JP5850041B2 - 光受信器、偏波分離装置、および光受信方法 - Google Patents
光受信器、偏波分離装置、および光受信方法 Download PDFInfo
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Description
本発明は光受信器、偏波分離装置、および光受信方法に関し、特に、偏波多重コヒーレント光受信装置に用いる光受信器、偏波分離装置、および光受信方法に関する。
光伝送システムにおけるコヒーレント光受信方式は、通信環境の大容量化の要望に伴い重要な技術となっている。コヒーレント光受信方式は、光の振幅と位相のいずれか、もしくは両方に、伝送する情報を印加して伝送する。この振幅や位相に印加された情報を受信するために、受信した光を、それとほぼ同じ光の周波数を有する局部発振光と混合し、混合により発生する干渉光を光検出器で検出して電気信号に変換する。変換された電気信号は、後段のデジタル信号処理回路によりデジタル処理されて復調信号が得られる。
このような光伝送システムにおいて、光の直交する２つの偏波（ＸおよびＹ）を利用して２つの独立した信号を多重して送信する偏波多重技術は、単一の偏波を利用した光伝送システムと比較して、２倍のスペクトル効率を得ることが可能である。そのため、偏波多重コヒーレント光受信技術は、近年多くの光伝送システムで使用されるようになってきた。
図１は、偏波多重コヒーレント光受信方式を適用した一般的な光受信装置の構成例を示すブロック図である。
この光受信装置５００は、入力信号光として、変調された搬送波が偏波多重された信号光をコヒーレント受信する。変調方式の例として、位相偏移変調、直交位相振幅変調がある。ここでは、変調方式として、位相偏移変調を例として用いる。
図示しない光ファイバ伝送路を経由して伝搬されてくる信号光が、光受信装置の偏波ビームスプリッタ５１１に入力する。偏波ビームスプリッタ５１１は入力する信号光をＸ成分の偏波とＹ成分の偏波に分離する。分離された各成分は、それぞれの成分に対応する光ハイブリッド回路５２１、５２２に出力される。また、局部発振光源５６０から出力される局発光も、偏波ビームスプリッタ５１２によりＸ成分およびＹ成分の偏波に分離され、それぞれの対応する光ハイブリッド回路５２１、５２２に出力される。
それぞれの光ハイブリッド回路５２１、５２２は、入力した信号光および局発光を混合し、位相が互いに９０度異なる２組の光、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ：同相）成分及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：直交）成分、を出力する。
これらのＩ成分およびＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ（Ｏｐｔｉｃａｌ／Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）変換部５３１、５３２にそれぞれ入力され、光電変換が行われ、ゲイン調整等が行われたアナログ電気信号として出力される。そして、このアナログ電気信号は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部５４１、５４２に入力され、適切な時間間隔でサンプリングされて量子化されたデジタル信号に変換される。
このように、入力した光信号が、（ＩＸ、ＱＸ：Ｘ偏波の同相および直交）成分の信号と（ＩＹ、ＱＹ：Ｙ偏波の同相および直交）成分のデジタル信号に変換され、デジタル信号処理部５５０によりデジタル処理される。
なお、光ファイバ伝送路中の信号の偏波状態は、光ファイバに加わる圧力などの様々な外的要因によって変化させられる。そのため、送信側ではＸ偏波とＹ偏波にそれぞれ独立した信号として多重したにもかかわらず、光ファイバ伝送中にクロストークが発生して、受信側ではＸ偏波とＹ偏波のそれぞれに相手側に多重された信号も含まれて受信される。つまり、デジタル信号処理部５５０に入力される前のデジタル信号である（ＩＸ、ＱＸ）成分および（ＩＹ、ＱＹ）成分は不完全な偏波分離状態となっている。また、受信した信号光には光ファイバ中の伝送に起因する伝送歪も含まれている。
デジタル信号処理部５５０は、このような状態のデジタル信号の等化処理を行い、送信側で変調送信した信号を復調して出力する。
図２は、デジタル信号処理部５５０の中で使われるバタフライ型ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタの構成例を示すブロック図である。
偏波モード分散の等化処理や偏波分離がこのバタフライ型ＦＩＲフィルタにより行われ、概略、次のように機能する。
バタフライ型ＦＩＲフィルタは、ＦＩＲフィルタと各ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を生成する係数制御部６１１、６１２から構成されている。また、取り出した同一の偏波成分の信号を加算する複素加算器６３１、６３２を備える。図２では、各ＦＩＲフィルタをｈｘｘフィルタ６２１、ｈｘｙフィルタ６２２、ｈｙｘフィルタ６２３およびｈｙｙフィルタ６２４で示している。
例えば、送信側でＸ偏波に多重した信号をｈとし、Ｙ偏波に多重した信号をｖとする。また、受信側では、前述したようにＸ偏波にも信号ｖが、そしてＹ偏波にも信号ｈが含まれて受信されるものとする。
図２において、各偏波の電場に相当する信号が入力する。Ｘ偏波入力信号ＥＸは、ｈｘｘフィルタ６２１とｈｙｘフィルタ６２３に入力され、Ｙ偏波入力信号ＥＹは、ｈｙｙフィルタ６２４とｈｘｙフィルタ６２２に入力される。
ｈｘｘフィルタ６２１によって最適に重み付けられたＸ偏波入力信号と、ｈｘｙフィルタ６２２によって最適に重み付けられたＹ偏波入力信号を複素加算器６３１で足し合わせることで、Ｘ偏波に多重されている信号ｖと、Ｙ偏波に多重されている信号ｖを相殺し、信号ｈがＸ偏波出力信号Ｅｘとして出力される。
同様に、ｈｙｙフィルタ６２４によって最適に重み付けられたＹ偏波入力信号と、ｈｙｘフィルタ６２３によって最適に重み付けられたＸ偏波入力信号とを複素加算器６３２で足し合わせることで、Ｙ偏波に多重されている信号ｈと、Ｘ偏波に多重されている信号ｈを相殺し、信号ｖがＹ偏波出力信号Ｅｙとして出力される。
このようにして、バタフライ型ＦＩＲフィルタは、Ｘ偏波出力信号Ｅｘには信号ｈが、Ｙ偏波出力信号Ｅｙには信号ｖがそれぞれ出力するように、各偏波に多重された本来の信号を分離して出力する。
バタフライ型ＦＩＲフィルタが上記のように機能するために、係数制御部６１１、６１２は、複素加算器６３１、６３２からの出力信号をモニタして、常に最適なフィルタのタップ係数を適応的に供給するように制御している。
光ファイバ伝送路中の信号の偏波状態は様々な外的要因によって高速に変動する。そのため、上述の偏波分離の制御を適切に行うためには、受信側で想定する信号の偏波方向を何らかの方法で送信側の偏波方向に合わせる必要がある。このようなデジタル信号処理で、偏波分離のためのタップ係数制御を行うアルゴリズムとして、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）が一般的に知られている（例えば、非特許文献１、第５項参照）。
バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数は、非特許文献１に例示されているような更新則に従って更新される。ＣＭＡは、信号の振幅が一定となるＭ値位相変調信号、特に４値位相変調（ＱＰＳＫ、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を多重した信号を分離するために主に用いられている。ＣＭＡによるタップ係数の更新は、出力信号の振幅が一定になるように行われる。これによって更新されたバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数は、ちょうど送信信号に伝送路で与えられた効果の逆特性となるように収束し、偏波分離、偏波モード分散補償が行われる。
偏波分離を行うために使われるその他のアルゴリズムとして、Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ（ＬＭＳ）アルゴリズムが知られている。これは受信信号の判定を含むアルゴリズムであり、トレーニングシーケンスを使用して初期のタップ係数の収束性を確保しておく必要がある。このようなトレーニングを使用した場合には一定のペイロードに対してラインレートの増加を招く。これに対し、ＣＭＡは受信信号の判定を含まないブラインドの信号処理であり、タップ係数収束の速度とその構成の簡便さから利点がある。
なお、特許文献１には、偏波多重コヒーレント光受信装置に用いることができる適応型ブラインド等化装置が開示されている。特許文献１の適応型ブラインド等化装置は、Ｘ偏波成分の出力信号とＹ偏波成分の出力信号が同一の情報源に収束するというＣＭＡの問題を、トレーニングシーケンスを与えることなく防ぐことができる。この適応型ブラインド等化装置は、それぞれ独立して動作しているＸ偏波用又はＹ偏波用のフィルタ係数更新部からのフィルタ係数の出力を適宜、中止および再開することによりそれぞれの偏波成分の出力が同一の情報源に収束しないようにしている。
また、特許文献２には、光コヒーレント受信器の偏波分離装置において、出力信号の２つのチャネルが同じ信号源に収束するというＣＭＡの問題を解決するフィルタ係数調整装置が開示されている。このフィルタ係数調整装置は、出力信号の確率密度ができるだけ目標の確率密度に近づくようにフィルタ係数を調整する。目標の確率密度は、信号の２つのチャネルが異なる源に収束するという条件の下に計算されている。
更に、非特許文献２は、ＣＭＡを用いた偏波分離方式では、偏波多重した２値位相変調（ＢＰＳＫ、Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）された信号の偏波分離を適切に行うことができないことを指摘している。そして、非特許文献２は、ＣＭＡによるＢＰＳＫ信号の偏波分離の問題を解決する一つの技術を開示している。非特許文献２が開示するシステムは、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力されるＸ偏波成分またはＹ偏波成分のいずれか片方の、連続した２つの時間の出力信号の積を利用している。
特開２００９−２５３９７２号公報
特開２００９−２９６５９６号公報
Ｓ．Ｊ．Ｓａｖｏｒｙ，‘Ｄｉｇｉｔａｌ ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，’Ｏｐｔ Ｅｘｐｒｅｓｓ Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．２，８０４（２００８）
Ｍｅｎｇ Ｙａｎ ｅｔ ａｌ．，‘Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｂｌｉｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ ＢＰＳＫ Ｓｙｓｔｅｍ’ＥＣＯＣ ２０１０，１９−２３ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ，２０１０，Ｔｏｒｉｎｏ，Ｉｔａｌｙ
このような光伝送システムにおいて、光の直交する２つの偏波（ＸおよびＹ）を利用して２つの独立した信号を多重して送信する偏波多重技術は、単一の偏波を利用した光伝送システムと比較して、２倍のスペクトル効率を得ることが可能である。そのため、偏波多重コヒーレント光受信技術は、近年多くの光伝送システムで使用されるようになってきた。
図１は、偏波多重コヒーレント光受信方式を適用した一般的な光受信装置の構成例を示すブロック図である。
この光受信装置５００は、入力信号光として、変調された搬送波が偏波多重された信号光をコヒーレント受信する。変調方式の例として、位相偏移変調、直交位相振幅変調がある。ここでは、変調方式として、位相偏移変調を例として用いる。
図示しない光ファイバ伝送路を経由して伝搬されてくる信号光が、光受信装置の偏波ビームスプリッタ５１１に入力する。偏波ビームスプリッタ５１１は入力する信号光をＸ成分の偏波とＹ成分の偏波に分離する。分離された各成分は、それぞれの成分に対応する光ハイブリッド回路５２１、５２２に出力される。また、局部発振光源５６０から出力される局発光も、偏波ビームスプリッタ５１２によりＸ成分およびＹ成分の偏波に分離され、それぞれの対応する光ハイブリッド回路５２１、５２２に出力される。
それぞれの光ハイブリッド回路５２１、５２２は、入力した信号光および局発光を混合し、位相が互いに９０度異なる２組の光、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ：同相）成分及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：直交）成分、を出力する。
これらのＩ成分およびＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ（Ｏｐｔｉｃａｌ／Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）変換部５３１、５３２にそれぞれ入力され、光電変換が行われ、ゲイン調整等が行われたアナログ電気信号として出力される。そして、このアナログ電気信号は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部５４１、５４２に入力され、適切な時間間隔でサンプリングされて量子化されたデジタル信号に変換される。
このように、入力した光信号が、（ＩＸ、ＱＸ：Ｘ偏波の同相および直交）成分の信号と（ＩＹ、ＱＹ：Ｙ偏波の同相および直交）成分のデジタル信号に変換され、デジタル信号処理部５５０によりデジタル処理される。
なお、光ファイバ伝送路中の信号の偏波状態は、光ファイバに加わる圧力などの様々な外的要因によって変化させられる。そのため、送信側ではＸ偏波とＹ偏波にそれぞれ独立した信号として多重したにもかかわらず、光ファイバ伝送中にクロストークが発生して、受信側ではＸ偏波とＹ偏波のそれぞれに相手側に多重された信号も含まれて受信される。つまり、デジタル信号処理部５５０に入力される前のデジタル信号である（ＩＸ、ＱＸ）成分および（ＩＹ、ＱＹ）成分は不完全な偏波分離状態となっている。また、受信した信号光には光ファイバ中の伝送に起因する伝送歪も含まれている。
デジタル信号処理部５５０は、このような状態のデジタル信号の等化処理を行い、送信側で変調送信した信号を復調して出力する。
図２は、デジタル信号処理部５５０の中で使われるバタフライ型ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタの構成例を示すブロック図である。
偏波モード分散の等化処理や偏波分離がこのバタフライ型ＦＩＲフィルタにより行われ、概略、次のように機能する。
バタフライ型ＦＩＲフィルタは、ＦＩＲフィルタと各ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を生成する係数制御部６１１、６１２から構成されている。また、取り出した同一の偏波成分の信号を加算する複素加算器６３１、６３２を備える。図２では、各ＦＩＲフィルタをｈｘｘフィルタ６２１、ｈｘｙフィルタ６２２、ｈｙｘフィルタ６２３およびｈｙｙフィルタ６２４で示している。
例えば、送信側でＸ偏波に多重した信号をｈとし、Ｙ偏波に多重した信号をｖとする。また、受信側では、前述したようにＸ偏波にも信号ｖが、そしてＹ偏波にも信号ｈが含まれて受信されるものとする。
図２において、各偏波の電場に相当する信号が入力する。Ｘ偏波入力信号ＥＸは、ｈｘｘフィルタ６２１とｈｙｘフィルタ６２３に入力され、Ｙ偏波入力信号ＥＹは、ｈｙｙフィルタ６２４とｈｘｙフィルタ６２２に入力される。
