CN103339882B - 相干光学接收器，用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法 - Google Patents

Abstract

因为当在相干光学接收器中出现信道间偏斜时，不能执行充分解调，该相干光学接收器包括本地光源、90°混频器电路、光电转换器、模数转换器和数字信号处理单元。该90°混频器电路通过使得复用信号光与来自本地光源的本地光干涉，来输出被分离为多个信号分量的多个光学信号。该光电转换器检测该光学信号并输出所检测的电信号，该模数转换器将所检测的电信号量化并输出量化信号。该数字信号处理单元包括用于补偿在多个信号分量之间的传播延迟差的偏斜补偿单元，以及用于对该量化信号执行快速傅里叶变换处理的FFT运算单元；并且基于在执行快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算该传播延迟差。

Description

相干光学接收器，用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法

技术领域

本发明涉及相干光学接收器，用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法，尤其涉及借助相干检测和数字信号处理来接收光学偏振复用信号的相干光学接收器，以及用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法。

背景技术

网络中的数据容量已经由于互联网的广泛使用而逐年增加。在连接都市区域的干线线路中，已经引入了其每信道传输容量为10Gb/s或40Gb/s的光学传输链路。在10Gb/s传输中采用开关键控（On-Off-Keying：OOK）作为调制方案。虽然OOK方案也在40Gb/s传输系统中使用，但是因为传输特性由于25ps的窄光学脉冲宽度而受到色散的大幅影响，所以其并不适用于长途传输。因此，已经采用了使用相位调制的多级调制方案以及偏振复用方案，并且双偏振四相相移键控（DualPolarizationQuadraturePhaseShiftKeying：DP-QPSK）方案主要被用于100Gb/s级别的传输系统。

通过在发射器中使用DP-QPSK方案调制的光信号被相干光学接收器接收并解调（例如，参考非专利文献1）。相关的相干光学接收器的配置示例在图18中示出。相关的相干光学接收器700包括本地光源710、90°混频器电路（hybridcircuit）（90°混频器（HYBRID））720、光电转换器（O/E）730、模数转换器（ADC）740以及数字信号处理单元（DSP）750。

信号光和本地光可以分别被以下公式表达为单个偏振信号。

S(t)＝exp[jωt](1)

L(t)＝exp[j(ω+Δω)t](2)

其中Δω表示信号光和本地光之间的频率偏移。信号光和本地光被输入到90°混频器电路（90°混频器）720，并且在通过光学干涉系统之后，它们被由光电二极管的差分配置集合所构成的光电转换器（O/E）730转换为电信号。此时，分别从端口I_X和端口Q_X获得由以下公式（3）和（4）所表达的输出。

I_X(t)＝cos[Δωt](3)

Q_X(t)＝sin[Δωt](4)

在偏振复用信号的情况下，S(t)被表达为S(t)=E_X+E_Y，并且混合信号E_X+E_Y的余弦分量在I_x和I_y端口输出并且混合信号E_x+E_y的正弦分量在Q_X和Q_Y端口输出。

在被模数转换器（ADC）740AD转换之后，从相应端口所输出的信号被输入到数字信号处理单元（DSP）750。在数字信号处理单元（DSP）750中，E_X和E_Y信号被偏振解复用处理分离，并且随后由相位估计处理以4级解调。

以这种方式，能够使用相干光学接收器将DP-QPSK信号解调。

非专利文献1：M.G.Taylor,"CoherentDetectionMethodUsingDSPforDemodulationofSignalandSubsequentEqualizationofPropagationImpairments",IEEEPhotonicsTechnologyLetters,vol.16,No.2,2004年2月,pp674-676。

发明内容

本发明所要解决的问题

在相干光学接收器700中，以上所描述的公式（3）和（4）中所表达的信号仅在从90°混频器电路720的输出到模数转换器740的输入的四条信号线路的长度全部都相等的情况下才成立。然而，难以使得该四个信道之间的长度，也就是说，从90°混频器电路720的输出到光电转换器730的输入的光纤线缆的长度以及从光电转换器730的输出到模数转换器740的输入的同轴的长度精确相等。

