026625400100000611
表示元素之间的点乘，
Figure BDA00026625400100000612
表示对应所述奇支路的第一初始频域补偿系数，
Figure BDA00026625400100000613
表示对应所述偶支路的第二初始频域补偿系数。
需要说明的是，由于目前的广义线性均衡器均是基于时域实现的，故而对于初始频域补偿系数，在具体实现中，是根据以下方式得到的：
首先，选取时域长度为N个抽头的均衡系数h(k)；
然后，在h(k)后面补N个0，具体如下：
Figure BDA00026625400100000614
最后，对补N个0的h(k)求取傅里叶变换，进而得到初始频域补偿系数。
应当理解的是，以上是针对整体而言的，对应的奇支路和偶支路，则分别从奇支路和偶支路选取时域均衡系数h(k)即可。
此外，值得一提的是，关于对时域均衡抽头的初始化，在具体实现中可以根据需要选取现有的任意一种初始化方法，比如中心抽头初始化方法，或者利用训练系列进行，本实施例对此不做限制。
第六步，将第五步中获得的频域信号Vp(k)，具体为分别对频域信号Vx(k)和Vy(k)进行反傅里叶变换，即IFFT{Vp(k)}。并选取IFFT{Vp(k)}中的最后N个元素，得到输出数据矢量
Figure BDA0002662540010000071
其中，
Figure BDA0002662540010000072
表示选取最后N个元素。
第七步，基于预设的时域误差函数对数据输出矢量vp(k)，具体为分别对vx(k)和vy(k)进行处理，获得时域误差矢量。
具体的说，在该步骤当中，利用得到的数据输出矢量vp(k)根据不同的误差计算准则计算时域误差矢量ep(k)，如图2中的ex(k)和ey(k)。这些不同的准则可以是针对n阶相移键控(n-PSK)调制格式的横模算法(CMA)，也可以是针对高阶调制格式的多模算法(CMMA)，还可以是最小二乘(LMS)算法等。
比如，在采用偏振复用的正交相移键控(Polarization division multiplexingQuadrature phase shift key，PDM-QPSK)调制格式时，可以基于公式(2)计算获得时域误差矢量。
Figure BDA0002662540010000073
应当理解的是，上述示例仅是为了更好的理解本实施例的技术方案而列举的示例，不作为对本实施例的唯一限制。在实际应用中，本领域技术人员可以根据选择的调制格式，选取合适的计算公式来计算时域误差矢量。
第八步，将第七步中得到的时域误差矢量ep(k)前端补N个0，经过傅里叶变换得到频域误差矢量Ep(k)，如图2中的Ex(k)和Ey(k)。即Ep(k)＝FFT{0N；ep(k)}。
第九步，基于公式(3)进行梯度矢量计算。
Figure BDA0002662540010000074
其中，
Figure BDA0002662540010000075
表示选取前面N个元素。
第十步，基于公式(4)对初始频域补偿系数进行迭代，以获得均衡后的目标频域补偿系数。
Figure BDA0002662540010000076
由此，根据上述第一步到第十步的操作，便可以将现有基于时域的广义线性均衡器转换为基于频域的广义线性均衡器。
此外，值得一提的是，上述第一步到第十步中出现的参数k具体是表示第k个数据块对应的信息。
步骤105，基于所述目标频域补偿系数，对所述待处理信号进行补偿和/或恢复。
具体的说，在本实施例中，基于目标频域补偿系数对输入信号的操作，可以是将输入信号补偿到某一状态，也可以是将输入信号恢复到原始状态，还可以是将输入信号的部分信号补偿到某一状态，将另一个部分恢复到原始状态。
仍以图2所示，则经过补偿和/或恢复处理后，最终会得到两路输出信号，分别为
Figure BDA0002662540010000077
和
Figure BDA0002662540010000078
通过上述描述不难发现，本实施例提供的频域广义线性均衡方法，主要应用于相干接收机中的均衡部分，由于是基于广义线性均衡器实现的，因此除了具备传统2×2均衡器中的偏振解耦合以及偏振模色散补偿的功能之外，还具备相干接收端前端损伤，如振幅不平衡，相位不平衡以及IQ skew等损伤的补偿能力。
