JP2011199687A - デジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】受信品質を向上させること。
【解決手段】デジタルコヒーレント受信器１００は、光伝送路からの信号光と局発光との検波結果をデジタル処理する。デジタル変換部１５０は、検波結果をサンプリングすることで信号光に含まれる各信号をデジタル信号に変換する。デジタル信号処理回路１６０は、デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出する。デジタル信号処理回路１６０は、検出されるスキューが小さくなるように各信号のスキューを制御する。デジタル信号処理回路１６０は、スキューを制御した各信号を復調する。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタルコヒーレント受信を行うデジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法に関する。

インターネットにおけるトラフィックの増大により、幹線系の光通信システムの大容量化が求められており、１波長あたり１００［Ｇｂｉｔ／ｓ］を超える信号を伝送可能な光送受信器の研究開発が行われている。１波長あたりのビットレートを大きくすると、ＯＳＮＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：光信号対雑音比）耐力の低下や、伝送路の波長分散、偏波モード分散もしくは非線形効果などによる波形歪による信号品質の劣化が大きくなる。

このため、近年、ＯＳＮＲ耐力および伝送路の波形歪耐力があるデジタルコヒーレント受信方式が検討されている（たとえば、下記特許文献１参照。）。従来の光強度のオン／オフを２値信号に割り当てて直接検波する方式に対して、デジタルコヒーレント受信方式では、光強度と位相情報をコヒーレント受信方式により抽出する。そして、抽出された強度と位相情報をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）により量子化し、デジタル信号処理回路によって復調を行う。

特開２００９−２１２９９４号公報

しかしながら、上述した従来技術では、各チャンネルの信号間のスキュー（遅延時間差）によって、デジタルコヒーレント受信器における受信品質が劣化するという問題がある。各チャンネルの信号間のスキューが発生する要因としては、デジタル処理部の前段における、各チャンネルの経路をなす電気線路、光ハイブリッド回路、光電変換器、ＡＤＣなどの各構成素子の個体差などが考えられる。

信号光に含まれる各信号は、たとえばＡＤＣにおいて同一の位相タイミングでサンプリングされるため、各チャンネルの信号間にスキューが存在すると、サンプリングポイントが最適点からずれ、デジタル信号処理回路において再生される信号の品質が劣化する。

また、信号光に含まれる信号ごとに異なるタイミングでサンプリングを行うことも考えられるが、各サンプリングのタイミングを制御するための構成を設けることになり、回路規模が増大するという問題がある。

開示のデジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法は、上述した問題点を解消するものであり、受信品質を向上させることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、開示技術は、光伝送路からの信号光と局発光との検波結果をデジタル処理するデジタルコヒーレント受信において、前記検波結果をサンプリングすることで前記信号光に含まれる各信号をデジタル信号に変換し、変換された各信号の間のスキューを検出し、検出されるスキューが小さくなるように前記各信号のスキューを制御し、スキューを制御された各信号を復調することを要件とする。

開示のデジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法によれば、受信品質を向上させることができるという効果を奏する。

実施の形態にかかるデジタルコヒーレント受信器の構成例を示す図である。 図１に示したデジタル信号処理回路の構成例を示す図である。 デジタル位相補償部およびスキュー制御部の動作例を示すフローチャートである。 信号ＨＩ，ＨＱのシンボルずれ補償の具体例を示すフローチャートである。 信号ＨＩ，ＨＱのスキュー補償の具体例を示すフローチャートである。 Ｈ軸のスキュー補償の具体例を示すフローチャートである。 デジタル信号処理回路による補償前の各信号を示す図である。 Ｈ軸におけるシンボルずれ補償を行った各信号を示す図である。 Ｈ軸におけるＩＱチャンネル間のスキュー補償を行った各信号を示す図である。 Ｈ軸のスキュー補償を行った各信号を示す図である。 Ｖ軸における各補償を行った各信号を示す図である。 各信号に対するデジタル位相補償を示す図である。 図２に示したサンプリング位相制御部およびデジタル位相補償部の具体例を示す図である。 図８に示したサンプリング位相／スキュー検出部の具体例を示す図である。 図９に示した位相検出器の具体例を示す図である。 図８に示した第一ＤＬＦの具体例を示す図である。 図８に示した第二ＤＬＦの具体例を示す図である。 図２に示したデジタル位相補償部の具体例を示す図である。 図１３に示したデジタル位相補償部の具体例を示す図である。 信号の各サンプリングポイントを示す図である。 デジタル位相補償部の動作例を示すフローチャートである。 周波数領域補償型のデジタル位相補償部の構成例を示す図である。 サンプリング位相のシフトの例を示す図である。 図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例１を示す図である。 図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例２を示す図である。 図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例３を示す図である。 図２０，図２１に示したサンプリング位相制御部およびデジタル位相補償部の具体例を示す図である。 図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例４を示す図である。 図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例５を示す図である。 図２３，図２４に示したサンプリング位相制御部およびデジタル位相補償部の具体例を示す図である。

以下に添付図面を参照して、開示技術の好適な実施の形態を詳細に説明する。開示技術は、デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出し、検出したスキューに基づいて各信号のスキューを制御することで、各信号の間のスキューを小さくし、デジタル復調を精度よく行って受信品質を向上させる。

（実施の形態）
（デジタルコヒーレント受信器の構成）
図１は、実施の形態にかかるデジタルコヒーレント受信器の構成例を示す図である。図１に示すデジタルコヒーレント受信器１００は、光伝送路からの信号光と局発光との検波結果をデジタル信号に変換してデジタル処理するデジタルコヒーレント受信器である。デジタルコヒーレント受信器１００が受信する信号光には、多値変調、偏波分割多重または周波数分割多重などによって複数の信号が含まれている。

ここでは、主に伝送速度が１１２［Ｇｂｐｓ］のＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：偏波多重数２の４ＱＡＭに相当）方式を用いる場合について説明するが、伝送速度や方式はこれに限らない。また、ここでは、直交する２つの偏波（Ｈ軸およびＶ軸）のそれぞれにＩチャンネル（同相信号）とＱチャンネル（直交信号）の各信号が含まれているとする。

図１に示すように、デジタルコヒーレント受信器１００は、ＰＢＳ１１１と、局発光源１１２と、ＰＢＳ１１３と、光ハイブリッド回路１２１，１２２と、光電変換器１３１〜１３４と、周波数可変発振器１４０と、デジタル変換部１５０と、デジタル信号処理回路１６０と、フレーマＩＣ１７０と、を備えている。

ＰＢＳ１１１（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｂｅａｍ Ｓｐｌｉｔｔｅｒｓ：偏波ビームスプリッタ）には、光伝送路を介して送信された信号光が入力される。ＰＢＳ１１１は、入力された信号光を各編光軸（Ｈ軸およびＶ軸）に分離する偏波分離部である。ＰＢＳ１１１は、分離したＨ軸の信号光を光ハイブリッド回路１２１へ出力する。また、ＰＢＳ１１１は、分離したＶ軸の信号光を光ハイブリッド回路１２２へ出力する。

局発光源１１２は、局発光を生成してＰＢＳ１１３へ出力する。ＰＢＳ１１３は、局発光源１１２から出力された局発光を各編光軸（Ｈ軸およびＶ軸）に分離する。ＰＢＳ１１３は、分離したＨ軸の局発光を光ハイブリッド回路１２１へ出力する。また、ＰＢＳ１１３は、分離したＶ軸の局発光を光ハイブリッド回路１２２へ出力する。

光ハイブリッド回路１２１は、ＰＢＳ１１１から出力されたＨ軸の信号光と、ＰＢＳ１１３から出力された局発光と、に基づく検波を行うことで、Ｈ軸の信号光に含まれ位相が直交する各信号（Ｉ，Ｑチャンネルの各信号）を抽出する抽出部である。光ハイブリッド回路１２１は、信号光のＩチャンネルの振幅および位相に対応した信号光を光電変換器１３１へ出力する。また、光ハイブリッド回路１２１は、信号光のＱチャンネルの振幅および位相に対応した信号光を光電変換器１３２へ出力する。