ｈｘｘフィルタ６２１によって最適に重み付けられたＸ偏波入力信号と、ｈｘｙフィルタ６２２によって最適に重み付けられたＹ偏波入力信号を複素加算器６３１で足し合わせることで、Ｘ偏波に多重されている信号ｖと、Ｙ偏波に多重されている信号ｖを相殺し、信号ｈがＸ偏波出力信号Ｅｘとして出力される。
同様に、ｈｙｙフィルタ６２４によって最適に重み付けられたＹ偏波入力信号と、ｈｙｘフィルタ６２３によって最適に重み付けられたＸ偏波入力信号とを複素加算器６３２で足し合わせることで、Ｙ偏波に多重されている信号ｈと、Ｘ偏波に多重されている信号ｈを相殺し、信号ｖがＹ偏波出力信号Ｅｙとして出力される。
このようにして、バタフライ型ＦＩＲフィルタは、Ｘ偏波出力信号Ｅｘには信号ｈが、Ｙ偏波出力信号Ｅｙには信号ｖがそれぞれ出力するように、各偏波に多重された本来の信号を分離して出力する。
バタフライ型ＦＩＲフィルタが上記のように機能するために、係数制御部６１１、６１２は、複素加算器６３１、６３２からの出力信号をモニタして、常に最適なフィルタのタップ係数を適応的に供給するように制御している。
光ファイバ伝送路中の信号の偏波状態は様々な外的要因によって高速に変動する。そのため、上述の偏波分離の制御を適切に行うためには、受信側で想定する信号の偏波方向を何らかの方法で送信側の偏波方向に合わせる必要がある。このようなデジタル信号処理で、偏波分離のためのタップ係数制御を行うアルゴリズムとして、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）が一般的に知られている（例えば、非特許文献１、第５項参照）。
バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数は、非特許文献１に例示されているような更新則に従って更新される。ＣＭＡは、信号の振幅が一定となるＭ値位相変調信号、特に４値位相変調（ＱＰＳＫ、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を多重した信号を分離するために主に用いられている。ＣＭＡによるタップ係数の更新は、出力信号の振幅が一定になるように行われる。これによって更新されたバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数は、ちょうど送信信号に伝送路で与えられた効果の逆特性となるように収束し、偏波分離、偏波モード分散補償が行われる。
偏波分離を行うために使われるその他のアルゴリズムとして、Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ（ＬＭＳ）アルゴリズムが知られている。これは受信信号の判定を含むアルゴリズムであり、トレーニングシーケンスを使用して初期のタップ係数の収束性を確保しておく必要がある。このようなトレーニングを使用した場合には一定のペイロードに対してラインレートの増加を招く。これに対し、ＣＭＡは受信信号の判定を含まないブラインドの信号処理であり、タップ係数収束の速度とその構成の簡便さから利点がある。
なお、特許文献１には、偏波多重コヒーレント光受信装置に用いることができる適応型ブラインド等化装置が開示されている。特許文献１の適応型ブラインド等化装置は、Ｘ偏波成分の出力信号とＹ偏波成分の出力信号が同一の情報源に収束するというＣＭＡの問題を、トレーニングシーケンスを与えることなく防ぐことができる。この適応型ブラインド等化装置は、それぞれ独立して動作しているＸ偏波用又はＹ偏波用のフィルタ係数更新部からのフィルタ係数の出力を適宜、中止および再開することによりそれぞれの偏波成分の出力が同一の情報源に収束しないようにしている。
また、特許文献２には、光コヒーレント受信器の偏波分離装置において、出力信号の２つのチャネルが同じ信号源に収束するというＣＭＡの問題を解決するフィルタ係数調整装置が開示されている。このフィルタ係数調整装置は、出力信号の確率密度ができるだけ目標の確率密度に近づくようにフィルタ係数を調整する。目標の確率密度は、信号の２つのチャネルが異なる源に収束するという条件の下に計算されている。
更に、非特許文献２は、ＣＭＡを用いた偏波分離方式では、偏波多重した２値位相変調（ＢＰＳＫ、Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）された信号の偏波分離を適切に行うことができないことを指摘している。そして、非特許文献２は、ＣＭＡによるＢＰＳＫ信号の偏波分離の問題を解決する一つの技術を開示している。非特許文献２が開示するシステムは、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力されるＸ偏波成分またはＹ偏波成分のいずれか片方の、連続した２つの時間の出力信号の積を利用している。
デジタル信号処理によるコヒーレント光受信において、タップ係数制御アルゴリズムとしてＣＭＡを使用した場合、偏波多重したＢＰＳＫ変調された信号（「ＢＰＳＫ変調された信号」を以降、「ＢＰＳＫ信号」と称す）の偏波分離を適切に行うことができないという課題がある。これは、非特許文献２にも指摘されていることである。
偏波多重したＢＰＳＫ信号の分離のためのタップ係数制御アルゴリズムとしてＣＭＡを使用した場合、タップ係数が所望する状態に収束せずに誤収束してしまうことがある。
図３Ａ、図３Ｂは、偏波多重されたＢＰＳＫ信号を、ＣＭＡを使用して偏波分離した場合に起こり得るコンスタレーション図を例示したものである。図３Ａ、図３Ｂは、２つのＢＰＳＫ信号を相対位相がπ／２の２つのキャリアに偏波多重して送信し、コヒーレント受信した信号に対してＣＭＡを使用して偏波分離を行い、その結果として出力したＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを表示した。
図３Ａ、図３Ｂに例示した出力信号はＢＰＳＫ信号の信号点配置と一致しておらず、適切に偏波分離ができていないことがわかる。
この原因を次に説明する。
ＢＰＳＫ信号の信号点は次のように表すことができる。
そして、２つのＢＰＳＫ信号、
が、それぞれのキャリア位相間に位相差π／２をもって混合された場合、
となる。ここで、αは、下記を満たす実数であり、右辺の全ての項にかかる位相項は省略した。
上式は、α≠０、１の場合においても下記を満たすので、ＦＩＲフィルタのタップ係数は、非特許文献１に記載されているＣＭＡの更新則によっては更新されない。
すなわち、バタフライ型ＦＩＲフィルタの入力に、キャリア位相間の相対位相がπ／２をもって混合されたＢＰＳＫ信号が入力すると、ＣＭＡは求める信号でない信号を出力したままタップ係数の収束が完了してしまう。また、ＣＭＡのタップ係数の更新則によって出力が上記のような信号となった場合にも同様の結果となる。
そのため、偏波分離されたはずの出力信号がＢＰＳＫ信号の信号配置と一致しないと、受信側での信号判定に誤りが生じ、その結果としてビット誤り率が増加する。また、受信信号がＢＰＳＫ信号の信号点であることを期待して作られたＢＰＳＫ復調用の信号処理回路が動作しなくなってしまう。
ＢＰＳＫ変調方式は、光信号の平均強度を一定とした場合の信号点間の距離が最も大きくなる変調方式であり、この方式で変調された信号を用いることにより、中継することなく伝送することが可能な距離が長くなる。そのため、ＢＰＳＫ変調方式は、海底ケーブルでの通信など長距離伝送の通信方式として利点を有する。そのため、偏波多重したＢＰＳＫ信号に対しても、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に偏波分離することが可能な方式が望まれる。
特許文献１や特許文献２は、ＣＭＡによる偏波分離の問題を解決する技術を開示しているが、それは出力信号の２つのチャネルが同じ信号源に収束するという問題である。従って、特許文献１や特許文献２は上述したような偏波多重したＢＰＳＫ信号に対するＣＭＡの課題については考慮されていない。
非特許文献２は、ＣＭＡによるＢＰＳＫ信号の偏波分離の問題を解決する一つの技術を開示している。しかし、非特許文献２が開示する技術は、同一信号の連続した２つの時間の出力の積を利用するので、周波数オフセット耐力を低下させるという課題がある。
本発明の目的は、トレーニングシーケンスを使用することなく、また周波数オフセット耐力を低下させることなく、偏波多重したＢＰＳＫ信号を適切に分離することができるコヒーレント光受信の光受信器、偏波分離装置および光受信方法を提供することにある。
偏波多重したＢＰＳＫ信号の分離のためのタップ係数制御アルゴリズムとしてＣＭＡを使用した場合、タップ係数が所望する状態に収束せずに誤収束してしまうことがある。
図３Ａ、図３Ｂは、偏波多重されたＢＰＳＫ信号を、ＣＭＡを使用して偏波分離した場合に起こり得るコンスタレーション図を例示したものである。図３Ａ、図３Ｂは、２つのＢＰＳＫ信号を相対位相がπ／２の２つのキャリアに偏波多重して送信し、コヒーレント受信した信号に対してＣＭＡを使用して偏波分離を行い、その結果として出力したＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを表示した。
図３Ａ、図３Ｂに例示した出力信号はＢＰＳＫ信号の信号点配置と一致しておらず、適切に偏波分離ができていないことがわかる。
この原因を次に説明する。
ＢＰＳＫ信号の信号点は次のように表すことができる。
そのため、偏波分離されたはずの出力信号がＢＰＳＫ信号の信号配置と一致しないと、受信側での信号判定に誤りが生じ、その結果としてビット誤り率が増加する。また、受信信号がＢＰＳＫ信号の信号点であることを期待して作られたＢＰＳＫ復調用の信号処理回路が動作しなくなってしまう。
ＢＰＳＫ変調方式は、光信号の平均強度を一定とした場合の信号点間の距離が最も大きくなる変調方式であり、この方式で変調された信号を用いることにより、中継することなく伝送することが可能な距離が長くなる。そのため、ＢＰＳＫ変調方式は、海底ケーブルでの通信など長距離伝送の通信方式として利点を有する。そのため、偏波多重したＢＰＳＫ信号に対しても、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に偏波分離することが可能な方式が望まれる。
特許文献１や特許文献２は、ＣＭＡによる偏波分離の問題を解決する技術を開示しているが、それは出力信号の２つのチャネルが同じ信号源に収束するという問題である。従って、特許文献１や特許文献２は上述したような偏波多重したＢＰＳＫ信号に対するＣＭＡの課題については考慮されていない。
非特許文献２は、ＣＭＡによるＢＰＳＫ信号の偏波分離の問題を解決する一つの技術を開示している。しかし、非特許文献２が開示する技術は、同一信号の連続した２つの時間の出力の積を利用するので、周波数オフセット耐力を低下させるという課題がある。
本発明の目的は、トレーニングシーケンスを使用することなく、また周波数オフセット耐力を低下させることなく、偏波多重したＢＰＳＫ信号を適切に分離することができるコヒーレント光受信の光受信器、偏波分離装置および光受信方法を提供することにある。
本発明の一形態である光受信器は、ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力するコヒーレント光検波手段と、複数の第１の電気信号が入力され、複数の第１の電気信号から複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出すバタフライ型ＦＩＲフィルタと、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して制御後のタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する係数制御手段とを含むことを特徴とする。
本発明の他の形態である偏波分離装置は、コヒーレント光検波手段で分離した直交２偏波の第１の各偏波成分信号から、送信側でＢＰＳＫ変調して偏波多重した２つの信号を第２の各偏波成分信号としてそれぞれ取り出すバタフライ型ＦＩＲフィルタと、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の各偏波成分信号の位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御してバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する係数制御手段とを含むことを特徴とする。
本発明の他の形態である光受信方法は、ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した前記光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力し、複数の第１の電気信号をバタフライ型ＦＩＲフィルタに入力し、複数の第１の電気信号から複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出し、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して制御後のタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力することを特徴とする。
本発明の他の形態である偏波分離装置は、コヒーレント光検波手段で分離した直交２偏波の第１の各偏波成分信号から、送信側でＢＰＳＫ変調して偏波多重した２つの信号を第２の各偏波成分信号としてそれぞれ取り出すバタフライ型ＦＩＲフィルタと、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の各偏波成分信号の位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御してバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する係数制御手段とを含むことを特徴とする。
本発明の他の形態である光受信方法は、ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した前記光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力し、複数の第１の電気信号をバタフライ型ＦＩＲフィルタに入力し、複数の第１の電気信号から複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出し、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して制御後のタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力することを特徴とする。
本発明によれば、コヒーレント光受信において、偏波多重したＢＰＳＫ信号を、トレーニングシーケンスを使用することなく、また周波数オフセット耐力を低下させることなく、適切に分離することができる。
図１は偏波多重コヒーレント光受信方式を適用した一般的な光受信装置の構成例を示すブロック図である。
図２はデジタル信号処理回路の中で使われるバタフライ型ＦＩＲフィルタの構成例を示すブロック図である。
図３Ａは偏波多重の際にキャリア位相差π／２をもって多重された偏波多重ＢＰＳＫ信号に対し、ＣＭＡによって偏波分離を行って誤収束を起こしたＸ偏波出力信号Ｅｘのコンスタレーション図である。
図３Ｂは偏波多重の際にキャリア位相差π／２をもって多重された偏波多重ＢＰＳＫ信号に対し、ＣＭＡによって偏波分離を行って誤収束を起こしたＹ偏波出力信号Ｅｙのコンスタレーション図である。
図４は本発明の第１の実施形態の光受信器の構成を示すブロック図である。
図５は第１の実施形態の光受信器の動作を示すフロー図である。