如果该四个信道之间的线路长度不相等，则会在信号传输中出现延迟，也就是偏斜（skew）。将参考图19描述偏斜的影响。图19是示出相关的90°混频器电路720及其外设的配置的框图。在该图中，分别地，“PBS”表示偏振光束分离器，“CPL”为光学耦合器，“τ”为90°相位差单元，而“BR”则表示作为光电转换器（O/E）630的平衡光电检测器。

如果在信道2（CH2）中相对信道1（CH1）存在偏斜T，则以上所描述的公式（4）变为以下公式（5）。

Q_X(t)＝sin[Δω(t+T)](5)

在不存在以上所描述的偏斜T的情况下，能够由数字信号处理使用以上所描述的公式（3）和（4）执行偏振分解和相位估计，并且能够完美实现解调。然而，如果存在信道间偏斜，则由公式（4）所表达的来自端口Q_X的输出信号就变为公式（5）所表达的输出信号，并且即使执行数字信号处理，解调也变得不完美，并且因此无法实现充分的性能。如以上所提到的，在相干光学接收器中，所存在的问题在于如果出现信道间偏斜，则充分解调变得不可能，并且因此接收性能下降。

本发明的目标是提供一种相干光学接收器，以及用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法，其解决了相干光学接收器中以上所提到的如果出现信道间偏斜则充分解调变得不可能并且因此接收性能下降的问题。

用于解决问题的手段

根据本发明示例性方面的相干光学接收器包括本地光源、90°混频器电路、光电转换器、模数转换器和数字信号处理单元；其中该90°混频器电路使得复用信号光与来自本地光源的本地光干涉，并且输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；该光电转换器检测该光学信号并输出检测的电信号；该模数转换器将检测的电信号量化并输出量化信号；该数字信号处理单元包括用于补偿多个信号分量之间的传播延迟差的偏斜补偿单元，以及用于对该量化信号执行快速傅里叶变换处理的FFT运算单元；并且其中基于在执行快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算该传播延迟差。

根据本发明示例性方面的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置包括相干光学接收器、测试光源、模数转换器、FFT运算单元和控制块；其中该相干光学接收器包括本地光源、90°混频器电路和光电转换器；其中该90°混频器电路使得复用信号光与来自本地光源的本地光干涉，并且输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；该光电转换器检测该光学信号并输出检测的电信号；该模数转换器将检测的电信号量化并输出量化信号；该FFT运算单元对该量化信号执行快速傅里叶变换处理；并且该控制块基于在执行快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算多个信号分量之间的传播延迟差。

根据本发明示例性方面的光学发射器/接收器包括相干光学接收器和光学发射器，该光学发射器包括发射通过相位调制来调制的调制光的相位调制光源；其中该相干光学接收器包括本地光源、90°混频器电路、光电转换器、模数转换器和数字信号处理单元；其中该90°混频器电路使得复用信号光与来自本地光源的本地光干涉，并且输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；该光电转换器检测该光学信号并输出检测的电信号；该模数转换器将检测的电信号量化并输出量化信号；该数字信号处理单元包括用于补偿多个信号分量之间的传播延迟差的偏斜补偿单元，以及用于对该量化信号执行快速傅里叶变换处理的FFT运算单元；并且其中在调制光被从相位调制光源输入到90°混频器电路并且被使得与本地光干涉的情况下，基于在执行快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算该传播延迟差。

根据本发明示例性方面的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法包括步骤：通过使得来自测试光源的测试光与来自本地光源的本地光干涉而输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；检测该光学信号并输出检测的电信号；将检测的电信号量化并输出量化信号；对该量化信号执行快速傅里叶变换处理；并且基于在执行快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算多个信号分量之间的传播延迟差。