光ハイブリッド回路１２２は、ＰＢＳ１１１から出力されたＶ軸の信号光と、ＰＢＳ１１３から出力された局発光と、に基づく検波を行うことで、Ｖ軸の信号光に含まれ位相が直交する各信号（Ｉ，Ｑチャンネルの各信号）を抽出する抽出手段である。光ハイブリッド回路１２２は、信号光のＩチャンネルの振幅および位相に対応した信号光を光電変換器１３３へ出力する。また、光ハイブリッド回路１２２は、信号光のＱチャンネルの振幅および位相に対応した信号光を光電変換器１３４へ出力する。光ハイブリッド回路１２１，１２２が出力する信号光のそれぞれは２８［Ｇｂｐｓ］の信号になる。

光電変換器１３１および光電変換器１３２のそれぞれは、光ハイブリッド回路１２１から出力された信号光を光電変換してデジタル変換部１５０へ出力する。光電変換器１３３および光電変換器１３４のそれぞれは、光ハイブリッド回路１２２から出力された信号光を光電変換してデジタル変換部１５０へ出力する。

周波数可変発振器１４０は、可変の周波数のクロックを生成してデジタル変換部１５０へ出力する。周波数可変発振器１４０が出力するクロック信号はたとえば５６［ＧＨｚ］の信号である。また、周波数可変発振器１４０は、デジタル信号処理回路１６０から出力されるサンプリング位相検出値に基づいて、生成するクロックの周波数を変化させる。

デジタル変換部１５０は、ＡＤＣ１５１〜１５４を備えている。ＡＤＣ１５１は、光電変換器１３１から出力された信号をデジタルサンプリングする。同様に、ＡＤＣ１５２〜１５４は、それぞれ光電変換器１３２〜１３４から出力された信号をデジタルサンプリングする。また、ＡＤＣ１５１〜１５４のそれぞれは、周波数可変発振器１４０から出力されたクロック信号に同期してデジタルサンプリングを行う。このように、デジタル変換部１５０は、各信号を同一のタイミングでサンプリングする。ＡＤＣ１５１〜１５４のそれぞれは、デジタルサンプリングした信号をデジタル信号処理回路１６０へ出力する。

ここで、ＡＤＣ１５１から出力されるＨ軸のＩチャンネルの信号を信号ＨＩとする。また、ＡＤＣ１５２から出力されるＨ軸のＱチャンネルの信号を信号ＨＱとする。また、ＡＤＣ１５３から出力されるＶ軸のＩチャンネルの信号を信号ＶＩとする。また、ＡＤＣ１５４から出力されるＶ軸のＱチャンネルの信号を信号ＶＱとする。信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱのそれぞれは、たとえば４６８［Ｍｂｓ］×７６８のパラレル信号である。

デジタル信号処理回路１６０は、デジタル変換部１５０から出力された信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱのデジタル信号処理を行う。デジタル信号処理回路１６０は、デジタル信号処理を行った信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱをフレーマＩＣ１７０へ出力する。フレーマＩＣ１７０は、デジタル信号処理回路１６０から出力された信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱの信号処理を行う。また、フレーマＩＣ１７０は、信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱの間のシンボルずれ量を検出するシンボルずれ検出部としての機能を有する。フレーマＩＣ１７０は、検出したシンボルずれ量をデジタル信号処理回路１６０へ出力する。

図２は、図１に示したデジタル信号処理回路の構成例を示す図である。図２に示すように、デジタル信号処理回路１６０は、スキュー調整部２１１〜２１４と、波形歪補償部２２１〜２２４と、デジタル位相補償部２３０と、サンプリング位相制御部２４０と、適応等化型波形歪補償部２５０と、復調部２６０と、スキュー制御部２７０と、を備えている。デジタル信号処理回路１６０の各部は、一つのＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）によって実現されてもよいし、それぞれ異なるＤＳＰによって実現されてもよい。

スキュー調整部２１１は、スキュー制御部２７０から出力されたスキュー調整量に基づいて、ＡＤＣ１５１から出力された信号ＨＩのスキューを調整する。スキュー調整部２１１は、スキューを調整した信号ＨＩを波形歪補償部２２１へ出力する。同様に、スキュー調整部２１２〜２１４は、スキュー制御部２７０から出力されたスキュー調整量に基づいて、それぞれＡＤＣ１５２〜１５４から出力された信号ＨＱ，ＶＩ，ＶＱのスキューを調整する。スキュー調整部２１２〜２１４は、スキューを調整した信号ＨＱ，ＶＩ，ＶＱをそれぞれ波形歪補償部２２２〜２２４へ出力する。スキュー調整部２１１〜２１４のそれぞれは、たとえば信号に対して可変の遅延量を与えることによってスキューを調整する。

波形歪補償部２２１は、スキュー調整部２１１から出力された信号ＨＩの波形歪（光伝送路で発生した波形歪）を補償する。同様に、波形歪補償部２２２〜２２４は、それぞれスキュー調整部２１２〜２１４から出力された信号ＨＱ，ＶＩ，ＶＱの波形歪を補償する。具体的には、波形歪補償部２２１〜２２４は、温度変動などの伝搬特性変動により変化する半固定的な伝送路波形歪成分を補償する。スキュー調整部２１１〜２１４のそれぞれは、波形歪を補償した各信号をデジタル位相補償部２３０へ出力する。

デジタル位相補償部２３０は、サンプリング位相制御部２４０から出力されるサンプリング位相検出値に基づいて、スキュー調整部２１１〜２１４から出力された各信号の位相変動を小さくするデジタル位相補償（サンプリング位相補償）を行う位相制御部である。たとえば、デジタル位相補償部２３０は、周波数可変発振器１４０へのフィードバック制御では追従が困難な、サンプリング位相の高速な変動を補償する。デジタル位相補償部２３０は、デジタル位相補償を行った各信号をサンプリング位相制御部２４０へ出力する。

サンプリング位相制御部２４０は、デジタル位相補償部２３０から出力された各信号のサンプリング位相を制御する。具体的には、サンプリング位相制御部２４０は、サンプリング位相検出部２４１と、スキュー検出部２４２と、を備えている。サンプリング位相検出部２４１は、デジタル位相補償部２３０から出力された各信号のサンプリング位相を検出する。サンプリング位相検出部２４１は、検出結果をサンプリング位相検出値として周波数可変発振器１４０（図１参照）およびデジタル位相補償部２３０へ出力する。

スキュー検出部２４２は、デジタル位相補償部２３０から出力された各信号のスキューを検出する。具体的には、スキュー検出部２４２は、スキューＳｋｅｗ＿ＨＩ，Ｓｋｅｗ＿ＨＱ，Ｓｋｅｗ＿ＶＩ，Ｓｋｅｗ＿ＶＱ，Ｓｋｅｗ＿Ｈ，Ｓｋｅｗ＿Ｖを検出する。スキューＳｋｅｗ＿ＨＩは、信号ＨＩのスキューである。スキューＳｋｅｗ＿ＨＱは、信号ＨＱのスキューである。スキューＳｋｅｗ＿ＶＩは、信号ＶＩのスキューである。スキューＳｋｅｗ＿ＶＱは、信号ＶＱのスキューである。スキューＳｋｅｗ＿Ｈは、Ｈ軸のスキューである。スキューＳｋｅｗ＿Ｖは、Ｖ軸のスキューである。

スキュー検出部２４２は、検出したスキューＳｋｅｗ＿ＨＩ，Ｓｋｅｗ＿ＨＱ，Ｓｋｅｗ＿ＶＩ，Ｓｋｅｗ＿ＶＱ，Ｓｋｅｗ＿Ｈ，Ｓｋｅｗ＿Ｖをスキュー検出値としてスキュー制御部２７０へ出力する。また、サンプリング位相制御部２４０は、サンプリング位相を制御した各信号を適応等化型波形歪補償部２５０へ出力する。

