JP5965356B2 - 信号処理システム、及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、信号処理システム、及び信号処理方法に関する。

次世代の光通信システムにおける光受信方式として、コヒーレント光受信方式が実用化されつつある。コヒーレント光受信方式は光信号の線形検波が可能であり、従来の光信号のエネルギーを直接電気信号に変換する直接検出方式と異なり、光の振幅・位相情報を全く損なうことなく電気信号に変換できることが特徴である。そのため、伝送路中などで生じた信号歪を近年進歩の著しいデジタル信号処理技術を用いて補償することが可能である。

光伝送システムにおける信号歪は、波長分散や帯域制限歪のような、歪を特徴づける伝達関数が偏波変動に対して不変な成分と、偏波モード分散（ＰＭＤ）や偏波依存損失（ＰＤＬ）のように歪を特徴づける伝達関数が偏波に依存する成分が存在する。前者を便宜的に「偏波に依存しない信号歪」、後者を「偏波に依存する信号歪」と呼ぶ。

光ファイバ通信では、伝送路の特性は大きく時間変動することはないが、偏波状態は例外であり、時間的に変動することが多い。特に、光ファイバケーブルが電柱等の設備により空中に吊り下げられている場合はそれが顕著である。そのため、偏波に依存する信号歪は時間的に変動が激しく、これを補償するためには偏波に依存する信号歪の時間変動に追従可能な適応等化フィルタが不可欠である。

コヒーレント光受信装置に用いられるデジタル信号処理装置は、偏波に依存しない信号歪を補償する固定フィルタ部と、偏波に依存する信号歪を補償する適応フィルタ部の両方を備えることが一般的である。偏波に依存しない信号歪は時間領域伝達関数が長いため、固定フィルタはタップ長を大きくとる必要がある。一方、偏波に依存する信号歪は時間領域伝達関数の長さはファイバの複屈折性の程度にとどまるため比較的短いが、偏波変動にともない５０ｋＨｚ程度の周波数で変動する。そのため適応フィルタにおけるタップ長は短くてもよいが歪の時間変動に追従する必要がある。そのためＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）やＬＭＳ（Least Mean Squares）アルゴリズム等を用いて時間変動に適応的に動作させる必要がある。

多くの場合、光電変換され、デジタル化された信号を固定フィルタに入力して偏波に依存しない信号歪を補償し、固定フィルタの出力を適応フィルタに入力し、偏波に依存する成分を補償する。適応フィルタの制御に用いられるＬＭＳアルゴリズムやＣＭＡを正常に動作させるためには、波長分散による大きな歪を先に補償しておく必要があるからである（例えば、非特許文献１）。

固定フィルタに与えるべき伝達関数はあらかじめ設定する必要があるため、何らかの既知のトレーニング信号等を用いるか、あるいは事前に測定機などを用いるかして、波長分散量等、伝送歪のパラメータを測定したうえで固定フィルタの係数を設定する必要がある。固定フィルタと適応フィルタの両方を備えた光受信装置においては、残留信号歪を適応フィルタで補償することで、その影響を低減することが可能である。

R. Kudo, T. Kobayashi, K. Ishihara, Y. Takatori, A. Sano, and Y. Miyamoto, "Coherent optical single carrier transmission using overlap frequency domain equalization for long-haul optical systems," Lightwave Technology, Journal of (Volume:27, Issue:16), pp. 3721-3728, Aug. 2009

しかしながら、波長分散や帯域制限歪の事前の測定に大きな誤差がある場合、残留波長分散などの残留固定信号歪が発生し、適応フィルタは偏波に依存する歪と残留固定信号歪との両方を補償しなければならないため、適応フィルタのタップ長を長くする必要がある。適応フィルタのタップ長が同じであれば、残留固定信号歪の分だけ、偏波に依存する歪の補償能力が低下することになってしまう。

適応フィルタのタップ長を十分に長く設計すれば、偏波に依存する歪みの補償能力を低下させずに残留固定信号歪に対する補償を行うことができるが、タップ長が長い適応フィルタではタップ係数の収束安定性や変動追従性が悪化するため、タップ長を長くするとしても制限があるという問題がある。

上記事情に鑑み、本発明は、事前の波長分散や帯域制限歪の測定や推定に誤差がある場合などにおいても、偏波に依存する歪の補償能力の低下を抑制することができる信号処理システム、及び信号処理方法を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、受信した光信号から得られる信号に対して処理を行う信号処理システムであって、
前記信号における波長分散を含む偏波に依存しない信号歪を補償する第１のフィルタ部と、
前記第１のフィルタ部の出力に対して偏波に依存する信号歪を適応等化フィルタを用いて補償する第２のフィルタ部と、
前記第２のフィルタ部の適応等化フィルタにおいて用いられるタップ係数に基づいて偏波に依存しない信号歪に対応する伝達関数を算出し、算出した伝達関数に基づいて前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新するフィードバック部と
を備えることを特徴とする信号処理システムである。

本発明の一態様は、前述の信号処理システムにおいて、前記フィードバック部は、前記算出した伝達関数から波長分散固有値を算出し、算出した波長分散固有値に基づいて前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新することを特徴とする。
本発明の一態様は、前述の信号処理システムにおいて、前記フィードバック部は、前記第２のフィルタ部の適応等化フィルタにおいて用いられるタップ係数の変化に応じて、前記波長分散固有値を複数回算出し、算出した複数の波長分散固有値の平均値に基づいて、前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新することを特徴とする。
本発明の一態様は、前述の信号処理システムにおいて、前記フィードバック部は、前記伝達関数を複数回算出し、算出した複数の伝達関数の平均値に基づいて、前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新する。
本発明の一態様は、前述の信号処理システムにおいて、前記フィードバック部は、前記受信した光信号において想定しうる範囲の波長分散量が予め記憶されているテーブルを有し、前記算出した伝達関数と、前記テーブルに記憶されている波長分散量に対応する伝達関数とを比較した結果に基づいて、前記テーブルに記憶されている波長分散量から前記波長分散固有値を選択することを特徴とする。