図６は本発明の実施形態の光受信器を含む光受信装置を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
図７Ａは第２の実施形態の偏波分離部から出力される所望のＸ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図７Ｂは第２の実施形態の偏波分離部から出力される所望のＹ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図７Ｃは第２の実施形態の偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号とＹ偏波成分の出力信号の積のコンスタレーション図のイメージ図である。
図８ＡはＣＭＡを用いて偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図８ＢはＣＭＡを用いて偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部から出力されるＹ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図８ＣはＣＭＡを用いて偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号とＹ偏波成分の出力信号の積のコンスタレーション図のイメージ図である。
図９は第２の実施形態における光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。
図１０は第２の実施形態における光受信器の係数制御部の動作を示すフロー図である。
図１１は第２の実施形態の別の光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。
図１２Ａは第２の実施形態の別の光受信器をシミュレーションした場合に、偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図である。
図１２Ｂは第２の実施形態の別の光受信器をシミュレーションした場合に、偏波分離部から出力されるＹ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図である。
図１３は第３の実施形態における光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。
図２はデジタル信号処理回路の中で使われるバタフライ型ＦＩＲフィルタの構成例を示すブロック図である。
図３Ａは偏波多重の際にキャリア位相差π／２をもって多重された偏波多重ＢＰＳＫ信号に対し、ＣＭＡによって偏波分離を行って誤収束を起こしたＸ偏波出力信号Ｅｘのコンスタレーション図である。
図３Ｂは偏波多重の際にキャリア位相差π／２をもって多重された偏波多重ＢＰＳＫ信号に対し、ＣＭＡによって偏波分離を行って誤収束を起こしたＹ偏波出力信号Ｅｙのコンスタレーション図である。
図４は本発明の第１の実施形態の光受信器の構成を示すブロック図である。
図５は第１の実施形態の光受信器の動作を示すフロー図である。
図６は本発明の実施形態の光受信器を含む光受信装置を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
図７Ａは第２の実施形態の偏波分離部から出力される所望のＸ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図７Ｂは第２の実施形態の偏波分離部から出力される所望のＹ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図７Ｃは第２の実施形態の偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号とＹ偏波成分の出力信号の積のコンスタレーション図のイメージ図である。
図８ＡはＣＭＡを用いて偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図８ＢはＣＭＡを用いて偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部から出力されるＹ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図のイメージ図である。
図８ＣはＣＭＡを用いて偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号とＹ偏波成分の出力信号の積のコンスタレーション図のイメージ図である。
図９は第２の実施形態における光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。
図１０は第２の実施形態における光受信器の係数制御部の動作を示すフロー図である。
図１１は第２の実施形態の別の光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。
図１２Ａは第２の実施形態の別の光受信器をシミュレーションした場合に、偏波分離部から出力されるＸ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図である。
図１２Ｂは第２の実施形態の別の光受信器をシミュレーションした場合に、偏波分離部から出力されるＹ偏波成分の出力信号のコンスタレーション図である。
図１３は第３の実施形態における光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。
本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
図４は、本発明の第１の実施形態の光受信器の構成を示すブロック図である。
尚、実施の形態は例示であり、開示の装置及びシステムは、以下の実施の形態の構成には限定されない。
第１の実施形態の光受信器は、コヒーレント光検波手段１、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２および係数制御手段３を含んで構成される。
コヒーレント光検波手段１は、ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力する。
バタフライ型ＦＩＲフィルタ２は、コヒーレント光検波手段１から出力される複数の第１の電気信号を入力し、複数の第１の電気信号から複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出す。
係数制御手段３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２から出力される第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ２のタップ係数を適応的に制御して制御後のタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタ２に出力する。
また、図４のバタフライ型ＦＩＲフィルタ２および係数制御手段３は、偏波分離装置の部分に相当する。そして、上記における第１の電気信号は、コヒーレント光検波手段１で分離した直交２偏波の各偏波成分信号（ＥＸ、ＥＹ）で、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号は、各偏波成分信号（Ｅｘ、Ｅｙ）である。
つまり、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２は、コヒーレント光検波手段１で分離した直交２偏波の第１の各偏波成分信号（ＥＸ、ＥＹ）から、送信側でＢＰＳＫ変調して偏波多重した２つの信号を第２の各偏波成分信号（Ｅｘ、Ｅｙ）としてそれぞれ取り出す。
係数制御手段３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２から出力される第２の各偏波成分信号（Ｅｘ、Ｅｙ）の位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ２のタップ係数を適応的に制御する。つまり、係数制御手段３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２の出力信号をモニタし、直交２偏波の各偏波出力信号の位相の和が０またはπとなるようにタップ係数を適宜更新してバタフライ型ＦＩＲフィルタ２に出力する。
ここで、タップ係数を適応的に制御するとは、例えばバタフライ型ＦＩＲフィルタ２を動作させながら、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２の入出力に応じて、所定のアルゴリズムに基づいてバタフライ型ＦＩＲフィルタ２のタップ係数を変化させることである。
つまり、偏波分離が適正に行われて所望の状態となった時には、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２が出力する第２の各偏波成分信号のそれぞれの出力信号を掛け合わせると、出力信号の積の位相が０またはπとなる。
図５は、第１の実施形態の光受信器の動作を示すフロー図である。
ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力する（Ｓ１０１）。複数の第１の電気信号をバタフライ型ＦＩＲフィルタに入力し、複数の第１の電気信号から複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出す（Ｓ１０２）。バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御する（Ｓ１０３）。そして、制御後のタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する（Ｓ１０４）。
このように、第１の実施形態の光受信器は、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号をモニタし、第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して出力する。つまり、偏波分離装置の部分では、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される偏波分離された第２の各偏波成分信号（Ｘ偏波成分とＹ偏波成分の各出力信号）をモニタして、２つの信号の位相の和が０またはπとなるようにタップ係数を適宜更新して出力する。つまり、第２の各偏波成分信号（Ｘ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力信号）を掛け合わせ、その積の位相が０またはπとなるようにタップ係数を制御して適宜更新する。
これにより、偏波多重して送信されたＢＰＳＫ信号を、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に分離することができる。また、バタフライ型ＦＩＲフィルタが出力する第２の各偏波成分信号（Ｘ偏波成分とＹ偏波成分の各出力信号）の積の情報を制御の指針にするので、周波数オフセット耐力を低下させることなく処理を行うことができる。
次に、第２の実施形態を説明する。
まず、システム構成を説明する。
図６は、本発明の実施形態の光受信器を含む光受信装置を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置２０は、２つのＢＰＳＫ信号を偏波多重した光信号を送信する。この２つのＢＰＳＫ信号が偏波多重された光信号は、光ファイバ伝送路３０を通り、光受信装置１０で受信される。
光受信装置１０は、コヒーレント光受信部１００、局部発振光源２００、Ａ／Ｄ変換部３００およびデジタル信号処理部４００を含んで構成される。なお、図６におけるコヒーレント光受信部１００は、図１で説明した光受信装置５００における偏波ビームスプリッタ５１１、５１２、光ハイブリッド回路５２１、５２２およびＯ／Ｅ変換部５３１、５３２を含んだ構成となっている。
光受信装置１０で受信された偏波多重された光信号は、コヒーレント光受信部１００においてＸ偏波成分とＹ偏波成分に分離され、それぞれの偏波成分に対して局部発振光源２００から出力される局発光と混合されてコヒーレント検波される。つまり、９０度光ハイブリッドである光ハイブリッド回路とＯ／Ｅ変換部に含まれる光検出器により検波され、それぞれの偏波成分に対して受信光信号の電場の複素包絡線の実部と虚部に相当する信号が電気信号として取り出される。
コヒーレント光受信部１００の出力はＡ／Ｄ変換部３００によりデジタル信号に変換され、デジタル信号処理部４００に渡される。
ここで、デジタル信号処理部４００に渡されるデジタル信号は、Ｘ偏波成分の電場の複素包絡線の実数成分（ＥＸｉ）と虚数成分（ＥＸｑ）およびＹ偏波成分の電場の複素包絡線の実数成分（ＥＹｉ）と虚数成分（ＥＹｑ）に相当する信号である。
デジタル信号処理部４００では、光ファイバ伝送路における信号劣化を補正する処理が行われたのちに信号データが識別される。
例えば、図６に示すように、デジタル信号処理部４００は、分散補償部４１０、リタイミング部４２０、偏波分離部４３０、キャリア位相補償部４４０およびデータ識別部４５０を含む構成となっている。そして、この偏波分離部４３０が、前述した第１の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分であり、第２の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分であり、また後述する第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分である。
分散補償部４１０およびリタイミング部４２０では、それぞれ伝送路における波長分散の補償、リサンプリングによるＡ／Ｄ変換部３００で行われたサンプリングタイミングの最適化が行われる。そして、その処理が行われた信号が偏波分離部４３０に入力される。
なお、本説明では、リサンプリング後のサンプリングレートを１シンボル時間当たり１サンプルとする。また、リサンプリング後のサンプリングレートを１シンボル時間当たりＮサンプルとして、偏波分離部４３０の後に図示しないダウンサンプリング部を挿入することにより、１シンボル時間当たり１サンプルとするように構成してもよい。
偏波分離部４３０は偏波分離信号処理を行う。一般に、受信機で受信した光信号の偏波成分は、送信機で送信したときの偏波成分と異なっている。つまり、コヒーレント光受信部から出力されたそれぞれの偏波成分の信号（ＥＸ、ＥＹ）には、送信側で送信したときのそれぞれの偏波成分の信号が混合されたものになっている。そのため、偏波分離部４３０ではバタフライ型ＦＩＲフィルタを用いて偏波分離を行い、送信機で送信したときの本来の偏波成分の信号（Ｅｘ、Ｅｙ）を取り出す処理を行う。
偏波分離部４３０の出力はキャリア位相補償部４４０に入力されてキャリア位相が補償される。そして、データ識別部４５０はデータ識別を行い、識別したデータを受信データとして出力する。
次に、偏波分離部４３０で実行される処理を詳細に説明する。
なお本説明では、デジタル信号処理は複素数を扱うものとする。複素数値の信号処理は、その実部と虚部に分けて、全て実数だけの演算に置き換えてもよい。
偏波分離部４３０には、Ｘ偏波信号ＥＸ＝ＥＸｉ＋ｉＥＸｑおよびＹ偏波信号ＥＹ＝ＥＹｉ＋ｉＥＹｑが入力する。
偏波分離部４３０に含まれる係数制御部は、バタフライ型ＦＩＲフィルタから分離されて出力される２つの信号の位相の和が０またはπとなるように、タップ係数を適応的に制御する。言い換えれば、係数制御部は、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波出力信号とＹ偏波出力信号の２つの出力信号の積の情報に基づいてバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御する。