適応等化型波形歪補償部２５０は、サンプリング位相制御部２４０から出力される各信号に対して適応等化型の波形歪補償を行う。具体的には、適応等化型波形歪補償部２５０は、伝送路で発生する波形歪成分に含まれる高速変動する成分を補償する。適応等化型波形歪補償部２５０は、波形歪補償を行った各信号を復調部２６０へ出力する。復調部２６０は、適応等化型波形歪補償部２５０から出力された各信号の復調を行う。復調部２６０は、各信号の復調結果をフレーマＩＣ１７０（図１参照）へ出力する。

スキュー制御部２７０は、スキュー検出部２４２から出力されたスキュー検出値に基づいて、スキュー調整部２１１〜２１４における各スキュー調整量を決定する。具体的には、スキュー制御部２７０は、信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱの間のスキューが小さくなるように各スキュー調整量を決定する。また、スキュー制御部２７０は、スキュー検出部２４２から出力されたサンプリング位相検出値と、フレーマＩＣ１７０から出力されたシンボルずれ量と、に基づいて各スキュー調整量を決定してもよい。スキュー制御部２７０は、決定した各スキュー調整量をそれぞれスキュー調整部２１１〜２１４へ出力する。

このように、デジタルコヒーレント受信器１００は、デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出し、検出したスキューが小さくなるように各信号のスキューをスキュー制御部２７０によって制御する。これにより、各信号の間のスキューを小さくして、復調部２６０におけるデジタル復調を精度よく行い受信品質を向上させることができる。たとえば、デジタルコヒーレント受信器１００は、ＩＱチャンネル間のスキューや、偏波間のスキューを小さくすることができる。

また、デジタルコヒーレント受信器１００は、デジタル変換部１５０におけるサンプリング位相を検出し、検出したサンプリング位相に基づいてデジタル位相補償部２３０によって各信号のサンプリング位相変動を小さくする。これにより、復調部２６０におけるデジタル復調を精度よく行い受信品質を向上させることができる。

また、デジタルコヒーレント受信器１００は、デジタル変換部１５０におけるサンプリング位相を検出し、検出したサンプリング位相に応じた周波数のクロック信号を周波数可変発振器１４０によって発振してデジタル変換部１５０へ入力する。これにより、各信号を適切なタイミングでサンプリングして、復調部２６０におけるデジタル復調を精度よく行い受信品質を向上させることができる。

また、デジタルコヒーレント受信器１００は、復調部２６０による復調結果に基づいて各信号の間のシンボルずれをフレーマＩＣ１７０によって検出し、検出したシンボルずれおよびスキューに基づいて各信号の間のスキューを小さくする。これにより、各信号の間に１シンボル以上のずれがあっても各信号の間のスキューを小さくすることができる。

また、デジタルコヒーレント受信器１００は、波形歪補償部２２１〜２２４の後段で信号のサンプリング位相を検出することで、局発光源１１２の周波数変動に起因して波形歪補償部２２１〜２２４で発生する位相変動を検出することができる。また、検出した位相変動を適応等化型波形歪補償部２５０の前段で補償することにより、復調部２６０におけるデジタル復調を精度よく行い、受信品質を向上させることができる。

また、デジタルコヒーレント受信器１００は、波形歪補償部２２１〜２２４の後段で検出した信号のサンプリング位相に基づいてデジタル変換部１５０におけるサンプリング位相を制御する。具体的には、デジタルコヒーレント受信器１００は、周波数可変発振器１４０が発振するクロック信号の周波数を制御する。これにより、回路規模の大型化を抑えつつ、デジタル変換部１５０における高速なサンプリングを行うことが可能になる。

また、適応等化型波形歪補償部２５０は、波形歪補償部２２１〜２２４において補償する波形歪より高速に変動する波形歪を補償して復調を行う。たとえば、波形歪補償部２２１〜２２４は、温度変動などによって変化する半固定的な特性の波形歪を補償する。これにより、温度変動などで生じる送信光源の周波数と局発光源１１２の周波数ずれに起因する位相変動を波形歪補償部２２１〜２２４において補償しつつ、適応等化型波形歪補償部２５０において精度の高い波形歪および復調を行うことができる。

（デジタルコヒーレント受信器の動作）
図３は、デジタル位相補償部およびスキュー制御部の動作例を示すフローチャートである。図２に示したデジタル位相補償部２３０およびスキュー制御部２７０は、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、スキュー制御部２７０が、信号ＨＩ，ＨＱのシンボルずれ補償を行う（ステップＳ３０１）。つぎに、スキュー制御部２７０が、信号ＨＩ，ＨＱのスキュー補償を行う（ステップＳ３０２）。つぎに、スキュー制御部２７０が、信号ＨＩ，ＨＱに対してＨ軸のスキュー補償を行う（ステップＳ３０３）。

つぎに、スキュー制御部２７０が、信号ＶＩ，ＶＱのシンボルずれ補償を行う（ステップＳ３０４）。つぎに、スキュー制御部２７０が、信号ＶＩ，ＶＱのスキュー補償を行う（ステップＳ３０５）。つぎに、スキュー制御部２７０が、信号ＶＩ，ＶＱに対してＶ軸のスキュー補償を行う（ステップＳ３０６）。

つぎに、デジタル位相補償部２３０が、サンプリング位相検出部２４１からサンプリング位相検出値を取得する（ステップＳ３０７）。つぎに、デジタル位相補償部２３０が、ステップＳ３０７によって取得されたサンプリング位相検出値により信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱのデジタル位相補償を行い（ステップＳ３０８）、一連の動作を終了する。

図４は、信号ＨＩ，ＨＱのシンボルずれ補償の具体例を示すフローチャートである。スキュー制御部２７０は、図３のステップＳ３０１として、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、信号ＨＩ，ＨＱの各シンボルずれ量をフレーマＩＣ１７０から取得する（ステップＳ４０１）。つぎに、ステップＳ４０１によって取得された信号ＨＩのシンボルずれ量が１シンボル未満であるか否かを判断する（ステップＳ４０２）。

ステップＳ４０２において、信号ＨＩのシンボルずれ量が１シンボル以上である場合（ステップＳ４０２：Ｎｏ）は、信号ＨＩのシンボルずれ量を用いて信号ＨＩのシンボルずれを補償する（ステップＳ４０３）。信号ＨＩのシンボルずれ量が１シンボル未満である場合（ステップＳ４０２：Ｙｅｓ）は、ステップＳ４０１によって取得された信号ＨＱのシンボルずれ量が１シンボル未満であるか否かを判断する（ステップＳ４０４）。

ステップＳ４０４において、信号ＨＱのシンボルずれ量が１シンボル以上である場合（ステップＳ４０４：Ｎｏ）は、信号ＨＱのシンボルずれ量を用いて信号ＨＱのシンボルずれを補償する（ステップＳ４０５）。信号ＨＱのシンボルずれ量が１シンボル未満である場合（ステップＳ４０４：Ｙｅｓ）は、一連の動作を終了する。

これにより、信号ＨＩ，ＨＱに１シンボル以上のずれが生じる場合に、ずれが１シンボル未満となるようにシンボルずれ補償を行うことができる。図３のステップＳ３０１における信号ＨＩ，ＨＱのシンボルずれ補償について説明したが、図３のステップＳ３０４における信号ＶＩ，ＶＱのシンボルずれ補償についても同様である。

図５は、信号ＨＩ，ＨＱのスキュー補償の具体例を示すフローチャートである。スキュー制御部２７０は、図３のステップＳ３０２として、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、信号ＨＩ，ＨＱの各スキュー検出値（Ｓｋｅｗ＿ＨＩ，Ｓｋｅｗ＿ＨＱ）をスキュー検出部２４２から取得する（ステップＳ５０１）。つぎに、ステップＳ５０１によって取得された信号ＨＩのスキュー検出値が０（０からの誤差範囲内も含む）であるか否かを判断する（ステップＳ５０２）。