また、本発明の一態様は、受信した光信号から得られる信号に対して処理を行う信号処理システムにおける信号処理方法であって、前記信号における波長分散を含む偏波に依存しない信号歪を補償する第１のフィルタリング過程と、前記第１のフィルタリング過程の出力に対して偏波に依存する信号歪を適応等化フィルタを用いて補償する第２のフィルタリング過程と、前記第２のフィルタリング過程の適応等化フィルタにおいて用いられるタップ係数に基づいて偏波に依存しない信号歪に対応する伝達関数を算出し、算出した伝達関数に基づいて前記第１のフィルタリング過程において用いるタップ係数を更新するフィードバック過程とを有することを特徴とする信号処理方法である。

本発明よれは、第２のフィルタ部における適応等化フィルタのタップ係数から、第１のフィルタ部の出力における偏波に依存しない信号歪に対応する伝達関数を算出し、当該伝達関数に基づいて第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新する。これにより、第２のフィルタ部に入力される信号に含まれる偏波に依存しない歪を抑圧することができ、偏波に依存しない歪の影響による、第２のフィルタ部における偏波に依存する歪の補償能力低下を抑制することができる。

本発明に係る一態様における光受信機１の構成例を示すブロック図である。 同態様におけるバタフライ適応フィルタ部６の構成例を示す図である。 第１の実施形態における光受信機３０を用いた光伝送システムの構成例を示すブロック図である。 同実施形態における固定フィルタ部４１の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における半固定フィルタ部４２の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における適応フィルタ部４３の構成例を示すブロック図である。 同実施形態におけるキャリア位相再生部４４の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における伝達関数フィードバック部４５の構成例を示すブロック図である。 第２の実施形態における光受信機３５の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における分散固有値フィードバック部５５の構成例を示すブロック図である。 第３の実施形態における分散固有値フィードバック部６５の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における最尤特性選択回路６５６の構成例を示すブロック図である。

本発明に係る一態様における信号処理装置を適用した光受信機について説明する。図１は、本発明に係る一態様における光受信機１の構成例を示すブロック図である。光受信機１は、同図に示すように、コヒーレント光検波部２、アナログ−デジタル変換部３、信号処理装置４を具備している。信号処理装置４は、半固定等化フィルタ部５、バタフライ適応フィルタ部６、伝達関数抽出部７、伝達関数フィードバック部８、及び、キャリア位相再生部９を備えている。なお、本明細書において固定フィルタ（部）及び半固定フィルタ(部)などは、設定変更等がない限り一定の伝達関数を維持し続けるフィルタを意味する。また、適応フィルタ（部）は時間に対して伝達関数を動的に変動させる機構を有するフィルタを意味する。特に、光伝送路の物理特性が時間的に変化して信号歪が時間的に変動する場合、その変動に適応して伝達関数を動的に変化させるものを意味する。

コヒーレント光検波部２は、光受信機１が受信する光信号に対して、光信号が有する位相情報を維持したままでアナログ電気信号に変換する。アナログ−デジタル変換部３は、コヒーレント光検波部２における変換で得られたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換し、当該デジタル電気信号を信号処理装置４に入力する。

半固定等化フィルタ部５は、信号処理装置４に入力されるデジタル電気信号に含まれる波長分散や帯域制限歪のような偏波に依存しない信号歪を補償する。半固定等化フィルタ部５では、事前に測定された波長分散や帯域制限歪に基づいた初期値がタップ係数として予め設定されているが、伝達関数フィードバック部８によってタップ係数が更新される。半固定等化フィルタ部５は、偏波に依存しない信号歪を補償することにより得られた信号をバタフライ適応フィルタ部６に入力する。

バタフライ適応フィルタ部６は、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）などの適応アルゴリズムによって制御され、半固定等化フィルタ部５から入力される信号の等化と偏波分離とを行う。偏波分離とは、伝送路で与えられた偏波回転を補償することで、送信された偏波多重信号を分離する操作である。光送信機から送信される光信号は、偏波多重信号であり、直交する二つの偏波にそれぞれＸチャネル及びＹチャネルの信号が乗せられている。Ｘチャネル及びＹチャネルの信号は、例えば、直交する状態で多重化されて送信されるが、伝送路中で偏波状態は変化するため、光受信機１が受信する光信号ではＸチャネル及びＹチャネルの信号が混合された状態になっていることがある。バタフライ適応フィルタ部６は、偏波分離を行うことにより、伝送路で生じた偏波状態の変化を補正してＸチャネル及びＹチャネルの信号を分離する。

伝達関数抽出部７は、バタフライ適応フィルタ部６におけるフィルタの伝達関数の対角成分の積と非対角成分の積との差を平方根を算出することにより、偏波に依存しない歪の伝達関数を抽出する。偏波に依存しない歪の伝達関数を抽出する方法には、例えば参考文献１に記載されている方法を用いる。以下に、その方法を説明する。
［参考文献１］：F.N. Hauske et al, “Optical Performance Monitoring from FIR Filter Coefficients in Coherent Receivers” OFC/NFOEC 2008, OThW2

ここでは、バタフライ適応フィルタ部６の構成が図２に示すようなバタフライ構成である場合について説明する。図２は、本態様におけるバタフライ適応フィルタ部６の構成例を示す図である。バタフライ適応フィルタ部６の伝達関数Ｈは、次式（１）のように書くことができる。

式（１）における伝達関数Ｈの各成分（Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙ）は、図２に示す適応フィルタの周波数領域伝達関数である。同図の適応フィルタの入力信号のＸチャネル及びＹチャネルの偏波成分を（Ｘｉｎ，Ｙｉｎ）とし、出力信号のＸチャネル及びＹチャネルの偏波成分を（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）とすると、伝達関数Ｈを用いて、次式（２）のように書くことができる。

適応フィルタの伝達関数は、「偏波に依存しない信号歪」に対応する伝達関数Ｄと、「偏波に依存する信号歪」に対応する伝達関数Ｕとの積の形で書くことができ、次式（３）のように書くことができる。

式（３）において、伝達関数Ｕは偏波モード分散など偏波に依存する伝達関数であり、伝達関数Ｄは波長分散などの偏波に依存しない伝達関数である。ここでは、伝達関数Ｕと伝達関数Ｄとの分離が必要となるが、次式（４）のようにして算出することができる。

すなわち、適応フィルタの伝達関数の対角成分の積と、非対角成分の積との差の平方根を算出することにより、偏波に依存しない信号歪みに対応する伝達関数Ｄを算出することができる。