本发明的效果

根据本发明的相干光学接收器，即使信道之间出现偏斜，也变得可能实现充分解调并且因此抑制接收性能的下降。

附图说明

图1是示出根据本发明第一示例性实施例的相干光学接收器的配置的框图。

图2是示出根据本发明第一示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置的配置的框图。

图3是图示根据本发明第一示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法的流程图。

图4是图示根据本发明第一示例性实施例的相对于由在相干光学接收器中的FFT运算单元所得出的点数量绘制FFT数据的情形的图形图示。

图5是根据本发明第一示例性实施例的绘制相干光学接收器的Q_x端口和I_y端口处的相位差和角频率之间的关系的图形图示。

图6是图示根据本发明第一示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的另一方法的流程图。

图7是根据本发明第一示例性实施例的绘制相干光学接收器的Q_x端口和I_y端口的相位差和角频率之间的另一组关系的图形图示。

图8是示出根据本发明第二示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置的配置的框图。

图9是图示根据本发明第二示例性实施例的相对于由在相干光学接收器中的FFT运算单元所得出的点数量绘制FFT数据的情形的图形图示。

图10是示出根据本发明第三示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置的配置的框图。

图11是图示根据本发明第三示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法的流程图。

图12是示出根据本发明第四示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置的配置的框图。

图13是根据本发明第四示例性实施例的解释用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置的操作的FFT信号频谱的图形图示。

图14是示出通过应用根据本发明第四示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置所产生的仿真结果的示图。

图15是示出根据本发明第五示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置的配置的框图。

图16是根据本发明第五示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置中的相位调制光源的输出波形图。

图17是示出根据本发明第六示例性实施例的光学收发器的配置的框图。

图18是示出相关的相干光学接收器的配置的框图。

图19是示出相关的90°混频器电路及其外设的配置的框图。

具体实施方式

以下将参考附图描述本发明的示例性实施例。

[第一示例性实施例]

图1是示出根据本发明第一示例性实施例的相干光学接收器100的配置的框图。相干光学接收器100具有本地光源110、90°混频器电路（90°混频器）120、光电转换器（O/E）130、模数转换器（ADC）140和数字信号处理单元（DSP）150。

90°混频器电路（90°混频器）120使得复用信号光（信号）与来自本地光源110的本地光干涉，并且输出被分离为相应信号分量的多个光学信号。在该示例性实施例中，将描述使用DP-QPSK调制方案的情形。相应地，90°混频器电路（90°混频器）120输出四波光信号，其分别包括由两个偏振（X偏振和Y偏振）中的每一个的同相分量（I_X,I_Y）和正交相位分量（Q_x,Q_Y）所组成的四信道信号分量。

光电转换器（O/E）130检测由90°混频器电路120输出的相应光信号，并且输出所检测的电信号。模数转换器（ADC）140将所检测的电信号量化并且输出量化信号。

数字信号处理单元（DSP）150被提供有偏斜补偿单元151和解调单元152，该偏斜补偿单元151补偿多个信号分量之间的传播延迟差（这里也被称作“偏斜（skew）”）。偏斜补偿单元151例如可以通过使用FIR（FiniteImpulseResponse：有限脉冲响应）滤波器来配置；并且在这样的情况下，其保持有基于偏斜值所确定的滤波器系数。解调单元152通过偏振分解处理而将量化信号分离为X偏振信号和Y偏振信号，并且随后通过相位估计处理将四信道信号分量中的每一个解调。

接下来，将参考图2描述用于检测相干光学接收器100中的信道间偏斜的方法。在下文中，将描述相干光学接收器100中的数字信号处理单元（DSP）150被提供有缓冲器单元（BUF）153和FFT运算单元（FFT）154的情形。这里，FFT运算单元154对由模数转换器140输出的量化信号执行快速傅里叶变换（FastFourierTransform：此后称作“FFT”）处理。在图2中，省略对偏斜补偿单元151和解调单元152的说明。

在下文中，首先将描述90°混频器电路中的I端口和Q端口之间存在90°误差的情形。也就是说，虽然在90°混频器电路中的I端口和Q端口之间存在对应于90°信号周期的延迟，但是由于90°混频器电路的制造过程中的可变性，相位差并不必然确切对应于90°。考虑由于90°相位差的延迟Δτ，以上所描述的公式（5）变为以下公式（6）。

Q_X(t)＝sin[Δω(t+T)+Δτ](6)