最初に、本実施形態の動作の原理を説明する。
下記の２つのＢＰＳＫ信号を偏波多重することを考える。
ここで、Φｘ、Φｙはそれぞれのキャリア位相である。
送信側で偏波多重した信号は、受信側の光受信装置１０で受信したときには、想定する偏波成分とは異なる偏波成分にも混合し、コヒーレント光受信部１００の不完全性も考慮すると、その出力は下記のように書くことができる。
これが偏波分離部４３０に入力し、偏波分離が適切に行われて、所望の状態で出力されたときは下記のようになる。
なお、それぞれの出力は規格化した。
一方、偏波分離部４３０においてＣＭＡを用いた偏波分離が行われ、誤収束が起こったときの状態は次のように書ける。
ここで、Ｘ偏波成分の出力信号ＥｘとＹ偏波成分の出力信号Ｅｙを掛け合わせた積である、ＥｘＥｙという量を考える。偏波分離が適切に行われて、所望の状態でそれぞれの偏波成分の信号が出力されたときは下記のようになる。
一方、ＣＭＡを用いた偏波分離が行われて誤収束が起こった状態では、その積は下記のようになる。
すなわち、偏波分離が適切に行われた所望の状態では、偏波分離部４３０から出力されるＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力信号の位相の和が０またはπとなる。それに対して、ＣＭＡを用いた偏波分離が行われて誤収束が起こった状態では、下記項の存在によってそうはなり得ない。
偏波分離部４３０から出力される、偏波分離が適切に行われた所望のＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力信号と、その２つの出力信号の積のコンスタレーション図のイメージ図を図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃに示す。
同様に、ＣＭＡを使用して偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部４３０から出力されるＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力信号と、その場合の２つの出力信号の積のコンスタレーション図のイメージ図を図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃに示す。
以上より、偏波分離部４３０のＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御することで、適切に偏波分離を行うことができる。
このように、第２の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分は、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波成分とＹ偏波成分の２つの出力信号の積の情報を制御の指針として利用する。そして、その制御の目標は出力信号の積が理想的な状態、すなわち適切に偏波分離された２つのＢＰＳＫ信号の積がとるべき状態となるように制御することである。
つまり、ＢＰＳＫ信号の場合、この出力の積の理想的な状態が、位相が０またはπとなるということである。言い換えれば、送信側でＢＰＳＫ変調した信号と同じ状態になるということであり、偏波分離部４３０のＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるということである。
また、ＢＰＳＫ信号を適切に偏波分離した出力の積の理想的な状態が、位相が０またはπとなるということは、適切に偏波分離されたときの所望値として「出力の積の虚部の大きさが０」と言い換えることができる。また、別の所望値として「出力の積の実部の大きさが０でないある所定値」であるということもできる。そして、偏波分離部４３０の出力をモニタしたとき、Ｘ偏波出力信号とＹ偏波出力信号の積が上記のような特徴をもっていないなら、それは適切に偏波分離された状態でないことを意味する。
そのため、モニタ時の状態と理想状態とのずれを最小にするような制御を実行すれば良い。このずれがタップ係数の関数として表されるならば、最急降下法により、ずれのタップ係数に対する勾配を計算し、タップ係数を更新することでずれを最小にすることができ、結果として理想状態が得られる。
また、ある量の所望値からのずれの大きさと、別のある量の所望値からのずれの大きさは、同時に制御に使用することができる。そのため、上記の虚数部分を所望値として制御する場合と、実数部分を所望値として制御する場合とを同時に行っても良いし、それらを組み合わせて制御するようにしても良い。
図９は、第２の実施形態における光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。これは、図６の偏波分離部４３０に相当する。
偏波分離部４３０は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１とそのフィルタ係数を制御する係数制御部２１を含む構成となっている。
バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１は、コヒーレント光検波手段でＸ偏波成分とＹ偏波成分とに分離したそれぞれの偏波成分信号から、送信側でＢＰＳＫ変調して偏波多重した２つの信号をそれぞれ取り出す。つまり、Ｘ偏波入力信号ＥＸとＹ偏波入力信号ＥＹを入力してＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを出力する。
係数制御部２１は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１から出力される偏波分離された２つの信号の位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を適応的に制御する。つまり、係数制御部２１は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを入力し、それらの出力信号を掛け合わせ、その積の位相が０またはπとなるようにタップ係数を適宜更新する。
図９に示すように、係数制御部２１は、実部計算部２１１、虚部計算部２１２およびタップ制御部２１３を含む構成となっている。このとき、係数制御部２１は、実部計算部２１１とタップ制御部２１３を含む構成、虚部計算部２１２とタップ制御部２１３を含む構成、および実部計算部２１１と虚部計算部２１２とタップ制御部２１３を含む構成の３種類の構成となり得る。
実部計算部２１１は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の実数部を計算して出力する。虚部計算部２１２は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の虚数部を計算して出力する。
タップ制御部２１３は、上述した係数制御部２１の構成に応じて、実部計算部２１１もしくは虚部計算部２１２、または、実部計算部２１１および虚部計算部２１２から、計算結果の情報を入力する。タップ制御部２１３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の実数部の値を実部計算部２１１から入力する。また、タップ制御部２１３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の虚数部の値を虚部計算部２１２から入力する。
タップ制御部２１３は、係数制御部２１の構成に応じて、実数部および虚数部それぞれの値と所望値とのずれを最小とするようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を更新する制御を行う。つまり、虚数部の所望値「０」、実数部の所望値「０でないある所定値」と、モニタ時点のバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１の出力状態から得られる値とのずれの大きさがタップ係数の関数として表される。そして、タップ制御部２１３は、ずれのタップ係数に対する勾配を計算して、最急降下法により更新したタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１に供給する。
図１０は、係数制御部２１の動作を示すフロー図である。
まず、バタフライ型ＦＩＲフィルタが出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを入力する（Ｓ２０１）。
そして、入力したＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた値を求める（Ｓ２０２）。このとき求める値は、実数部もしくは虚数部、または、実数部および虚数部の両方を任意に求めて良い。
掛け合わせた値の所望値からのずれの大きさが最小になるよう、ずれのタップ係数に対する勾配を計算してタップ係数を更新する（Ｓ２０３）。そして、更新したタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する（Ｓ２０４）。
以上のようにして、係数制御部２１はバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を適応的に制御する。
上述した偏波分離部４３０のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を制御するために、上記の「所望値からのずれの大きさ」として、例えば次のようなコスト関数を用いることができる。
そして、このコスト関数が最小になるように、このコスト関数のそれぞれのタップ係数に関する勾配を求め、最急降下法によってタップ係数を制御すればよい。ここで、Ｒｅ［ａ］はａの実数部を表す。
バタフライ型ＦＩＲフィルタを１タップとして、その入出力の関係を次のように表す。
この場合の最急降下法による係数の更新則は、次のような式（１）〜（４）となる。
ここで、μは係数へのフィードバックの大きさを表すパラメータである。また、Ｅ＊はＥの複素共役を表す。これはＮタップの場合に容易に拡張できる。
上記の式（１）〜（４）のバタフライ型ＦＩＲフィルタの係数更新則によって、誤収束を起こすことなく偏波分離され、所望の状態のＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙが出力される。
図１１は、第２の実施形態において、上記の式（１）〜（４）でバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御する場合の偏波分離部４３０の構成を示したブロック図である。この偏波分離部４３０は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１と係数制御部２２とを含んで構成される。
偏波分離部４３０には、一般に２つの偏波多重された信号が混合した、Ｘ偏波入力信号ＥＸ、Ｙ偏波入力信号ＥＹがそれぞれ入力する。そして、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１によってＸ偏波出力信号Ｅｘ、Ｙ偏波出力信号Ｅｙが出力される。
バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数は係数制御部２２によって制御される。
係数制御部２２は、実数計算部２２１と複素共役取得部２２２、２２３を含む。実数計算部２２１は、Ｘ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせて、式（１）〜（４）の右辺第二項の実数部の計算を行う。複素共役部２２２は、Ｘ偏波入力信号ＥＸとＸ偏波出力信号Ｅｘのそれぞれの複素共役をとる。そして、複素共役部２２３は、Ｙ偏波入力信号ＥＹとＹ偏波出力信号Ｅｙの複素共役をとる。係数制御部２２は、実数計算部２２１で算出した２つの出力信号Ｅｘ、Ｅｙの積の実数部と、複素共役取得部２２２、２２３で得られた各信号ＥＸ、Ｅｘ、ＥＹ、およびＥｙそれぞれの複素共役とを組み合わせて、式（１）〜（４）の右辺第二項を形成する。
このように、係数制御部２２は、上記の式（１）〜（４）の右辺第二項によってタップ係数を制御している。つまり、式（１）〜（４）の右辺第二項がタップ係数の更新量に相当し、これを求めることを「タップ係数に対する勾配を求める」と称す。これによって、偏波分離部４３０のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなり、誤収束を起こさず、適切な偏波分離が達成される。
つまり、Ｘ偏波出力信号とＹ偏波出力信号を掛け合わせた出力信号の積の値と、２つの多重された信号が適正に偏波分離された場合にとり得る所望値とのずれの大きさがコスト関数で表される。そして、図１１に示す偏波分離部４３０の係数制御部２２は、最急降下法により求まる式に基づいてバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する制御を行っている。
図１２Ａ、図１２Ｂは、図６に示したシステム構成により、第２の実施形態の光受信器をシミュレーションした場合の、偏波分離部４３０から出力されるそれぞれの出力信号のコンスタレーション図を示したものである。
偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置２０において、偏波多重の際にそれぞれのキャリア位相に位相差π／２をつけて、ＣＭＡによる偏波分離を行った場合には図３に示したような信号が出力され、誤収束を引き起こす場合をシミュレートした。なお、この場合の光受信装置１０は、偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置２０から送信されるキャリア周波数と、光受信装置１０内の局部発振光源２００の周波数を一致させてホモダイン検波としている。
図１２Ａ、図１２Ｂは、図３の場合とは異なり、偏波分離部４３０のそれぞれの出力信号で２値の信号点配置が得られている。図１１のＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙはキャリア位相がπ／２だけずれているが、このようにそれぞれのＢＰＳＫ信号に分離できてさえいれば問題にはならない。つまり、それぞれのキャリア位相は後段のキャリア位相補償部でそれぞれ独立に補償することができるので問題にはならない。このように、本発明により、偏波多重したＢＰＳＫ信号が適切に分離される。
以上に、一つのコスト関数を例にして、式（１）〜（４）でバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御する場合について説明した。
しかし、偏波分離部４３０のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するためのコスト関数は上式に限らない。例えば、下記のコスト関数やそれらの組み合わせを使用することができる。
ここで、Ｉｍ［ａ］はａの虚数部分を表す。
例えば、ｆ＝（Ｉｍ［ＥｘＥｙ］）４の場合であれば、最急降下法による係数の更新則は次のような式となる。
このように、虚数部分を扱う更新則に基づいて偏波分離部４３０のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御しても良い。
また、ある量の所望値からのずれの大きさと、別のある量の所望値からのずれの大きさは、同時に制御に使用することができる。そのため、上記の虚数部分を所望値として制御する場合と、実数部分を所望値として制御する場合とを同時に行っても良いし、それらを組み合わせて制御するようにしても良い。
つまり、最急降下法によれば、ξを変数とする関数ｆ（ξ）を最小化するξを求めるために、ξを以下の更新則によって制御する。
すなわち、αｆ（ξ）＋βｇ（ξ）を最小化するξは、下記のようにして求めることができる。