伝達関数フィードバック部８は、伝達関数抽出部７がバタフライ適応フィルタ部６から抽出した伝達関数Ｄを半固定等化フィルタ部５にフィードバックして、半固定等化フィルタ部５のタップ係数を更新する。これにより、バタフライ適応フィルタ部６において補償していた偏波に依存しない歪の補償を、半固定等化フィルタ部５で行うようにする。伝達関数フィードバック部８による伝達関数Ｄのフィードバックは、光受信機１を起動した際に１回又は複数回行うようにしてもよいし、予め設定された周期で定期的に行うようにしてもよい。また、伝達関数抽出部７が偏波に依存しない歪に対応する伝達関数Ｄの算出を複数回行った後に、伝達関数フィードバック部８は得られた伝達関数Ｄの相乗平均等による平均化を行ってから、バタフライ適応フィルタ部６にフィードバックするようにしてもよい。

キャリア位相再生部９は、バタフライ適応フィルタ部６から出力されるＸチャネル及びＹチャネルの信号それぞれに対して、位相同期を行うことにより位相雑音を補償する。キャリア位相再生部９は、位相同期を確立したＸチャネル及びＹチャネルの信号を外部に出力する。

本態様における光受信機１では、「偏波に依存しない信号歪」を補償するフィルタ（半固定等化フィルタ部５）と、「偏波に依存する信号歪」を補償するフィルタ（バタフライ適応フィルタ部６）とを備える。光受信機１は、バタフライ適応フィルタ部６の伝達関数Ｈを用いて、半固定等化フィルタ部５のタップ係数を補正する。これにより、半固定等化フィルタ部５における補償精度を向上させてバタフライ適応フィルタ部６に出力する信号に含まれる「偏波に依存しない信号歪」（残留固定信号歪）を低下させることができ、バタフライ適応フィルタ部６における「偏波に依存する歪」の補償能力の低下を抑制することができる。

なお、信号処理装置４は、半固定等化フィルタ部５、バタフライ適応フィルタ部６、伝達関数抽出部７、伝達関数フィードバック部８、及び、キャリア位相再生部９に加えて、半固定等化フィルタ部５の前段に固定フィルタ部を更に備えるようにしてもよい。この固定フィルタ部のフィルタ特性（伝達関数）を波長分散固有値などに基づいて予め設定しておくことにより、偏波に依存しない信号歪みの大部分の補償を固定フィルタで行い、半固定等化フィルタ部５における処理を軽減したり、処理精度を向上させたりすることができる。

また、固定フィルタ部を備える場合において、伝達関数フィードバック部８に代えて、バタフライ適応フィルタ部６の伝達関数Ｈから抽出した伝達関数Ｄから波長分散を特徴付ける固有値である分散固有値を算出する残留分散固有値算出部と、残留分散固有値算出により算出される分散固有値を用いて固定フィルタ部に設定する波長分散固有値を更新する波長分散固有値更新部とを備える構成としてもよい。

固定フィルタ部、残留分散固有値算出部、及び、波長分散固有値更新部を備える場合において、波長分散固有値を更新する処理は、光受信機１を起動した際に１回又は複数回行うようにしてもよいし、予め設定された周期で定期的に行うようにしてもよい。残留分散固有値の算出を複数回行う際には、得られた複数の残留分散固有値の平均値を算出し、算出した平均値に基づいて固定フィルタ部に設定する波長分散固有値を更新するようにしてもよい。

（第１の実施形態）
以下、上述した態様をより具体的な構成について説明する。
図３は、第１の実施形態における光受信機３０を用いた光伝送システムの構成例を示すブロック図である。光伝送システムは、光送信機１０、光伝送路２０、及び、光受信機３０を具備している。光送信機１０は、送信するデータを位相変調によりキャリア光の直交する二つの偏波に乗せた偏波多重位相変調信号を生成する。光送信機１０は、光ファイバや光アンプ、光スイッチ等で構成された光伝送路２０を介して、生成した偏波多重位相変調信号を光受信機３０に伝送する。光受信機３０は、偏波多重位相変調信号を受信して、送信されたデータを取得する処理を行う。

光受信機３０は、同図に示すように、局発レーザ発生器３１、イントラダイン・コヒーレント光検波部３２、アナログ−デジタル変換器３３、複素化部３４、及び、デジタル信号処理装置４０を備えている。デジタル信号処理装置４０は、固定フィルタ部４１、半固定フィルタ部４２、適応フィルタ部４３、キャリア位相再生部４４、及び、伝達関数フィードバック部４５を有している。

局発レーザ発生器３１は、光送信機１０において用いられるキャリア光に対応する周波数の局部発振レーザを生成し、生成する局部発振レーザをイントラダイン・コヒーレント光検波部３２に入力する。イントラダイン・コヒーレント光検波部３２は、局発レーザ発生器３１から入力される局部発振レーザを用いて、光受信機３０が受信する光信号の偏波状態及び位相状態を損なうことなく４レーンのアナログ電気信号に変換する。イントラダイン・コヒーレント光検波部３２により得られる４レーンのアナログ電気信号は、直交する二つの偏波であるＨ偏波及びＶ偏波それぞれの同位相成分と直交位相成分とに対応する。

アナログ−デジタル変換器３３は、イントラダイン・コヒーレント光検波部３２により得られた４レーンのアナログ電気信号を、４レーンのデジタル多ビット信号に変換される。複素化部３４は、アナログ−デジタル変換器３３による変換で得られたデジタル多ビット信号を、Ｈ偏波及びＶ偏波に対応する２レーンの複素デジタル多ビット信号に変換する。２レーンの複素デジタル多ビット信号は、デジタル信号処理装置４０に入力され、送信シンボルの推定が行われる。

固定フィルタ部４１は、周波数領域又は時間領域における等化フィルタで構成され、光伝送路２０における波長分散の補償を行う。補償すべき波長分散の大きさは予め定められる。また、等化フィルタにおけるタップ長は、想定される最大の波長分散量に基づいて定められる。図４は、本実施形態における固定フィルタ部４１の構成例を示すブロック図である。同図に示す構成例では、周波数領域において等化の処理を行う場合の構成が示されている。固定フィルタ部４１は、シリアル−パラレル変換器４１１、ＦＦＴ器４１２、乗算器４１３−１〜４１３−ｋ、ＩＦＦＴ器４１４、パラレル−シリアル変換器４１５、及び、タップ係数設定回路４１６を有している。