当存在该90°误差时，由公式（4）表达的来自端口Q_X的输出信号变为由公式（6）表达的输出信号，并且同样在这种情况下，即使执行数字信号处理，解调也变得不充分，并且因此无法实现充分的性能。

如图2所示，测试光源170和控制块180连接至相干光学接收器100，并且因此配置用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置1000。控制块180包括控制单元181、存储器单元182和运算处理单元183。运算处理单元183被提供有峰检测单元184和偏斜计算单元185，并且从FFT处理结果计算偏斜值。这里，峰检测单元184和偏斜计算单元185能够由具体的信号处理电路配置，并且也可以由中央处理器（CPU）和用于使得CPU能够执行处理的程序来配置。

测试光源（TEST）170连接至90°混频器电路（90°混频器）120的信号端口121，并且本地光源110连接至本地端口122。从作为90°混频器电路（90°混频器）120的输出端口的I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口所输出的光分量被分别输入到光电转换器（O/E）130中。

在检测相干光学接收器100中的信道间偏斜时，首先，作为具有频率f_S的测试光的连续波（CW）（其波长等于λ_S）从测试光源170输入到信号端口121中。这里，可以使用波长可调谐的光源用于测试光源170。另一方面，作为频率f₀的本地光的CW光（其波长等于λ₀）从本地光源110输入到本地端口122中。频率f_S的测试光和频率f₀的本地光在90°混频器电路120中干涉，并且输出频率f_IF=|f_S-f₀|的差拍信号（beatsignal）。这里，从I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口所输出的差拍信号分别由以下公式（7）至（10）所表示。

I_X＝cos(2πf_IFt+φ_IX)(7)

Q_X＝sin(2πf_IFt+φ_QX)(8)

I_Y＝cos(2πf_IFt+φ_IY)(9)

Q_Y＝sin(2πf_IFt+φ_QY)(10)

这些差拍信号分别被光电转换器（O/E）130转换为电信号，被模数转换器（ADC）140量化，并且随后被输入到数字信号处理单元（DSP）150。在数字信号处理单元（DSP）150中，该信号被缓冲器单元153关于每个预定处理单元（例如，4096比特）被划分为块，并且在FFT运算单元（FFT）154中经受FFT处理。结果，获得每个矩阵I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)作为FFT操作单元154的每个输出。这里，“N”表示FFT的点数量并且例如等于从0到4095的值。

接下来，将参考图3中的流程图描述该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法。首先，将测试光源170的频率设置为频率f_S1（其波长等于λ_S1）（步骤S1）。因此，从90°混频器电路（90°混频器）120的每个输出端口输出频率f_IF=|f_S1-f₀|的差拍信号。

接下来，开始数据捕捉处理（步骤S2）。此时，控制块180中的控制单元181向数字信号处理单元（DSP）150发射数据捕捉信号（步骤S3）。FFT运算单元154接收由该信号所触发的数据捕捉信号，其此时对缓冲器单元（BUF）153中所存储的数据执行FFT处理（步骤S4），并且将FFT数据I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)返回至控制单元181。控制单元181将所获取的FFT数据存储在存储器单元182中（步骤S5）。

通过来自控制单元181的指令，运算处理单元183中的峰检测单元184从FFT数据I^_x(N)的4096个点中提取具有最大大小的数据I^_x(N_max)。通过计算得出在该点处的频率（峰频率）f_max和相位（峰相位）φ_max（步骤S6）。在图4中，示出了相对点数量N绘制I^_x(N)的图形图示。这里，由于FFT数据I^_x(N)由复数构成，所以该图的垂直轴表示I^_x(N)的大小|I^_x(N)|，而水平轴则表示FFT数据中的点数量。如图4所示，如果|I^_x(N)|在点数量N_max具有峰值，则峰检测单元184检测到I^_x(N_max)。这里，f_T表示模数转换器（ADC）140中的采样频率，FFT处理的频率间隔等于f_T/4096。因此，I^_x(N)的峰处的峰频率f_max等于N_maxf_T/4096。并且因此，通过使用在峰频率f_max处的FFT数据I^_x(N)来计算峰相位信息φ_max＝∠(I^_x(N_max))。

