WO2012105081A1 - コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法 - Google Patents

コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法 Download PDF

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signal
optical receiver
peak
coherent optical
light source
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安部　淳一
和佳子 安田
清 福知
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日本電気株式会社
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    • H04B10/6165—Estimation of the phase of the received optical signal, phase error estimation or phase error correction

Definitions

  • the present invention relates to a coherent optical receiver, an inter-channel skew detection apparatus and a detection method in a coherent optical receiver, and more particularly to a coherent optical receiver and a coherent optical receiver that receive an optical polarization multiplexed signal by coherent detection and digital signal processing.
  • the present invention relates to an inter-channel skew detection apparatus and detection method.
  • OOK On-Off-Keying
  • FIG. 18 shows an example of the configuration of a related coherent optical receiver.
  • the associated coherent optical receiver 700 includes a local light source 710, a 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 720, a photoelectric converter (O / E) 730, an analog-to-digital converter (ADC) 740, and a digital signal processing unit ( DSP) 750.
  • the signal light and the local light can be expressed by the following equations as single polarization signals, respectively.
  • S (t) exp [j ⁇ t] (1)
  • L (t) exp [j ( ⁇ + ⁇ ) t] (2)
  • ⁇ represents the frequency offset between the signal light and the local light.
  • the signal light and the local light are input to a 90 ° hybrid circuit (90 ° hybrid) 720, and are converted into an electrical signal by an optical converter (O / E) 730 including a photodiode having a differential configuration through an optical interference system. .
  • O / E optical converter
  • outputs represented by the following equations (3) and (4) are obtained from the ports I X and Q X , respectively.
  • I X (t) cos ( ⁇ t) (3)
  • Q X (t) sin ( ⁇ t) (4)
  • a signal output from each port is AD converted by an analog-digital converter (ADC) 740 and then input to a digital signal processing unit (DSP) 750.
  • ADC analog-digital converter
  • DSP digital signal processing unit
  • DSP digital signal processor
  • the signals obtained by the above equations (3) and (4) are the lengths of the four signal lines between the output of the 90 ° hybrid circuit 720 and the input of the analog-digital converter 740 in the coherent optical receiver 700. Only holds if all are equal. However, each of the optical fiber from the output of the 90 ° hybrid circuit 720 to the input of the photoelectric converter 730 and the coaxial line from the output of the photoelectric converter 730 to the input of the analog-digital converter 740 is strictly between four channels. It is difficult to use equal length wiring.
  • a delay that is, skew occurs in signal transmission. The effect of this skew will be described with reference to FIG. FIG.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a related 90 ° hybrid circuit 720 and its peripheral part.
  • PBS is a polarizing beam splitter
  • CPL is an optical coupler
  • ⁇ is a 90 ° phase difference part
  • BR is a balanced photo detector as a photoelectric converter (O / E) 630.
  • the object of the present invention is a coherent optical receiver that solves the above-described problem that a coherent optical receiver cannot sufficiently demodulate and receive performance deteriorates when skew occurs between channels.
  • An object of the present invention is to provide an inter-channel skew detection apparatus and detection method in an optical receiver.
  • the coherent optical receiver of the present invention includes a local light source, a 90 ° hybrid circuit, a photoelectric converter, an analog-digital converter, and a digital signal processing unit, and the 90 ° hybrid circuit is a multiplexed signal.
  • the digital signal processing unit includes a skew compensation unit that compensates for a propagation delay difference between a plurality of signal components, and an FFT operation that performs fast Fourier transform processing on the quantized signal.
  • the propagation delay difference is calculated based on a plurality of peak values centered on a negative peak value in the result of the fast Fourier transform process.
  • the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver of the present invention includes a coherent optical receiver, an inspection light source, an analog-digital converter, an FFT operation unit, and a control block.
  • the 90 ° hybrid circuit includes at least a local light source, a 90 ° hybrid circuit, and a photoelectric converter, and the 90 ° hybrid circuit interferes with the local light from the local light source and separates into a plurality of signal components.
  • An optical transceiver includes a coherent optical receiver and an optical transmitter including a phase-modulated light source that transmits phase-modulated modulated light.
  • the coherent optical receiver includes a local light source and a 90 ° hybrid.
  • the 90 ° hybrid circuit includes a circuit, a photoelectric converter, an analog-to-digital converter, and a digital signal processing unit.
  • the 90 ° hybrid circuit causes the multiplexed signal light to interfere with the local light from the local light source, thereby generating a plurality of signal components.
  • a plurality of separated optical signals the photoelectric converter detects the optical signal and outputs a detected electrical signal
  • the analog-digital converter quantizes the detected electrical signal and outputs a quantized signal
  • the digital signal processing unit includes a skew compensation unit that compensates for a propagation delay difference between a plurality of signal components, and an FFT operation unit that performs a fast Fourier transform process on the quantized signal, and the propagation delay difference is equivalent to a 90 ° hybrid circuit.
  • the inter-channel skew detection method in the coherent optical receiver of the present invention outputs a plurality of optical signals that are separated into a plurality of signal components by interfering the inspection light from the inspection light source with the local light from the local light source, Detects and outputs a detected electrical signal, quantizes the detected electrical signal, outputs a quantized signal, performs a fast Fourier transform process on the quantized signal, and centers on the peak value of-in the result of the fast Fourier transform process process A propagation delay difference between a plurality of signal components is calculated based on the plurality of peak values.
  • the coherent optical receiver of the present invention sufficient demodulation is possible even when a skew occurs between channels, and deterioration of reception performance can be suppressed.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the inter-channel skew detection method in the coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic diagram when the FFT data derived by the FFT calculation unit of the coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention is plotted against the number of points.
  • FIG. 5 is a schematic diagram plotting the relationship between the phase difference and the angular frequency at the Qx port and the Iy port of the coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical
  • FIG. 6 is a flowchart showing another inter-channel skew detection method in the coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic diagram plotting another relationship between the phase difference and the angular frequency at the Q x port and the I y port of the coherent optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a schematic diagram when the FFT data derived by the FFT calculation unit of the coherent optical receiver according to the second embodiment of the present invention is plotted against the number of points.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart showing the inter-channel skew detection method in the coherent optical receiver according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic diagram of an FFT signal spectrum for explaining the operation of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing a simulation result when the inter-channel skew detection device is applied in the coherent optical receiver according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart showing the inter-channel skew detection method in the coherent optical receiver according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection
  • FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is an output waveform diagram of the phase modulation light source of the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of an optical transceiver according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a related coherent optical receiver.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a related 90 ° hybrid circuit and its peripheral portion.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a coherent optical receiver 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the coherent optical receiver 100 includes a local light source 110, a 90 ° hybrid circuit (90 ° hybrid) 120, a photoelectric converter (O / E) 130, an analog-digital converter (ADC) 140, and a digital signal processor (DSP). 150.
  • the 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 120 causes the multiplexed signal light (Signal) to interfere with local light from the local light source 110 and outputs a plurality of optical signals separated into signal components.
  • the digital signal processing unit (DSP) 150 includes a skew compensation unit 151 and a demodulation unit 152 that compensate for a propagation delay difference (hereinafter also referred to as “skew”) between a plurality of signal components.
  • the skew compensation unit 151 can be configured using, for example, an FIR (Finite Impulse Response) filter, and in this case, has a filter coefficient determined based on the skew value.
  • the demodulator 152 separates the quantized signal into an X polarization signal and a Y polarization signal by polarization separation processing, and further demodulates the four-channel signal components by phase estimation processing.
  • the digital signal processing unit (DSP) 150 of the coherent optical receiver 100 includes a buffer unit (Buf) 153 and an FFT operation unit (FFT) 154 will be described.
  • the FFT operation unit 154 performs fast Fourier transform (Fast Fourier Transform, hereinafter referred to as “FFT”) processing on the quantized signal output from the analog-digital converter 140.
  • FFT fast Fourier transform
  • FIG. 2 the description of the skew compensation unit 151 and the demodulation unit 152 is omitted.
  • a 90 ° error exists between the I port and the Q port in the 90 ° hybrid circuit will be described.
  • an inspection light source 170 and a control block 180 are connected to the coherent optical receiver 100 to constitute an interchannel skew detection apparatus 1000 in the coherent optical receiver.
  • the control block 180 includes a control unit 181, a memory unit 182, and an arithmetic processing unit 183.
  • the calculation processing unit 183 includes a peak detection unit 184 and a skew calculation unit 185, and calculates a skew value from the FFT processing result.
  • the peak detection unit 184 and the skew calculation unit 185 may be configured by a dedicated signal processing circuit, or may be configured by a central processing unit (CPU) and a program that causes the CPU to execute processing.
  • CPU central processing unit
  • the inspection light source (Test) 170 is connected to the signal port 121 of the 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 120, and the local light source 110 is connected to the local port 122.
  • I which is an output port of a 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 120 X Port, Q X Port, I Y Port, Q Y
  • the light output from the port is input to the photoelectric converter (O / E) 130, respectively.
  • the frequency f s (Wavelength ⁇ s ) Continuous wave (Continuous Wave: CW) light is input to the signal port 121.
  • a variable wavelength light source can be used as the inspection light source 170.
  • I X Cos (2 ⁇ f IF t + ⁇ IX ) (7)
  • Q X Sin (2 ⁇ f IF t + ⁇ QX ) (8)
  • I Y Cos (2 ⁇ f IF t + ⁇ IY ) (9)
  • Q Y Sin (2 ⁇ f IF t + ⁇ QY ) (10)
  • DSP digital signal processor
  • the buffer unit 153 blocks each processing unit (for example, 4096 bits), and the FFT operation unit (FFT) 154 performs FFT processing.
  • each matrix I ⁇ as an output of the FFT operation unit 154 x (N), Q ⁇ x (N), I ⁇ y (N), Q ⁇ y (N) is obtained.
  • the inter-channel skew detection method in the coherent optical receiver according to the present embodiment will be described with reference to the flowchart shown in FIG. First, the frequency of the inspection light source 170 is set to the frequency f. S1 (Wavelength ⁇ S1 (Step S1). As a result, the frequency f is output from each output port of the 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 120.
  • step S2 data capture is started (step S2).
  • the control unit 181 of the control block 180 sends a data capture signal to the digital signal processing unit (DSP) 150 (step S3).
  • DSP digital signal processing unit
  • the FFT operation unit 154 obtains a data capture signal, triggers this to perform FFT processing on the data stored in the buffer unit (Buf) 153 at that time (step S4), and the FFT data I ⁇ x (N), Q ⁇ x (N), I ⁇ y (N), Q ⁇ y (N) is returned to the control unit 181.
  • the control unit 181 stores the acquired FFT data in the memory unit 182 (step S5).
  • the peak detection unit 184 of the arithmetic processing unit 183 causes the FFT data I ⁇ x Among the 4096 points of (N), the data I ⁇ having the maximum size x (N max ). And the frequency (peak frequency) f at that time max And phase (peak phase) ⁇ max Is obtained by calculation (step 6).
  • I ⁇ x The schematic diagram when (N) is plotted is shown.
  • , and the horizontal axis represents the number N of FFT points. As shown in FIG.
  • the peak detector 184 is the number of points N max
  • the peak detector 184 x (N max ) Is detected.
  • the sampling frequency in the analog-digital converter (ADC) 140 is expressed as f. T
  • the peak detection unit 184 performs FFT data I ⁇ x Peak frequency f when the magnitude of (N) peaks max And peak phase ⁇ max
  • the control unit 181 determines the frequency f IX (1, 1) And phase ⁇ IX (1, 1) Is stored in the memory unit 182 (step S7). At this time, the other FFT data I ⁇ x (N) may be discarded. ⁇ To reduce the influence of measurement error, repeat the process from step 3 to step 7 n times, and the frequency f IX (1, n) And phase ⁇ IX (1, n) Are stored in the memory unit 182 (feedback loop FB1). When the n-th loop is completed, an end flag is set (step 8).
  • the frequency of the inspection light source 170 is changed to the frequency f S2 (Step S9), and the processing from step 2 to step 7 is repeated again, and the frequency f IX (2, n) And phase ⁇ IX (2, n) Is stored in the memory unit 182 (step S7).
  • the end flag is detected (step S8), the frequency of the inspection light source 170 is further swept (step S9), and the processing from step 2 to step 8 is repeated again (feedback loop FB2).
  • this feedback loop FB2 By repeating this feedback loop FB2 m times, the frequency f IX (m, n) And phase ⁇ IX (m, n) Are stored in the memory unit 182.
  • the frequency f QX (m, n) , F IY (m, n) , F QY (m, n) And phase ⁇ QX (m, n) , ⁇ IY (m, n) , ⁇ QY (m, n) are stored in the memory unit 182.
  • the skew calculation unit 185 of the calculation processing unit 183 calculates a skew according to an instruction from the control unit 181 (step 10).
  • I X I based on port X Port skew is zero
  • Each port of I X Skew is represented by whether the phase is advanced or delayed with respect to the port. Specifically, first, the phase difference of each port is obtained by calculating the following amounts for the number of measurements n and the measurement frequency m, respectively.