シリアル−パラレル変換器４１１は、複素化部３４から入力される複素デジタル多ビット信号を、ｋ本のパラレル信号に変換する。なお、ｋはＦＦＴ器４１２及びＩＦＦＴ器４１４におけるポイント数に対応する。ＦＦＴ器４１２は、シリアル−パラレル変換器４１１から出力されるｋ本のパラレル信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換して出力する。

乗算器４１３−１〜４１３−ｋそれぞれは、ＦＦＴ器４１２から出力される周波数領域の信号（周波数）に一対一に対応している。乗算器４１３−１〜４１３−ｋは、タップ係数設定回路４１６により定められた係数を、対応する周波数領域の信号に乗じて乗算結果を示す信号をＩＦＦＴ器４１４に出力する。

ＩＦＦＴ器４１４は、乗算器４１３−１〜４１３−ｋそれぞれから出力される乗算結果の信号を、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換して出力する。パラレル−シリアル変換器４１５は、ＩＦＦＴ器４１４から出力されるｋ本の時間領域の信号を１つのシリアル信号に変換し、当該シリアル信号を半固定フィルタ部４２に出力する。

タップ係数設定回路４１６には、光伝送路２０における各周波数の波長分散固有値が入力され、光伝送路２０における波長分散を補償するタップ係数を乗算器４１３−１〜４１３−ｋに出力する。タップ係数設定回路４１６に入力される波長分散固有値は、予め測定又は推定された値が用いられる。

図５は、本実施形態における半固定フィルタ部４２の構成例を示すブロック図である。半固定フィルタ部４２は、半固定ＦＩＲフィルタ４２１、半固定ＦＩＲフィルタ４２２、並びに、タップ係数再設定回路４２３を有している。半固定ＦＩＲフィルタ４２１、４２２は時間領域の信号に対して処理を行い、半固定ＦＩＲフィルタ４２１、４２２のタップ長は、適応フィルタ部４３におけるタップ長と同じ長さである。

タップ係数再設定回路４２３は、伝達関数フィードバック部４５から入力されるタップ係数ベクトルを用いて、半固定ＦＩＲフィルタ４２１、４２２のタップ係数を設定する。なお、タップ係数再設定回路４２３は、半固定ＦＩＲフィルタ４２１、４２２のタップ係数の初期値として、周波数的にフラットな特性となるタップ係数を出力する。周波数的にフラットな特性とは、時間領域のインパルス応答がデルタ関数となるような特性である。例えば、半固定ＦＩＲフィルタ４２１、４２２それぞれの中央のタップにおけるタップ係数を１とし、他のタップのタップ係数を０とする。

半固定ＦＩＲフィルタ４２１には、固定フィルタ部４１から半固定フィルタ部４２に入力される信号のうち、Ｈ偏波に対応する複素デジタル信号が入力される。半固定ＦＩＲフィルタ４２１は、タップ係数再設定回路４２３により設定されるタップ係数を用いたフィルタ処理を行い、固定フィルタ部４１における等化処理で補償しきれずに残っている「偏波に依存しない信号歪」（残留固定信号歪）を補償する。半固定ＦＩＲフィルタ４２１は、残留固定信号歪を等化したＨ偏波の複素デジタル信号を適応フィルタ部４３に出力する。半固定ＦＩＲフィルタ４２２には、固定フィルタ部４１から半固定フィルタ部４２に入力される信号のうち、Ｖ偏波に対応する複素デジタル信号が入力される。半固定ＦＩＲフィルタ４２２は、半固定ＦＩＲフィルタ４２１と同様に、残留固定信号歪を補償し、残留固定信号歪を等化したＶ偏波の複素デジタル信号を適応フィルタ部４３に出力する。

図６は、本実施形態における適応フィルタ部４３の構成例を示すブロック図である。適応フィルタ部４３は、ＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４、加算器４３２及び加算器４３３、誤差評価回路４３４及び誤差評価回路４３５、並びに、タップ係数算出回路４３６及びタップ係数算出回路４３７を有している。適応フィルタ部４３は、Ｈ偏波及びＶ偏波に対応する二つの複素デジタル信号を半固定フィルタ部４２から入力し、Ｘ偏波チャネル及びＹ偏波チャネルに対応する二つの複素デジタル信号を出力する。すなわち、適応フィルタ部４３は２入力２出力の構成を有している。入出力間は、ＣＭＡやＬＭＳなどのアルゴリズムを適用して動的にタップ係数を更新できるＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４によってストレート及びクロス接続されている。適応フィルタ部４３に入力されるＨ偏波及びＶ偏波の複素デジタル信号は、ＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４、加算器４３２、及び加算器４３３により信号歪の等化と偏波分離とが行われる。

ＦＩＲフィルタ４３１−１は、Ｈ偏波に対応する複素デジタル信号を入力し、タップ係数算出回路４３６により算出されるタップ係数（Ｈｘｘ）を用いたフィルタ処理を行い、処理結果を加算器４３２に出力する。ＦＩＲフィルタ４３１−２は、Ｈ偏波に対応する複素デジタル信号を入力し、タップ係数算出回路４３６により算出されるタップ係数（Ｈｘｙ）を用いたフィルタ処理を行い、処理結果を加算器４３３に出力する。

ＦＩＲフィルタ４３１−３は、Ｖ偏波に対応する複素デジタル信号を入力し、タップ係数算出回路４３６により算出されるタップ係数（Ｈｙｘ）を用いたフィルタ処理を行い、処理結果を加算器４３２に出力する。ＦＩＲフィルタ４３１−４は、Ｖ偏波に対応する複素デジタル信号を入力し、タップ係数算出回路４３６により算出されるタップ係数（Ｈｙｙ）を用いたフィルタ処理を行い、処理結果を加算器４３３に出力する。

加算器４３２は、ＦＩＲフィルタ４３１−１から出力される処理結果（複素デジタル信号）と、ＦＩＲフィルタ４３１−３から出力される処理結果（複素デジタル信号）とを加算する。加算器４３２は、加算結果を示す複素デジタル信号をＸ偏波の複素デジタル信号として誤差評価回路４３４とキャリア位相再生部４４とに出力する。

加算器４３３は、ＦＩＲフィルタ４３１−２から出力される処理結果（複素デジタル信号）と、ＦＩＲフィルタ４３１−４から出力される処理結果（複素デジタル信号）とを加算する。加算器４３３は、加算結果を示す複素デジタル信号をＹ偏波の複素デジタル信号として誤差評価回路４３５とキャリア位相再生部４４とに出力する。