此外，本实施例提供的频域广义线性均衡方法，通过基于待处理信号的复值求取共轭项，并将复值和求取的共轭信号作为输入信号输入MIMO，接着通过串并变换，将携带有数据的采样点由串行数据转换成并行的若干数据块，然后将每两个数据块进行傅里叶变换处理，进而从时域变换到频域，接着利用得到的频域误差矢量对基于时域求取出的初始频域补偿系数进行更新，以获得适合对当前待处理信号进行均衡处理的目标频域补偿系数，在频域内对相应的待处理信号块进行均衡处理，然后反变换到时域得到最终均衡后的数据输出。该方案采用广义线性均衡结构，因而可以补偿掉接收端的IQ不平衡以及IQ skew等损伤。同时该方案在频域内迭代实现，从而相对于广义时域均衡器大大降低了实现复杂度，具体为计算复杂度，进而降低了对均衡器的功耗。
此外，基于本实施例中提供的频域广义线性均衡方法进行频域迭代得到的频域广义线性均衡器不仅可以应用于光通信中的接收端，以补偿接收端的不平衡，还可以应用于其他诸如无线等信道中的相干调解中。
此外，值得一提的是，对于现有将X偏振态信号复值和Y偏振态信号复值当中的I路和Q路分开，作为4×4均衡器四路输入的方案，由于这种方案去除了IQ之间的限制，中间采用了16个实值均衡器，所以每一路可以有不同的响应函数，因此可以补偿掉接收端的振幅不平衡(复信号的实部和虚部功率不相等的程度)、相位不平衡(复信号的实部和虚部不正交，其中存在着一个相位差)和偏振信号间的skew(复信号的实部和虚部之间存在时延)。虽然这种方式能够在背靠背(B2B)传输的情况下完全消除接收端前端的损伤，但在长距离传输的情况下，如果采用传统的色散补偿方式，会受到IQ mixing效应的影响，进而降低传输性能，甚至会使其传输性能降低到与传统2×2butterfly结构的MIMO相当。为了解决这一问题，有人提出采用独立的色散补偿结构结合4×2均衡器的方案来解决上述技术问题。但是以上两种方案均需要将I路和Q路分开，无法针对复值信号进行处理。广义线性均衡器可以直接利用复值信号直接补偿掉接收端的振幅不平衡，相位不平衡以及IQ skew等损伤，但其在长距离传输的情况下，如果采用传统的色散补偿方式，仍然会受到IQ mixing效应的影响。因此，对于现有基于时域的广义线性均衡器，通常的方案当中是通过增加均衡抽头数的方式来解决IQ mixing效应，但这样做极大程度上增加了广义线性均衡器的计算复杂度，导致广义线性均衡器在长距离传输情况下难以实际使用，同时简单的增加均衡抽头数并不能够完全的补偿掉IQmixing带来的损伤。
此外，由于广义线性均衡器的输入为X偏振态信号和Y偏振态信号的复值，以及根据复值求取的共轭，即其根本不存在I路信号和Q路信号，因而对于传统的4×2MIMO均衡器，其将I和Q路信号进行独立的色散补偿方式根本无法适应于广义线性均衡器。为了解决这一问题，本申请给出第二实施例，本实施例提供了一种针对广义线性均衡器的色散补偿方案，该方案无需从四路输入信号中单独分离出I路信号和Q路信号，而是直接根据他们自身进行相互之间的调解补偿掉了色散，因此在广义线性均衡器当中不需要利用非常长的抽头数，从而大大简化了广义线性均衡器的结构复杂度，同时该方案下，广义线性均衡器可以完全补偿掉接收端的损伤，获得最佳的补偿性能。
为了便于说明，本实施例以该频域广义线性均衡器为例，结合上述针对广义线性均衡器的色散补偿方法进行具体说明。
第二实施例涉及一种频域广义线性均衡方法。第二实施例在第一实施例的基础上做了进一步改进，主要改进之处为：为了解决长距离传输情况下，传统色散补偿会引起IQmixing效应，导致对接收端的补偿失败的问题，对于接收的输入信号需要进行色散补偿，并根据补偿结果对所述输入信号进行调整，更新所述输入信号。
如图3所示，实施例涉及的频域广义线性均衡方法，包括如下步骤：
步骤301，接收待处理信号，获取所述待处理信号的复值。
步骤302，根据所述复值求取所述待处理输入信号的共轭项，将所述复值和所述共轭项作为输入信号。
不难发现，本实施例中的步骤301和步骤302与第一实施例中的步骤101和步骤102大致相同，在此就不再赘述。