  • the approximate expression is calculated for the port as follows.
  • ⁇ QY-IX T 3 (2 ⁇ f) + ⁇ 3
  • the slope T obtained here 1 , T 2 , T 3 Is I X Skew for the port.
  • the inspection light is input to the signal port of the 90 ° hybrid circuit, the beat signals of the inspection light and the local light are observed with an analog-digital converter, and the skew and 90 ° are calculated from the phase information obtained by performing the FFT operation.
  • the error can be calculated.
  • the skew value obtained here is compensated by the skew compensation unit 151 of the digital signal processing unit 150, so that even when a skew occurs between channels, it is sufficient. Demodulation is possible, and degradation of reception performance can be suppressed.
  • FIG. 6 shows a flowchart of the inter-channel skew detection method in this case.
  • the frequency of the inspection light source 170 is set to the frequency f. S1 (Wavelength ⁇ S1 (Step S1).
  • the frequency f is output from each output port of the 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 120.
  • IF
  • is output.
  • step S2 data capture is started (step S2).
  • the control unit 181 of the control block 180 sends a data capture signal to the digital signal processing unit (DSP) 150 (step S3).
  • DSP digital signal processing unit
  • the FFT operation unit 154 obtains a data capture signal, triggers this to perform FFT processing on the data stored in the buffer unit (Buf) 153 at that time (step S4), and the FFT data I ⁇ x (N), Q ⁇ x (N), I ⁇ y (N), Q ⁇ y (N) is returned to the control unit 181.
  • the control unit 181 stores the acquired FFT data in the memory unit 182 (step S5).
  • the peak detection unit 184 of the arithmetic processing unit 183 causes the FFT data I ⁇ x Among the 4096 points of (N), the data I ⁇ having the maximum size x (N max ). And the frequency (peak frequency) f at that time max And phase (peak phase) ⁇ max Is obtained by calculation (step 6).
  • the controller 181 determines the peak frequency and peak phase at this time as the frequency f.
  • IX (1) , Phase ⁇ IX (1) Is stored in the memory unit 182 (step S7).
  • step 8 the skew calculation unit 185 of the calculation processing unit 183 calculates a skew according to an instruction from the control unit 181 (step 9). For example, I X Q based on port X , I Y , Q Y The phase difference of each port is determined for the number of measurements n as follows.
  • ⁇ IX (n) 0 ⁇ QX (n) ⁇ IX (n) ⁇ IY (n) ⁇ IX (n) ⁇ QY (n) ⁇ IX (n)
  • Fig. 7 shows I X Q with reference to port X Port and I Y Each phase difference ⁇ at the port QX-IX , ⁇ IY-IX And angular frequency 2 ⁇ f max The schematic diagram which plotted the relationship with is shown. If the 90 ° error between the I and Q ports is negligible, X Port and I Y An approximate expression based on a linear function can be calculated for each port as follows.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an inter-channel skew detection apparatus 2000 in the coherent optical receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • the inter-channel skew detection apparatus 2000 in the coherent optical receiver includes a coherent optical receiver 200, an inspection light source 270 connected to the coherent optical receiver 200, and a control block 280.
  • the coherent optical receiver 200 includes a local light source 210, a 90 ° hybrid circuit (90 ° hybrid) 220, a photoelectric converter (O / E) 230, an analog-digital converter (ADC) 240, and a digital signal processor (DSP). 250.
  • the control block 280 includes a control unit 281, a memory unit 282, and a calculation processing unit 283, and the calculation processing unit 283 includes a peak detection unit 284 and a skew calculation unit 285.
  • the configuration of the digital signal processing unit (DSP) 250 is different from that of the digital signal processing unit (DSP) 150 according to the first embodiment.
  • the digital signal processing unit (DSP) 250 includes a complex signal generator 252, a buffer unit (Buf) 253, and an FFT operation unit (FFT) 254.
  • the inspection light source (Test) 270 is connected to the signal port 221 of the 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 220, and the local light source 210 is connected to the local port 222.
  • the frequency f as the inspection light from the inspection light source 270 s (Wavelength ⁇ s ) Continuous wave (Continuous Wave: CW) light is input to the signal port 221.
  • a variable wavelength light source can be used as the inspection light source 270.
  • the local port 222 has a frequency f as local light from the local light source 210.
  • FFT FFT operation unit
  • E ⁇ x (N) is given by the following equation.
  • P 1 , P 2 , ⁇ is expressed by the following equation.
  • step S2 data capture is started (step S2).
  • the control unit 281 of the control block 280 sends a data capture signal to the digital signal processing unit (DSP) 250 (step S3).
  • the FFT operation unit 254 obtains a data capture signal, triggers this to perform FFT processing on the data stored in the buffer unit (Buf) 253 at that time, and performs FFT data E ⁇ x (N), E ⁇ y (N) is returned to the control unit 281 (step S4).
  • the control unit 281 stores the acquired FFT data in the memory unit 282 (step S5).
  • And P 2
  • FIG. x The schematic diagram when (N) is plotted is shown.
  • , and the horizontal axis represents the number N of FFT points.
  • phase information ⁇ IX And ⁇ QX Is obtained as follows.
  • the peak detection unit 284 performs FFT data E ⁇ . x The frequency f when the magnitude of (N) peaks peak1 And peak phase ⁇ IX And ⁇ QX
  • the control unit 281 determines the frequency f X (1,1) And phase ⁇ IX (1, 1) , ⁇ QX (1,1) Is stored in the memory unit 282 (step S7). At this time, other FFT data E ⁇ x (N) may be discarded.
  • step S7 ⁇ To reduce the influence of measurement error, repeat the process from step 3 to step 7 n times, and the frequency f X (1, n) And phase ⁇ IX (1, n) , ⁇ QX (1, n) Are stored in the memory unit 282 (feedback loop FB1).
  • an end flag is set (step 8).
  • the frequency of the inspection light source 270 is changed to the frequency f. S2 (Step S9), the processing from step 2 to step 8 is repeated again, and the frequency f X (2, n) And phase ⁇ IX (2, n) , ⁇ QX (2, n) Is stored in the memory unit 282 (step S7).
  • step S8 When the end flag is detected (step S8), the frequency of the inspection light source 270 is further swept (step S9), and the processing from step 2 to step 8 is repeated again (feedback loop FB2).
  • the frequency f X (m, n) And phase ⁇ IX (m, n) , ⁇ QX (m, n) Are stored in the memory unit 282, respectively.
  • E ⁇ y By applying the same processing to (N), the frequency f Y (m, n) And phase ⁇ IY (m, n) , ⁇ QY (m, n) Are stored in the memory unit 282, respectively.
  • the skew calculation unit 285 of the calculation processing unit 283 calculates a skew by the same method as in the first embodiment in accordance with an instruction from the control unit 281 (step 10).
  • the inter-channel skew detection apparatus and detection method in the coherent optical receiver according to the present embodiment it is possible to calculate the skew between output ports and the 90 ° error between IQ ports. It becomes.
  • the skew compensation unit of the digital signal processing unit provided in the coherent optical receiver according to the first embodiment sufficient demodulation is possible even when skew occurs between channels. Therefore, it is possible to suppress deterioration of reception performance.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an inter-channel skew detection apparatus 3000 in the coherent optical receiver according to the third embodiment of the present invention.
  • the inter-channel skew detection apparatus 3000 in the coherent optical receiver includes a coherent optical receiver 300, an inspection light source 370 connected to the coherent optical receiver 300, a control block 380, and a sampling oscilloscope 390.
  • the coherent optical receiver 300 includes a local light source 310, a 90 ° hybrid circuit (90 ° hybrid) 320, and a photoelectric converter (O / E) 330.
  • the control block 380 includes a control unit 381, a memory unit 382, and a calculation processing unit 383, and the calculation processing unit 383 includes a peak detection unit 384, a skew calculation unit 385, and an FFT calculation unit (FFT) 386.
  • This embodiment is different from the first and second embodiments in that the sampling oscilloscope 390 is provided instead of the digital signal processing unit (DSP), and the control block 380 includes an FFT operation unit (FFT) 386.
  • the sampling oscilloscope 390 includes a 4-channel analog-digital converter (ADC) 391 and a memory unit 392.
  • ADC analog-digital converter
  • the inspection light source (Test) 370 is connected to the signal port 321 of the 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 320, and the local light source 310 is connected to the local port 322.
  • I which is an output port of a 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 320 X Port, Q X Port, I Y Port, Q Y
  • the beat signal output from the port is expressed by the above equations (7) to (10) as in the case of the first embodiment.
  • beat signals are converted into electrical signals by a photoelectric converter (O / E) 330, and then quantized by an analog-to-digital converter (ADC) 391 provided in the sampling oscilloscope 390, and waveform data I x (N), Q x (N), I y (N), Q y (N) is stored in the memory unit 392.
  • the frequency f is output from each output port of the 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 320.
  • IF
  • is output.
  • the waveform data is captured by the sampling oscilloscope 390 (step S2).
  • the control unit 381 of the control block 380 sends a waveform capture signal to the sampling oscilloscope 390 (step S3).
  • the waveform data stored in the memory unit 392 of the sampling oscilloscope 390 is stored in the memory unit 382 of the control block 380 (step 4).
  • the FFT calculation unit (FFT) 386 of the control block 380 is waveform data I stored in the memory unit 382.
  • step S5 the FFT data I ⁇ which is the processing result x (N), Q ⁇ x (N), I ⁇ y (N), Q ⁇ y (N) is returned to the control unit 381.
  • the control unit 381 stores the acquired FFT data in the memory unit 382 (step S6).
  • the peak detection unit 384 of the arithmetic processing unit 383 causes the FFT data I ⁇ x Among the 4096 points of (N), the data I ⁇ having the maximum size x (N max ).
  • step 7 And the frequency f at that time max And phase ⁇ max Is obtained by calculation (step 7).
  • step 7 repeat the process from step 2 to step 7 n times, and the frequency f IX (1, n) And phase ⁇ IX (1, n) Are stored in the memory unit 382 (feedback loop FB1).
  • the frequency of the inspection light source 370 is changed to the frequency f.
  • Step S8 the processing from step 2 to step 7 is repeated again, and the frequency f IX (2, n) And phase ⁇ IX (2, n) Is stored in the memory unit 382 (feedback loop FB2).
  • the frequency f IX (m, n) And phase ⁇ IX (m, n) are stored in the memory unit 382, respectively.
  • Q ⁇ x (N), I ⁇ y (N), Q ⁇ y By applying the same processing to (N), the frequency f QX (m, n) , F IY (m, n) , F QY (m, n) And phase ⁇ QX (m, n) , ⁇ IY (m, n) , ⁇ QY (m, n) Are stored in the memory unit 382, respectively.
  • the skew calculation unit 385 of the calculation processing unit 383 calculates the skew by the same method as in the first embodiment in accordance with an instruction from the control unit 381 (step 9).
  • the inter-channel skew detection apparatus and detection method in the coherent optical receiver according to the present embodiment it is possible to calculate the skew between output ports and the 90 ° error between IQ ports. Become. Then, by compensating for this skew value in the skew compensation unit of the digital signal processing unit provided in the coherent optical receiver according to the first embodiment, sufficient demodulation is possible even when skew occurs between channels. Therefore, it is possible to suppress deterioration of reception performance.
  • the coherent optical receiver includes the polarization diversity type 90 ° hybrid circuit (Polarization Diversity 90 ° Hybrid).
  • the present invention is not limited to this, and a single polarization type 90 ° hybrid circuit (Single Polarization 90 ° Hybrid) or a single polarization type 90 ° hybrid circuit may be used in combination.
  • the inspection light source is connected to the signal port of the 90 ° hybrid circuit to sweep the frequency.
  • the wavelength of the inspection light source is constant and the wavelength of the local light source is variable. The wavelength may be swept using a laser.
  • the inter-channel skew detection apparatus 4000 in the coherent optical receiver includes a coherent optical receiver 400, an inspection light source 270 connected to the coherent optical receiver 400, and a control block 480.
  • the coherent optical receiver 400 includes a local light source 210, a 90 ° hybrid circuit (90 ° hybrid) 220, a photoelectric converter (O / E) 230, an analog-digital converter (ADC) 240, and a digital signal processor (DSP). 450.
  • the control block 480 includes a control unit 281, a memory unit 282, and a calculation processing unit 283, and the calculation processing unit 283 includes a multiple peak detection unit 484 and a skew calculation unit 285.
  • the configurations of a digital signal processing unit (DSP) 450 and a control block 480 are different from those of the second embodiment. That is, the digital signal processing unit (DSP) 450 includes a skew compensation unit 451 and a signal processing unit 455, and the control block 480 includes a multiple peak detection unit 484.
  • the signal processing unit 455 performs various signal processing such as clock extraction, polarization tracking, and carrier frequency offset compensation in digital coherent reception.
  • the same components as those in the inter-channel skew detection apparatus 2000 in the coherent optical receiver according to the second embodiment shown in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the frequency f as the inspection light from the inspection light source 270 is the same as in the second embodiment.