誤差評価回路４３４は、加算器４３２から出力されるＸ偏波の複素デジタル信号から誤差信号を算出し、算出した誤差信号をタップ係数算出回路４３６に出力する。タップ係数算出回路４３６には、Ｈ偏波に対応する複素デジタル信号と、誤差評価回路４３４から出力される誤差信号とが入力される。タップ係数算出回路４３６は、入力される複素デジタル信号及び誤差信号に基づいて、誤差信号を最小化するようにＦＩＲフィルタ４３１−１及びＦＩＲフィルタ４３１−２のタップ係数を更新する。タップ係数算出回路４３６における処理には、例えばＣＭＡなどが用いられる。

誤差評価回路４３５は、加算器４３３から入力されるＹ偏波の複素デジタル信号から誤差信号を算出し、算出した誤差信号をタップ係数算出回路４３７に出力する。タップ係数算出回路４３７には、Ｖ偏波に対応する複素デジタル信号と、誤差評価回路４３５から出力される誤差信号とが入力される。タップ係数算出回路４３７は、入力される複素デジタル信号及び誤差信号に基づいて、誤差信号を最小化するようにＦＩＲフィルタ４３１−３及びＦＩＲフィルタ４３１−４のタップ係数を更新する。タップ係数算出回路４３７における処理には、タップ係数算出回路４３６と同様にＣＭＡなどが用いられる。

図７は、本実施形態におけるキャリア位相再生部４４の構成例を示すブロック図である。キャリア位相再生部４４は、ビタビ・ビタビアルゴリズムを用いて搬送波の位相推定を行う。キャリア位相再生部４４は、ｍ乗回路４４１、平均化回路４４２、キャリア位相再生回路４４３、遅延回路４４４、及び、乗算器４４５を有している。なお、同図には、適応フィルタ部４３から入力されるＸ偏波及びＹ偏波の複素デジタル信号に対する処理を行う構成のうち、一方の複素デジタル信号に対する処理を行う構成が示されている。すなわち、キャリア位相再生部４４は、Ｘ偏波及びＹ偏波の複素デジタル信号それぞれに対する処理を行うために、図７に示す構成を２組有している。

適応フィルタ部４３から入力される複素デジタル信号は、ｍ乗回路４４１と遅延回路４４４とに入力される。ｍ乗回路４４１は、入力される複素デジタル信号をｍ乗する。なお、ｍ乗回路４４１におけるｍは光送信機１０において用いられた変調方式に応じて定められる。例えば、変調方式にＱＰＳＫの場合にはｍ＝４となる。ｍ乗回路４４１は複素デジタル信号をｍ乗した結果を平均化回路４４２に順次出力する。

平均化回路４４２は、予め定められた期間（シンボル数）に亘ってｍ乗回路４４１から入力されるｍ乗の結果に対する平均値を算出して雑音成分を低下させる。平均化回路４４２は、算出した平均値をキャリア位相再生回路４４３に入力する。キャリア位相再生回路４４３は、平均化回路４４２から入力された平均値（複素数）の偏角を算出し、算出した偏角を補償する位相補償信号（複素数）を生成する。キャリア位相再生回路４４３は、生成した位相補償信号を乗算器４４５に出力する。

遅延回路４４４は、ｍ乗回路４４１からキャリア位相再生回路４４３までの処理二要する時間分の遅延を、入力される複素デジタル信号に与えて、位相補償信号が乗算器４４５に入力されるタイミングと同じタイミングで複素デジタル信号を乗算器４４５に出力する。乗算器４４５は、遅延回路４４４から出力される複素デジタル信号と、キャリア位相再生回路４４３から出力される位相補償信号とを乗算して、位相雑音を補償することにより複素デジタル信号の位相同期を行う。乗算器４４５は、位相同期を行った複素デジタル信号を復調信号として外部に出力する。

伝達関数フィードバック部４５は、適応フィルタ部４３が有する各ＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４からタップ係数ベクトルを読み出す。伝達関数フィードバック部４５は、読み出したタップ係数ベクトルに基づいて、半固定フィルタ部４２が有する半固定ＦＩＲフィルタ４２１及び半固定ＦＩＲフィルタ４２２のタップ係数ベクトルの更新値を算出し、半固定フィルタ部４２が有するタップ係数再設定回路４２３に出力する。図８は、本実施形態における伝達関数フィードバック部４５の構成例を示すブロック図である。伝達関数フィードバック部４５は、タップ係数読み出し回路４５１、タップ係数循環シフト回路４５２、離散フーリエ変換回路４５３、偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４、指数重み付け相乗平均回路４５５、離散逆フーリエ変換回路４５６、及び、タップ係数逆循環シフト回路４５７を有している。

タップ係数読み出し回路４５１は、適応フィルタ部４３が有する各ＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４からタップ係数ベクトルを読み出す。タップ係数読み出し回路４５１は、読み出したタップ係数ベクトルをタップ係数循環シフト回路４５２に出力する。タップ係数循環シフト回路４５２は、タップ係数読み出し回路４５１から出力される４つのタップ係数ベクトルごとに、タップ係数ベクトルの先頭の要素がベクトルの中央に移動するように循環シフトを行う。例えば、タップ係数循環シフト回路４５２に入力されるタップ係数ベクトルがＡ＝（ａ１，ａ２，ａ３）である場合、循環シフトにより得られるベクトルＡ’は、Ａ’＝（ａ３，ａ１，２）となる。タップ係数循環シフト回路４５２は、入力される４つのタップ係数ベクトルを循環シフトして得られた４つのベクトルを離散フーリエ変換回路４５３に出力する。

離散フーリエ変換回路４５３は、タップ係数循環シフト回路４５２から出力される４つのベクトルそれぞれに対して、離散フーリエ変換を行うことにより４つの周波数領域伝達関数ベクトルに変換する。離散フーリエ変換回路４５３は、離散フーリエ変換により得られた４つの周波数領域伝達関数ベクトルを偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４に出力する。偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４は、離散フーリエ変換回路４５３から出力される周波数領域伝達ベクトルに対してマトリックス演算を行うことにより、偏波に依存しない成分で構成された偏波無依存伝達関数ベクトルを算出する。偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４は、算出した偏波無依存伝達関数ベクトルを指数重み付け相乗平均回路４５５に出力する。

偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４による偏波無依存伝達関数ベクトルの算出は、次式（５）のように書くことができる。

なお、式（５）における各ベクトル（Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙ）は離散フーリエ変換回路４５３により算出された周波数領域伝達関数ベクトルである。

指数重み付け相乗平均回路４５５は、偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４から出力される偏波無依存伝達関数ベクトルに対して相乗平均化を行い、相乗平均化により得られた平均化伝達関数ベクトルを離散逆フーリエ変換回路４５６に出力する。離散逆フーリエ変換回路４５６は、指数重み付け相乗平均回路４５５から出力される平均化伝達関数ベクトルに対して、逆離散フーリエ変換を行うことにより、時間領域のベクトルに変換する。離散逆フーリエ変換回路４５６は、逆離散フーリエ変換により得られた時間領域のベクトルを時間領域平均化伝達関数ベクトルとしてタップ係数逆循環シフト回路４５７出力する。

タップ係数逆循環シフト回路４５７は、離散逆フーリエ変換回路４５６から出力される時間領域平均化伝達関数ベクトルに対して、タップ係数循環シフト回路４５２における循環シフトと逆の循環シフトを行う。タップ係数逆循環シフト回路４５７は、逆の循環シフトにより得られたベクトルをタップ係数ベクトルとして半固定フィルタ部４２が有するタップ係数再設定回路４２３に出力する。これにより、タップ係数逆循環シフト回路４５７により算出されたタップ係数ベクトルは、半固定フィルタ部４２が有する半固定ＦＩＲフィルタ４２１及び半固定ＦＩＲフィルタ４２２のタップ係数として設定される。

以上のように構成された光受信機３０では、「偏波に依存しない信号歪」を補償するフィルタ（固定フィルタ部４１及び半固定フィルタ部４２）と、「偏波に依存する信号歪」を補償するフィルタ（適応フィルタ部４３）とを備える。固定フィルタ部４１及び半固定フィルタ部４２で粗等化をした後に、適応フィルタ部４３で残留分を等化している。光受信機３０は、適応フィルタ部４３が有するＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４の各伝達関数を用いて、半固定フィルタ部４２が有する半固定ＦＩＲフィルタ４２１及び半固定ＦＩＲフィルタ４２２のタップ係数を更新する。これにより、半固定フィルタ部４２における補償精度を向上させて適応フィルタ部４３に出力する複素デジタル信号に含まれる「偏波に依存しない信号歪」（残留固定信号歪）を低下させることができ、適応フィルタ部４３における「偏波に依存する歪」の補償能力の低下を抑制することができる。

なお、伝達関数フィードバック部４５による半固定フィルタ部４２のタップ係数を更新する処理は、一回又は複数回行うようにしてもよい。複数回行う場合には、予め設定された周期で定期的に行うようにしてもよい。例えば、適応フィルタ部４３の各ＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４のタップ係数の変化に応じて、偏波無依存伝達関数ベクトルの算出を複数回行い、その平均値（又は相加平均、相乗平均）により半固定フィルタ部４２のタップ係数を更新するようにしてもよい。
また、本実施形態のデジタル信号処理装置４０において、固定フィルタ部４１と半固定フィルタ部４２とによる信号の処理順序を入れ替えてもよい。また、デジタル信号処理装置４０において、固定フィルタ部４１、半固定フィルタ部４２、及び、適応フィルタ部４３による信号の処理順序を入れ替えてもよい。

（第２の実施形態）
図９は、第２の実施形態における光受信機３５の構成例を示すブロック図である。本実施形態における光受信機３５は、第１の実施形態における光受信機３０（図３）で用いられていた半固定フィルタ部４２を用いずに、固定フィルタ部４１において用いられる波長分散固有値を更新することにより残留固定信号歪の低減を行う。本実施形態の光受信機３５では、フィードバック動作により低減できる残留固定信号歪が波長分散に限定されるものの、回路規模の削減を図ることが可能になる。光受信機３５は、同図に示すように、局発レーザ発生器３１、イントラダイン・コヒーレント光検波部３２、アナログ−デジタル変換器３３、複素化部３４、及び、デジタル信号処理装置５０を備えている。デジタル信号処理装置５０は、固定フィルタ部４１、適応フィルタ部４３、キャリア位相再生部４４、及び、分散固有値フィードバック部５５を有している。なお、第１の実施形態における光受信機３０と同じ構成に対しては同じ符号を付して、その説明を省略する。

図１０は、本実施形態における分散固有値フィードバック部５５の構成例を示すブロック図である。分散固有値フィードバック部５５は、タップ係数読み出し回路４５１、タップ係数循環シフト回路４５２、離散フーリエ変換回路４５３、偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４、波長分散固有値算出回路５５５、指数重み付け相加平均回路５５６、及び、固定フィルタ再設定回路５５７を有している。なお、第１の実施形態における伝達関数フィードバック部４５（図８）と同じ構成に対しては同じ符号を付して、その説明を省略する。

波長分散固有値算出回路５５５には、偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４において算出された偏波無依存伝達関数ベクトルが入力される。波長分散固有値算出回路５５５は、入力された偏波無依存伝達関数ベクトルから波長分散固有値を算出する。波長分散固有値は、周波数領域伝達関数の周波数位相を二次関数に回帰した際の二次の項の係数である。波長分散固有値算出回路５５５は、入力された偏波無依存伝達関数ベクトルから、周波数位相ベクトルを抽出し、最小二乗法により周波数位相ベクトルを二次関数にフィッティングを行い、二次の項の係数を算出する。波長分散固有値算出回路５５５は、算出した二次の項の係数を波長分散固有値として指数重み付け相加平均回路５５６に出力する。

指数重み付け相加平均回路５５６は、波長分散固有値算出回路５５５から出力される波長分散固有値の平均値を算出し、算出した平均値を固定フィルタ再設定回路５５７に出力する。指数重み付け相加平均回路５５６における平均値の算出は、例えば、波長分散固有値算出回路５５５出力される波長分散固有値のうち、予め定められた時間間隔をおいて算出された波長分散固有値を用いてもよいし、所定の期間内に算出された波長分散固有値を用いてもよい。固定フィルタ再設定回路５５７は、指数重み付け相加平均回路５５６から出力された平均値を波長分散固有値として、固定フィルタ部４１が有するタップ係数設定回路４１６に出力する。