なお、上式では、αμをμに、βμをνに変数を置きなおしている。
これによれば、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１を用いた偏波分離において、最小化すべきコスト関数が２つあれば、それぞれのコスト関数を利用したタップ係数の更新は重ねて行うことができる。
例えば、上述した虚数部分を扱う更新則の式を、式（１）〜（４）の実数部分を扱う更新則と組み合わせた式に基づいてタップ係数を制御することができる。
上記の虚数部分を扱う更新則の式と、実数部分を扱う式（１）〜（４）の更新則とを組み合わせた式に基づいてタップ係数を制御する場合には、次の式によるタップ係数の更新制御が行われることになる。
つまり、第２の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分は、次のように動作するものであって良い。まず、バタフライ型ＦＩＲフィルタの２つの出力信号の積を計算し、その実数部分の大きさの所望値からのずれ、虚数部分の大きさの所望値からのずれおよびそれらの組み合わせのいずれかにおいて、それぞれのタップ係数に対する勾配を求める。そして、その実数部分の大きさの所望値からのずれ、虚数部分の大きさの所望値からのずれおよびそれらの組み合わせのいずれかにおいて、ずれを最小とするようにタップ係数を制御する。
これにより、偏波多重して送信されたＢＰＳＫ信号を、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に分離することができる。また、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波成分とＹ偏波成分の２つの出力信号の積の情報を制御の指針にするので、周波数オフセット耐力を低下させることなく処理を行うことができる。
次に、第３の実施形態を説明する。
図６のシステム構成図は第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分に関しても適用される。そして、第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分は、図６に示すデジタル信号処理部４００の偏波分離部４３０に相当する。
図１３は、第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分である偏波分離部４３０の構成を示すブロック図である。
偏波分離部４３０は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１、第１の係数制御部２３、２４、および第２の係数制御部２５を含んで構成される。それぞれの第１の係数制御部２３、２４は、ＣＭＡを用いてバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御する係数制御部である。また、第２の係数制御部２５は、第２の実施形態で説明した手法によりタップ係数を制御する係数制御部である。
第３の実施形態の偏波分離装置である偏波分離部４３０は、ＣＭＡと第２の実施形態で説明した手法を組み合わせて偏波分離を行う。
ＣＭＡによるタップ係数の更新則は非特許文献１に記載されているように下記式（５）〜（８）となる。
ここで、νは、ＣＭＡによるタップ係数へのフィードバックの大きさを表すパラメータである。
偏波分離部４３０の第１の係数制御部２３、２４にはそれぞれ、ＥＸ、ＥＹ、ＥｘとＥＸ、ＥＹ、Ｅｙが入力されて、第１の係数制御部２３は式（５）、（６）の右辺第二項を、第１の係数制御部２３は式（７）、（８）の右辺第二項を計算して出力する。つまり、各第１の係数制御部は、バタフライ型ＦＩＲフィルタのそれぞれの出力の強度の所望値からのずれの、それぞれのバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数に対する勾配を求める。そして、第２の係数制御部２１は、図１１に示した第２の実施形態の係数制御部と同様に、式（１）〜（４）の右辺第二項をそれぞれ出力する。
偏波分離部４３０は、例えば、第１の係数制御部２３で計算された式（５）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（１）の右辺第二項の和をとる。そして、その和をバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｘｘに加えることによってこれを更新する。
同様に、第１の係数制御部２３で計算された式（６）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（２）の右辺第二項の和がバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｘｙに加えられる。第１の係数制御部２４で計算された式（７）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（３）の右辺第二項の和がバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｙｘに加えられる。そして、第１の係数制御部２４で計算された式（８）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（４）の右辺第二項の和がバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｙｙに加えられる。
これによって、ＣＭＡと第２の実施形態で説明した手法を組み合わせて偏波分離を行うことができる。
なお、ＣＭＡによるタップ係数の更新と、第２の実施形態で説明した手法によるタップ係数の更新は、必ずしも同時である必要はない。ＣＭＡによるタップ係数の更新をある程度行った後に、第２の実施形態で説明した手法によるタップ係数の更新を行ってもよい。また、これら２つのタップ係数へのフィードバックの大きさを変えてもよい。すなわち、式（１）〜（４）のμと式（５）〜（８）のνの値を同じとしてもよいし、異なる値としてもよい。
第３の実施形態は、第２の実施形態で例示した下記のコスト関数を利用して、式（１）〜（４）によってタップ係数を更新する手法と比較して、より安定して偏波分離、偏波モード分散補償を行うことができる。
それは、ＣＭＡを用いたタップ係数の更新を行うことによって偏波分離部４３０の出力振幅が一定となることが保証されるからである。
また、第３の実施形態においても偏波多重して送信されたＢＰＳＫ信号を、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に分離することができる。また、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波成分とＹ偏波成分の２つの出力信号の積の情報を制御の指針にするので、周波数オフセット耐力を低下させることなく処理を行うことができる。
以上に説明したように、本発明の実施形態の光受信器は、偏波分離装置部分のバタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される２つの出力信号の積を制御の指針として用いている。このような、偏波分離に用いるバタフライ型ＦＩＲフィルタのそれぞれの出力信号の積の、例えば実数部分の大きさの所望値からのずれの平均、または虚数部分の大きさの所望値からのずれの平均に相当する量は、本発明の実施形態以外の場面でも使うことができる。つまり、ＢＰＳＫ変調のみならず他の変調方式においても、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される２つの出力信号の積を、偏波分離に用いるバタフライ型ＦＩＲフィルタの係数の制御の追加の情報として利用することができる。
なお、以上の説明において、偏波分離の手段としてバタフライ型ＦＩＲフィルタを用いて説明したが、これに限られることはない。例えば、周波数領域で構成したバタフライ型のデジタルフィルタを使用することとし、その係数を制御してもよい。一般的に、これらのフィルタは偏波分離の手段と呼ばれることがある。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる
この出願は、２０１１年３月２日に出願された日本出願特願２０１１−０４５１８９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
図４は、本発明の第１の実施形態の光受信器の構成を示すブロック図である。
尚、実施の形態は例示であり、開示の装置及びシステムは、以下の実施の形態の構成には限定されない。
第１の実施形態の光受信器は、コヒーレント光検波手段１、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２および係数制御手段３を含んで構成される。
コヒーレント光検波手段１は、ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力する。
バタフライ型ＦＩＲフィルタ２は、コヒーレント光検波手段１から出力される複数の第１の電気信号を入力し、複数の第１の電気信号から複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出す。
係数制御手段３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２から出力される第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ２のタップ係数を適応的に制御して制御後のタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタ２に出力する。
また、図４のバタフライ型ＦＩＲフィルタ２および係数制御手段３は、偏波分離装置の部分に相当する。そして、上記における第１の電気信号は、コヒーレント光検波手段１で分離した直交２偏波の各偏波成分信号（ＥＸ、ＥＹ）で、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号は、各偏波成分信号（Ｅｘ、Ｅｙ）である。
つまり、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２は、コヒーレント光検波手段１で分離した直交２偏波の第１の各偏波成分信号（ＥＸ、ＥＹ）から、送信側でＢＰＳＫ変調して偏波多重した２つの信号を第２の各偏波成分信号（Ｅｘ、Ｅｙ）としてそれぞれ取り出す。
係数制御手段３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２から出力される第２の各偏波成分信号（Ｅｘ、Ｅｙ）の位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ２のタップ係数を適応的に制御する。つまり、係数制御手段３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２の出力信号をモニタし、直交２偏波の各偏波出力信号の位相の和が０またはπとなるようにタップ係数を適宜更新してバタフライ型ＦＩＲフィルタ２に出力する。
ここで、タップ係数を適応的に制御するとは、例えばバタフライ型ＦＩＲフィルタ２を動作させながら、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２の入出力に応じて、所定のアルゴリズムに基づいてバタフライ型ＦＩＲフィルタ２のタップ係数を変化させることである。
つまり、偏波分離が適正に行われて所望の状態となった時には、バタフライ型ＦＩＲフィルタ２が出力する第２の各偏波成分信号のそれぞれの出力信号を掛け合わせると、出力信号の積の位相が０またはπとなる。
図５は、第１の実施形態の光受信器の動作を示すフロー図である。
ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力する（Ｓ１０１）。複数の第１の電気信号をバタフライ型ＦＩＲフィルタに入力し、複数の第１の電気信号から複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出す（Ｓ１０２）。バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御する（Ｓ１０３）。そして、制御後のタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する（Ｓ１０４）。
このように、第１の実施形態の光受信器は、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される第２の電気信号をモニタし、第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して出力する。つまり、偏波分離装置の部分では、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される偏波分離された第２の各偏波成分信号（Ｘ偏波成分とＹ偏波成分の各出力信号）をモニタして、２つの信号の位相の和が０またはπとなるようにタップ係数を適宜更新して出力する。つまり、第２の各偏波成分信号（Ｘ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力信号）を掛け合わせ、その積の位相が０またはπとなるようにタップ係数を制御して適宜更新する。
これにより、偏波多重して送信されたＢＰＳＫ信号を、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に分離することができる。また、バタフライ型ＦＩＲフィルタが出力する第２の各偏波成分信号（Ｘ偏波成分とＹ偏波成分の各出力信号）の積の情報を制御の指針にするので、周波数オフセット耐力を低下させることなく処理を行うことができる。
次に、第２の実施形態を説明する。
まず、システム構成を説明する。
図６は、本発明の実施形態の光受信器を含む光受信装置を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置２０は、２つのＢＰＳＫ信号を偏波多重した光信号を送信する。この２つのＢＰＳＫ信号が偏波多重された光信号は、光ファイバ伝送路３０を通り、光受信装置１０で受信される。
光受信装置１０は、コヒーレント光受信部１００、局部発振光源２００、Ａ／Ｄ変換部３００およびデジタル信号処理部４００を含んで構成される。なお、図６におけるコヒーレント光受信部１００は、図１で説明した光受信装置５００における偏波ビームスプリッタ５１１、５１２、光ハイブリッド回路５２１、５２２およびＯ／Ｅ変換部５３１、５３２を含んだ構成となっている。
光受信装置１０で受信された偏波多重された光信号は、コヒーレント光受信部１００においてＸ偏波成分とＹ偏波成分に分離され、それぞれの偏波成分に対して局部発振光源２００から出力される局発光と混合されてコヒーレント検波される。つまり、９０度光ハイブリッドである光ハイブリッド回路とＯ／Ｅ変換部に含まれる光検出器により検波され、それぞれの偏波成分に対して受信光信号の電場の複素包絡線の実部と虚部に相当する信号が電気信号として取り出される。
コヒーレント光受信部１００の出力はＡ／Ｄ変換部３００によりデジタル信号に変換され、デジタル信号処理部４００に渡される。
ここで、デジタル信号処理部４００に渡されるデジタル信号は、Ｘ偏波成分の電場の複素包絡線の実数成分（ＥＸｉ）と虚数成分（ＥＸｑ）およびＹ偏波成分の電場の複素包絡線の実数成分（ＥＹｉ）と虚数成分（ＥＹｑ）に相当する信号である。
デジタル信号処理部４００では、光ファイバ伝送路における信号劣化を補正する処理が行われたのちに信号データが識別される。