  • s (Wavelength ⁇ s ) Continuous wave (Continuous Wave: CW) light is input to the signal port 221.
  • a variable wavelength light source can be used as the inspection light source 270.
  • the local port 222 has a frequency f as local light from the local light source 210.
  • Equation (11) or Equation (12) is a relational expression obtained when ideal Fourier transform is performed
  • a discrete Fourier transform circuit such as FFT
  • an error from the ideal state is increased.
  • the FFT signal shown in FIG. 9 has the beat frequency f of the inspection light and the local light.
  • IF Is the kth grid frequency k ⁇ f of FFT sample / 2 n Represents a spectrum that occurs when.
  • 2 n Is the number of FFT points, and k is 0 ⁇ k ⁇ 2.
  • n An integer satisfying -1, n is a positive integer.
  • the beat frequency f IF Often deviates from the grid frequency of the FFT.
  • the spectrum spreads to the adjacent grid of the peak signal in FIG. 9, and a plurality of sidelobe spectra are generated.
  • , and the horizontal axis represents the grid frequency of the FFT.
  • Detect multiple peak values with values For example, in FIG. 13, P as a peak value of- 0 And P 0 P centered on -1 And P +1 , And its mirror image P ' 0 , P ’ -1 , P ’ +1 Is detected.
  • the range in which the spectrum amplitude of the FFT signal has an effective value for example, a plurality having a higher amplitude level can be selected.
  • a certain threshold level may be provided in advance, and an amplitude level that is equal to or higher than the threshold level may be employed.
  • the propagation delay difference T depends on the measurement conditions. 2 -T 1 A combination that optimizes the measurement accuracy can be selected.
  • the multiple peak detection unit 484 detects multiple peak values. Thereafter, from each spectrum and a mirror image component paired with the spectrum, the propagation delay difference T is expressed using the equation (11) or the equation (12). 2 -T 1 And a weighted average proportional to the spectrum amplitude value is obtained. Thereby, the propagation delay difference T 2 -T 1
  • the measurement accuracy in the measurement can be improved. For example, in FIG. 13, P corresponding to the top three spectral amplitudes.
  • T 2 -T 1 (
  • T 2 -T 1 (
  • FIG. 14 shows a simulation result when the inter-channel skew detection apparatus 4000 in the coherent optical receiver according to the present embodiment is applied when side lobes are generated in the spectrum of the FFT signal.
  • the propagation delay amount T 2 -T 1 25 psec is added, and an FFT circuit having an FFT point number of 4096 and a sampling rate of 64 GS / s (Giga sample per second) is shown.
  • the vertical axis in FIG. 14 represents the propagation delay amount T. 2 -T 1
  • the horizontal axis represents the beat frequency f IF Is shown in units of FFT frequency grid intervals.
  • FFT frequency grid interval number FFT bin no.
  • f IF Deviates from 64 (integer value) an error of about ⁇ 1 psec at maximum occurs.
  • the propagation delay difference T is obtained by weighted average of a plurality of amplitude values.
  • the plurality of peak detection units 484 detect a plurality of peak values and calculate the propagation delay difference from the spectrum of each peak. And the measurement precision in the measurement of a propagation delay difference can be improved by calculating
  • FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the inter-channel skew detection apparatus 5000 in the coherent optical receiver according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the inter-channel skew detection apparatus 5000 in the coherent optical receiver includes the phase modulation light source 570 as the inspection light source 270 and further includes the polarization controller 580, and the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the fourth embodiment. Different from 4000. In FIG. 15, the same components as those in the inter-channel skew detector 4000 in the coherent optical receiver shown in FIG. 12 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the phase modulation light source 570 transmits, for example, modulated light that has been subjected to quaternary (0, ⁇ / 2, ⁇ , 3 ⁇ / 2) phase modulation (Quadrature Phase-Shift Keying: QPSK) as inspection light.
  • QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
  • phase modulation light source 570 shows a modulated light waveform obtained by repeating phase modulation in a sawtooth shape as an example of an output waveform of the phase modulation light source 570.
  • the vertical axis represents the phase ( ⁇ ) of the optical signal, and the horizontal axis represents time (t).
  • the polarization controller 580 sets the polarization angle to approximately 45 ° (or an angle corresponding to 45 °) when the inspection light transmitted from the phase modulation light source 570 is a single polarization. And I X Port, Q X Port, I Y Port, Q Y The polarization state is adjusted so that the optical power output from the port is substantially uniform.
  • the polarization controller 580 is not used when the transmission signal from the phase modulation light source 570 is subjected to polarization scrambling or when it is polarization multiplexed (for example, DP-QPSK modulation). Even with the configuration, skew detection can be performed.
  • the inter-channel skew detection apparatus 5000 in the coherent optical receiver of the present embodiment the above-described inspection light that is stable and can be controlled with high accuracy is used in the same manner as in the second or fourth embodiment. Perform skew detection. As a result, more accurate skew detection can be performed. Then, the skew value detected here is compensated in the skew compensation unit of the digital signal processing unit provided in the coherent optical receiver.
  • phase-modulated light source 570 transmits modulated light subjected to QPSK modulation as inspection light
  • the present embodiment is not limited to this, and the present embodiment can also be applied to the case where the phase-modulated light source 570 transmits modulated light that is phase-modulated by other methods such as QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation or analog serodyne modulation. Is clear.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the optical transceiver 6000 includes a coherent optical receiver (Rx) 600, an optical transmitter (Tx) 610, a polarization controller 620, a mode switching unit 630, and a control unit 640.
  • the optical transmitter 610 includes a phase modulator such as a QPSK modulator.
  • this phase modulator the same modulator as the phase modulation light source 570 provided in the inter-channel skew detection apparatus in the coherent optical receiver according to the fifth embodiment can be used.
  • the mode switching unit 630 instructs the control unit 640 to switch between a skew detection mode for detecting a channel-to-channel skew and a normal operation mode for performing a normal communication operation in an inspection process when the optical transceiver 6000 is manufactured.
  • the control unit 640 controls the optical transmitter 610 so that the optical transmitter 610 transmits transmission light having a sawtooth phase modulation waveform.
  • the sawtooth phase modulation waveform at this time can be the same waveform as the waveform (FIG. 16) transmitted by the phase modulation light source 570 in the inter-channel skew detection device 5000 in the coherent optical receiver of the fifth embodiment. .
  • the control unit 640 controls the coherent optical receiver 600 so that the coherent optical receiver 600 performs an inter-channel skew detection operation in the inter-channel skew detection apparatus 5000 in the coherent optical receiver of the fifth embodiment.
  • the control unit 640 controls the coherent optical receiver 600 to use the transmitted light from the optical transmitter 610 as inspection light.
  • the polarization controller 620 adjusts the polarization of the inspection light transmitted from the optical transmitter 610, and adjusts the I in the coherent optical receiver 600.
  • X Port, Q X Port, I Y Port, Q Y The polarization state is adjusted so that the optical power output from the port is substantially uniform.
  • the polarization controller 620 is not used when the transmission signal from the optical transmitter 610 is subjected to polarization scrambling or polarization multiplexed (for example, DP-QPSK modulation). Even with the configuration, skew detection can be performed.
  • the control unit 640 controls the optical transmitter 610 so that a normal optical transmission signal is transmitted from the optical transmitter 610.