以上のように構成された光受信機３５では、「偏波に依存しない信号歪」を補償するフィルタ（固定フィルタ部４１）と、「偏波に依存する信号歪」を補償するフィルタ（適応フィルタ部４３）とを備える。光受信機３５は、適応フィルタ部４３が有するＦＩＲフィルタ４３１−１〜４３１−４の各伝達関数を用いて、固定フィルタ部４１におけるタップ係数を更新する。これにより、固定フィルタ部４１における補償精度を向上させて適応フィルタ部４３に出力する複素デジタル信号に含まれる「偏波に依存しない信号歪」（残留固定信号歪）を低下させることができ、適応フィルタ部４３における「偏波に依存する歪」の補償能力の低下を抑制することができる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態における光受信機は、第２の実施形態における光受信機３５の変形例であり、分散固有値フィードバック部の構成が第２の実施形態における分散固有値フィードバック部５５（図１０）と異なる。本実施形態では、波長分散固有値の算出を最小二乗法によるフィッティングではなく、ルックアップテーブルとの比較により行う。図１１は、第３の実施形態における分散固有値フィードバック部６５の構成例を示すブロック図である。分散固有値フィードバック部６５は、タップ係数読み出し回路４５１、タップ係数循環シフト回路４５２、離散フーリエ変換回路４５３、偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４、ルックアップテーブル６５５、最尤特性選択回路６５６、及び、固定フィルタ再設定回路５５７を有している。なお、第２の実施形態における分散固有値フィードバック部５５（図１０）と同じ構成に対しては同じ符号を付して、その説明を省略する。

ルックアップテーブル６５５には、本実施形態における光受信機が用いられる光伝送システムにおいて、想定しうる波長分散量の範囲の波長分散量が複数予め記憶されている。記憶されている波長分散量としては、例えば、−３００［ｐｓ／ｎｍ］から３００［ｐｓ／ｎｍ］までの範囲で、５０［ｐｓ／ｎｍ］刻みで１３個の波長分散量のリストを用意し、ルックアップテーブル６５５に記憶させておく。

図１２は、本実施形態における最尤特性選択回路６５６の構成例を示すブロック図である。最尤特性選択回路６５６は、伝達関数ベクトル算出回路６５７、誤差算出回路６５８、及び、選択回路６５９を有している。伝達関数ベクトル算出回路６５７は、ルックアップテーブル６５５に記憶されている各波長分散量を読み出し、読み出した波長分散量ごとに周波数位相ベクトルを算出する。伝達関数ベクトル算出回路６５７は、算出した各周波数位相ベクトルを誤差算出回路６５８に出力する。

誤差算出回路６５８は、偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４が出力する偏波無依存伝達関数ベクトルから位相成分を抽出して周波数位相ベクトルを算出する。誤差算出回路６５８は、伝達関数ベクトル算出回路６５７が出力する周波数位相ベクトルそれぞれと、偏波無依存伝達関数ベクトルから算出した周波数位相ベクトルとの差分を算出する。誤差算出回路６５８は、算出した各差分を選択回路６５９に出力する。

選択回路６５９は、誤差算出回路６５８から出力される各差分に基づいて、ルックアップテーブル６５５に記憶されている波長分散量ごとに尤度を算出する。選択回路６５９は、算出した尤度のうち最大の尤度に対応する波長分散量を選択し、選択した波長分散量を波長分散固有値として固定フィルタ再設定回路５５７に出力する。

以上のように、最尤特性選択回路６５６は、偏波依存成分キャンセルアウト回路４５４から出力される偏波無依存伝達関数ベクトルから位相成分を抽出して周波数位相ベクトルを算出し、ルックアップテーブル６５５を参照して各波長分散量の周波数位相ベクトルを算出する。算出した２つの周波数位相ベクトルを比較することで波長分散固有値に対する尤度を算出する。最尤特性選択回路６５６は最も尤度の大きな波長分散量を波長分散固有値として選択し、出力する。これにより、分散固有値フィードバック部６５における演算負荷を、最小二乗法を用いて周波数位相ベクトルを二次関数にフィッティングをする分散固有値フィードバック部５５場合に比べて抑え、回路規模を削減することができる。

なお、波長分散固有値に加えて、光受信機における光電変換回路等の伝達関数や、固定的な伝達関数の推定も同様にルックアップテーブを用いて行うようにしてもよい。

ここで、上記の実施形態において用いられる重み付け相加平均と、重み付け相乗平均とについて補足する。最も単純な例は単純移動平均であり、多くの場合に適用可能である。相加平均に関しては、分散固有値の推定値をｑ（ｎ），（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ；ただしｎの値が大きいほど古い推定値とする）とした場合、重み付け平均値Ｑは次式（６）を用いて算出される。

相乗平均に関しては、ｎ番目に推定された伝達関数推定値をｈ_ｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ；ただしｎの値が大きいほど古い推定値とする）とした場合、重み付け相乗平均Ｈは次式（７）を用いて算出される。

波長分散量が時間に依存して変化している場合に重み付け平均が有効である。そのような場合、直近の推定値の重みを大きくし、古い推定値の重みを小さくして扱う必要がある。相加平均に関しては、忘却係数αを用いた指数移動平均を具体的な方法としてあげることができる。この場合の重み付け平均値Ｑは次式（８）を用いて算出される。

ただし、式（８）における忘却係数αは０＜α＜１である。このような重み付け相加平均処理は１タップのＩＩＲフィルタを用いることにより容易に実装できる。また、重み付け相乗平均Ｈは次式（９）を用いて算出される。

なお、式（９）においても忘却係数αは０＜α＜１である。

上述した各実施形態における光受信機又はデジタル信号処理装置によれば、光伝送路２０における波長分散量の測定誤差や、光伝送路２０における波長分散量の経時変化に伴う、固定フィルタ部４１の波長分散固有値の設定誤差に起因する残留分散の発生を抑圧することができる。また、第１の実施形態における光受信機３０においては、残留分散の抑圧のほか、光伝送路２０における光フィルタや電子デバイスの位相歪も半固定フィルタ部４２により補償することができる。