例えば、図６に示すように、デジタル信号処理部４００は、分散補償部４１０、リタイミング部４２０、偏波分離部４３０、キャリア位相補償部４４０およびデータ識別部４５０を含む構成となっている。そして、この偏波分離部４３０が、前述した第１の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分であり、第２の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分であり、また後述する第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分である。
分散補償部４１０およびリタイミング部４２０では、それぞれ伝送路における波長分散の補償、リサンプリングによるＡ／Ｄ変換部３００で行われたサンプリングタイミングの最適化が行われる。そして、その処理が行われた信号が偏波分離部４３０に入力される。
なお、本説明では、リサンプリング後のサンプリングレートを１シンボル時間当たり１サンプルとする。また、リサンプリング後のサンプリングレートを１シンボル時間当たりＮサンプルとして、偏波分離部４３０の後に図示しないダウンサンプリング部を挿入することにより、１シンボル時間当たり１サンプルとするように構成してもよい。
偏波分離部４３０は偏波分離信号処理を行う。一般に、受信機で受信した光信号の偏波成分は、送信機で送信したときの偏波成分と異なっている。つまり、コヒーレント光受信部から出力されたそれぞれの偏波成分の信号（ＥＸ、ＥＹ）には、送信側で送信したときのそれぞれの偏波成分の信号が混合されたものになっている。そのため、偏波分離部４３０ではバタフライ型ＦＩＲフィルタを用いて偏波分離を行い、送信機で送信したときの本来の偏波成分の信号（Ｅｘ、Ｅｙ）を取り出す処理を行う。
偏波分離部４３０の出力はキャリア位相補償部４４０に入力されてキャリア位相が補償される。そして、データ識別部４５０はデータ識別を行い、識別したデータを受信データとして出力する。
次に、偏波分離部４３０で実行される処理を詳細に説明する。
なお本説明では、デジタル信号処理は複素数を扱うものとする。複素数値の信号処理は、その実部と虚部に分けて、全て実数だけの演算に置き換えてもよい。
偏波分離部４３０には、Ｘ偏波信号ＥＸ＝ＥＸｉ＋ｉＥＸｑおよびＹ偏波信号ＥＹ＝ＥＹｉ＋ｉＥＹｑが入力する。
偏波分離部４３０に含まれる係数制御部は、バタフライ型ＦＩＲフィルタから分離されて出力される２つの信号の位相の和が０またはπとなるように、タップ係数を適応的に制御する。言い換えれば、係数制御部は、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波出力信号とＹ偏波出力信号の２つの出力信号の積の情報に基づいてバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御する。
最初に、本実施形態の動作の原理を説明する。
下記の２つのＢＰＳＫ信号を偏波多重することを考える。
送信側で偏波多重した信号は、受信側の光受信装置１０で受信したときには、想定する偏波成分とは異なる偏波成分にも混合し、コヒーレント光受信部１００の不完全性も考慮すると、その出力は下記のように書くことができる。
一方、偏波分離部４３０においてＣＭＡを用いた偏波分離が行われ、誤収束が起こったときの状態は次のように書ける。
同様に、ＣＭＡを使用して偏波分離を行い、誤収束を起こした場合の偏波分離部４３０から出力されるＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力信号と、その場合の２つの出力信号の積のコンスタレーション図のイメージ図を図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃに示す。
以上より、偏波分離部４３０のＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御することで、適切に偏波分離を行うことができる。
このように、第２の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分は、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波成分とＹ偏波成分の２つの出力信号の積の情報を制御の指針として利用する。そして、その制御の目標は出力信号の積が理想的な状態、すなわち適切に偏波分離された２つのＢＰＳＫ信号の積がとるべき状態となるように制御することである。
つまり、ＢＰＳＫ信号の場合、この出力の積の理想的な状態が、位相が０またはπとなるということである。言い換えれば、送信側でＢＰＳＫ変調した信号と同じ状態になるということであり、偏波分離部４３０のＸ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるということである。
また、ＢＰＳＫ信号を適切に偏波分離した出力の積の理想的な状態が、位相が０またはπとなるということは、適切に偏波分離されたときの所望値として「出力の積の虚部の大きさが０」と言い換えることができる。また、別の所望値として「出力の積の実部の大きさが０でないある所定値」であるということもできる。そして、偏波分離部４３０の出力をモニタしたとき、Ｘ偏波出力信号とＹ偏波出力信号の積が上記のような特徴をもっていないなら、それは適切に偏波分離された状態でないことを意味する。
そのため、モニタ時の状態と理想状態とのずれを最小にするような制御を実行すれば良い。このずれがタップ係数の関数として表されるならば、最急降下法により、ずれのタップ係数に対する勾配を計算し、タップ係数を更新することでずれを最小にすることができ、結果として理想状態が得られる。
また、ある量の所望値からのずれの大きさと、別のある量の所望値からのずれの大きさは、同時に制御に使用することができる。そのため、上記の虚数部分を所望値として制御する場合と、実数部分を所望値として制御する場合とを同時に行っても良いし、それらを組み合わせて制御するようにしても良い。
図９は、第２の実施形態における光受信器の偏波分離装置部分の構成を示したブロック図である。これは、図６の偏波分離部４３０に相当する。
偏波分離部４３０は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１とそのフィルタ係数を制御する係数制御部２１を含む構成となっている。
バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１は、コヒーレント光検波手段でＸ偏波成分とＹ偏波成分とに分離したそれぞれの偏波成分信号から、送信側でＢＰＳＫ変調して偏波多重した２つの信号をそれぞれ取り出す。つまり、Ｘ偏波入力信号ＥＸとＹ偏波入力信号ＥＹを入力してＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを出力する。
係数制御部２１は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１から出力される偏波分離された２つの信号の位相の和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を適応的に制御する。つまり、係数制御部２１は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを入力し、それらの出力信号を掛け合わせ、その積の位相が０またはπとなるようにタップ係数を適宜更新する。
図９に示すように、係数制御部２１は、実部計算部２１１、虚部計算部２１２およびタップ制御部２１３を含む構成となっている。このとき、係数制御部２１は、実部計算部２１１とタップ制御部２１３を含む構成、虚部計算部２１２とタップ制御部２１３を含む構成、および実部計算部２１１と虚部計算部２１２とタップ制御部２１３を含む構成の３種類の構成となり得る。
実部計算部２１１は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の実数部を計算して出力する。虚部計算部２１２は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の虚数部を計算して出力する。
タップ制御部２１３は、上述した係数制御部２１の構成に応じて、実部計算部２１１もしくは虚部計算部２１２、または、実部計算部２１１および虚部計算部２１２から、計算結果の情報を入力する。タップ制御部２１３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の実数部の値を実部計算部２１１から入力する。また、タップ制御部２１３は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１が出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた出力信号の積の虚数部の値を虚部計算部２１２から入力する。
タップ制御部２１３は、係数制御部２１の構成に応じて、実数部および虚数部それぞれの値と所望値とのずれを最小とするようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を更新する制御を行う。つまり、虚数部の所望値「０」、実数部の所望値「０でないある所定値」と、モニタ時点のバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１の出力状態から得られる値とのずれの大きさがタップ係数の関数として表される。そして、タップ制御部２１３は、ずれのタップ係数に対する勾配を計算して、最急降下法により更新したタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１に供給する。
図１０は、係数制御部２１の動作を示すフロー図である。
まず、バタフライ型ＦＩＲフィルタが出力するＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを入力する（Ｓ２０１）。
そして、入力したＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせた値を求める（Ｓ２０２）。このとき求める値は、実数部もしくは虚数部、または、実数部および虚数部の両方を任意に求めて良い。
掛け合わせた値の所望値からのずれの大きさが最小になるよう、ずれのタップ係数に対する勾配を計算してタップ係数を更新する（Ｓ２０３）。そして、更新したタップ係数をバタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する（Ｓ２０４）。
以上のようにして、係数制御部２１はバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を適応的に制御する。
上述した偏波分離部４３０のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数を制御するために、上記の「所望値からのずれの大きさ」として、例えば次のようなコスト関数を用いることができる。
バタフライ型ＦＩＲフィルタを１タップとして、その入出力の関係を次のように表す。
上記の式（１）〜（４）のバタフライ型ＦＩＲフィルタの係数更新則によって、誤収束を起こすことなく偏波分離され、所望の状態のＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙが出力される。
図１１は、第２の実施形態において、上記の式（１）〜（４）でバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御する場合の偏波分離部４３０の構成を示したブロック図である。この偏波分離部４３０は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１と係数制御部２２とを含んで構成される。
偏波分離部４３０には、一般に２つの偏波多重された信号が混合した、Ｘ偏波入力信号ＥＸ、Ｙ偏波入力信号ＥＹがそれぞれ入力する。そして、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１によってＸ偏波出力信号Ｅｘ、Ｙ偏波出力信号Ｅｙが出力される。
バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数は係数制御部２２によって制御される。
係数制御部２２は、実数計算部２２１と複素共役取得部２２２、２２３を含む。実数計算部２２１は、Ｘ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙを掛け合わせて、式（１）〜（４）の右辺第二項の実数部の計算を行う。複素共役部２２２は、Ｘ偏波入力信号ＥＸとＸ偏波出力信号Ｅｘのそれぞれの複素共役をとる。そして、複素共役部２２３は、Ｙ偏波入力信号ＥＹとＹ偏波出力信号Ｅｙの複素共役をとる。係数制御部２２は、実数計算部２２１で算出した２つの出力信号Ｅｘ、Ｅｙの積の実数部と、複素共役取得部２２２、２２３で得られた各信号ＥＸ、Ｅｘ、ＥＹ、およびＥｙそれぞれの複素共役とを組み合わせて、式（１）〜（４）の右辺第二項を形成する。
このように、係数制御部２２は、上記の式（１）〜（４）の右辺第二項によってタップ係数を制御している。つまり、式（１）〜（４）の右辺第二項がタップ係数の更新量に相当し、これを求めることを「タップ係数に対する勾配を求める」と称す。これによって、偏波分離部４３０のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなり、誤収束を起こさず、適切な偏波分離が達成される。
つまり、Ｘ偏波出力信号とＹ偏波出力信号を掛け合わせた出力信号の積の値と、２つの多重された信号が適正に偏波分離された場合にとり得る所望値とのずれの大きさがコスト関数で表される。そして、図１１に示す偏波分離部４３０の係数制御部２２は、最急降下法により求まる式に基づいてバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する制御を行っている。
図１２Ａ、図１２Ｂは、図６に示したシステム構成により、第２の実施形態の光受信器をシミュレーションした場合の、偏波分離部４３０から出力されるそれぞれの出力信号のコンスタレーション図を示したものである。
偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置２０において、偏波多重の際にそれぞれのキャリア位相に位相差π／２をつけて、ＣＭＡによる偏波分離を行った場合には図３に示したような信号が出力され、誤収束を引き起こす場合をシミュレートした。なお、この場合の光受信装置１０は、偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置２０から送信されるキャリア周波数と、光受信装置１０内の局部発振光源２００の周波数を一致させてホモダイン検波としている。
図１２Ａ、図１２Ｂは、図３の場合とは異なり、偏波分離部４３０のそれぞれの出力信号で２値の信号点配置が得られている。図１１のＸ偏波出力信号ＥｘとＹ偏波出力信号Ｅｙはキャリア位相がπ／２だけずれているが、このようにそれぞれのＢＰＳＫ信号に分離できてさえいれば問題にはならない。つまり、それぞれのキャリア位相は後段のキャリア位相補償部でそれぞれ独立に補償することができるので問題にはならない。このように、本発明により、偏波多重したＢＰＳＫ信号が適切に分離される。
以上に、一つのコスト関数を例にして、式（１）〜（４）でバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御する場合について説明した。
しかし、偏波分離部４３０のそれぞれの出力の位相和が０またはπとなるようにバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するためのコスト関数は上式に限らない。例えば、下記のコスト関数やそれらの組み合わせを使用することができる。