步骤303，对所述输入信号进行色散补偿，并根据补偿结果对所述输入信号进行调整，更新所述输入信号。
具体的说，本实施例中对输入信号进行的色散补偿，具体是通过输入信号补偿后的补偿结果对自身再次进行调整，进而解决长距离传输情况下，传统色散补偿会引起IQmixing效应，导致对接收端的补偿失败的问题。
为了便于说明上述色散补偿的具体过程，本实施例仍以输入信号包括X偏振态信号复值、X偏振态信号共轭、Y偏振态信号复值和Y偏振态共轭为例进行说明。
具体而言，对于这四路需要输入到MIMO中的信号，首先分别对所述X偏振态信号复值、所述X偏振态信号共轭、所述Y偏振态信号复值和所述Y偏振态共轭进行色散补偿，进而得到所述X偏振态信号复值对应的第一色散补偿数据，所述X偏振态信号共轭对应的第二色散补偿数据，所述Y偏振态信号复值对应的第三色散补偿数据和所述Y偏振态信号共轭对应的第四色散补偿数据；然后对上述四个色散补偿数据分别进行如下操作：
对于X偏振态信号复值的调整，具体为：基于所述第二色散补偿数据对所述第一色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第一色散补偿数据作为所述X偏振态信号复值。
关于上述所说的调整操作，在本实施例中具体为：将所述第一色散补偿数据与所述第二色散补偿数据进行求和运算，并对得到的和值进行求平均运算，然后将求平均运算的结果作为最终需要输入MIMO的X偏振态信号复值。
对于X偏振态信号共轭的调整，具体为：基于所述第一色散补偿数据对所述第二色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第二色散补偿数据作为所述X偏振态信号共轭。
关于上述所说的调整操作，在本实施例中具体为：将所述第三色散补偿数据与所述第四色散补偿数据进行求和运算，并对得到的和值进行求平均运算，然后将求平均运算的结果作为最终需要输入MIMO的X偏振态信号共轭。
对于Y偏振态信号复值的调整，具体为：基于所述第四色散补偿数据对所述第三色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第三色散补偿数据作为所述Y偏振态信号复值。
关于上述所说的调整操作，在本实施例中具体为：将所述第三色散补偿数据与所述第四色散补偿数据进行求和运算，并对得到的和值进行求平均运算，然后将求平均运算的结果作为最终需要输入MIMO的Y偏振态信号复值。
对于Y偏振态信号共轭的调整，具体为：基于所述第三色散补偿数据对所述第四色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第四色散补偿数据作为所述Y偏振态信号共轭。
关于上述所说的调整操作，在本实施例中具体为：将所述第三色散补偿数据与所述第四色散补偿数据进行求差运算，并对得到的差值进行求平均运算，然后将求平均运算的结果作为最终需要输入MIMO的Y偏振态信号共轭。
为了便于理解，上述步骤303中的操作，以下结合图4进行具体说明：
第一步，将输入的两路复信号数据流，即经“X port”输入的X偏振态信号复值x(n)和经“Y port”输入的Y偏振态信号复值y(n)分别作为两路输入，同时对这两路复信号数据量求取共轭，得到对应X偏振态信号共轭x*(n)和Y偏振态信号共轭y*(n)。
第二步，将上述四路数据流分别进行色散补偿。
具体为，分别将x(n)、y(n)、x*(n)和y*(n)经频域响应函数
Figure BDA0002662540010000101
进行色散补偿，进而得到第一色散补偿数据x1(n)、第二色散补偿数据x2(n)、第三色散补偿数据y1(n)和第四色散补偿数据y2(n)。
第三步，基于公式(5)将第二步当中得到的四路数据流，即第一色散补偿数据x1(n)、第二色散补偿数据x2(n)、第三色散补偿数据y1(n)和第四色散补偿数据y2(n)进行如下操作：
Figure BDA0002662540010000102
第四步，用第三步中得到的sx1(n)、sy1(n)、sx2(n)以及sy2(n)分别代替背靠背(B2B)情况下的四路输入数据流x(n)、y(n)、x*(n)和y*(n)作为MIMO的四路输入，然后重复执行如下步骤304至步骤306的操作。