  • the optical transmitter 610 of the optical transceiver 6000 can be used as a light source for transmitting phase-modulated inspection light.
  • the optical transceiver including the inter-channel skew detection device 5000 in the coherent optical receiver according to the fifth embodiment can have a simpler configuration.
  • Coherent optical receiver 110 210, 310 Local light source 120, 220, 320 90 ° hybrid circuit (90 ° Hybrid) 121, 221, 321 Signal port 122, 222, 322 Local port 130, 230, 330 Photoelectric converter (O / E) 140, 240 Analog-to-digital converter (ADC) 150, 250, 450 Digital signal processor (DSP) 151, 451 Skew compensation unit 152 Demodulation unit 153, 253 Buffer unit (Buf) 154, 254, 386 FFT operation unit (FFT) 170, 270, 370 Inspection light source 180, 280, 380, 480 Control block 181, 281, 381 Control unit 182, 282, 382, 392 Memory unit 183, 283, 383 Arithmetic processing unit 184, 284, 384 Peak detection unit 185, 285, 385 Skew calculation unit 252 Complex signal generator 390 Sampling oscilloscope 455 Signal processing unit 484 Multiple peak detection unit 570 Phase modulation

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

コヒーレント光受信器においては、チャネル間にスキューが生じると十分な復調ができず、受信性能が劣化するため、本発明のコヒーレント光受信器は、局所光源と、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ－デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、９０°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光電変換器は、光信号を検波して検波電気信号を出力し、アナログ－デジタル変換器は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、デジタル信号処理部は、複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、量子化信号を高速フーリエ変換処理するＦＦＴ演算部とを備え、伝播遅延差は高速フーリエ変換処理した結果における一のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される。

Description

コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法
　本発明は、コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法に関し、特に、光偏波多重信号をコヒーレント検波とデジタル信号処理により受信するコヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法に関する。
　インターネットの幅広い普及により、ネットワーク内のデータ容量は年々増加している。大都市間を結ぶ大動脈通信路では、１チャネル当たりの伝送容量が１０Ｇｂ／ｓおよび４０Ｇｂ／ｓの光伝送路がすでに導入されている。１０Ｇｂ／ｓ伝送では変調方式としてオンオフ変調（Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ：ＯＯＫ）が用いられている。４０Ｇｂ／ｓ伝送においてもＯＯＫ方式が用いられるが、光パルス幅が２５ｐｓと狭くなり波長分散の影響を大きく受けるため、長距離伝送には不適当である。そのため位相による多値変調方式および偏波多重方式が用いられるようになっており、１００Ｇｂ／ｓ級伝送では偏波多重４相位相変調（Ｄｕａｌ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＰ−ＱＰＳＫ）方式が主流となっている。
　送信器でＤＰ−ＱＰＳＫ変調を施された光信号は、コヒーレント光受信器で受信され復調される（例えば、非特許文献１参照）。図１８に、関連するコヒーレント光受信器の構成の一例を示す。関連するコヒーレント光受信器７００は、局所光源７１０、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）７２０、光電変換器（Ｏ／Ｅ）７３０、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）７４０、およびデジタル信号処理部（ＤＳＰ）７５０を有する。
　信号光および局所光は、それぞれ片偏波信号として次式で表すことができる。
Ｓ（ｔ）＝ｅｘｐ［ｊωｔ］　　　　　　　　　　　（１）
Ｌ（ｔ）＝ｅｘｐ［ｊ（ω＋Δω）ｔ］　　　　　　　（２）
ここで、Δωは信号光と局所光の周波数オフセットを表す。信号光と局所光は９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）７２０に入力され、光学干渉系を通って差動構成のフォトダイオードからなる光電変換器（Ｏ／Ｅ）７３０によって電気信号に変換される。このときポートＩＸおよびＱＸからそれぞれ次式（３）、（４）で表わされる出力が得られる。
ＩＸ（ｔ）＝ｃｏｓ（Δωｔ）　　　　　　　　　　　（３）
ＱＸ（ｔ）＝ｓｉｎ（Δωｔ）　　　　　　　　　　　（４）
偏波多重信号の場合は、Ｓ（ｔ）＝ＥＸ＋ＥＹとなり、ＩＸおよびＩＹポートには混合信号ＥＸ＋ＥＹのｃｏｓ成分が、ＱＸおよびＱＹポートには混合信号ＥＸ＋ＥＹのｓｉｎ成分が出力される。
　各ポートから出力された信号は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）７４０によってＡＤ変換された後にデジタル信号処理部（ＤＳＰ）７５０に入力される。デジタル信号処理部（ＤＳＰ）７５０では、偏波分離処理によりＥＸ信号とＥＹ信号を分離し、さらに位相推定処理によりＥＸとＥＹをそれぞれ４値復調している。
　このようにして、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号はコヒーレント光受信器を用いて復調することができる。
Ｍ．Ｇ．Ｔａｙｌｏｒ，"Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　Ｍｅｔｈｏｄ　Ｕｓｉｎｇ　ＤＳＰ　ｆｏｒ　Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｓｉｇｎａｌ　ａｎｄ　Ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ　Ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ"，ＩＥＥＥ　Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ　２００４，ｐ．６７４−６７６
　上述した式（３）、（４）で得られる信号は、コヒーレント光受信器７００において９０°ハイブリッド回路７２０の出力からアナログ−デジタル変換器７４０の入力までの間の４本の信号線の長さがすべて等しい場合にのみ成立する。しかし、９０°ハイブリッド回路７２０の出力から光電変換器７３０の入力までの光ファイバ、および光電変換器７３０の出力からアナログ−デジタル変換器７４０の入力までの同軸線のそれぞれを、４チャネル間で厳密に等長配線とすることは困難である。
　ここで４チャネル間が等長でない場合、信号の伝達に遅延、すなわちスキューが生じる。このスキューの影響について図１９を用いて説明する。図１９は、関連する９０°ハイブリッド回路７２０とその周辺部の構成を示すブロック図である。図中、「ＰＢＳ」は偏光ビームスプリッタを、「ＣＰＬ」は光カプラを、「τ」は９０°位相差部を、「ＢＲ」は光電変換器（Ｏ／Ｅ）６３０としてのバランス型フォトディテクタをそれぞれ示す。
　チャネル１（ＣＨ１）に対してチャネル２（ＣＨ２）にスキューＴが存在する場合、上述の（４）式は下記（５）式になる。
ＱＸ（ｔ）＝ｓｉｎ（Δω（ｔ＋Ｔ））　　　　　　　　　　　（５）
　上述したスキューＴが存在しない場合は、上記式（３）および式（４）を用いたデジタル信号処理によって偏波分離および位相推定を行うことができ、完全に復調することができる。しかし、チャネル間スキューが存在すると、式（４）で表わされたポートＱＸからの出力は、式（５）式で表わされる出力信号となり、デジタル信号処理を行っても復調が不十分となり、十分な性能が得られない。このように、コヒーレント光受信器においては、チャネル間にスキューが生じると十分な復調ができず、受信性能が劣化する、という問題があった。
　本発明の目的は、上述した課題である、コヒーレント光受信器においては、チャネル間にスキューが生じると十分な復調ができず、受信性能が劣化する、という課題を解決するコヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法を提供することにある。
　本発明のコヒーレント光受信器は、局所光源と、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ−デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、９０°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光電変換器は、光信号を検波して検波電気信号を出力し、アナログ−デジタル変換器は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、デジタル信号処理部は、複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、量子化信号を高速フーリエ変換処理するＦＦＴ演算部とを備え、伝播遅延差は高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される。
　本発明のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置は、コヒーレント光受信器と、検査光源と、アナログ−デジタル変換器と、ＦＦＴ演算部と、制御ブロックとを有し、コヒーレント光受信器は、局所光源と、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器とを少なくとも備え、９０°ハイブリッド回路は、検査光源からの検査光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光電変換器は、光信号を検波して検波電気信号を出力し、アナログ−デジタル変換器は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、ＦＦＴ演算部は、量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、制御ブロックは、高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて複数の信号成分間の伝播遅延差を算出する。
　本発明の光送受信機は、コヒーレント光受信器と、位相変調された変調光を送出する位相変調光源を備えた光送信器とを有し、コヒーレント光受信器は、局所光源と、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ−デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、９０°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光電変換器は、光信号を検波して検波電気信号を出力し、アナログ−デジタル変換器は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、デジタル信号処理部は、複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、量子化信号を高速フーリエ変換処理するＦＦＴ演算部とを備え、伝播遅延差は、９０°ハイブリッド回路に位相変調光源から変調光を入力して局所光と干渉させた場合の高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される。
　本発明のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法は、検査光源からの検査光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光信号を検波して検波電気信号を出力し、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて複数の信号成分間の伝播遅延差を算出する。
　本発明のコヒーレント光受信器によれば、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能であり、受信性能の劣化を抑制することができる。
図１は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器の構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置の構成を示すブロック図である。
図３は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法を示すフローチャートである。
図４は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器のＦＦＴ演算部が導出するＦＦＴデータをポイント数に対してプロットしたときの概略図である。
図５は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器のＱｘポートおよびＩｙポートにおける位相差と角周波数との関係をプロットした概略図である。
図６は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器における別のチャネル間スキュー検出方法を示すフローチャートである。
図７は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器のＱｘポートおよびＩｙポートにおける位相差と角周波数との別の関係をプロットした概略図である。
図８は本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置の構成を示すブロック図である。
図９は本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器のＦＦＴ演算部が導出するＦＦＴデータをポイント数に対してプロットしたときの概略図である。
図１０は本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置の構成を示すブロック図である。
図１１は本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法を示すフローチャートである。
図１２は本発明の第４の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置の構成を示すブロック図である。
図１３は本発明の第４の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置の動作を説明するためのＦＦＴ信号スペクトルの概略図である。
図１４は本発明の第４の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置を適用した場合のシミュレーション結果を示す図である。
図１５は本発明の第５の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置の構成を示すブロック図である。
図１６は本発明の第５の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置の位相変調光源の出力波形図である。
図１７は本発明の第６の実施形態に係る光送受信機の構成を示すブロック図である。
図１８は関連するコヒーレント光受信器の構成を示すブロック図である。
図１９は関連する９０°ハイブリッド回路とその周辺部の構成を示すブロック図である。
　以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
　〔第１の実施形態〕
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信器１００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器１００は、局所光源１１０、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０、光電変換器（Ｏ／Ｅ）１３０、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４０、およびデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０を有する。
　９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０は、多重化された信号光（Ｓｉｇｎａｌ）を局所光源１１０からの局所光と干渉させて、各信号成分に分離した複数の光信号を出力する。本実施形態では、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式を用いた場合について説明する。したがって９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０からは、２偏波（Ｘ偏波、Ｙ偏波）についてそれぞれ同相成分（ＩＸ、ＩＹ）および直交成分（ＱＸ、ＱＹ）からなる４チャンネルの信号成分をそれぞれ有する４波の光信号が出力される。
　光電変換器（Ｏ／Ｅ）１３０は、９０°ハイブリッド回路１２０が出力する各光信号を検波して検波電気信号を出力する。アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４０は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力する。