例えば、ｆ＝（Ｉｍ［ＥｘＥｙ］）４の場合であれば、最急降下法による係数の更新則は次のような式となる。
また、ある量の所望値からのずれの大きさと、別のある量の所望値からのずれの大きさは、同時に制御に使用することができる。そのため、上記の虚数部分を所望値として制御する場合と、実数部分を所望値として制御する場合とを同時に行っても良いし、それらを組み合わせて制御するようにしても良い。
つまり、最急降下法によれば、ξを変数とする関数ｆ（ξ）を最小化するξを求めるために、ξを以下の更新則によって制御する。
これによれば、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１を用いた偏波分離において、最小化すべきコスト関数が２つあれば、それぞれのコスト関数を利用したタップ係数の更新は重ねて行うことができる。
例えば、上述した虚数部分を扱う更新則の式を、式（１）〜（４）の実数部分を扱う更新則と組み合わせた式に基づいてタップ係数を制御することができる。
上記の虚数部分を扱う更新則の式と、実数部分を扱う式（１）〜（４）の更新則とを組み合わせた式に基づいてタップ係数を制御する場合には、次の式によるタップ係数の更新制御が行われることになる。
これにより、偏波多重して送信されたＢＰＳＫ信号を、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に分離することができる。また、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波成分とＹ偏波成分の２つの出力信号の積の情報を制御の指針にするので、周波数オフセット耐力を低下させることなく処理を行うことができる。
次に、第３の実施形態を説明する。
図６のシステム構成図は第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分に関しても適用される。そして、第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分は、図６に示すデジタル信号処理部４００の偏波分離部４３０に相当する。
図１３は、第３の実施形態の光受信器の偏波分離装置部分である偏波分離部４３０の構成を示すブロック図である。
偏波分離部４３０は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ１１、第１の係数制御部２３、２４、および第２の係数制御部２５を含んで構成される。それぞれの第１の係数制御部２３、２４は、ＣＭＡを用いてバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御する係数制御部である。また、第２の係数制御部２５は、第２の実施形態で説明した手法によりタップ係数を制御する係数制御部である。
第３の実施形態の偏波分離装置である偏波分離部４３０は、ＣＭＡと第２の実施形態で説明した手法を組み合わせて偏波分離を行う。
ＣＭＡによるタップ係数の更新則は非特許文献１に記載されているように下記式（５）〜（８）となる。
偏波分離部４３０の第１の係数制御部２３、２４にはそれぞれ、ＥＸ、ＥＹ、ＥｘとＥＸ、ＥＹ、Ｅｙが入力されて、第１の係数制御部２３は式（５）、（６）の右辺第二項を、第１の係数制御部２３は式（７）、（８）の右辺第二項を計算して出力する。つまり、各第１の係数制御部は、バタフライ型ＦＩＲフィルタのそれぞれの出力の強度の所望値からのずれの、それぞれのバタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数に対する勾配を求める。そして、第２の係数制御部２１は、図１１に示した第２の実施形態の係数制御部と同様に、式（１）〜（４）の右辺第二項をそれぞれ出力する。
偏波分離部４３０は、例えば、第１の係数制御部２３で計算された式（５）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（１）の右辺第二項の和をとる。そして、その和をバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｘｘに加えることによってこれを更新する。
同様に、第１の係数制御部２３で計算された式（６）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（２）の右辺第二項の和がバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｘｙに加えられる。第１の係数制御部２４で計算された式（７）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（３）の右辺第二項の和がバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｙｘに加えられる。そして、第１の係数制御部２４で計算された式（８）の右辺第二項と、第２の係数制御部２５で計算された式（４）の右辺第二項の和がバタフライ型ＦＩＲフィルタ１１のタップ係数ｈｙｙに加えられる。
これによって、ＣＭＡと第２の実施形態で説明した手法を組み合わせて偏波分離を行うことができる。
なお、ＣＭＡによるタップ係数の更新と、第２の実施形態で説明した手法によるタップ係数の更新は、必ずしも同時である必要はない。ＣＭＡによるタップ係数の更新をある程度行った後に、第２の実施形態で説明した手法によるタップ係数の更新を行ってもよい。また、これら２つのタップ係数へのフィードバックの大きさを変えてもよい。すなわち、式（１）〜（４）のμと式（５）〜（８）のνの値を同じとしてもよいし、異なる値としてもよい。
第３の実施形態は、第２の実施形態で例示した下記のコスト関数を利用して、式（１）〜（４）によってタップ係数を更新する手法と比較して、より安定して偏波分離、偏波モード分散補償を行うことができる。
また、第３の実施形態においても偏波多重して送信されたＢＰＳＫ信号を、トレーニングシーケンスを使用することなく適切に分離することができる。また、バタフライ型ＦＩＲフィルタのＸ偏波成分とＹ偏波成分の２つの出力信号の積の情報を制御の指針にするので、周波数オフセット耐力を低下させることなく処理を行うことができる。
以上に説明したように、本発明の実施形態の光受信器は、偏波分離装置部分のバタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される２つの出力信号の積を制御の指針として用いている。このような、偏波分離に用いるバタフライ型ＦＩＲフィルタのそれぞれの出力信号の積の、例えば実数部分の大きさの所望値からのずれの平均、または虚数部分の大きさの所望値からのずれの平均に相当する量は、本発明の実施形態以外の場面でも使うことができる。つまり、ＢＰＳＫ変調のみならず他の変調方式においても、バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される２つの出力信号の積を、偏波分離に用いるバタフライ型ＦＩＲフィルタの係数の制御の追加の情報として利用することができる。
なお、以上の説明において、偏波分離の手段としてバタフライ型ＦＩＲフィルタを用いて説明したが、これに限られることはない。例えば、周波数領域で構成したバタフライ型のデジタルフィルタを使用することとし、その係数を制御してもよい。一般的に、これらのフィルタは偏波分離の手段と呼ばれることがある。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる
この出願は、２０１１年３月２日に出願された日本出願特願２０１１−０４５１８９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１ コヒーレント光検波手段
２、１１ バタフライ型ＦＩＲフィルタ
３ 係数制御手段
２０ 偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置
２１、２２ 係数制御部
２３、２４ 第１の係数制御部
２５ 第２の係数制御部
３０ 光ファイバ伝送路
１００ コヒーレント光受信部
２００、５６０ 局部発振光源
２１１ 実部計算部
２１２ 虚部計算部
２１３ タップ制御部
２２１ 実数計算部
２２２、２２３ 複素共役取得部
３００、５４１、５４２ Ａ／Ｄ変換部
４００、５５０ デジタル信号処理部
４１０ 分散補償部
４２０ リタイミング部
４３０ 偏波分離部
４４０ キャリア位相補償部
４５０ データ識別部
１０、５００ 光受信装置
５１１、５１２ 偏波ビームスプリッタ
５２１、５２２ 光ハイブリッド回路
５３１、５３２ Ｏ／Ｅ変換部
６１１、６１２ 係数制御部
６２１ ｈｘｘフィルタ
６２２ ｈｘｙフィルタ
６２３ ｈｙｘフィルタ
６２４ ｈｙｙフィルタ
６３１、６３２ 複素加算器
２、１１ バタフライ型ＦＩＲフィルタ
３ 係数制御手段
２０ 偏波多重ＢＰＳＫ信号送信装置
２１、２２ 係数制御部
２３、２４ 第１の係数制御部
２５ 第２の係数制御部
３０ 光ファイバ伝送路
１００ コヒーレント光受信部
２００、５６０ 局部発振光源
２１１ 実部計算部
２１２ 虚部計算部
２１３ タップ制御部
２２１ 実数計算部
２２２、２２３ 複素共役取得部
３００、５４１、５４２ Ａ／Ｄ変換部
４００、５５０ デジタル信号処理部
４１０ 分散補償部
４２０ リタイミング部
４３０ 偏波分離部
４４０ キャリア位相補償部
４５０ データ識別部
１０、５００ 光受信装置
５１１、５１２ 偏波ビームスプリッタ
５２１、５２２ 光ハイブリッド回路
５３１、５３２ Ｏ／Ｅ変換部
６１１、６１２ 係数制御部
６２１ ｈｘｘフィルタ
６２２ ｈｘｙフィルタ
６２３ ｈｙｘフィルタ
６２４ ｈｙｙフィルタ
６３１、６３２ 複素加算器
Claims (9)
- ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した前記光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、前記複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力するコヒーレント光検波手段と、
前記複数の第１の電気信号が入力され、前記複数の第１の電気信号から前記複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出すバタフライ型ＦＩＲフィルタと、
前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した前記位相の和が０またはπとなるように前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して制御後の前記タップ係数を前記バタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する係数制御手段と
を備える光受信器。 - 請求項１に記載の光受信器において、
前記係数制御手段は、
前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の各電気信号を掛け合わせた出力信号の積の実数部を計算して出力する実部計算手段と、
前記実部計算手段が出力する前記出力信号の積の実数部の値と、前記第２の各電気信号が適正に偏波分離された場合にとり得る当該実数部の所望値とのずれに基づいて、前記ずれを最小化するように前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する量を計算し、前記更新する量によりタップ係数を更新する制御を行うタップ制御手段と
を含む光受信器。 - 請求項１に記載の光受信器において、
前記係数制御手段は、
前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の各電気信号を掛け合わせた出力信号の積の虚数部を計算して出力する虚部計算手段と、
前記虚部計算手段が出力する前記出力信号の積の虚数部の値と、前記第２の各電気信号が適正に偏波分離された場合にとり得る当該虚数部の所望値とのずれに基づいて、前記ずれを最小化するように前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する量を計算し、前記更新する量によりタップ係数を更新する制御を行うタップ制御手段と
を含む光受信器。 - 請求項２に記載の光受信器において、
前記係数制御手段は、
前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の各電気信号を掛け合わせた出力信号の積の虚数部を計算して出力する虚部計算手段を更に含み、
前記タップ制御手段は、前記実部計算手段が出力する前記出力信号の積の実数部の値と前記虚部計算手段が出力する前記出力信号の積の虚数部の値とを組み合わせた値と、前記第２の各電気信号が適正に偏波分離された場合にとり得る前記実数部の所望値と前記虚数部の所望値とを組み合わせた値とのずれの、前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数に対する勾配を計算し、前記ずれを最小化するようにタップ係数を更新する制御を行う光受信器。 - 請求項１乃至４のいずれかの請求項に記載の光受信器において、
前記係数制御手段は、前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の各電気信号を掛け合わせた出力信号の積の値と、前記第２の各電気信号が適正に偏波分離された場合にとり得る所望値とのずれの大きさをコスト関数で表し、最急降下法により求まる式に基づいて前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する制御を行う光受信器。 - ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した前記光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、前記複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力するコヒーレント光検波手段と、
前記複数の第１の電気信号が入力され、前記複数の第１の電気信号から前記複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出すバタフライ型ＦＩＲフィルタと、
ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）により前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する制御を行う第１の係数制御手段と、前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の各電気信号を掛け合わせた出力信号の積の値と、前記第２の各電気信号が適正に偏波分離された場合にとり得る所望値とのずれの大きさをコスト関数で表し、最急降下法により求まる式に基づいて前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する制御を行う第２の係数制御手段を含む係数制御部と
を備える光受信器。 - コヒーレント光検波手段で分離した直交２偏波の第１の各偏波成分信号から、送信側でＢＰＳＫ変調して偏波多重した２つの信号を第２の各偏波成分信号としてそれぞれ取り出すバタフライ型ＦＩＲフィルタと、
前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の各偏波成分信号の位相の和が０またはπとなるように前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して前記バタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する係数制御手段と