通过实验发现，基于本实施例给出的色散补偿方式，在经过2000km的传输后，即便接收端存在损伤，传输新能仍然较佳。
步骤304，计算所述输入信号的频域误差矢量。
具体的说，通过上述步骤303的描述可知，在针对远距离传输时，步骤304所处理的输入信号是经过步骤303给出的色散补偿方式补偿后的输入信号，即更新后的输入信号。
步骤305，基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数。
步骤306，基于所述目标频域补偿系数，对所述待处理信号进行补偿和/或恢复。
不难发现，本实施例中的步骤304至步骤306与第一实施例中的步骤102至步骤105大致相同，在此就不再赘述。
由此，本实施例提供的频域广义线性均衡方法，通过基于上述给出的色散补偿方式，可以利用较少的均衡抽头实现较犹的传输新能，在降低实现复杂度的同时，有效解决了长距离传输情况下，传统色散补偿会引起IQ mixing效应，导致对接收端损伤补偿失败的问题。
此外，应当理解的是，本实施例仅是为了便于描述以频域广义线性均衡器为例结合上述色散补偿方法进行的说明，在实际应用中，上述给出的色散补偿方法同样可以应用于现有时域广义线性均衡器，即上述给出的色散补偿方法可以应用于任意广义线性均衡器。
此外，上面各种方法的步骤划分，只是为了描述清楚，实现时可以合并为一个步骤或者对某些步骤进行拆分，分解为多个步骤，只要包括相同的逻辑关系，都在本专利的保护范围内；对算法中或者流程中添加无关紧要的修改或者引入无关紧要的设计，但不改变其算法和流程的核心设计都在该专利的保护范围内。
本发明第三实施例涉及一种频域广义线性均衡装置，如图5所示，包括：接收模块501、输入信号获取模块502、计算模块503、更新模块504和均衡模块505。
其中，接收模块501，用于接收待处理信号，获取所述待处理信号的复值；输入信号获取模块502，用于根据所述复值求取所述待处理输入信号的共轭项，将所述复值和所述共轭项作为输入信号；计算模块503，用于计算所述输入信号的频域误差矢量；更新模块504，用于基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数；均衡模块505，用于基于所述目标频域补偿系数，对所述待处理信号进行补偿和/或恢复。
此外，在另一个例子中，所述频域广义线性均衡装置还包括数据块划分模块。
具体的说，数据块划分模块，用于对所述输入信号进行采样，得到采样样点；按照二倍采样速率，对所述采样样点进行划分，得到奇样点和偶样点；将所述奇样点所在的支路作为奇支路，将所述偶样点所在的支路作为偶支路；以预设长度N对所述奇支路中的奇样点进行划分，得到若干个奇样点数据块，N为大于0的整数；以预设长度N对所述偶支路中的偶样点进行划分，得到若干个偶样点数据块。
相应地，计算模块502具体用于分别对所述奇样点数据块和所述偶样点数据块进行傅里叶变换，并基于变换结果确定所述频域误差矢量。
此外，在另一个例子中，所述初始频域补偿系数包括对应所述奇支路的第一初始频域补偿系数和对应所述偶支路的第二初始频域补偿系数。
相应地，计算模块502在计算频域误差矢量时，具体操作如下：
依次对相邻两个奇样点数据块进行傅里叶变换，得到奇傅里叶变换结果；
依次对相邻两个偶样点数据块进行傅里叶变换，得到偶傅里叶变换结果；
基于所述第一初始频域补偿系数对所述奇傅里叶变换结果进行调整，得到奇支路频域信号；
基于所述第二初始频域补偿系数对所述偶傅里叶变换结果进行调整，得到偶支路频域信号；
基于所述奇支路频域信号和所述偶支路频域信号确定所述输入信号对应的频域信号；
对所述频域信号进行反傅里叶变换，并选取最后N个元素，得到输出数据矢量；
基于预设的时域误差函数对所述输出数据矢量进行处理，得到时域误差矢量；
对所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到频域误差矢量。
此外，在另一个例子中，计算模块502在执行所述对所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到频域误差矢量的操作之前，还需要先在所述时域误差矢量的前端补M个0，M为大于0的整数，且M+N等于所述频域信号进行反傅里叶变换后得到的元素的总数。