以这种方式，峰检测单元184得出在FFT数据I^_x(N)的大小的峰处的峰频率f_max和峰相位φ_max，并且控制单元181将它们作为频率f_IX(1,1)和相位φ_IX(1,1)存储在存储器单元182中（步骤S7）。此时，可以消除FFT数据I^_x(N)的其它数据。

为了减少测量误差的影响，从步骤3至步骤7的处理被重复n次，并且频率f_IX(1,n)和相位φ_IX(1,n)被分别存储在存储器单元182中（反馈循环FB1）。当完成第n次循环时，设置结束标志（步骤8）。

接下来，在将测试光源170的频率改变为频率f_S2之后（步骤S9），再次重复从步骤2至步骤7的处理，并且随后将频率f_IX(2,n)和相位φ_IX(2,n)存储在存储器单元182中（步骤S7）。当检测到结束标志时（步骤S8），测试光源170的频率被进一步扫描（步骤S9），并且随后再次重复从步骤2至步骤7的处理（反馈循环FB2）。通过将反馈循环FB2重复m次，频率f_IX(m,n)和相位φ_IX(m,n)被分别存储在存储器单元182中。通过对Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)执行类似处理，频率f_QX(m,n)、f_IY(m,n)和f_QY(m,n)以及相位φ_QX(m,n)、φ_IY(m,n)和φ_QY(m,n)被分别存储在存储器单元182中。

当完成以上所提到的处理时，通过来自控制单元181的指令，运算处理单元183中的偏斜计算单元185计算偏斜（步骤S10）。例如，使用I_X端口作为基准，I_X端口中的偏斜变为零，并且端口Q_X、I_Y和Q_Y中的每一个的偏斜由相对I_X端口的相位超前或相位滞后所表示。特别地，首先，分别通过计算以下量来对于测量循环数n和测量频率m获得相应端口中的相位差。

φ_IX(m，n)＝0

φ_QX(m，n)-φ_IX(m，n)

φ_IY(m，n)-φ_IX(m，n)

φ_QY(m，n)-φ_IX(m，n)

图5示出了使用I_X端口作为基准，绘制Q_X端口和I_Y端口中的每个相位差φ_QX-IX和φ_IY-IX以及角频率2πf_max之间的关系的图形图示。通过使用该示图，分别对于Q_X端口和I_Y端口得出由线性函数所表示的如下近似公式：

φ_QX-IX＝T₁(2πf)+φ₁

φ_IY-IX＝T₂(2πf)+φ₂

类似地对于Q_Y端口得出如下近似公式：

φ_QY-IX＝T₃(2πf)+φ₃

这里获得的每个梯度T₁、T₂和T₃表示针对I_X端口的偏斜。这里，通过在FFT处理的点数量N和f_IF之间的关系而获得了偏斜检测的准确度。例如，由于在f_IF等于1Ghz的情况下周期等于1ns（=1000ps），所以偏斜检测的准确度在N等于4096时变为等于0.24ps（=1000/4096）。也就是说，发现检测准确度随f_IF减小而下降。

另一方面，Q_Y端口相对I_Y端口的相位差表示如下：

φ_QY(m，n)-φ_{ＩＹ(m，n)}

这里，如同以上所提到的情形，与角频率2πf_max的关系由以下线性函数所近似表示。

φ_QY-IY＝T₄(2πf)+φ₄

由于每个相位差φ_QX-IX和φ_QY-IY在没有频率偏移的情况下等于π/2，所以φ₁和φ₄的每一个均应当变为π/2。因此，I_X端口和Q_X端口之间的90°误差以及I_Y端口和Q_Y端口之间的90°误差分别变为φ₁-π/2和φ₄-π/2。因此，通过从图5所示的线性函数的y截距得出φ₁和φ₄，获得了I_Y端口和Q_Y端口之间的90°误差。

如以上所提到的，根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法，变得可能计算输出端口之间的偏斜以及I端口和Q端口之间的90°误差。也就是说，变得能够将测试光输入到90°混频器电路的信号端口中，借助模数转换器观察测试光和本地光之间的差拍信号，并且通过使用由执行FFT运算获得的相位信息来计算偏斜和90°误差。另外，根据该示例性实施例的相干光学接收器100，通过在数字信号处理单元150中的偏斜补偿单元151中补偿以上所获得的偏斜值，即使在信道之间出现偏斜，也可能充分地解调，并且抑制接收性能的下降。