ステップＳ５０２において、信号ＨＩのスキュー検出値が０でない場合（ステップＳ５０２：Ｎｏ）は、信号ＨＩのスキュー検出値を用いて信号ＨＩのスキュー補償を行う（ステップＳ５０３）。信号ＨＩのスキュー検出値が０である場合（ステップＳ５０２：Ｙｅｓ）は、ステップＳ５０１によって取得された信号ＨＱのスキュー検出値が０（０からの誤差範囲内も含む）であるか否かを判断する（ステップＳ５０４）。

ステップＳ５０４において、信号ＨＱのスキュー検出値が０でない場合（ステップＳ５０４：Ｎｏ）は、信号ＨＱのスキュー検出値を用いて信号ＨＱのスキュー補償を行う（ステップＳ５０５）。信号ＨＱのスキュー検出値が０である場合（ステップＳ５０４：Ｙｅｓ）は、一連の動作を終了する。

これにより、信号ＨＩ，ＨＱのスキュー補償を行うことができる。図３のステップＳ３０２における信号ＨＩ，ＨＱのスキュー補償について説明したが、図３のステップＳ３０５における信号ＶＩ，ＶＱのスキュー補償についても同様である。

図６は、Ｈ軸のスキュー補償の具体例を示すフローチャートである。スキュー制御部２７０は、図３のステップＳ３０３として、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、Ｈ軸のスキュー検出値（Ｓｋｅｗ＿Ｈ）をスキュー検出部２４２から取得する（ステップＳ６０１）。つぎに、ステップＳ６０１によって取得されたＨ軸のスキュー検出値が０（０からの誤差範囲内も含む）であるか否かを判断する（ステップＳ６０２）。

ステップＳ６０２において、Ｈ軸のスキュー検出値が０でない場合（ステップＳ６０２：Ｎｏ）は、Ｈ軸のスキュー検出値を用いてＨ軸のスキュー補償を行う（ステップＳ６０３）。Ｈ軸のスキュー検出値が０である場合（ステップＳ６０２：Ｙｅｓ）は、一連の動作を終了する。

これにより、Ｈ軸のスキュー補償を行うことができる。図３のステップＳ３０３におけるＨ軸のスキュー補償について説明したが、図３のステップＳ３０６におけるＶ軸のスキュー補償についても同様である。

図７−１は、デジタル信号処理回路による補償前の各信号を示す図である。図７−１〜図７−６において、横軸は時間を示し、縦軸は位相を示し、横軸の「サンプリング位相」はデジタル変換部１５０におけるサンプリング位相を示している（図７−２〜図７−６においても同様）。図７−１に示す信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱにおいては、Ｈ軸におけるＩチャンネルとＱチャンネルの間のスキューδＨｉｑと、Ｖ軸におけるＩチャンネルとＱチャンネルの間のスキューδＶｉｑと、ＨＶ軸間のスキューδＨＶと、が生じている。また、信号ＨＱには１シンボルずれ７１０が発生している。

図７−２は、Ｈ軸におけるシンボルずれ補償を行った各信号を示す図である。図７−２に示すように、図３に示したステップＳ３０１によるシンボルずれ補償によって１シンボルずれ７１０が補償される。図７−３は、Ｈ軸におけるＩＱチャンネル間のスキュー補償を行った各信号を示す図である。図７−３に示すように、図３に示したステップＳ３０２によるＩＱチャンネル間のスキュー補償によってスキューδＨｉｑが補償される。この状態において、信号ＨＩ，ＨＱにはＨ軸のスキューδＨが残っている。

図７−４は、Ｈ軸のスキュー補償を行った各信号を示す図である。図７−４に示すように、図３に示したステップＳ３０３によるＨ軸のスキュー補償によってＨ軸のスキューδＨが補償される。図７−５は、Ｖ軸における各補償を行った各信号を示す図である。図７−５に示すように、図３に示したステップＳ３０４〜Ｓ３０６によるＶ偏波のシンボルずれ補償、スキュー補償およびＶ軸のスキュー補償によって、スキューδＨＶ、スキューδＶｉｑおよびＶ軸のスキューが補償される。

図７−６は、各信号に対するデジタル位相補償を示す図である。信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱにおいて、局発光源１１２の周波数変動に起因する高速な位相変動が発生してデジタル変換部１５０におけるサンプリング位相が最適点からずれた場合について説明する。この場合においても、図７−６に示すように、図３に示したステップＳ３０８によるデジタル位相補償によって位相ずれが補償される（符号７６１〜７６４）。

（デジタルコヒーレント受信器の各部の具体例）
図８は、図２に示したサンプリング位相制御部およびデジタル位相補償部の具体例を示す図である。図８に示すように、図２に示したサンプリング位相制御部２４０は、サンプリング位相／スキュー検出部８１０と、第一ＤＬＦ８２１と、第二ＤＬＦ８２２と、を備えている。デジタル位相補償部２３０から出力された信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱは、適応等化型波形歪補償部２５０へ出力されるとともに、サンプリング位相／スキュー検出部８１０へ入力される。

サンプリング位相／スキュー検出部８１０は、図２に示したサンプリング位相検出部２４１およびスキュー検出部２４２の機能を有する。具体的には、サンプリング位相／スキュー検出部８１０は、入力された各信号のサンプリング位相を検出し、検出結果を示す信号を第一ＤＬＦ８２１へ出力する。また、サンプリング位相／スキュー検出部８１０は、入力された各信号のスキューを検出する。具体的には、サンプリング位相／スキュー検出部８１０は、スキューＳｋｅｗ＿ＨＩ，Ｓｋｅｗ＿ＨＱ，Ｓｋｅｗ＿ＶＩ，Ｓｋｅｗ＿ＶＱ，Ｓｋｅｗ＿Ｈ，Ｓｋｅｗ＿Ｖを検出し、検出結果をスキュー検出値としてスキュー制御部２７０へ出力する。

第一ＤＬＦ８２１（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ）は、サンプリング位相／スキュー検出部８１０から出力された信号を信号処理する。第一ＤＬＦ８２１が行う信号処理は、たとえば雑音除去である（ＬＰＦ）。第一ＤＬＦ８２１は、信号処理した信号をサンプリング位相検出値としてデジタル位相補償部２３０へ出力する。また、第一ＤＬＦ８２１は、信号処理した信号を第二ＤＬＦ８２２へ出力する。

第二ＤＬＦ８２２は、第一ＤＬＦ８２１から出力された信号を信号処理する。第二ＤＬＦ８２２が行う信号処理は、たとえば位相成分から周波数成分への変換である。第二ＤＬＦ８２２は、信号処理した信号をサンプリング位相検出値として周波数可変発振器１４０へ出力する。周波数可変発振器１４０は、第二ＤＬＦ８２２から出力されたサンプリング位相検出値に基づいて、出力するクロックの周波数を変化させる。これにより、デジタル変換部１５０におけるサンプリング位相を制御することができる。

図９は、図８に示したサンプリング位相／スキュー検出部の具体例を示す図である。図９に示すように、サンプリング位相／スキュー検出部８１０は、位相検出器９１０ａ〜９１０ｄ，９１１ａ〜９１１ｄ，…，９１ｎａ〜９１ｎｄ（ｎ＝７６７）と、加算部９２１〜９２４と、ＬＰＦ９３１〜９３４（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、加算部９４１〜９４３と、を備えている。

サンプリング位相／スキュー検出部８１０へ入力される信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱは、それぞれ７６８系列のパラレル信号であり、それぞれ信号ＨＩ＿０〜７６７，ＨＱ＿０〜７６７，ＶＩ＿０〜７６７，ＶＱ＿０〜７６７を含んでいるとする。

位相検出器９１０ａには、信号ＨＩ＿０が入力される。位相検出器９１０ａは、入力された信号ＨＩ＿０の位相を検出する。位相検出器９１０ａは、検出結果を加算部９２１へ出力する。同様に、位相検出器９１０ｂ〜９１０ｄには、それぞれ信号ＨＱ＿０，ＶＩ＿０，ＶＱ＿０が入力される。位相検出器９１０ｂ〜９１０ｄは、それぞれ入力された信号ＨＱ＿０，ＶＩ＿０，ＶＱ＿０の位相を検出する。位相検出器９１０ｂ〜９１０ｄは、検出結果をそれぞれ加算部９２２〜９２４へ出力する。