相应地，计算模块502执行的所述对所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到频域误差矢量的操作，具体为：对补0后的所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到所述频域误差矢量。
此外，在另一个例子中，频域广义线性均衡装置还包括色散补偿模块。
具体的说，色散补偿模块，用于对所述输入信号进行色散补偿，并根据补偿结果对所述输入信号进行调整，更新所述输入信号。
此外，在另一个例子中，所述输入信号包括：X偏振态信号复值、X偏振态信号共轭、Y偏振态信号复值和Y偏振态共轭。
相应地，色散补偿模块在执行所述对所述输入信号进行色散补偿，并根据补偿结果对所述输入信号进行调整，更新所述输入信号的操作时，具体是基于如下流程：
分别对所述X偏振态信号复值、所述X偏振态信号共轭、所述Y偏振态信号复值和所述Y偏振态共轭进行色散补偿，得到所述X偏振态信号复值对应的第一色散补偿数据，所述X偏振态信号共轭对应的第二色散补偿数据，所述Y偏振态信号复值对应的第三色散补偿数据和所述Y偏振态信号共轭对应的第四色散补偿数据；
基于所述第二色散补偿数据对所述第一色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第一色散补偿数据作为所述X偏振态信号复值；
基于所述第一色散补偿数据对所述第二色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第二色散补偿数据作为所述X偏振态信号共轭；
基于所述第四色散补偿数据对所述第三色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第三色散补偿数据作为所述Y偏振态信号复值；
基于所述第三色散补偿数据对所述第四色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第四色散补偿数据作为所述Y偏振态信号共轭。
此外，在另一个例子中，所述基于所述第二色散补偿数据对所述第一色散补偿数据进行调整具体为：将所述第一色散补偿数据与所述第二色散补偿数据进行求和运算，并对得到的和值进行求平均运算。
相应地，所述基于所述第一色散补偿数据对所述第二色散补偿数据进行调整具体为：将所述第一色散补偿数据与所述第二色散补偿数据进行求差运算，并对所述差值进行求平均运。
相应地，所述基于所述第四色散补偿数据对所述第三色散补偿数据进行调整具体为：将所述第三色散补偿数据与所述第四色散补偿数据进行求和运算，并对得到的和值进行求平均运算。
相应地，所述基于所述第三色散补偿数据对所述第四色散补偿数据进行调整具体为：将所述第三色散补偿数据与所述第四色散补偿数据进行求差运算，并对得到的差值进行求平均运算。
此外，值得一提的是，在实际应用中，本实施例中所说的频域广义线性均衡装置具体到实际物理器件具体为频域广义线性均衡方法所适应于的频域广义线性均衡器，即该频域广义线性均衡器是在现有广义线性均衡器的基础上，采用本实施例提供的频域迭代方式实现的能够基于频域广义线性均衡方式对待处理信号进行补偿和/或恢复的广义线性均衡器。
不难发现，本实施例为与第一或第二实施例相对应的装置实施例，本实施例可与第一或第二实施例互相配合实施。第一或第二实施例中提到的相关技术细节在本实施例中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施例中提到的相关技术细节也可应用在第一或第二实施例中。
值得一提的是，本实施例中所涉及到的各模块均为逻辑模块，在实际应用中，一个逻辑单元可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现。此外，为了突出本发明的创新部分，本实施例中并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，但这并不表明本实施例中不存在其它的单元。