　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０は、複数の信号成分間の伝播遅延差（以下、「スキュー」とも言う）を補償するスキュー補償部１５１と復調部１５２を備える。スキュー補償部１５１は、例えばＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどを用いて構成することができ、この場合スキュー値に基づいて決定されるフィルタ係数を有する。復調部１５２は偏波分離処理により量子化信号をＸ偏波信号とＹ偏波信号に分離し、さらに位相推定処理により４チャンネルの信号成分をそれぞれ復調する。
　次に、コヒーレント光受信器１００におけるチャネル間スキューの検出方法について図２を用いて説明する。以下では、コヒーレント光受信器１００のデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０がバッファ部（Ｂｕｆ）１５３とＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）１５４を備えた場合について説明する。ここでＦＦＴ演算部１５４はアナログ−デジタル変換器１４０が出力する量子化信号に対して高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、以下では「ＦＦＴ」と言う）処理を施す。なお図２では、スキュー補償部１５１および復調部１５２の記載は省略した。
　また、以下ではまず、９０°ハイブリッド回路においてＩポートとＱポートの間に９０°誤差が存在する場合について説明する。すなわち、９０°ハイブリッド回路のＩポートとＱポートの間には信号周期の９０°に相当する遅延があるが、９０°ハイブリッド回路の製造ばらつきにより、位相差は必ずしも正確に９０°となるとは限らない。この位相差９０°の誤差による遅延Δτを考慮すると、上記式（５）は下記式（６）となる。
ＱＸ（ｔ）＝ｓｉｎ（Δω（ｔ＋Ｔ）＋Δτ）　　　　　　　　（６）
この９０°誤差が存在する場合、式（４）で表わされたポートＱＸからの出力は、式（６）式で表わされる出力信号となり、この場合もデジタル信号処理を行っても復調が不十分となり、十分な性能が得られない。
　図２に示すように、コヒーレント光受信器１００に検査光源１７０と制御ブロック１８０が接続され、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置１０００を構成する。制御ブロック１８０は、制御部１８１、メモリ部１８２、および演算処理部１８３を有する。演算処理部１８３はピーク検出部１８４とスキュー演算部１８５を備え、ＦＦＴ処理結果からスキュー値を算出する。ここでピーク検出部１８４およびスキュー演算部１８５は、専用の信号処理回路により構成することもできるし、中央演算処理装置（ＣＰＵ）とＣＰＵに処理を実行させるプログラムから構成することとしてもよい。
　９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０のシグナル・ポート１２１には検査光源（Ｔｅｓｔ）１７０が接続され、ローカル・ポート１２２には局所光源１１０が接続される。９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０の出力ポートであるＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートから出力された光は、それぞれ光電変換器（Ｏ／Ｅ）１３０に入力される。
　コヒーレント光受信器１００におけるチャネル間スキューの検出においては、まず、検査光源１７０から検査光として周波数ｆｓ（波長λｓ）の連続発振（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ：ＣＷ）光をシグナル・ポート１２１に入力する。ここで検査光源１７０には波長可変光源を用いることができる。一方、ローカル・ポート１２２には局所光源１１０から局所光として周波数ｆｏ（波長／λｏ）のＣＷ光を入力する。周波数ｆｓの検査光と周波数ｆｏの局所光は９０°ハイブリッド回路１２０内で干渉し、周波数ｆＩＦ＝｜ｆｓ−ｆｏ｜のビート信号が出力される。このとき、ＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートからそれぞれ出力されるビート信号は下記（７）式から（１０）式で表わされる。
ＩＸ＝ｃｏｓ（２πｆＩＦｔ＋φＩＸ）　　　　　　　　　　　（７）
ＱＸ＝ｓｉｎ（２πｆＩＦｔ＋φＱＸ）　　　　　　　　　　　　（８）
ＩＹ＝ｃｏｓ（２πｆＩＦｔ＋φＩＹ）　　　　　　　　　　　（９）
ＱＹ＝ｓｉｎ（２πｆＩＦｔ＋φＱＹ）　　　　　　　　　　　　（１０）
　これらのビート信号は光電変換器（Ｏ／Ｅ）１３０によって電気信号に変換された後、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４０で量子化されデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０へそれぞれ入力される。デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０では、バッファ部１５３によって所定の処理単位（例えば、４０９６ビット）ごとにブロック化され、ＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）１５４においてＦＦＴ処理が施される。その結果、ＦＦＴ演算部１５４の出力として各行列Ｉ＾ｘ（Ｎ）、Ｑ＾ｘ（Ｎ）、Ｉ＾ｙ（Ｎ）、Ｑ＾ｙ（Ｎ）が得られる。ここで「Ｎ」はＦＦＴのポイント数であり、例えばＮ＝０~４０９５である。
　次に、図３に示したフローチャートを参照しながら本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法について説明する。まず、検査光源１７０の周波数を周波数ｆＳ１（波長λＳ１）に設定する（ステップＳ１）。これにより、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０の各出力ポートから周波数ｆＩＦ＝｜ｆＳ１−ｆｏ｜のビート信号が出力される。
　次に、データキャプチャを開始する（ステップＳ２）。このとき制御ブロック１８０の制御部１８１はデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０へデータキャプチャ信号を送出する（ステップＳ３）。ＦＦＴ演算部１５４はデータキャプチャ信号を取得し、これをトリガとしてそのときバッファ部（Ｂｕｆ）１５３に格納されているデータにＦＦＴ処理を施し（ステップＳ４）、ＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）、Ｑ＾ｘ（Ｎ）、Ｉ＾ｙ（Ｎ）、Ｑ＾ｙ（Ｎ）を制御部１８１に返送する。制御部１８１は取得したＦＦＴデータをメモリ部１８２に格納する（ステップＳ５）。
　制御部１８１からの指示により演算処理部１８３のピーク検出部１８４は、ＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）の４０９６ポイントの中から、その大きさが最大であるデータＩ＾ｘ（Ｎｍａｘ）を抽出する。そして、そのときの周波数（ピーク周波数）ｆｍａｘと位相（ピーク位相）φｍａｘを計算によって求める（ステップ６）。図４に、ポイント数Ｎに対してＩ＾ｘ（Ｎ）をプロットしたときの概略図を示す。ここでＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）は複素数であるので、同図の縦軸はＩ＾ｘ（Ｎ）の大きさ｜Ｉ＾ｘ（Ｎ）｜であり、横軸はＦＦＴのポイント数Ｎである。図４に示すように、｜Ｉ＾ｘ（Ｎ）｜がポイント数Ｎｍａｘでピークを持つとした場合、ピーク検出部１８４はＩ＾ｘ（Ｎｍａｘ）を検出する。ここで、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４０におけるサンプリング周波数をｆＴとすると、ＦＦＴの周波数間隔はｆＴ／４０９６となる。よって、Ｉ＾ｘ（Ｎ）がピークとなるときのピーク周波数ｆｍａｘはＮｍａｘｆＴ／４０９６となる。続いて、ピーク周波数がｆｍａｘのときのＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎｍａｘ）からピーク位相情報φｍａｘ＝∠（Ｉ＾ｘ（Ｎｍａｘ））を計算する。
　以上により、ピーク検出部１８４はＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）の大きさがピークとなるときのピーク周波数ｆｍａｘとピーク位相φｍａｘを求め、制御部１８１は周波数ｆＩＸ（１，１）と位相φＩＸ（１，１）としてメモリ部１８２に格納する（ステップＳ７）。このとき、その他のＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）は廃棄することとしてもよい。
　測定誤差による影響を軽減するため、ステップ３からステップ７までの処理をｎ回繰り返し、周波数ｆＩＸ（１，ｎ）と位相φＩＸ（１，ｎ）をそれぞれメモリ部１８２に格納する（フィードバックループＦＢ１）。ｎ回目のループが終了したとき、終了フラグを立てる（ステップ８）。
　次に、検査光源１７０の周波数を周波数ｆＳ２に変更し（ステップＳ９）、再度ステップ２からステップ７までの処理を繰り返して、周波数ｆＩＸ（２，ｎ）と位相φＩＸ（２，ｎ）をメモリ部１８２に格納する（ステップＳ７）。終了フラグを検出したとき（ステップＳ８）、検査光源１７０の周波数をさらにスイープし（ステップＳ９）、再度ステップ２からステップ８までの処理を繰り返す（フィードバックループＦＢ２）。このフィードバックループＦＢ２をｍ回繰り返すことによって周波数ｆＩＸ（ｍ，ｎ）と位相φＩＸ（ｍ，ｎ）がそれぞれメモリ部１８２に格納される。Ｑ＾ｘ（Ｎ）、Ｉ＾ｙ（Ｎ）、Ｑ＾ｙ（Ｎ）についても同様の処理を施すことによって、周波数ｆＱＸ（ｍ，ｎ）、ｆＩＹ（ｍ，ｎ）、ｆＱＹ（ｍ，ｎ）と位相φＱＸ（ｍ，ｎ）、φＩＹ（ｍ，ｎ）、φＱＹ（ｍ，ｎ）がそれぞれメモリ部１８２に格納される。
　以上の処理が終了したとき、制御部１８１からの指示により、演算処理部１８３のスキュー演算部１８５はスキューを計算する（ステップ１０）。例えば、ＩＸポートを基準とするとＩＸポートのスキューはゼロとなり、ＱＸ、ＩＹ、ＱＸの各ポートはＩＸポートに対して位相が進んでいるか、または遅れているかによってスキューを表わす。具体的にはまず、各ポートの位相差を測定回数ｎおよび測定周波数ｍについてそれぞれ以下の量を計算することによって求める。
φＩＸ（ｍ，ｎ）＝０
φＱＸ（ｍ，ｎ）−φＩＸ（ｍ，ｎ）
φＩＹ（ｍ，ｎ）−φＩＸ（ｍ，ｎ）
φＱＹ（ｍ，ｎ）−φＩＸ（ｍ，ｎ）
　図５に、Ｉｘポートを基準としたときのＱＸポートおよびＩＹポートにおけるそれぞれの位相差φＱＸ−ＩＸ、φＩＹ−ＩＸと角周波数２πｆｍａｘとの関係をプロットした概略図を示す。同図より、ＱＸポートおよびＩＹポートについて一次関数による近似式を以下のようにそれぞれ算出する。
φＱＸ−ＩＸ＝Ｔ１（２πｆ）＋φ１
φＩＹ−ＩＸ＝Ｔ２（２πｆ）＋φ２
ＱＹポートについても同様にして以下のように近似式を算出する。
φＱＹ−ＩＸ＝Ｔ３（２πｆ）＋φ３
ここで求めた傾きＴ１、Ｔ２、Ｔ３がＩＸポートに対するスキューとなる。このとき、スキュー検出の精度はＦＦＴのポイント数ＮとｆＩＦの関係から求められる。例えばｆＩＦが１ＧＨｚである場合、周期は１ｎｓ（＝１０００ｐｓ）であるから、Ｎが４０９６のときスキュー検出精度は０．２４ｐｓ（＝１０００／４０９６）となる。すなわち、ｆＩＦが小さいと検出精度が低下することがわかる。
　一方、ＱＹポートのＩＹポートに対する位相差は以下のように表される。
φＱＹ（ｍ，ｎ）−φＩＹ（ｍ，ｎ）
このとき、角周波数２πｆｍａｘとの関係は上述した場合と同様に以下の一次関数で近似される。
φＱＹ−ＩＹ＝Ｔ４（２πｆ）＋φ４
　ここで周波数オフセットがない場合、φＱＸ−ＩＸとφＱＹ−ＩＹ位相差はそれぞれπ／２となることから、φ１およびφ４はπ／２となるはずである。よって、ＩｘポートとＱｘポート、およびＩｙポートとＱｙポートの９０°誤差はそれぞれ、φ１−π／２、φ４−π／２となる。したがって、図５に示した一次関数のｙ軸の切片からφ１、φ４を求めることによって、ＩＹポートとＱＹポートの９０°誤差が得られる。
　以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置およびその検出方法によれば、各出力ポート間のスキューとＩ−Ｑポート間の９０°誤差を算出することが可能となる。すなわち、９０°ハイブリッド回路のシグナル・ポートに検査光を入力し、検査光と局所光のビート信号をアナログ−デジタル変換器で観測し、ＦＦＴ演算を行って得られた位相情報からスキューと９０°誤差を算出することができる。そして本実施形態によるコヒーレント光受信器１００によれば、ここで得たスキュー値をデジタル信号処理部１５０のスキュー補償部１５１において補償することにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。
　上述した実施形態では、図３のフィードバックループＦＢ２に示すように、検査光源の周波数をスイープし、各周波数におけるチャネル間のピーク位相の差を求めることによりＩポートとＱポート間の９０°誤差を算出することとした。しかし、この９０°誤差が無視できる場合には、より簡易にチャネル間スキューを検出することができる。
　図６に、この場合におけるチャネル間スキュー検出方法のフローチャートを示す。まず、検査光源１７０の周波数を周波数ｆＳ１（波長λＳ１）に設定する（ステップＳ１）。これにより、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０の各出力ポートから周波数ｆＩＦ＝｜ｆＳ１−ｆｏ｜のビート信号が出力される。
　次に、データキャプチャを開始する（ステップＳ２）。このとき制御ブロック１８０の制御部１８１はデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０へデータキャプチャ信号を送出する（ステップＳ３）。ＦＦＴ演算部１５４はデータキャプチャ信号を取得し、これをトリガとしてそのときバッファ部（Ｂｕｆ）１５３に格納されているデータにＦＦＴ処理を施し（ステップＳ４）、ＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）、Ｑ＾ｘ（Ｎ）、Ｉ＾ｙ（Ｎ）、Ｑ＾ｙ（Ｎ）を制御部１８１に返送する。制御部１８１は取得したＦＦＴデータをメモリ部１８２に格納する（ステップＳ５）。
　制御部１８１からの指示により演算処理部１８３のピーク検出部１８４は、ＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）の４０９６ポイントの中から、その大きさが最大であるデータＩ＾ｘ（Ｎｍａｘ）を抽出する。そして、そのときの周波数（ピーク周波数）ｆｍａｘと位相（ピーク位相）φｍａｘを計算によって求める（ステップ６）。制御部１８１はこのときのピーク周波数とピーク位相を周波数ｆＩＸ（１）、位相φＩＸ（１）としてメモリ部１８２に格納する（ステップＳ７）。
　測定誤差による影響を軽減するため、ステップ３からステップ７までの処理をｎ回繰り返し、周波数ｆＩＸ（ｎ）と位相φＩＸ（ｎ）をそれぞれメモリ部１８２に格納する（フィードバックループＦＢ１）。ｎ回目のループが終了したとき、終了フラグを立てる（ステップ８）。
　終了フラグを検出したとき、制御部１８１からの指示により、演算処理部１８３のスキュー演算部１８５はスキューを計算する（ステップ９）。例えば、ＩＸポートを基準として、ＱＸ、ＩＹ、ＱＹの各ポートの位相差を測定回数ｎについてそれぞれ以下のように求める。
φＩＸ（ｎ）＝０
φＱＸ（ｎ）−φＩＸ（ｎ）
φＩＹ（ｎ）−φＩＸ（ｎ）
φＱＹ（ｎ）−φＩＸ（ｎ）
　図７に、ＩＸポートを基準としたときのＱＸポートおよびＩＹポートにおけるそれぞれの位相差φＱＸ−ＩＸ、φＩＹ−ＩＸと角周波数２πｆｍａｘとの関係をプロットした概略図を示す。ここでＩ−Ｑポート間の９０°誤差が無視できる場合には、ＱＸポートおよびＩＹポートについて一次関数による近似式を以下のようにそれぞれ算出することができる。
φＱＸ−ＩＸ＝ａ１（２πｆ）＋π／２
φＩＹ−ＩＸ＝ａ２（２πｆ）
ＱＹポートについても同様にして以下のように近似式を算出することができる。
φＱＹ−ＩＸ＝ａ３（２πｆ）
ここで求めた傾きａ１、ａ２、ａ３がＩＸポートに対するスキューとなる。
　このように、９０°誤差が無視できる場合には、より簡易にチャネル間スキューを検出することができる。
　〔第２の実施形態〕
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図８は、本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置２０００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置２０００は、コヒーレント光受信器２００と、コヒーレント光受信器２００に接続された検査光源２７０および制御ブロック２８０を有する。
　コヒーレント光受信器２００は、局所光源２１０、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）２２０、光電変換器（Ｏ／Ｅ）２３０、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２４０、およびデジタル信号処理部（ＤＳＰ）２５０を有する。制御ブロック２８０は、制御部２８１、メモリ部２８２、および演算処理部２８３を有し、演算処理部２８３はピーク検出部２８４とスキュー演算部２８５を備える。
　本実施形態のコヒーレント光受信器２００においては、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）２５０の構成が、第１の実施形態によるデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１５０と異なる。デジタル信号処理部（ＤＳＰ）２５０は、複素信号生成器２５２、バッファ部（Ｂｕｆ）２５３およびＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）２５４を備える。
　９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）２２０のシグナル・ポート２２１には検査光源（Ｔｅｓｔ）２７０が接続され、ローカル・ポート２２２には局所光源２１０が接続される。９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）２２０の出力ポートであるＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートから出力された光は、それぞれ光電変換器（Ｏ／Ｅ）２３０に入力される。
　コヒーレント光受信器２００におけるチャネル間スキューの検出においては、まず、検査光源２７０から検査光として周波数ｆｓ（波長λｓ）の連続発振（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ：ＣＷ）光をシグナル・ポート２２１に入力する。ここで検査光源２７０には波長可変光源を用いることができる。一方、ローカル・ポート２２２には局所光源２１０から局所光として周波数ｆｏ（波長λｏ）のＣＷ光を入力する。周波数ｆｓの検査光と周波数ｆｏの局所光は９０°ハイブリッド回路２２０内で干渉し、周波数ｆＩＦ＝｜ｆｓ−ｆｏ｜のビート信号が出力される。このとき、ＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートからそれぞれ出力されるビート信号は、第１の実施形態における場合と同様に、上述の（７）式から（１０）式で表わされる。