位相検出器９１１ａ〜９１１ｄはそれぞれ位相検出器９１０ａ〜９１０ｄと同様の構成である。ただし、位相検出器９１１ａ〜９１１ｄにはそれぞれ信号ＨＩ＿１，ＨＱ＿１，ＶＩ＿１，ＶＱ＿１が入力される。位相検出器９１ｎａ〜９１ｎｄはそれぞれ位相検出器９１０ａ〜９１０ｄと同様の構成である。ただし、位相検出器９１ｎａ〜９１ｎｄにはそれぞれ信号ＨＩ＿７６７，ＨＱ＿７６７，ＶＩ＿７６７，ＶＱ＿７６７が入力される。

加算部９２１は、位相検出器９１０ａ，９１１ａ，…，９１ｎａから出力された位相の検出結果を加算し、加算結果を示す信号をＬＰＦ９３１および加算部９４１へ出力する。加算部９２２は、位相検出器９１０ｂ，９１１ｂ，…，９１ｎｂから出力された位相の検出結果を加算し、加算結果を示す信号をＬＰＦ９３２および加算部９４１へ出力する。

加算部９２３は、位相検出器９１０ｃ，９１１ｃ，…，９１ｎｃから出力された位相の検出結果を加算し、加算結果を示す信号をＬＰＦ９３３および加算部９４１へ出力する。加算部９２４は、位相検出器９１０ｄ，９１１ｄ，…，９１ｎｄから出力された位相の検出結果を加算し、加算結果を示す信号をＬＰＦ９３４および加算部９４１へ出力する。

ＬＰＦ９３１は、加算部９２１から出力された信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ９３１は、高周波成分を除去した信号を加算部９４２へ出力するとともにスキューＳｋｅｗ＿ＨＩとして出力する。ＬＰＦ９３２は、加算部９２２から出力された信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ９３２は、高周波成分を除去した信号を加算部９４２へ出力するとともにスキューＳｋｅｗ＿ＨＱとして出力する。

ＬＰＦ９３３は、加算部９２３から出力された信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ９３３は、高周波成分を除去した信号を加算部９４３へ出力するとともにスキューＳｋｅｗ＿ＶＩとして出力する。ＬＰＦ９３４は、加算部９２４から出力された信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ９３４は、高周波成分を除去した信号を加算部９４３へ出力するとともにスキューＳｋｅｗ＿ＶＱとして出力する。

加算部９４１は、加算部９２１〜９２４から出力された各信号を加算し、加算した信号をサンプリング位相検出値として出力する。これにより、１／２シンボルずれ位相の信号がゼロクロス点となるサンプリング位相値を得ることができる。加算部９４２は、ＬＰＦ９３１，９３２から出力された各信号を加算し、加算した信号をスキューＳｋｅｗ＿Ｈとして出力する。加算部９４３は、ＬＰＦ９３３，９３４から出力された各信号を加算し、加算した信号をスキューＳｋｅｗ＿Ｖとして出力する。

図１０は、図９に示した位相検出器の具体例を示す図である。図１０に示す位相検出器１０００は、Ｇａｒｄｎｅｒ方式の位相検出器である。位相検出器１０００は、図９に示した位相検出器９１０ａ〜９１０ｄ，９１１ａ〜９１１ｄ，…，９１ｎａ〜９１ｎｄのそれぞれに適用することができる。図１０に示すように、位相検出器１０００は、遅延部１０１１と、遅延部１０１２と、減算部１０１３と、乗算部１０１４と、を備えている。

位相検出器１０００には、たとえば２倍のオーバーサンプリングがなされた信号が入力される。位相検出器１０００へ入力された信号は、遅延部１０１１および減算部１０１３へ入力される。遅延部１０１１は、入力された信号を１／２シンボル分遅延させて遅延部１０１２および乗算部１０１４へ出力する。遅延部１０１２は、遅延部１０１１から出力された信号を１／２シンボル分遅延させて減算部１０１３へ出力する。

減算部１０１３は、遅延部１０１２から出力された信号から、位相検出器１０００へ入力された信号を減算して乗算部１０１４へ出力する。減算部１０１３から出力される信号は、１シンボルずれの信号間の差分である。乗算部１０１４は、遅延部１０１１から出力された１／２シンボルずれの信号と、減算部１０１３から出力された１シンボルずれの信号間の差分と、を乗算し、乗算結果を位相の検出結果として出力する。

図１１は、図８に示した第一ＤＬＦの具体例を示す図である。図１１に示すように、第一ＤＬＦ８２１は、ＬＰＦ１１１１と、乗算部１１１２と、加算部１１１３と、遅延部１１１４と、乗算部１１１５と、ＬＰＦ１１１６と、加算部１１１７と、を備えている。ＬＰＦ１１１１には、サンプリング位相／スキュー検出部８１０から出力された信号が入力される。ＬＰＦ１１１１は、入力された信号の低周波成分を抽出し、抽出した信号を乗算部１１１２および乗算部１１１５へ出力する。

乗算部１１１２は、ＬＰＦ１１１１から出力された信号に係数ｂを乗算して加算部１１１３へ出力する。加算部１１１３は、乗算部１１１２から出力された信号に、遅延部１１１４から出力された信号を加算し、加算した信号を積分項として遅延部１１１４および加算部１１１７へ出力する。遅延部１１１４は、加算部１１１３から出力された信号を第一ＤＬＦ８２１の１動作クロック分遅延させて加算部１１１３へ出力する。

乗算部１１１５は、ＬＰＦ１１１１から出力された信号に係数ａを乗算してＬＰＦ１１１６へ出力する。ＬＰＦ１１１６は、乗算部１１１５から出力された信号の低周波成分を抽出し、抽出した信号を比例項として加算部１１１７へ出力する。加算部１１１７は、加算部１１１３から出力された積分項の信号と、ＬＰＦ１１１６から出力された比例項の信号と、を加算する。加算部１１１７は、加算した信号を出力する。

以上の構成により、第一ＤＬＦ８２１へ入力された信号（サンプリング位相検出値）が、係数ａ，ｂを持つ比例項と積分項の和として位相制御信号に変換される。係数ａ，ｂは、たとえばデジタルコヒーレント受信器１００の設計や伝送状態に応じて決定される。

なお、ＬＰＦ１１１１は、並列化された各信号（Ｉ，ＱチャンネルおよびＨ，Ｖ軸）の各位相信号を処理するためのデシメーションフィルタとして動作する。たとえば、ＬＰＦ１１１１は、単純な例としては、各位相信号の平均または総和を出力する。ただし、ＬＰＦ１１１１を省いた構成にすることも可能である。

ＬＰＦ１１１６は、位相信号の高周波の雑音成分を抑圧するために設けられている。局発光源１１２の周波数変動の変動周期は数百［ｋＨｚ］以上の成分を持つ場合がある。このため、制御ループ遅延を最小とするために、比例項にのみ高周波雑音抑圧用のＬＰＦ１１１６を挿入する。ただし、ＬＰＦ１１１６を省いた構成にすることも可能である。

図１２は、図８に示した第二ＤＬＦの具体例を示す図である。図１２に示すように、第二ＤＬＦ８２２は、乗算部１２１１と、加算部１２１２と、遅延部１２１３と、乗算部１２１４と、加算部１２１５と、ＬＰＦ１２１６と、を備えている。第二ＤＬＦ８２２へ入力された信号は、乗算部１２１１および乗算部１２１４へ入力される。

乗算部１２１１は、入力された信号に係数Ｂを乗算して加算部１２１２へ出力する。加算部１２１２は、乗算部１２１１から出力された信号に、遅延部１２１３から出力された信号を加算し、加算した信号を積分項として遅延部１２１３および加算部１２１５へ出力する。遅延部１２１３は、加算部１２１２から出力された信号を第二ＤＬＦ８２２の１動作クロック分遅延させて加算部１２１２へ出力する。