本申请的第四实施例涉及一种频域广义线性均衡系统，包括第三实施例中所说的频域广义线性均衡装置。
应当理解的是，在实际应用中，上述所说的频域广义线性均衡系统实质就是相干光通信系统。
而通过第三实施例的描述可知，频域广义线性均衡装置实质就是应用于相干光通信系统中接收端侧的，即上述所说的频域广义线性均衡器。
相应地，所说频域广义线性均衡系统，除了需要包括具有频域广义线性均衡装置的接收端，还需要包括发射端。
进一步地，在发射端，还需要包括发射端激光器、发射端数据信号处理装置、IQ马赫泽德(MZ)调制器、偏振复用器。
相应地，在接收端，需要包括偏振解复用器、本振激光器、90度混频器、平衡探测器、跨阻放大、模数转换器、接收端数据信号处理装置。
应当理解的是，上述示例仅是为了更好的理解本实施例的技术方案而列举的示例，不作为对本实施例的唯一限制。
本申请的第五实施例涉及一种非易失性存储介质，用于存储计算机可读程序。所述计算机可读程序用于供计算机执行上述方法实施例中所说的频域广义线性均衡方法。
即，本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一个设备(可以是单片机，芯片等)或处理器(processor)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施例是实现本申请的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本申请的精神和范围。

Claims (11)

1.一种频域广义线性均衡方法，其特征在于，应用于频域广义线性均衡器，所述频域广义线性均衡方法包括：
接收待处理信号，获取所述待处理信号的复值；
根据所述复值求取所述待处理输入信号的共轭项，将所述复值和所述共轭项作为输入信号；
计算所述输入信号的频域误差矢量；
基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数；
基于所述目标频域补偿系数，对所述待处理信号进行补偿和/或恢复。
2.如权利要求1所述的频域广义线性均衡方法，其特征在于，在所述计算所述输入信号的频域误差矢量之前，所述方法还包括：
对所述输入信号进行采样，得到采样样点；
按照二倍采样速率，对所述采样样点进行划分，得到奇样点和偶样点；
将所述奇样点所在的支路作为奇支路，将所述偶样点所在的支路作为偶支路；
以预设长度N对所述奇支路中的奇样点进行划分，得到若干个奇样点数据块，N为大于0的整数；
以预设长度N对所述偶支路中的偶样点进行划分，得到若干个偶样点数据块；
其中，所述计算所述输入信号的频域误差矢量，包括：
分别对所述奇样点数据块和所述偶样点数据块进行傅里叶变换，并基于变换结果确定所述频域误差矢量。
3.如权利要求2所述的频域广义线性均衡方法，其特征在于，所述初始频域补偿系数包括对应所述奇支路的第一初始频域补偿系数和对应所述偶支路的第二初始频域补偿系数；
所述分别对所述奇样点数据块和所述偶样点数据块进行傅里叶变换，并基于变换结果确定所述频域误差矢量，包括：
依次对相邻两个奇样点数据块进行傅里叶变换，得到奇傅里叶变换结果；
依次对相邻两个偶样点数据块进行傅里叶变换，得到偶傅里叶变换结果；
基于所述第一初始频域补偿系数对所述奇傅里叶变换结果进行调整，得到奇支路频域信号；
基于所述第二初始频域补偿系数对所述偶傅里叶变换结果进行调整，得到偶支路频域信号；
基于所述奇支路频域信号和所述偶支路频域信号确定所述输入信号对应的频域信号；
对所述频域信号进行反傅里叶变换，并选取最后N个元素，得到输出数据矢量；
基于预设的时域误差函数对所述输出数据矢量进行处理，得到时域误差矢量；
对所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到频域误差矢量。
4.如权利要求3所述的频域广义线性均衡方法，其特征在于，在所述对所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到频域误差矢量之前，所述方法还包括：
在所述时域误差矢量的前端补M个0，M为大于0的整数，且M+N等于所述频域信号进行反傅里叶变换后得到的元素的总数；