を備える偏波分離装置。 - ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した前記光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、前記複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力し、
前記複数の第１の電気信号をバタフライ型ＦＩＲフィルタに入力し、前記複数の第１の電気信号から前記複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出し、
前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の電気信号それぞれの位相の和を計算し、計算した前記位相の和が０またはπとなるように前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して制御後の前記タップ係数を前記バタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する光受信方法。 - ＢＰＳＫ変調された複数の搬送波が偏波多重された光信号を受信し、受信した前記光信号を局発光と混合してコヒーレント検波を行って、前記複数の搬送波に応じた複数の第１の電気信号を出力するコヒーレント光検波手段と、
前記複数の第１の電気信号が入力され、前記複数の第１の電気信号から前記複数の搬送波それぞれに対応した複数の第２の電気信号をそれぞれ取り出すバタフライ型ＦＩＲフィルタと、
前記バタフライ型ＦＩＲフィルタから出力される前記第２の電気信号それぞれを掛け合わせた値を算出し、算出した前記値と、前記第２の電気信号が適正に偏波分離された場合にとり得る前記値の所望値とのずれを最小化するように前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数を適応的に制御して制御後の前記タップ係数を前記バタフライ型ＦＩＲフィルタに出力する係数制御手段と、
を備える光受信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013502436A JP5850041B2 (ja) | 2011-03-02 | 2012-02-28 | 光受信器、偏波分離装置、および光受信方法 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011045189 | 2011-03-02 | ||
| JP2011045189 | 2011-03-02 | ||
| JP2013502436A JP5850041B2 (ja) | 2011-03-02 | 2012-02-28 | 光受信器、偏波分離装置、および光受信方法 |
| PCT/JP2012/055496 WO2012118215A1 (ja) | 2011-03-02 | 2012-02-28 | 光受信器、偏波分離装置、および光受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2012118215A1 JPWO2012118215A1 (ja) | 2014-07-07 |
| JP5850041B2 true JP5850041B2 (ja) | 2016-02-03 |
Family
ID=46758138
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013502436A Active JP5850041B2 (ja) | 2011-03-02 | 2012-02-28 | 光受信器、偏波分離装置、および光受信方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9014574B2 (ja) |
| JP (1) | JP5850041B2 (ja) |
| WO (1) | WO2012118215A1 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102655433B (zh) * | 2011-03-04 | 2016-03-30 | 富士通株式会社 | 非线性损伤补偿方法和装置 |
| CN103684600B (zh) * | 2012-09-14 | 2016-08-31 | 富士通株式会社 | 均衡器系数的更新装置和方法、以及接收机和光通信系统 |
| WO2014199601A1 (ja) * | 2013-06-14 | 2014-12-18 | 日本電気株式会社 | 等化器、それを用いた偏光分離器、および等化方法 |
| JP6131831B2 (ja) * | 2013-11-06 | 2017-05-24 | 富士通株式会社 | 光受信器および光受信方法 |
| JP6198585B2 (ja) * | 2013-11-21 | 2017-09-20 | 株式会社日立製作所 | 省電力偏波多重光送受信器 |
| CN105227500B (zh) * | 2014-06-12 | 2019-10-18 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种相位偏差的补偿方法及装置 |
| EP3010166A1 (en) * | 2014-10-13 | 2016-04-20 | Alcatel Lucent | Apparatus, Optical Receiver, Method and Computer Program for processing a first and a second electrical signal based on a polarization multiplexed signal comprising two polarizations |
| US10536238B2 (en) * | 2016-01-12 | 2020-01-14 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Optical transmission system, optical transmission apparatus, and optical reception apparatus |
| GB201609025D0 (en) * | 2016-05-23 | 2016-07-06 | Univ Edinburgh | Communication scheme for intensity modulated systems |
| US9967027B2 (en) * | 2016-07-14 | 2018-05-08 | Cisco Technology, Inc. | Optical transceiver compensation, monitoring and alarming |
| CN110178321B (zh) * | 2017-01-17 | 2021-05-18 | 华为技术有限公司 | 信号发射方法及装置、发射机、信号传输系统 |
| US10985845B2 (en) * | 2017-08-28 | 2021-04-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Adaptive equalization filter and signal processing device |
| US10797796B2 (en) * | 2018-05-15 | 2020-10-06 | Cable Television Laboratories, Inc. | Systems and methods for multipath and reflection compensation in full duplex coherent optical transmissions |
| JP7064141B2 (ja) * | 2018-09-05 | 2022-05-10 | 日本電信電話株式会社 | 光受信装置、及び周波数オフセット推定方法 |
| CN112087263B (zh) * | 2019-06-14 | 2022-06-14 | 华为技术有限公司 | 一种光通信中信号收发的方法、光收发机和系统 |
| US20240056195A1 (en) * | 2019-10-21 | 2024-02-15 | Nec Corporation | Coefficient update amount output device, coefficient update device, coefficient update amount output method, and recording medium |
| US11650340B2 (en) * | 2020-12-01 | 2023-05-16 | Nokia Solutions And Networks Oy | Detection of seismic disturbances using optical fibers |
| CN113708845B (zh) * | 2021-09-08 | 2022-05-06 | 北京科技大学 | 均衡解复用方法、装置、电子设备及计算机可读存储介质 |
| CN115102628B (zh) * | 2022-06-14 | 2024-01-16 | 武汉邮电科学研究院有限公司 | 一种自适应信道均衡算法及装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2169867A1 (en) * | 2008-09-24 | 2010-03-31 | Alcatel, Lucent | A decision directed algorithm for adjusting a polarization demultiplexer in a coherent detection optical receiver |
| EP2273700A1 (en) * | 2009-06-25 | 2011-01-12 | Alcatel Lucent | Dual-polarization optical bursts for reception by a coherent burst mode receiver with fast adaption |
| JP2011199687A (ja) * | 2010-03-19 | 2011-10-06 | Fujitsu Ltd | デジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法 |
| JP2011211706A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-10-20 | Fujitsu Ltd | Ｐｓｋ信号の適応ブラインド等化方法、イコライザ、および受信器 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009104758A1 (ja) * | 2008-02-22 | 2009-08-27 | 日本電信電話株式会社 | 光ｏｆｄｍ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法 |
| JP5157536B2 (ja) * | 2008-03-06 | 2013-03-06 | 富士通株式会社 | トランバーサルフィルタのタップ係数制御装置及びタップ係数の制御方法、光受信装置並びに光通信システム |
| CN101552640B (zh) | 2008-04-01 | 2012-04-11 | 富士通株式会社 | 滤波器系数变更装置和方法 |
| CN101599801B (zh) | 2008-06-06 | 2012-02-22 | 富士通株式会社 | 滤波器系数调整装置和方法 |
| CN101686085B (zh) * | 2008-09-27 | 2012-11-28 | 富士通株式会社 | 光相干接收机及其性能监测装置和方法 |
| JP5278001B2 (ja) * | 2009-01-29 | 2013-09-04 | 富士通株式会社 | 光通信システムおよび光受信器 |
| US8515293B2 (en) * | 2009-05-07 | 2013-08-20 | Nec Corporation | Coherent receiver |
| JP5573627B2 (ja) * | 2010-11-22 | 2014-08-20 | 富士通株式会社 | 光デジタルコヒーレント受信器 |
-
2012
- 2012-02-28 WO PCT/JP2012/055496 patent/WO2012118215A1/ja active Application Filing
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Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2169867A1 (en) * | 2008-09-24 | 2010-03-31 | Alcatel, Lucent | A decision directed algorithm for adjusting a polarization demultiplexer in a coherent detection optical receiver |
| EP2273700A1 (en) * | 2009-06-25 | 2011-01-12 | Alcatel Lucent | Dual-polarization optical bursts for reception by a coherent burst mode receiver with fast adaption |
| JP2011199687A (ja) * | 2010-03-19 | 2011-10-06 | Fujitsu Ltd | デジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法 |
| JP2011211706A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-10-20 | Fujitsu Ltd | Ｐｓｋ信号の適応ブラインド等化方法、イコライザ、および受信器 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| JPN6015033014; Ｍｅｎｇ Ｙａｎ ｅｔ ａｌ．: 'Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｂｌｉｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ ＢＰＳＫ Ｓｙｓｔｅｍ' ２０１０ ３６ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ ｏｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ （ＥＣＯＣ） , 201009, ｐ．１-３ * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US9014574B2 (en) | 2015-04-21 |
| US20130336654A1 (en) | 2013-12-19 |
| JPWO2012118215A1 (ja) | 2014-07-07 |
| WO2012118215A1 (ja) | 2012-09-07 |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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