乗算部１２１４は、入力された信号に係数Ａを乗算し、乗算した信号を比例項として加算部１２１５へ出力する。加算部１２１５は、加算部１２１２から出力された積分項の信号と、乗算部１２１４から出力された比例項の信号と、を加算してＬＰＦ１２１６へ出力する。ＬＰＦ１２１６は、加算部１２１５から出力された信号の低周波成分を抽出し、抽出した信号を周波数制御信号として周波数可変発振器１４０へ出力する。

以上の構成により、第二ＤＬＦ８２２へ入力された信号が、係数Ａ，Ｂを持つ比例項と積分項の和として周波数制御信号に変換される。係数Ａ，Ｂは、たとえばデジタルコヒーレント受信器１００の設計や伝送状態に応じて決定される。

なお、ＬＰＦ１２１６は、周波数可変発振器１４０から出力されるクロックに高周波の雑音を乗せないようにするためのＬＰＦである。ただし、ＬＰＦ１２１６は省いた構成にすることも可能である。

図１３は、図２に示したデジタル位相補償部の具体例を示す図である。図１３に示すデジタル位相補償部２３０は、Ｎｔａｐ ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタの構成例である。図１３に示すように、デジタル位相補償部２３０は、Ｎ−１個の遅延部１３１２〜１３１Ｎと、Ｎ個の乗算部１３２１〜１３２Ｎと、加算部１３３０と、を備えている。デジタル位相補償部２３０へ入力された信号は、遅延部１３１２および乗算部１３２１へ入力される。

遅延部１３１２は、入力された信号を遅延させ、遅延させた信号を乗算部１３２２および後段の遅延部１３１３へ出力する。同様に、遅延部１３１３〜１３１Ｎは、前段の遅延部から出力された信号を遅延させ、遅延させた信号を乗算部１３２３〜１３２Ｎおよび後段の遅延部へ出力する。乗算部１３２１は、入力された信号にタップ係数ｃ１を乗算して加算部１３３０へ出力する。同様に、乗算部１３２２〜１３２Ｎは、入力された信号にタップ係数ｃ２〜ｃＮを乗算して加算部１３３０へ出力する。

加算部１３３０は、乗算部１３２１〜１３２Ｎから出力された各信号を加算し、加算結果を後段へ出力する。これにより、サンプリングデータについて（Ｎ−１）次関数での補完を行うことができる。サンプリング位相制御部２４０は、サンプリング位相検出部２４１から出力されるサンプリング位相検出値に基づいてタップ係数ｃ１〜ｃＮを制御する。

図１４は、図１３に示したデジタル位相補償部の具体例を示す図である。図１４に示すデジタル位相補償部２３０は、図１３においてＮ＝３として、二次関数による補完式を用いて１シンボルあたり２個のサンプリング点でデータリカバリを行う３ｔａｐ ＦＩＲフィルタの構成例である。図１４に示すデジタル位相補償部２３０は、図１３に示した構成に加えて係数算出部１４１１〜１４１３を備えている。

係数算出部１４１１〜１４１３は、サンプリング位相検出部２４１から出力されるサンプリング位相検出値δに基づいてそれぞれタップ係数ｃ１〜ｃ３を算出する。たとえば、係数算出部１４１１は、サンプリング位相検出値δに基づいて２δ²＋δをタップ係数ｃ１として算出して乗算部１３２１へ出力する。係数算出部１４１２は、サンプリング位相検出値δに基づいて１−４δ²をタップ係数ｃ２として算出して乗算部１３２２へ出力する。係数算出部１４１３は、サンプリング位相検出値δに基づいて２δ²−δをタップ係数ｃ３として算出して乗算部１３２３へ出力する。

図１５は、信号の各サンプリングポイントを示す図である。図１５において、横軸は時間を示している。縦軸（Ｖ（ｔ））は位相を示している。期間１５１０は、信号の１シンボル分の期間を示している。図１４に示したデジタル位相補償部２３０においては、サンプリング点の間隔を１シンボルの間隔の１／２とすることができる。

このため、３点の連続するサンプルポイントを通る曲線は二次関数Ｖ＝αｔ²＋βｔ＋γで近似できる。サンプリングポイントＶ１〜Ｖ３は、デジタル変換部１５０における実際のサンプリングポイントを示している。サンプリングポイントＶｏｐｔは、デジタル変換部１５０における最適なサンプリングポイントを示している。

タイミングｔ１〜ｔ３は、それぞれサンプリングポイントＶ１〜Ｖ３のタイミングである。タイミングｔ０は、サンプリングポイントＶｏｐｔのタイミングである。タイミングｔ１〜ｔ３については、それぞれｔ１＝δ−１／２、ｔ２＝δ、ｔ３＝δ＋１／２のように示すことができる。サンプリング位相検出値δは、最適なタイミングｔ０とタイミングｔ２との差分であり、補償すべき位相量にあたる。

上述の二次関数Ｖ＝αｔ²＋βｔ＋γからＶｏｐｔ＝Ｖ１＝γとなる。このため、サンプリングポイントＶｏｐｔをＶ１〜Ｖ３とタップ係数ｃ１〜ｃ３とを用いて表すと、Ｖｏｐｔ＝ｃ１×Ｖ１＋ｃ２×Ｖ２＋ｃ３×Ｖ３となる。したがって、タップ係数ｃ１〜ｃ３は、それぞれｃ１＝２δ²＋δ、ｃ２＝１−４δ²、ｃ３＝２δ²−δのようになる。このため、図１４に示したデジタル位相補償部２３０によれば、適切な位相量によってデジタル位相補償を行うことができる。

図１６は、デジタル位相補償部の動作例を示すフローチャートである。図１３，図１４に示したデジタル位相補償部２３０は、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、係数算出部１４１１〜１４１３が、サンプリング位相検出値δに基づいてＦＩＲの各タップ係数を算出する（ステップＳ１６０１）。つぎに、乗算部１３２１〜１３２Ｎおよび加算部１３３０が、ステップＳ１６０１によって算出された各タップ係数に基づいてＦＩＲフィルタ演算を実行する（ステップＳ１６０２）。

つぎに、ステップＳ１６０２のＦＩＲフィルタ演算によって得られた信号を後段へ出力し（ステップＳ１６０３）、一連の動作を終了する。このように、図１３，図１４に示したデジタル位相補償部２３０は、時間領域での位相補償を行うことができる。つぎに、周波数領域での位相補償を行うデジタル位相補償部２３０の構成について説明する。

図１７は、周波数領域補償型のデジタル位相補償部の構成例を示す図である。図１７に示すデジタル位相補償部２３０は、周波数領域補償型の位相補償器の具体例である。図１に示すように、デジタル位相補償部２３０は、フーリエ変換部１７１１と、回転子変換部１７１２と、乗算部１７１３と、逆フーリエ変換部１７１４と、を備えている。

フーリエ変換部１７１１は、デジタル位相補償部２３０へ入力された信号をフーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）して周波数領域に変換する。フーリエ変換部１７１１は、フーリエ変換した信号を乗算部１７１３へ出力する。回転子変換部１７１２は、第一ＤＬＦ８２１から出力されたサンプリング位相検出値δの回転子変換処理を行う。回転子変換部１７１２は、回転子変換処理により得られた回転係数Ｃｋを乗算部１７１３へ出力する。

乗算部１７１３は、フーリエ変換部１７１１から出力された信号に、回転子変換部１７１２から出力された回転係数Ｃｋを乗算し、乗算した信号を逆フーリエ変換部１７１４へ出力する。逆フーリエ変換部１７１４は、乗算部１７１３から出力された信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）して出力する。ここで、回転係数Ｃｋは、サンプリング位相検出値δを用いて下記（１）式によって示すことができる。

Ｃｋ＝ｅｘｐ（ｊ×２π×ｆｋ×δ） …（１）

上記（１）式において、ｆｋは下記（２）式によって示すことができる。下記（２）式において、サンプリングレートはデジタル変換部１５０におけるサンプリングレートである。ＦＦＴウィンドウサイズは、フーリエ変換部１７１１におけるＦＦＴのウィンドウサイズである。