其中，所述对所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到频域误差矢量，包括：
对补0后的所述时域误差矢量进行傅里叶变换，得到所述频域误差矢量。
5.如权利要求3所述的频域广义线性均衡方法，其特征在于，所述基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数，包括：
基于所述奇傅里叶变换结果和所述偶傅里叶变换结果对所述频域误差矢量进行梯度矢量计算，并选取前N个元素，得到梯度矢量；
基于所述梯度矢量，对所述初始频域补偿系数进行迭代至迭代结果收敛，得到所述目标频域补偿系数。
6.如权利要求1至5任一项所述的频域广义线性均衡方法，其特征在于，在所述计算所述输入信号的频域误差矢量之前，所述方法还包括：
对所述输入信号进行色散补偿，并根据补偿结果对所述输入信号进行调整，更新所述输入信号；
其中，所述计算所述输入信号的频域误差矢量，包括：
计算更新后的所述输入信号的频域误差矢量。
7.如权利要求6所述的频域广义线性均衡方法，其特征在于，所述输入信号包括：X偏振态信号复值、X偏振态信号共轭、Y偏振态信号复值和Y偏振态共轭；
对所述输入信号进行色散补偿，并根据补偿结果对所述输入信号进行调整，更新所述输入信号，包括：
分别对所述X偏振态信号复值、所述X偏振态信号共轭、所述Y偏振态信号复值和所述Y偏振态共轭进行色散补偿，得到所述X偏振态信号复值对应的第一色散补偿数据，所述X偏振态信号共轭对应的第二色散补偿数据，所述Y偏振态信号复值对应的第三色散补偿数据和所述Y偏振态信号共轭对应的第四色散补偿数据；
基于所述第二色散补偿数据对所述第一色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第一色散补偿数据作为所述X偏振态信号复值；
基于所述第一色散补偿数据对所述第二色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第二色散补偿数据作为所述X偏振态信号共轭；
基于所述第四色散补偿数据对所述第三色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第三色散补偿数据作为所述Y偏振态信号复值；
基于所述第三色散补偿数据对所述第四色散补偿数据进行调整，并将调整后的所述第四色散补偿数据作为所述Y偏振态信号共轭。
8.如权利要求7所述的频域广义线性均衡方法，其特征在于，所述基于所述第二色散补偿数据对所述第一色散补偿数据进行调整，包括：
将所述第一色散补偿数据与所述第二色散补偿数据进行求和运算，并对得到的和值进行求平均运算；
所述基于所述第一色散补偿数据对所述第二色散补偿数据进行调整，包括：
将所述第一色散补偿数据与所述第二色散补偿数据进行求差运算，并对得到的差值进行求平均运算；
所述基于所述第四色散补偿数据对所述第三色散补偿数据进行调整，包括：
将所述第三色散补偿数据与所述第四色散补偿数据进行求和运算，并对得到的和值进行求平均运算；
所述基于所述第三色散补偿数据对所述第四色散补偿数据进行调整，包括：
将所述第三色散补偿数据与所述第四色散补偿数据进行求差运算，并对得到的差值进行求平均运算。
9.一种频域广义线性均衡装置，其特征在于，包括：
接收模块，用于接收待处理信号，获取所述待处理信号的复值；
输入信号获取模块，用于根据所述复值求取所述待处理输入信号的共轭项，将所述复值和所述共轭项作为输入信号；
计算模块，用于计算所述输入信号的频域误差矢量；
更新模块，用于基于所述频域误差矢量更新初始频域补偿系数，得到均衡后的目标频域补偿系数；
均衡模块，用于基于所述目标频域补偿系数，对所述待处理信号进行补偿和/或恢复。
10.一种频域广义线性均衡系统，其特征在于，包括：如权利要求9所述的频域广义线性均衡装置。
11.一种非易失性存储介质，用于存储计算机可读程序，其特征在于，所述计算机可读程序用于供计算机执行如权利要求1至8任一项所述的频域广义线性均衡方法。
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