在以上所提到的示例性实施例中，在如图3中的反馈循环FB2所示扫描测试光源的频率的情况下，通过在每个频率处获取信道之间的峰相位差来计算I端口和Q端口之间的90°误差。然而，如果90°误差可以被忽略，则可能更为简单地检测信道间偏斜。

图6示出了对于这种情形检测信道间偏斜的方法的流程图。首先，将测试光源170的频率设置为频率f_S1（其波长等于λ_S1）（步骤S1）。因此，从90°混频器电路（90°混频器）120的每个输出端口输出频率f_IF=|f_S1-f₀|的差拍信号。

接下来，开始数据捕捉处理（步骤S2）。此时，控制块180中的控制单元181向数字信号处理单元（DSP）150发射数据捕捉信号（步骤S3）。FFT运算单元154接收由该信号触发的数据捕捉信号，其此时对在缓冲器单元（BUF）153中所存储的数据执行FFT处理（步骤S4），并且将FFT数据I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)返回至控制单元181。控制单元181将所获取的FFT数据存储在存储器单元182中（步骤S5）。

通过来自控制单元181的指令，运算处理单元183中的峰检测单元184从FFT数据I^_x(N)的4096个点中提取具有最大大小的数据I^_x(N_max)。通过计算得出该点处的频率（峰频率）f_max和相位（峰相位）φ_max（步骤S6）。控制单元181将该峰频率和该峰相位作为频率f_IX(1)和相位φ_IX(1)存储在存储器单元182中（步骤S7）。

为了减少测量误差的影响，从步骤3至步骤7的处理被重复n次，并且频率f_IX(n)和相位φ_IX(n)被分别存储在存储器单元182中（反馈循环FB1）。当完成第n次循环时，设置结束标志（步骤8）。

当检测到结束标志时，运算处理单元183中的偏斜计算单元185通过来自控制单元181的指令而计算偏斜（步骤S9）。例如，使用I_X端口作为基准，对于测量数n分别获得端口Q_X、I_Y和Q_Y的如下相位差。

φ_IX(n)＝0

φ_QX(n)-φ_IX(n)

φ_IY(n)-φ_IX(n)

φ_QY(n)-φ_IX(n)

图7示出了示出了使用I_X端口作为基准，绘制Q_X端口和I_Y端口中的每个相位差φ_QX-IX和φ_IY-IX以及角频率2πf_max之间的关系的图形图示。这里，如果I端口和Q端口之间的90°误差能够被忽略，则分别对于Q_X端口和I_Y端口得出由线性函数所表示的如下近似公式：

φ_QX-IX＝a₁(2πf)+π/2

φ_IY-IX＝a₂(2πf)

类似地对于Q_Y端口得出如下近似公式：

φ_QY-IX＝a₃(2πf)

这里获得的每个梯度a₁、a₂和a₃表示针对I_X端口的偏斜。

以这种方式，如果90°误差能够被忽略，则能够更为简单地检测信道间偏斜。

[第二示例性实施例]

接下来，将描述本发明的第二示例性实施例。图8是示出根据本发明第二示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置2000的配置的框图。用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置2000具有相干光学接收器200、测试光源270以及连接至相干光学接收器200的控制块280。

相干光学接收器200包括本地光源210、90°混频器电路（90°混频器）220、光电转换器（O/E）230、模数转换器（ADC）240和数字信号处理单元（DSP）250。控制块280包括控制单元281、存储器282和运算处理单元283，其中该运算处理单元283被提供有峰检测单元284和偏斜计算单元285。

在该示例性实施例的相干光学接收器200中，数字信号处理单元（DSP）250的配置与根据第一示例性实施例的数字信号处理单元（DSP）150不同。数字信号处理单元（DSP）250被提供有复信号生成器252、缓冲器单元（BUF）253和FFT运算单元（FFT）254。