ｆｋ＝ｋ×サンプリングレート／ＦＦＴウィンドウサイズ
（ｋ＝０〜ＦＦＴウィンドウサイズ／２，
−ＦＦＴウィンドウサイズ／２＋１〜−１） …（２）

図１８は、サンプリング位相のシフトの例を示す図である。サイズ１８０１は、図１７に示したフーリエ変換部１７１１におけるＦＦＴのウィンドウサイズの１／２のサイズである。入力信号１８１０は、図１７に示したデジタル位相補償部２３０へ入力される信号を示している。フーリエ変換部１７１１には、たとえば入力信号１８１０から生成される３つのフレーム１８２１〜１８２３（ＦＦＴ入力フレームＮ，Ｎ＋１，Ｎ＋２）が入力される。フレーム１８２１〜１８２３の各データ長は、ＦＦＴのウィンドウサイズ（サイズ１８０１の２倍）に相当する。

フレーム１８２１の後半分とフレーム１８２２の前半分は互いに重複している。また、フレーム１８２２の後半分とフレーム１８２３の前半分は互いに重複している。そして、フレーム１８２１〜１８２３のそれぞれは、フーリエ変換部１７１１によって周波数領域に変換された後、回転子変換部１７１２および乗算部１７１３によって周波数領域で位相回転処理が行われる（符号１８３０）。これにより、サンプリング位相が補償される。

周波数領域で位相回転処理が行われたフレーム１８２１〜１８２３のそれぞれは、逆フーリエ変換部１７１４へ入力される。フレーム１８４１〜１８４３（ＩＦＦＴ入力フレームＮ，Ｎ＋１，Ｎ＋２）は、逆フーリエ変換部１７１４へ入力される各フレームである。逆フーリエ変換部１７１４は、フレーム１８４１〜１８４３を時間領域信号に変換して出力する。フレーム１８５１〜１８５３（ＩＦＦＴ出力フレームＮ，Ｎ＋１，Ｎ＋２）は、逆フーリエ変換部１７１４によって時間領域信号に変換された各フレームである。

デジタル位相補償部２３０は、フレーム１８５１〜１８５３のそれぞれの中央部分を抽出し、抽出結果を後段へ出力する。フレーム１８５１〜１８５３の斜線部分は、フレーム１８５１〜１８５３の中央部分の抽出によって破棄される部分を示している。ここでは、フレーム１８５１〜１８５３のそれぞれの両端における、ＦＦＴのウィンドウサイズの１／４のサイズが破棄される例を示している。

フレーム１８６０（信号出力）は、フレーム１８５１〜１８５３のそれぞれの中央部分を抽出して結合したフレームである。デジタル位相補償部２３０は、フレーム１８６０を後段へ出力する。このように、図１７に示したデジタル位相補償部２３０は、周波数領域での位相補償を行うことができる。

（デジタルコヒーレント受信器の変形例）
図１９は、図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例１を示す図である。図１９において、図１，図２に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図１９に示すように、デジタルコヒーレント受信器１００は、図１，図２に示した構成に加えて、サンプリング位相出力部１９１１と、スキュー出力部１９１２と、を備えていてもよい。

サンプリング位相検出部２４１は、サンプリング位相検出値をサンプリング位相出力部１９１１へ出力する。サンプリング位相出力部１９１１は、サンプリング位相検出部２４１から出力されたサンプリング位相検出値を出力する。たとえば、サンプリング位相出力部１９１１は、サンプリング位相検出値を画面表示や音声などによりユーザへ出力する。

スキュー検出部２４２は、スキュー検出値をスキュー出力部１９１２へ出力する。スキュー出力部１９１２は、スキュー検出部２４２から出力されたスキュー検出値を出力する。たとえば、スキュー出力部１９１２は、スキュー検出値を画面表示や音声などによりユーザへ出力する。これにより、サンプリング位相制御部２４０によって検出されたサンプリング位相検出値やスキュー検出値をユーザが監視することが可能になる。

図２０は、図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例２を示す図である。図２０において、図１，図２に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図２０に示すように、デジタル信号処理回路１６０のデジタル位相補償部２３０はスキュー調整部２０１１を備えている。スキュー調整部２０１１は、図２に示したスキュー調整部２１１〜２１４と同様の機能を有する。

このように、図２に示したスキュー調整部２１１〜２１４とデジタル信号処理回路１６０を統合し、デジタル信号処理回路１６０においてスキュー調整を行う構成にしてもよい。この場合は、図２に示したスキュー調整部２１１〜２１４を省いた構成にしてもよい。

図２１は、図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例３を示す図である。図２１において、図１，図２０に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図２１に示すように、デジタルコヒーレント受信器１００は、図１，図２０に示した構成に加えて、サンプリング位相出力部１９１１と、スキュー出力部１９１２（図１９参照）と、を備えていてもよい。これにより、サンプリング位相制御部２４０によって検出されたサンプリング位相検出値やスキュー検出値をユーザが監視することが可能になる。

図２２は、図２０，図２１に示したサンプリング位相制御部およびデジタル位相補償部の具体例を示す図である。図２２において、図８に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図２２に示すように、図２０，図２１に示したデジタル位相補償部２３０は、スキュー調整部２０１１（図２０，図２１参照）と、位相補償部２２１１と、を備えている。

デジタル位相補償部２３０へ入力された信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱは、スキュー調整部２０１１へ入力される。また、スキュー調整部２０１１には、スキュー制御部２７０から出力された各スキュー調整量が入力される。スキュー調整部２０１１は、信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱのスキューをそれぞれのスキュー調整量に応じて調整する。スキュー調整部２０１１は、スキューを制御した各信号を位相補償部２２１１へ出力する。

位相補償部２２１１には、スキュー調整部２０１１から出力された信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱと、第一ＤＬＦ８２１から出力されたサンプリング位相検出値と、が入力される。位相補償部２２１１は、サンプリング位相検出値に基づいて信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱの位相補償を行い、位相補償を行った信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱを出力する。

図２３は、図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例４を示す図である。図２３において、図１，図２に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図２３に示すように、デジタル信号処理回路１６０のサンプリング位相検出部２４１は、サンプリング位相検出値をスキュー制御部２７０へ出力してもよい。この場合は、サンプリング位相検出部２４１は、デジタル位相補償部２３０にはサンプリング位相検出値を出力しなくてもよい。

スキュー制御部２７０は、スキュー検出部２４２から出力されたスキュー検出値と、サンプリング位相検出部２４１から出力されたサンプリング位相検出値と、に基づいてスキュー調整部２１１〜２１４における各スキュー調整量を決定する。このように、サンプリング位相検出値をスキュー制御部２７０へ出力し、デジタル位相補償部２３０においてサンプリング位相制御も含めたスキュー量制御を行う構成としてもよい。

図２４は、図１，図２に示したデジタルコヒーレント受信器の変形例５を示す図である。図２４において、図１，図２３に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図２４に示すように、デジタルコヒーレント受信器１００は、図１，図２３に示した構成に加えて、サンプリング位相出力部１９１１と、スキュー出力部１９１２（図１９参照）と、を備えていてもよい。これにより、サンプリング位相制御部２４０によって検出されたサンプリング位相検出値やスキュー検出値をユーザが監視することが可能になる。

図２５は、図２３，図２４に示したサンプリング位相制御部およびデジタル位相補償部の具体例を示す図である。図２５において、図２２に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図２５に示すように、図２３，図２４に示したデジタル位相補償部２３０はスキュー調整部２０１１を備えている。この場合は、図２２に示した位相補償部２２１１を省いた構成にしてもよい。スキュー調整部２０１１は、スキューを調整した信号ＨＩ，ＨＱ，ＶＩ，ＶＱを出力する。

第一ＤＬＦ８２１は、信号処理した信号をサンプリング位相検出値としてスキュー制御部２７０へ出力する。この場合は、第一ＤＬＦ８２１は、サンプリング位相検出値をデジタル位相補償部２３０へ出力しなくてもよい。