　これらのビート信号は光電変換器（Ｏ／Ｅ）２３０によって電気信号に変換された後、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２４０で量子化されデジタル信号処理部（ＤＳＰ）２５０へそれぞれ入力される。デジタル信号処理部（ＤＳＰ）２５０では、ＩポートおよびＱポートの信号を合成して複素信号として処理する。すなわち、複素信号生成器２５２はＩｘおよびＱｘを入力して複素信号Ｅｘ＝Ｉｘ＋ｊＱｘを出力する。同様に、ＩｙおよびＱｙを入力して複素信号Ｅｙ＝Ｉｙ＋ｊＱｙを出力する。
　これらの複素信号ＥｘおよびＥｙは、バッファ部２５３によって所定の処理単位（例えば、４０９６ビット）ごとにブロック化され、ＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）２５４においてＦＦＴ処理が施される。その結果、ＦＦＴ演算部２５４の出力として各行列Ｅ＾ｘ（Ｎ）およびＥ＾ｙ（Ｎ）が得られる。ここで「Ｎ」はＦＦＴのポイント数であり、例えばＮ＝０~４０９５である。
　このときＥ＾ｘ（Ｎ）は次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
ただし、Ｐ１、Ｐ２、Δωは下式で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　次に、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法について説明する。処理のフローは第１の実施形態における場合と同様であり、以下では図３のフローチャートを参照しながら説明する。まず、検査光源２７０の周波数を周波数ｆＳ１（波長λＳ１）に設定する（ステップＳ１）。これにより、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）１２０の各出力ポートから周波数ｆＩＦ＝｜ｆＳ１−ｆｏ｜のビート信号が出力される。
　次に、データキャプチャを開始する（ステップＳ２）。このとき制御ブロック２８０の制御部２８１はデジタル信号処理部（ＤＳＰ）２５０へデータキャプチャ信号を送出する（ステップＳ３）。ＦＦＴ演算部２５４はデータキャプチャ信号を取得し、これをトリガとしてそのときバッファ部（Ｂｕｆ）２５３に格納されているデータにＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴデータＥ＾ｘ（Ｎ）、Ｅ＾ｙ（Ｎ）を制御部２８１に返送する（ステップＳ４）。制御部２８１は取得したＦＦＴデータをメモリ部２８２に格納する（ステップＳ５）。
　制御部２８１からの指示により演算処理部２８３のピーク検出部２８４は、ＦＦＴデータＥ＾ｘ（Ｎ）の４０９６ポイントの中から、２個のピーク値Ｐ１＝｜Ｅ＾ｘ（Ｎｐｅａｋ１）｜およびＰ２＝｜Ｅ＾ｘ（Ｎｐｅａｋ２）｜を抽出する。そして、そのときの周波数±２πｆＩＦを計算によって求める（ステップ６）。図９に、ポイント数Ｎに対してＥ＾ｘ（Ｎ）をプロットしたときの概略図を示す。ここでＦＦＴデータＥ＾ｘ（Ｎ）は複素数であるので、同図の縦軸はＥ＾ｘ（Ｎ）の大きさ｜Ｅ＾ｘ（Ｎ）｜であり、横軸はＦＦＴのポイント数Ｎである。図９に示すように、｜Ｅ＾ｘ（Ｎ）｜がポイント数Ｎｐｅａｋ１とＮｐｅａｋ２でピークを持つとした場合、ピーク検出部２８４はＰ１とＰ２を検出する。ここで、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２４０におけるサンプリング周波数をｆＴとすると、ＦＦＴの周波数間隔はｆＴ／４０９６となる。よって、Ｅ＾ｘ（Ｎ）がピークとなるときの周波数は、ｆｐｅａｋ１＝Ｎｐｅａｋ１ｆＴ／４０９６、ｆｐｅａｋ２＝−（４０９６−Ｎｐｅａｋ２）ｆＴ／４０９６となる。
　次に、位相情報φＩＸとφＱＸを計算により算出する。まず、ピーク値Ｐ１は次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
ただし、Ｒ１、Ｉ１は下式で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
また、ピーク値Ｐ２は次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
ただし、Ｒ２、Ｉ２は下式で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
以上の各式から、下記の関係式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
これらの関係式を解くことにより、位相情報φＩＸとφＱＸが下記のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　以上により、ピーク検出部２８４はＦＦＴデータＥ＾ｘ（Ｎ）の大きさがピークとなるときの周波数ｆｐｅａｋ１とピーク位相φＩＸとφＱＸを求め、制御部２８１は周波数ｆＸ（１，１）と位相φＩＸ（１，１）、φＱＸ（１，１）としてメモリ部２８２に格納する（ステップＳ７）。このとき、その他のＦＦＴデータＥ＾ｘ（Ｎ）は廃棄することとしてもよい。
　測定誤差による影響を軽減するため、ステップ３からステップ７までの処理をｎ回繰り返し、周波数ｆＸ（１，ｎ）と位相φＩＸ（１，ｎ）、φＱＸ（１，ｎ）をそれぞれメモリ部２８２に格納する（フィードバックループＦＢ１）。ｎ回目のループが終了したとき、終了フラグを立てる（ステップ８）。
　次に、検査光源２７０の周波数を周波数ｆＳ２に変更し（ステップＳ９）、再度ステップ２からステップ８までの処理を繰り返して、周波数ｆＸ（２，ｎ）と位相φＩＸ（２，ｎ）、φＱＸ（２，ｎ）をメモリ部２８２に格納する（ステップＳ７）。終了フラグを検出したとき（ステップＳ８）、検査光源２７０の周波数をさらにスイープし（ステップＳ９）、再度ステップ２からステップ８までの処理を繰り返す（フィードバックループＦＢ２）。このフィードバックループＦＢ２をｍ回繰り返すことによって周波数ｆＸ（ｍ，ｎ）と位相φＩＸ（ｍ，ｎ）、φＱＸ（ｍ，ｎ）がそれぞれメモリ部２８２に格納される。Ｅ＾ｙ（Ｎ）についても同様の処理を施すことによって、周波数ｆＹ（ｍ，ｎ）と位相φＩＹ（ｍ，ｎ）、φＱＹ（ｍ，ｎ）がそれぞれメモリ部２８２に格納される。
　以上の処理が終了したとき、制御部２８１からの指示により演算処理部２８３のスキュー演算部２８５は、第１の実施形態と同様の手法によりスキューを計算する（ステップ１０）。
　以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置およびその検出方法によれば、各出力ポート間のスキューとＩ−Ｑポート間の９０°誤差を算出することが可能となる。そして、このスキュー値を第１の実施形態によるコヒーレント光受信器が備えるデジタル信号処理部のスキュー補償部において補償することにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。
　〔第３の実施形態〕
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図１０は、本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置３０００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置３０００は、コヒーレント光受信器３００と、コヒーレント光受信器３００に接続された検査光源３７０、制御ブロック３８０、およびサンプリングオシロスコープ３９０を有する。
　コヒーレント光受信器３００は、局所光源３１０、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）３２０、光電変換器（Ｏ／Ｅ）３３０を有する。制御ブロック３８０は、制御部３８１、メモリ部３８２、および演算処理部３８３を有し、演算処理部３８３はピーク検出部３８４とスキュー演算部３８５およびＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）３８６を備える。
　本実施形態においては、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）の代わりにサンプリングオシロスコープ３９０を有し、制御ブロック３８０がＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）３８６を備える点において、第１および第２の実施形態と異なる。サンプリングオシロスコープ３９０は４チャネルのアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３９１およびメモリ部３９２を備える。
　９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）３２０のシグナル・ポート３２１には検査光源（Ｔｅｓｔ）３７０が接続され、ローカル・ポート３２２には局所光源３１０が接続される。９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）３２０の出力ポートであるＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートから出力されるビート信号は第１の実施形態の場合と同様に上記（７）式から（１０）式で表わされる。
　これらのビート信号は光電変換器（Ｏ／Ｅ）３３０によって電気信号に変換された後、サンプリングオシロスコープ３９０が備えるアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３９１で量子化され、波形データＩｘ（Ｎ）、Ｑｘ（Ｎ）、Ｉｙ（Ｎ）、Ｑｙ（Ｎ）がメモリ部３９２に格納される。ここで「Ｎ」はデータ数であり、例えばＮ＝０~４０９５である。
　次に、図１１に示したフローチャートを参照しながら本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法について説明する。まず、検査光源３７０の周波数を周波数ｆＳ１（波長λＳ１）に設定する（ステップＳ１）。これにより、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）３２０の各出力ポートから周波数ｆＩＦ＝｜ｆＳ１−ｆｏ｜のビート信号が出力される。
　次に、サンプリングオシロスコープ３９０において波形データをキャプチャする（ステップＳ２）。このとき制御ブロック３８０の制御部３８１はサンプリングオシロスコープ３９０へ波形取り込み信号を送出する（ステップＳ３）。そして、そのときサンプリングオシロスコープ３９０のメモリ部３９２に格納されている波形データを制御ブロック３８０のメモリ部３８２に格納する（ステップ４）。
　制御ブロック３８０のＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）３８６はメモリ部３８２に格納されている波形データＩｘ（Ｎ）、Ｑｘ（Ｎ）、Ｉｙ（Ｎ）、Ｑｙ（Ｎ）にＦＦＴ処理を施す（ステップＳ５）。そして処理結果であるＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）、Ｑ＾ｘ（Ｎ）、Ｉ＾ｙ（Ｎ）、Ｑ＾ｙ（Ｎ）を制御部３８１に返送する。制御部３８１は取得したＦＦＴデータをメモリ部３８２に格納する（ステップＳ６）。
　制御部３８１からの指示により演算処理部３８３のピーク検出部３８４は、ＦＦＴデータＩ＾ｘ（Ｎ）の４０９６ポイントの中から、その大きさが最大であるデータＩ＾ｘ（Ｎｍａｘ）を抽出する。そして、そのときの周波数ｆｍａｘと位相φｍａｘを計算によって求める（ステップ７）。
　測定誤差による影響を軽減するため、ステップ２からステップ７までの処理をｎ回繰り返し、周波数ｆＩＸ（１，ｎ）と位相φＩＸ（１，ｎ）をそれぞれメモリ部３８２に格納する（フィードバックループＦＢ１）。ｎ回目のループが終了したとき、検査光源３７０の周波数を周波数ｆＳ２に変更し（ステップＳ８）、再度ステップ２からステップ７までの処理を繰り返して周波数ｆＩＸ（２，ｎ）と位相φＩＸ（２，ｎ）をメモリ部３８２に格納する（フィードバックループＦＢ２）。検査光源３７０の周波数をさらにスイープし、フィードバックループＦＢ２をｍ回繰り返すことによって周波数ｆＩＸ（ｍ，ｎ）と位相φＩＸ（ｍ，ｎ）がそれぞれメモリ部３８２に格納される。Ｑ＾ｘ（Ｎ）、Ｉ＾ｙ（Ｎ）、Ｑ＾ｙ（Ｎ）についても同様の処理を施すことによって、周波数ｆＱＸ（ｍ，ｎ）、ｆＩＹ（ｍ，ｎ）、ｆＱＹ（ｍ，ｎ）と位相φＱＸ（ｍ，ｎ）、φＩＹ（ｍ，ｎ）、φＱＹ（ｍ，ｎ）がそれぞれメモリ部３８２に格納される。
　以上の処理が終了したとき、制御部３８１からの指示により演算処理部３８３のスキュー演算部３８５は、第１の実施形態と同様の手法によりスキューを計算する（ステップ９）。
　以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法によれば、各出力ポート間のスキューとＩ−Ｑポート間の９０°誤差を算出することが可能となる。そして、このスキュー値を第１の実施形態によるコヒーレント光受信器が備えるデジタル信号処理部のスキュー補償部において補償することにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。
　上述した実施形態では、コヒーレント光受信器は偏波ダイバーシティ型の９０°ハイブリッド回路（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　９０°　Ｈｙｂｒｉｄ）を備えることとした。しかしこれに限らず、単一偏波型９０°ハイブリッド回路（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　９０°　Ｈｙｂｒｉｄ）、または単一偏波型９０°ハイブリッド回路を組み合わせて用いることとしてもよい。
　また、上述の実施形態では、９０°ハイブリッド回路のシグナル・ポートに検査光源を接続して周波数をスイープすることとしたが、これに限らず、検査光源の波長は一定とし、局所光源に波長可変レーザを用いて波長をスイープすることとしてもよい。
　〔第４の実施形態〕
　次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図１２は、本発明の第４の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００は、コヒーレント光受信器４００と、コヒーレント光受信器４００に接続された検査光源２７０および制御ブロック４８０を有する。
　コヒーレント光受信器４００は、局所光源２１０、９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）２２０、光電変換器（Ｏ／Ｅ）２３０、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２４０、およびデジタル信号処理部（ＤＳＰ）４５０を有する。制御ブロック４８０は、制御部２８１、メモリ部２８２、および演算処理部２８３を有し、演算処理部２８３は複数ピーク検出部４８４とスキュー演算部２８５を備える。
　本実施形態のコヒーレント光受信器４００においては、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）４５０と制御ブロック４８０の構成が、第２の実施形態と異なる。すなわち、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）４５０はスキュー補償部４５１と信号処理部４５５を有し、制御ブロック４８０は複数ピーク検出部４８４を有する。ここで、信号処理部４５５はデジタルコヒーレント受信におけるクロック抽出、偏波トラッキング、およびキャリア周波数オフセット補償などの種々の信号処理を行う。なお、図１２において、図８に示した第２の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置２０００と同一の構成には同一の符号を付して、その説明を省略する。
　コヒーレント光受信器４００におけるチャネル間スキューの検出においては、第２の実施形態における場合と同様に、検査光源２７０から検査光として周波数ｆｓ（波長λｓ）の連続発振（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ：ＣＷ）光をシグナル・ポート２２１に入力する。ここで検査光源２７０には波長可変光源を用いることができる。一方、ローカル・ポート２２２には局所光源２１０から局所光として周波数ｆｏ（波長λｏ）のＣＷ光を入力する。周波数ｆｓの検査光と周波数ｆｏの局所光は９０°ハイブリッド回路２２０内で干渉し、周波数ｆＩＦ＝｜ｆｓ−ｆｏ｜のビート信号が出力される。このとき、ＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートからそれぞれ出力されるビート信号は、第１の実施形態における場合と同様に、上述の（７）式から（１０）式で表わされる。
　これらのビート信号は光電変換器（Ｏ／Ｅ）２３０によって電気信号に変換された後、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２４０で量子化されデジタル信号処理部（ＤＳＰ）４５０へそれぞれ入力される。デジタル信号処理部（ＤＳＰ）４５０では、スキュー補償部４５１で伝播遅延差（スキュー）が補償された後に、ＩポートおよびＱポートの信号を合成して複素信号として処理する。すなわち、複素信号生成器２５２はＩｘおよびＱｘを入力して複素信号Ｅｘ＝Ｉｘ＋ｊＱｘを出力する。同様に、ＩｙおよびＱｙを入力して複素信号Ｅｙ＝Ｉｙ＋ｊＱｙを出力する。
　このときＥｘは次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
ただし、Ｐ０、Ｐ’０、Δωは下式で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
ここで、Ｐ０はサンプリング周波数ｆｓａｍｐｌｅでフーリエ変換を施したときのビート周波数ｆＩＦ（＝Δω／２π）におけるスペクトル成分、Ｐ’０はその鏡像（折り返し成分）のスペクトル成分を表している。
　次に、Ｐ０およびＰ’０をそれぞれ実部と虚部に分けて表記すると下式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
ただし、Ｒ０、Ｉ０、Ｒ’０、Ｉ’０はそれぞれ下式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
以上の各式から、下記の関係式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
これらの関係式を解くことにより伝播遅延量Ｔ１およびＴ２が下記のように求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
ここで、「ｔａｎ−１」はｔａｎ（正接）の逆関数を表す。
　また、異なる表記として下記の関係式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
したがって、Ｒ０、Ｉ０、Ｒ’０、Ｉ’０から下記の関係式により伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１を直接求めることもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
　以上より、ビート周波数ｆＩＦに関する伝播遅延差は、複素信号Ｅｘのフーリエ変換信号の周波数ｆＩＦ（＝Δω／２π）におけるスペクトル成分（Ｒ０、Ｉ０）と、そのスペクトルと対になる鏡像成分（Ｒ’０，Ｉ’０）から、式（１１）または式（１２）を用いて求めることができることが分かる。