测试光源（TEST）270连接至90°混频器电路（90°混频器）220的信号端口221，并且本地光源210连接至本地端口222。从作为90°混频器电路（90°混频器）220的输出端口的I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口所输出的光分量被分别输入到光电转换器（O/E）230中。在检测相干光学接收器200中的信道间偏斜时，首先，将作为具有频率f_S的测试光的连续波（CW）（其波长等于λ_S）从测试光源270输入到信号端口221中。这里，对于测试光源270，可以使用波长可调谐的光源。另一方面，将作为频率f₀的本地光的CW光（其波长等于λ₀）从本地光源210输入到本地端口222中。频率f_S的测试光和频率f₀的本地光在90°混频器电路220中干涉，并且输出频率f_IF=|f_S-f₀|的差拍信号。这里，如第一示例性实施例中那样，从I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口所输出的差拍信号分别由以上所提到的公式（7）至（10）所表示。

这些差拍信号分别被光电转换器（O/E）230转换为电信号，被模数转换器（ADC）240量化，并且随后被输入到数字信号处理单元（DSP）250。在数字信号处理单元（DSP）250中，来自I端口和Q端口的信号被同步，并且随后被处理为复信号。也就是说，复信号生成器252接收I_x和Q_x并且输出复信号E_x=I_x+jQ_x。类似地，其接收I_y和Q_y并且输出复信号E_y=I_y+jQ_y。

这些复信号E_x和E_y被缓冲器单元253关于每个预定处理单元（例如，4096比特）划分为块并且在FFT运算单元（FFT）254中经受FFT处理。结果，获得每个矩阵E^_x(N)和E^_y(N)作为FFT操作单元154的每个输出。这里，“N”表示FFT的点数量并且例如等于从0到4095的值。

在这种情况下，E^_x(N)由以下公式所表示。

$\cos \left[\mathrm{\Δ\ω}(t-T_1)\right]+j\sin \left[\mathrm{\Δ\ω}(t-T_2)\right]$

$=\frac{1}{2}(e^{\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_1)}+e^{-\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_1)})+\frac{1}{2}(e^{\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_2)}-e^{-\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_2)})$

$=\frac{1}{2}\{e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}(e^{-j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}+e^{-\mathrm{j\Δ\ω}{T}_2})+e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}(e^{j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}-e^{j{\mathrm{\Δ\ωT}}_2})\}$

$=\frac{1}{2}\{e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}{P}_1+e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}{P}_2\}$

其中P₁、P₂和Δω由以下公式所表示。

$P_1=e^{-\mathrm{j\Δ\ω}{T}_1}+e^{-j{\mathrm{\Δ\ωT}}_2}$

$P_2=e^{\mathrm{j\Δ\ω}{T}_1}-e^{j\mathrm{\Δ\ω}{T}_2}$

Δω＝2πf_IF

接下来，将描述根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法。其处理的流程与第一示例性实施例中相似，并且因此还将参考图3给出以下描述。首先，将测试光源270的频率设置为频率f_S1（其波长等于λ_S1）（步骤S1）。因此，从90°混频器电路（90°混频器）220的每个输出端口输出频率f_IF=|f_S1-f₀|的差拍信号。

接下来，开始数据捕捉处理（步骤S2）。此时，控制块280中的控制单元281向数字信号处理单元（DSP）250发射数据捕捉信号（步骤S3）。FFT运算单元254接收由该信号所触发的数据捕捉信号，其此时对缓冲器单元（BUF）253中所存储的数据执行FFT处理，并且将FFT数据E^_x(N)和E^_y(N)返回至控制单元281（步骤S4）。控制单元281将所获取的FFT数据存储在存储器单元282中（步骤S5）。