以上説明したように、開示技術によれば、デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出し、検出したスキューに基づいて各信号のスキューを制御することで、各信号の間のスキューを小さくすることができる。このため、デジタル復調を精度よく行い、受信品質を向上させることができる。また、信号光に含まれる各信号を同一のタイミングでサンプリングしてもデジタル復調を精度よく行えるため、回路規模の増大を回避することができる。上述した実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）光伝送路からの信号光であって複数の信号を含む信号光と局発光との検波結果をデジタル信号に変換してデジタル処理するデジタルコヒーレント受信器において、
前記デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出するスキュー検出部と、
前記スキュー検出部によって検出されるスキューが小さくなるように前記各信号のスキューを制御するスキュー制御部と、
前記スキュー制御部によってスキューを制御された各信号を復調する復調部と、
を備えることを特徴とするデジタルコヒーレント受信器。

（付記２）前記検波結果をサンプリングすることで前記信号光に含まれる各信号を前記デジタル信号に変換するデジタル変換部と、
前記デジタル変換部におけるサンプリング位相を検出するサンプリング位相検出部と、
前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に基づいて前記各信号の位相変動を小さくする位相制御部と、
を備えることを特徴とする付記１に記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記３）入力されるクロック信号に同期して前記検波結果をサンプリングすることで前記信号光に含まれる各信号を前記デジタル信号に変換するデジタル変換部と、
前記デジタル変換部におけるサンプリング位相を検出するサンプリング位相検出部と、
前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に応じた周波数のクロック信号を発振して前記デジタル変換部へ入力する周波数可変発振器と、
を備えることを特徴とする付記１に記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記４）入力されるクロック信号に同期して前記検波結果をサンプリングすることで前記信号光に含まれる各信号を前記デジタル信号に変換するデジタル変換部と、
前記デジタル変換部におけるサンプリング位相を検出するサンプリング位相検出部と、
前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に基づいて前記各信号の位相変動を小さくする位相制御部と、
前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に応じた周波数のクロック信号を発振して前記デジタル変換部へ入力する周波数可変発振器と、
を備えることを特徴とする付記１に記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記５）前記復調部による復調結果に基づいて各信号の間のシンボルずれを検出するシンボルずれ検出部を備え、
前記スキュー制御部は、前記シンボルずれ検出部によって検出されたシンボルずれおよび前記検出されたスキューに基づいて前記各信号の間のスキューを制御することを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記６）前記スキュー制御部は、前記検出されたシンボルずれに基づいて前記各信号の間のずれを１シンボル未満にするとともに、ずれを１シンボル未満にした各信号の間のスキューを前記検出されたスキューに基づいて制御することを特徴とする付記５に記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記７）前記信号光に含まれ偏波多重された各信号を分離する偏波分離部を備え、
前記偏波分離部によって分離された各信号を前記デジタル信号に変換することを特徴とする付記１〜６のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記８）前記信号光に含まれ位相が直交する各信号を抽出する抽出部を備え、
前記抽出部によって抽出された各信号を前記デジタル信号に変換することを特徴とする付記１〜７のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記９）前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相を示す信号を雑音除去して位相制御信号として出力する第一ＤＬＦ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ）を備え、
前記位相制御部は、前記第一ＤＬＦによって出力された位相制御信号に基づいて前記各信号の位相変動を小さくすることを特徴とする付記２または４に記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記１０）前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相を示す信号を雑音除去して位相制御信号として出力する第一ＤＬＦ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ）と、
前記サンプリング位相を示す信号を周波数制御信号に変換する第二ＤＬＦと、を備え、
前記位相制御部は、前記第一ＤＬＦによって出力された位相制御信号に基づいて前記各信号の位相変動を小さくし、
前記周波数可変発振器は、前記第二ＤＬＦによって変換された周波数制御信号に応じた周波数のクロック信号を発振することを特徴とする付記４に記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記１１）前記スキュー検出部によって検出されたスキューを出力するスキュー出力部を備えることを特徴とする付記１〜１０のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記１２）前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相を出力するサンプリング位相出力部を備えることを特徴とする付記２〜４のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記１３）前記デジタル変換部は、前記検波結果に含まれる前記各信号を同一のタイミングでサンプリングすることを特徴とする付記２〜４のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。

（付記１４）光伝送路からの信号光であって複数の信号を含む信号光と局発光との検波結果をデジタル信号に変換してデジタル処理するデジタルコヒーレント受信方法において、
前記デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出するスキュー検出工程と、
前記スキュー検出工程によって検出されるスキューが小さくなるように前記各信号のスキューを制御するスキュー制御工程と、
前記スキュー制御工程によってスキューを制御された各信号を復調する復調工程と、
を含むことを特徴とするデジタルコヒーレント受信方法。

１５０ デジタル変換部
１５１〜１５４ ＡＤＣ
７１０ １シンボルずれ
１４１１〜１４１３ 係数算出部
１８１０ 入力信号
１８２１〜１８２３，１８４１〜１８４３，１８５１〜１８５３，１８６０ フレーム

Claims (10)

1. 光伝送路からの信号光であって複数の信号を含む信号光と局発光との検波結果をデジタル信号に変換してデジタル処理するデジタルコヒーレント受信器において、
   前記デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出するスキュー検出部と、
   前記スキュー検出部によって検出されるスキューが小さくなるように前記各信号のスキューを制御するスキュー制御部と、
   前記スキュー制御部によってスキューを制御された各信号を復調する復調部と、
   を備えることを特徴とするデジタルコヒーレント受信器。
2. 前記検波結果をサンプリングすることで前記信号光に含まれる各信号を前記デジタル信号に変換するデジタル変換部と、
   前記デジタル変換部におけるサンプリング位相を検出するサンプリング位相検出部と、
   前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に基づいて前記各信号の位相変動を小さくする位相制御部と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタルコヒーレント受信器。
3. 入力されるクロック信号に同期して前記検波結果をサンプリングすることで前記信号光に含まれる各信号を前記デジタル信号に変換するデジタル変換部と、
   前記デジタル変換部におけるサンプリング位相を検出するサンプリング位相検出部と、
   前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に応じた周波数のクロック信号を発振して前記デジタル変換部へ入力する周波数可変発振器と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタルコヒーレント受信器。
4. 入力されるクロック信号に同期して前記検波結果をサンプリングすることで前記信号光に含まれる各信号を前記デジタル信号に変換するデジタル変換部と、
   前記デジタル変換部におけるサンプリング位相を検出するサンプリング位相検出部と、
   前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に基づいて前記各信号の位相変動を小さくする位相制御部と、
   前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相に応じた周波数のクロック信号を発振して前記デジタル変換部へ入力する周波数可変発振器と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタルコヒーレント受信器。
5. 前記復調部による復調結果に基づいて各信号の間のシンボルずれを検出するシンボルずれ検出部を備え、
   前記スキュー制御部は、前記シンボルずれ検出部によって検出されたシンボルずれおよび前記検出されたスキューに基づいて前記各信号の間のスキューを制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。
6. 前記信号光に含まれ偏波多重された各信号を分離する偏波分離部を備え、
   前記偏波分離部によって分離された各信号を前記デジタル信号に変換することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。
7. 前記信号光に含まれ位相が直交する各信号を抽出する抽出部を備え、
   前記抽出部によって抽出された各信号を前記デジタル信号に変換することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。
8. 前記スキュー検出部によって検出されたスキューを出力するスキュー出力部を備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。
9. 前記サンプリング位相検出部によって検出されたサンプリング位相を出力するサンプリング位相出力部を備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれか一つに記載のデジタルコヒーレント受信器。
10. 光伝送路からの信号光であって複数の信号を含む信号光と局発光との検波結果をデジタル信号に変換してデジタル処理するデジタルコヒーレント受信方法において、
    前記デジタル信号に変換された各信号の間のスキューを検出するスキュー検出工程と、
    前記スキュー検出工程によって検出されるスキューが小さくなるように前記各信号のスキューを制御するスキュー制御工程と、
    前記スキュー制御工程によってスキューを制御された各信号を復調する復調工程と、
    を含むことを特徴とするデジタルコヒーレント受信方法。

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