　しかし、式（１１）または式（１２）は理想的なフーリエ変換を行った場合に得られる関係式であるので、ＦＦＴのような離散フーリエ変換回路を用いた場合には理想状態からの誤差が生じる。例えば、図９に示したＦＦＴ信号は、検査光と局所光のビート周波数ｆＩＦがＦＦＴのｋ番目のグリッド周波数ｋ×ｆｓａｍｐｌｅ／２ｎと等しい場合に発生するスペクトルを表わしている。ここで、２ｎはＦＦＴポイント数であり、ｋは０≦ｋ≦２ｎ−１を満たす整数、ｎは正の整数である。しかし実際の測定においては、検査光源および局所光源の周波数安定度が十分でないため、ビート周波数ｆＩＦはＦＦＴのグリッド周波数とずれる場合が多い。この場合、図１３に示すように、スペクトルが図９におけるピーク信号の隣接グリッドに広がり、複数のサイドローブスペクトルが発生する。ここで、図１３の縦軸はＥ＾ｘ（Ｎ）の大きさ｜Ｅ＾ｘ（Ｎ）｜であり、横軸はＦＦＴのグリッド周波数である。
　このようなサイドローブが発生する場合、本実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００においては、複数ピーク検出部４８４が−のピーク値を中心として、ＦＦＴ信号のスペクトル振幅が有効な値を持つ複数のピーク値を検出する。例えば、図１３において、−のピーク値としてのＰ０とＰ０を中心としたＰ−１とＰ＋１、およびその鏡像であるＰ’０、Ｐ’−１、Ｐ’＋１を検出する。ここでＦＦＴ信号のスペクトル振幅が有効な値を持つ範囲として、例えば振幅レベルの大きさが上位にある複数個を選択することができる。また、あらかじめ一定の閾値レベルを設け、振幅レベルがその閾値レベル以上であるものを採用することとしてもよい。これに限らず、測定条件に応じて伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１測定の精度が最適になるような組み合わせを選択することができる。
　本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００においては、上述したように複数ピーク検出部４８４が複数のピーク値を検出する。その後、各スペクトルとそのスペクトルと対になる鏡像成分とから、式（１１）または式（１２）を用いて伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１を算出し、それぞれスペクトル振幅値に比例した加重平均を求める。これにより、伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１の測定における測定精度を向上させることができる。例えば、図１３においてスペクトル振幅の大きさの上位３個に相当するＰ０、Ｐ−１、Ｐ＋１およびそれらの鏡像であるＰ’０、Ｐ’−１、Ｐ’＋１からそれぞれの伝播遅延差ΔＴ０，ΔＴ−１、ΔＴ＋１を算出する。このとき、伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１として、これらの加重平均を用いる。すなわち次式より伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１を算出する。
Ｔ２−Ｔ１＝（｜Ｐ−１｜ΔＴ−１＋｜Ｐ０｜ΔＴ０＋｜Ｐ−１｜ΔＴ−１）／（｜Ｐ−１｜＋｜Ｐ０｜＋｜Ｐ＋１｜）
また、採用するピーク数をｍ個に増やした場合も同様に、次式より伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１を算出することができる。
Ｔ２−Ｔ１＝（｜Ｐ０｜ΔＴ０＋・・・・＋｜Ｐｍ｜ΔＴｍ）／（｜Ｐ０｜＋・・・＋｜Ｐｍ｜）
　図１４に、ＦＦＴ信号のスペクトルにサイドローブが発生している場合に、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００を適用した場合のシミュレーション結果を示す。同図では、伝播遅延量Ｔ２−Ｔ１＝２５ｐｓｅｃを付加し、ＦＦＴポイント数４０９６、サンプリング速度６４ＧＳ／ｓ（Ｇｉｇａ　ｓａｍｐｌｅ　ｐｅｒ　ｓｅｃｏｎｄ）のＦＦＴ回路を用いた場合について示している。図１４の縦軸は伝播遅延量Ｔ２−Ｔ１であり、横軸はビート周波数ｆＩＦをＦＦＴ周波数グリッド間隔単位で示したものである。本シミュレーション条件では、ＦＦＴ周波数グリッド間隔単位は６４ＧＳ／ｓ／４０９６となり、ＦＦＴ周波数グリッド間隔数（ＦＦＴ　ｂｉｎ　ｎｏ．）が整数である６４のときに、ｆＩＦはＦＦＴグリッド周波数１ＧＨｚ（＝６４×６４ＧＳ／ｓ／４０９６）に相当する。
　図１４からわかるように、図１３に示した単一ピークＰ０とその鏡像であるＰ’０のみを用いて伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１を算出した場合（図１４中の「○」印）、ｆＩＦが６４（整数値）からずれると、最大約±１ｐｓｅｃの誤差が生じる。それに対して、複数の振幅値の加重平均により伝播遅延差Ｔ２−Ｔ１を算出した場合（図１４中の「□」印）は、ｆＩＦが６４からずれた場合であっても、誤差がほぼゼロとなる測定が可能であることを分かる。ここでは、図１３における振幅値が上位２個に相当するＰ０およびＰ−１（またはＰ＋１）とその各々の鏡像であるＰ’０およびＰ’−１（またはＰ’＋１）を用いた。なお、ＦＦＴの代わりに離散フーリエ変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＤＦＴ）を用いて同様の手法によりスキュー検出を行うことも可能である。この場合は、図１３に示したポイント数は２のべき乗（２ｎ）に限らない正の整数を用いることができる。
　このように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００によれば、複数ピーク検出部４８４が複数のピーク値を検出し、各ピークのスペクトルからそれぞれ伝播遅延差を算出する。そして、これらのスペクトル振幅値に比例した加重平均を求めることにより、伝播遅延差の測定における測定精度を向上させることができる。
　以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置およびその検出方法によれば、各出力ポート間の伝播遅延差（スキュー）をより精度よく算出することが可能となる。そして、ここで算出した伝播遅延差量（スキュー値）をコヒーレント光受信器４００が備えるデジタル信号処理部４５０のスキュー補償部４５１において補償する。これにより、チャネル間に伝播遅延差（スキュー）が生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。
　〔第５の実施形態〕
　次に、本発明の第５の実施形態について説明する。図１５は、本発明の第５の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置５０００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置５０００は、検査光源２７０として位相変調光源５７０を備え、さらに偏波コントローラ５８０を有する点において、第４の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００と異なる。なお、図１５において、図１２に示したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置４０００と同一の構成には同一の符号を付して、その説明は省略する。
　位相変調光源５７０は検査光として例えば、４値（０、π／２、π、３π／２）の位相変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）を行った変調光を送出する。図１６に、位相変調光源５７０の出力波形の一例として、鋸波状に位相変調を繰り返した変調光の波形を示す。縦軸は光信号の位相（φ）、横軸は時間（ｔ）である。このような変調光は、Δω＝２πｆ＝ｄφ／ｄｔ（φは光信号の位相）に相当する周波数シフト（デジタルセロダイン変調）を生じさせる。したがって、位相変調光源５７０は、鋸波状位相変調の周期を変更することによって、周波数シフトΔωを非常に安定に、高精度で制御することができる。その結果、第２の実施形態または第４の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置２０００、４０００のように、検査光源２７０として周波数が不安定なＣＷ光を送出する波長可変光源を用いる必要がない。そのため、より精度の高いスキュー検出を行うことができる。
　偏波コントローラ５８０は、位相変調光源５７０から送信される検査光が単一偏波である場合、偏光角を概ね４５°（もしくは４５°に相当する角度）に設定する。そして、ＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートから出力される光パワーが概ね均等になるように偏光状態の調整を行う。したがって、位相変調光源５７０からの送信信号に偏波スクランブルが施されている場合、または偏波多重されているような場合（例えば、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調など）には、偏波コントローラ５８０を用いない構成であってもスキュー検出を行うことが可能である。
　本実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置５０００においては、上述した周波数が安定で高精度な制御が可能な検査光を用いて、第２または第４の実施形態と同様の手法によりスキュー検出を行う。その結果、より精度の高いスキュー検出が可能となる。そして、ここで検出したスキュー値をコヒーレント光受信器が備えるデジタル信号処理部のスキュー補償部において補償する。これにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。
　本実施形態では、位相変調光源５７０は検査光としてＱＰＳＫ変調を行った変調光を送出する場合を例として説明した。しかし、これに限らず、位相変調光源５７０がＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調またはアナログセロダイン変調など、他の方式によって位相変調された変調光を送出するとした場合にも、本実施形態を適用できることは明らかである。
　〔第６の実施形態〕
　次に、本発明の第６の実施形態について説明する。図１７は、本発明の第６の実施形態に係る光送受信機６０００の構成を示すブロック図である。光送受信機６０００は、コヒーレント光受信器（Ｒｘ）６００、光送信器（Ｔｘ）６１０、偏波コントローラ６２０、モード切替手段６３０、および制御部６４０を備える。本実施形態による光送受信機６０００において、光送信器６１０はＱＰＳＫ変調器などの位相変調器を備える。この位相変調器として、第５の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置が備える位相変調光源５７０と同様の変調器を用いることができる。
　モード切替手段６３０は、光送受信機６０００の製造時などにおける検査工程において、チャネル間スキューを検出するスキュー検出モードと、通常の通信動作を行う通常運用モードの切替を制御部６４０に指示する。
　スキュー検出モードにおいて、制御部６４０は光送信器６１０が鋸波状の位相変調波形からなる送信光を送出するように光送信器６１０を制御する。このときの鋸波状の位相変調波形は、第５の実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置５０００における位相変調光源５７０が送出する波形（図１６）と同様な波形とすることができる。そして制御部６４０は、コヒーレント光受信器６００が第５の実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置５０００におけるチャネル間スキュー検出動作を行うように、コヒーレント光受信器６００を制御する。このとき制御部６４０は、コヒーレント光受信器６００が光送信器６１０からの送出光を検査光として用いるように制御する。
　ここで偏波コントローラ６２０は、光送信器６１０から送信される検査光の偏波を調整し、コヒーレント光受信器６００内のＩＸポート、ＱＸポート、ＩＹポート、ＱＹポートから出力される光パワーが概ね均等になるように偏光状態の調整を行う。したがって、光送信器６１０からの送信信号に偏波スクランブルが施されている場合、または偏波多重されているような場合（例えば、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調など）には、偏波コントローラ６２０を用いない構成であってもスキュー検出を行うことが可能である。
　一方、通常運用モードにおいては、制御部６４０は光送信器６１０から通常の光送信信号が送信されるように光送信器６１０を制御する。
　このように、光送受信機６０００の光送信器６１０を、位相変調された検査光を送出する光源として用いることができる。これによって、第５の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置５０００を含んだ光送受信機を、より簡易な構成とすることができる。したがって本実施形態によれば、コヒーレント光受信器における各ポート間のスキューを高精度で検出可能な、小型の光送受信機を得ることができる。
　本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
　この出願は、２０１１年２月１日に出願された日本出願特願２０１１−０１９６１２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１００、２００、３００、４００　コヒーレント光受信器
　１１０、２１０、３１０　局所光源
　１２０、２２０、３２０　９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）
　１２１、２２１、３２１　シグナル・ポート
　１２２、２２２、３２２　ローカル・ポート
　１３０、２３０、３３０　光電変換器（Ｏ／Ｅ）
　１４０、２４０　アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
　１５０、２５０、４５０　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
　１５１、４５１　スキュー補償部
　１５２　復調部
　１５３、２５３　バッファ部（Ｂｕｆ）
　１５４、２５４、３８６　ＦＦＴ演算部（ＦＦＴ）
　１７０、２７０、３７０　検査光源
　１８０、２８０、３８０、４８０　制御ブロック
　１８１、２８１、３８１　制御部
　１８２、２８２、３８２、３９２　メモリ部
　１８３、２８３、３８３　演算処理部
　１８４、２８４、３８４　ピーク検出部
　１８５、２８５、３８５　スキュー演算部
　２５２　複素信号生成器
　３９０　サンプリングオシロスコープ
　４５５　信号処理部
　４８４　複数ピーク検出部
　５７０　位相変調光源
　５８０、６２０　偏波コントローラ
　６００　コヒーレント光受信器（Ｒｘ）
　６１０　光送信器（Ｔｘ）
　６３０　モード切替手段
　６４０　制御部
　７００　関連するコヒーレント光受信器
　７１０　局所光源
　７２０　９０°ハイブリッド回路（９０°Ｈｙｂｒｉｄ）
　７３０　光電変換器（Ｏ／Ｅ）
　７４０　アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
　７５０　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
　１０００、２０００、３０００、４０００、５０００　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置
　６０００　光送受信機

Claims (10)

  1. 局所光源と、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ−デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、
    　前記９０°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を前記局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、
    　前記光電変換器は、前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、
    　前記アナログ−デジタル変換器は、前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、
    　前記デジタル信号処理部は、前記複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、前記量子化信号を高速フーリエ変換処理するＦＦＴ演算部とを備え、
    　前記伝播遅延差は前記高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される
    　コヒーレント光受信器。
  2. 請求項１に記載したコヒーレント光受信器において、
    　前記伝播遅延差は、前記複数のピーク値に基づいてそれぞれ算出される各伝播遅延差に対して、前記各ピーク値の振幅値に比例した加重平均を求めることによって算出される
    　コヒーレント光受信器。
  3. コヒーレント光受信器と、検査光源と、アナログ−デジタル変換器と、ＦＦＴ演算部と、制御ブロックとを有し、
    　前記コヒーレント光受信器は、局所光源と、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器とを少なくとも備え、
    　前記９０°ハイブリッド回路は、前記検査光源からの検査光を前記局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、
    　前記光電変換器は、前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、
    　前記アナログ−デジタル変換器は、前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、
    　前記ＦＦＴ演算部は、前記量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、
    　前記制御ブロックは、前記高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて前記複数の信号成分間の伝播遅延差を算出する
    　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。
  4. 請求項３に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、
    　前記制御ブロックは、複数ピーク検出部とスキュー演算部を有し、
    　前記複数ピーク検出部は、前記複数のピーク値として振幅値が所定の値以上であるピーク値を算出し、各ピーク値における各ピーク周波数と各ピーク位相を前記複数の信号成分ごとに算出し、
    　前記スキュー演算部は、前記各ピーク周波数と前記各ピーク位相とからそれぞれ算出される各伝播遅延差に対して、前記各ピーク値の振幅値に比例した加重平均を求めることによって前記伝播遅延差を算出する
    　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。
  5. 請求項４に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、