これにより、適応フィルタ部４３に入力するＨ偏波及びＶ偏波の複素デジタル信号から偏波に依存しない信号歪を除去することができる。例えば、本実施形態におけるデジタル信号処理装置をシンボルレート３２［Ｇｂａｕｄ］程度の１００［Ｇｂ／ｓ］用コヒーレント受信機に適用した場合、同じパフォーマンスであれば適応フィルタのタップ数を４タップ程度小さくすることができ、また同じタップ長でれば、１次の偏波モード分散耐力を６０［ｐｓ］程度改善できる。

また、偏波に依存しない信号歪を固定フィルタ部４１又は半固定フィルタ部４２にフィードバックする際に平均化処理を行うこと、あるいは固定フィルタ部４１の波長分散固有値の再設定動作においてルックアップテーブル６５５を利用することで、より安定な動作が期待できる。

適応フィルタのタップ係数から残留分散量や残留歪を算出する手法は、波長分散量が比較的小さな場合（例えば、３２［Ｇｂａｕｄ］において２００［ｐｓ／ｎｍ］以下）に顕著な効果が得られる。そこで、本実施形態における光受信機では、固定フィルタ部４１や半固定フィルタ部４２において波長分散を概ね等化した後に、上記の手法を適用する構成としている。これにより、残留波長分散と電子回路の位相リプル等の「偏波に依存しない信号歪」を、固定フィルタ部４１や半固定フィルタ部４２で等化する精度を向上させることができる。

上述した実施形態におけるデジタル信号処理装置をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。例えば、実施形態においてはデジタル信号処理装置は受信機に具備された装置として説明したが、各機能部を独立の装置として構成し、各装置をネットワークを通じて通信可能に接続することによりデジタル信号処理装置と同じ機能を有するデジタル信号処理システムとして構成してもよい。

１…光受信機
２…コヒーレント光検波部
３…アナログ−デジタル変換部
４…信号処理装置
５…半固定等化フィルタ部
６…バタフライ適応フィルタ部
７…伝達関数抽出部
８…伝達関数フィードバック部
９…キャリア位相再生部
１０…光送信機
２０…光伝送路
３０、３５…光受信機
３１…局発レーザ発生器
３２…イントラダイン・コヒーレント光検波部
３３…アナログ−デジタル変換器
３４…複素化部
４０、５０…デジタル信号処理装置
４１…固定フィルタ部
４２…半固定フィルタ部
４３…適応フィルタ部
４４…キャリア位相再生部
４５…伝達関数フィードバック部
５５、６５…分散固有値フィードバック部
４１１…シリアル−パラレル変換器
４１２…ＦＦＴ器
４１３−１、４１３−２、４１３−ｋ…乗算器
４１４…ＩＦＦＴ器
４１５…パラレル−シリアル変換器
４１６…タップ係数設定回路
４２１、４２２…半固定ＦＩＲフィルタ
４２３…タップ係数再設定回路
４３１−１、４３１−２、４３１−３、４３１−４…ＦＩＲフィルタ
４３２、４３３…加算器
４３４、４３５…誤差評価回路
４３６、４３７…タップ係数算出回路
４４１…ｍ乗回路
４４２…平均化回路
４４３…キャリア位相再生回路
４４４…遅延回路
４４５…乗算器
４５１…タップ係数読み出し回路
４５２…タップ係数循環シフト回路
４５３…離散フーリエ変換回路
４５４…偏波依存成分キャンセルアウト回路
４５５…指数重み付け相乗平均回路
４５６…離散逆フーリエ変換回路
４５７…タップ係数逆循環シフト回路
５５５…波長分散固有値算出回路
５５６…指数重み付け相加平均回路
５５７…固定フィルタ再設定回路
６５５…ルックアップテーブル
６５６…最尤特性選択回路
６５７…伝達関数ベクトル算出回路
６５８…誤差算出回路
６５９…選択回路

Claims (6)

1. 受信した光信号から得られる信号に対して処理を行う信号処理システムであって、
   前記信号における波長分散を含む偏波に依存しない信号歪を補償する第１のフィルタ部と、
   前記第１のフィルタ部の出力に対して偏波に依存する信号歪を適応等化フィルタを用いて補償する第２のフィルタ部と、
   前記第２のフィルタ部の適応等化フィルタにおいて用いられるタップ係数に基づいて偏波に依存しない信号歪に対応する伝達関数を算出し、算出した伝達関数に基づいて前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新するフィードバック部と
   を備えることを特徴とする信号処理システム。
2. 請求項１に記載の信号処理システムにおいて、
   前記フィードバック部は、
   前記算出した伝達関数から波長分散固有値を算出し、算出した波長分散固有値に基づいて前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新する
   ことを特徴とする信号処理システム。
3. 請求項２に記載の信号処理システムにおいて、
   前記フィードバック部は、
   前記第２のフィルタ部の適応等化フィルタにおいて用いられるタップ係数の変化に応じて、前記波長分散固有値を複数回算出し、算出した複数の波長分散固有値の平均値に基づいて、前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新する
   ことを特徴とする信号処理システム。
4. 請求項１に記載の信号処理システムにおいて、
   前記フィードバック部は、
   前記伝達関数を複数回算出し、算出した複数の伝達関数の平均値に基づいて、前記第１のフィルタ部におけるタップ係数を更新する
   ことを特徴とする信号処理システム。
5. 請求項２又は請求項３のいずれかに記載の信号処理システムにおいて、
   前記フィードバック部は、
   前記受信した光信号において想定しうる範囲の波長分散量が予め記憶されているテーブルを有し、
   前記算出した伝達関数と、前記テーブルに記憶されている波長分散量に対応する伝達関数とを比較した結果に基づいて、前記テーブルに記憶されている波長分散量から前記波長分散固有値を選択する
   ことを特徴とする信号処理システム。
6. 受信した光信号から得られる信号に対して処理を行う信号処理システムにおける信号処理方法であって、
   前記信号における波長分散を含む偏波に依存しない信号歪を補償する第１のフィルタリング過程と、
   前記第１のフィルタリング過程の出力に対して偏波に依存する信号歪を適応等化フィルタを用いて補償する第２のフィルタリング過程と、
   前記第２のフィルタリング過程の適応等化フィルタにおいて用いられるタップ係数に基づいて偏波に依存しない信号歪に対応する伝達関数を算出し、算出した伝達関数に基づいて前記第１のフィルタリング過程において用いるタップ係数を更新するフィードバック過程と
   を有することを特徴とする信号処理方法。

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