    　前記スキュー演算部は、前記−のピーク値と、前記高速フーリエ変換処理した結果における前記−のピーク値の鏡像成分、とにおける各ピーク周波数と各ピーク位相とから前記伝播遅延差を算出する
    　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。
  6. 請求項３から５のいずれか一項に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、
    　前記検査光源は、位相変調された変調光を送出する位相変調光源である
    　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。
  7. コヒーレント光受信器と、位相変調された変調光を送出する位相変調光源を備えた光送信器とを有し、
    　前記コヒーレント光受信器は、
    　局所光源と、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ−デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、
    　前記９０°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を前記局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、
    　前記光電変換器は、前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、
    　前記アナログ−デジタル変換器は、前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、
    　前記デジタル信号処理部は、前記複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、前記量子化信号を高速フーリエ変換処理するＦＦＴ演算部とを備え、
    　前記伝播遅延差は、前記９０°ハイブリッド回路に前記位相変調光源から前記変調光を入力して前記局所光と干渉させた場合の前記高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される
    　光送受信機。
  8. 検査光源からの検査光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、
    　前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、
    　前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、
    　前記量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、
    　前記高速フーリエ変換処理した結果における−のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて前記複数の信号成分間の伝播遅延差を算出する
    　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法。
  9. 請求項８に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法において、
    　前記伝播遅延差を算出する処理は、前記複数のピーク値として振幅値が所定の値以上であるピーク値を算出し、各ピーク値における各ピーク周波数と各ピーク位相を前記複数の信号成分ごとに算出し、
    　前記各ピーク周波数と前記各ピーク位相とからそれぞれ算出される各伝播遅延差に対して、前記各ピーク値の振幅値に比例した加重平均を求めることによって前記伝播遅延差を算出する処理を含む
    　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法。
  10. 請求項９に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、
    　前記伝播遅延差を算出する処理は、前記−のピーク値と、前記高速フーリエ変換処理した結果における前記−のピーク値の鏡像成分、とにおける各ピーク周波数と各ピーク位相とから前記伝播遅延差を算出する処理を含む
    　コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。
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CN201180066636.0A CN103339882B (zh) 2011-02-01 2011-09-02 相干光学接收器，用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法
JP2012517033A JP5029794B1 (ja) 2011-02-01 2011-09-02 コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012238941A (ja) * 2011-05-10 2012-12-06 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> デジタルコヒーレント受信装置
CN103107853A (zh) * 2013-01-23 2013-05-15 河北四方通信设备有限公司 基于数字相干接收机的光通信系统及输出信号的处理方法
JP5842826B2 (ja) * 2010-12-21 2016-01-13 日本電気株式会社 コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるレーン間スキュー検出装置および検出方法
JP2017195561A (ja) * 2016-04-22 2017-10-26 富士通株式会社 デジタル信号処理回路および複数のデジタル信号処理回路を含む信号処理装置
JP2018046552A (ja) * 2016-09-13 2018-03-22 富士通株式会社 残存直流成分の測定方法、装置及びシステム

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8626000B2 (en) * 2011-02-01 2014-01-07 Nec Corporation Coherent optical receiver, apparatus and method for detecting inter-channel skew in coherent optical receiver
WO2013125016A1 (ja) * 2012-02-23 2013-08-29 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 光受信器、及び光受信方法
US9240843B1 (en) * 2012-12-28 2016-01-19 Juniper Networks, Inc. Method and apparatus for blind time skew compensation for coherent optical receivers
US9749057B2 (en) * 2012-12-28 2017-08-29 Juniper Networks, Inc. Detection and alignment of XY skew
KR20140094350A (ko) * 2013-01-22 2014-07-30 한국전자통신연구원 측정 장치 및 그것의 신호 전송 시간차 측정 방법
CN104168068B (zh) 2013-05-16 2018-08-14 爱斯福公司 用于集成相干接收器的共模抑制比表征的方法和系统
US9225430B2 (en) * 2013-05-20 2015-12-29 Ciena Corporation Digital noise loading for optical receivers
KR102165231B1 (ko) * 2013-12-30 2020-10-14 에스케이하이닉스 주식회사 스큐를 보정하는 리시버 회로, 이를 포함하는 반도체 장치 및 시스템
JPWO2015146108A1 (ja) * 2014-03-26 2017-04-13 日本電気株式会社 受光素子、光モジュール及び光受信器
WO2015143664A1 (zh) 2014-03-27 2015-10-01 华为技术有限公司 监测光性能参数的装置、方法和光传输系统
US10110318B2 (en) * 2015-02-19 2018-10-23 Elenion Technologies, Llc Optical delay lines for electrical skew compensation
US9882653B2 (en) * 2015-04-10 2018-01-30 Arista Networks, Inc. System and method of de-skewing electrical signals
EP3113367A1 (en) * 2015-07-03 2017-01-04 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Delay line system, high frequency sampler, analog-to-digital converter and oscilloscope
US9998232B2 (en) 2016-09-13 2018-06-12 Juniper Networks, Inc. Detection and compensation of power imbalances for a transmitter
US10805009B2 (en) * 2016-09-30 2020-10-13 Mitsubishi Electric Corporation Optical modulation apparatus, and timing adjustment method for optical modulation apparatus
US10110320B2 (en) * 2017-03-17 2018-10-23 Juniper Networks, Inc. Method for monitoring and correction of adjacent channel penalty in coherent optical transmission
EP3506531A1 (en) * 2017-12-28 2019-07-03 Xieon Networks S.à r.l. A system and method for determining skew
JP6965946B2 (ja) * 2018-01-30 2021-11-10 日本電気株式会社 光トランシーバおよびその設定方法
CN110492941B (zh) * 2018-05-14 2021-01-29 华为技术有限公司 一种光信号收发装置
CN108768557B (zh) * 2018-05-23 2020-10-16 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种从宽带接收信号的频域中检测延时差的方法
CN112134624B (zh) * 2019-06-24 2021-06-01 西安电子科技大学 一种高效的微波光子信道化接收方法
JP7385386B2 (ja) * 2019-07-22 2023-11-22 京セラ株式会社 受電装置及び光ファイバー給電システム
JP7361549B2 (ja) 2019-09-18 2023-10-16 Kddi株式会社 受信装置及びプログラム
WO2022011613A1 (en) * 2020-07-15 2022-01-20 Huawei Technologies Co., Ltd. Self-calibrating device and method for in-phase and quadrature time skew and conjugation in a coherent transmitter
CN111917485A (zh) * 2020-08-10 2020-11-10 武汉普赛斯电子技术有限公司 基于线性光采样的强度调制光信号眼图测量装置及方法
CN116325675A (zh) * 2020-10-31 2023-06-23 华为技术有限公司 用于低复杂度符号率接收器的数字信号处理方法和装置
CN114915349A (zh) * 2021-02-09 2022-08-16 中兴通讯股份有限公司 相干检测方法、装置及光传输系统
CN113422749B (zh) * 2021-06-23 2022-06-17 河北经贸大学 基于laco-ofdm的可见光解调方法、装置、设备及存储介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010028470A (ja) * 2008-07-18 2010-02-04 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 受信装置、補償演算回路、および受信方法
JP2010226254A (ja) * 2009-03-19 2010-10-07 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> デジタル信号処理回路、及び光受信器
JP2011199687A (ja) * 2010-03-19 2011-10-06 Fujitsu Ltd デジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7460793B2 (en) * 2002-12-11 2008-12-02 Michael George Taylor Coherent optical detection and signal processing method and system
US7606498B1 (en) * 2005-10-21 2009-10-20 Nortel Networks Limited Carrier recovery in a coherent optical receiver
US8005368B2 (en) * 2007-12-05 2011-08-23 Ciena Corporation Signal equalizer in a coherent optical receiver
JP4872003B2 (ja) * 2008-02-22 2012-02-08 日本電信電話株式会社 光ｏｆｄｍ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法
JP5326584B2 (ja) * 2009-01-09 2013-10-30 富士通株式会社 遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法
JP5407403B2 (ja) * 2009-02-18 2014-02-05 富士通株式会社 信号処理装置および光受信装置
CN102396170A (zh) * 2009-04-16 2012-03-28 日本电气株式会社 检测并行信号之间时滞的方法和系统
JP5444877B2 (ja) * 2009-06-24 2014-03-19 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器
WO2011145712A1 (ja) * 2010-05-21 2011-11-24 日本電気株式会社 コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法
US8873971B2 (en) * 2010-10-11 2014-10-28 Nec Laboratories America, Inc. Nonlinear compensation using an enhanced backpropagation method with subbanding
US8626000B2 (en) * 2011-02-01 2014-01-07 Nec Corporation Coherent optical receiver, apparatus and method for detecting inter-channel skew in coherent optical receiver
US8725006B2 (en) * 2011-02-25 2014-05-13 Nec Laboratories America, Inc. Digital signal-to-signal beat noise reduction for filter-less coherent receiving system
US8774644B2 (en) * 2011-02-28 2014-07-08 Infinera Corporation PMD and chromatic dispersion tolerant clock recovery
CN102308546B (zh) * 2011-07-26 2013-12-04 华为技术有限公司 一种多载波光信号的接收方法和装置
CN102546026B (zh) * 2012-01-16 2015-01-28 中兴通讯股份有限公司 一种相干光接收机输出信号的偏斜检测方法和系统

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010028470A (ja) * 2008-07-18 2010-02-04 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 受信装置、補償演算回路、および受信方法
JP2010226254A (ja) * 2009-03-19 2010-10-07 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> デジタル信号処理回路、及び光受信器
JP2011199687A (ja) * 2010-03-19 2011-10-06 Fujitsu Ltd デジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5842826B2 (ja) * 2010-12-21 2016-01-13 日本電気株式会社 コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるレーン間スキュー検出装置および検出方法
JP2012238941A (ja) * 2011-05-10 2012-12-06 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> デジタルコヒーレント受信装置
CN103107853A (zh) * 2013-01-23 2013-05-15 河北四方通信设备有限公司 基于数字相干接收机的光通信系统及输出信号的处理方法
CN103107853B (zh) * 2013-01-23 2015-07-08 河北四方通信设备有限公司 基于数字相干接收机的光通信系统及输出信号的处理方法
JP2017195561A (ja) * 2016-04-22 2017-10-26 富士通株式会社 デジタル信号処理回路および複数のデジタル信号処理回路を含む信号処理装置
JP2018046552A (ja) * 2016-09-13 2018-03-22 富士通株式会社 残存直流成分の測定方法、装置及びシステム

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