通过来自控制单元281的指令，运算处理单元283中的峰检测单元284从FFT数据E^_x(N)的4096个点中提取出两个峰值P₁=|E^_x(N_peak1)|和P₂=|E^_x(N_peak2)|。随后，通过计算得出在该点处的频率±2πf_IF（步骤S6）。在图9中，示出了相对点数量N绘制E^_x(N)的图形图示。这里，由于FFT数据E^_x(N)由复数所构成，所以该图的垂直轴表示E^_x(N)的大小|E^_x(N)|，而水平轴则表示FFT数据中的点数量。如图9所示，如果|E^_x(N)|在点数量N_peak1和N_peak2处具有峰值，则峰检测单元284检测到P₁和P₂。这里，f_T表示模数转换器（ADC）240中的采样频率，FFT处理的频率间隔等于f_T/4096。因此，在E^_x(N)的峰处的峰频率分别等于f_peak1=N_peak1f_T/4096和f_peak2=N_peak2f_T/4096。

接下来，通过计算得出相位信息φ_IX和φ_QX。首先，峰值P₁由以下公式给出。

$P_1=e^{-j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}+e^{-\mathrm{j\Δ\ω}{T}_2}$

$=(\cos {\mathrm{\Δ\ωT}}_1+\cos {\mathrm{\Δ\ωT}}_2)+j(-\sin {\mathrm{\Δ\ωT}}_1-\sin \mathrm{\Δ\ω}{T}_2)$

$=R_1+{\mathrm{jI}}_1$

其中R₁和I₁由以下公式表示。

R₁＝cosΔωT₁+cosΔωT₂

I₁＝-sinΔωT₁-sinΔωT₂

另外，峰值P₂由以下公式所给出。

$P_2=e^{j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}-e^{\mathrm{j\Δ\ω}{T}_2}$

$=(\cos {\mathrm{\Δ\ωT}}_1-\cos {\mathrm{\Δ\ωT}}_2)+j(\sin {\mathrm{\Δ\ωT}}_1-\sin {\mathrm{\Δ\ωT}}_2)$

$=R_2+{\mathrm{jI}}_2$

其中R₂和I₂由以下公式所表示。

R₂＝cosΔωT₁-cosΔωT₂

I₂＝sinΔωT₁-sinΔωT₂

通过以上所提到的那些公式，获得以下关系表达式。

R₁+R₂＝2cosΔωT₁

R₁-R₂＝2cosΔωT₂

I₁+I₂＝-2sinΔωT₂

I₁-I₂＝-2sinΔωT₁

通过求解这些关系表达式，分别获得如下相位信息φ_IX和φ_QX。

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{IX}}={\mathrm{\Δ\ωT}}_1={\tan }^{-1}\left(\frac{-(I_1-I_2)}{R_1+R_2}\right)$

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{QX}}={\mathrm{\Δ\ωT}}_2={\tan }^{-1}\left(\frac{-(I_1+I_2)}{R_1-R_2}\right)$

以这种方式，峰检测单元284得出在FFT数据E^_x(N)的大小的峰处的峰频率f_peak1以及峰相位φ_IX和φ_QX，并且控制单元281将它们作为频率f_X(1,1)以及相位φ_IX(1,1)和φ_QX(1,1)存储在存储器单元282中（步骤S7）。此时，可以消除FFT数据E^_x(N)的其它数据。

为了减少测量误差的影响，从步骤3至步骤7的处理被重复n次，并且频率f_X(1,n)以及相位φ_IX(1,n)和φ_QX(1,n)被分别存储在存储器单元282中（反馈循环FB1）。当完成第n次循环时，设置结束标志（步骤8）。

接下来，在将测试光源270的频率改变为频率f_S2之后（步骤S9），再次重复从步骤2至步骤8的处理，并且随后将频率f_X(2,n)以及相位φ_IX(2,n)和φ_QX(2,n)被存储在存储器单元282中（步骤S7）。当检测到结束标志时（步骤S8），测试光源270的频率被进一步扫描（步骤S9），并且随后再次重复从步骤2至步骤8的处理（反馈循环FB2）。通过将反馈循环FB2重复m次，频率f_X(m,n)以及相位φ_IX(m,n)和φ_QX(m,n)被分别存储在存储器单元282中。通过对E^_y(N)执行类似处理，频率f_Y(m,n)以及相位φ_IY(m,n)和φ_QY(m,n)被分别存储在存储器单元282中。

当完成以上所提到的处理时，通过来自控制单元281的指令，运算处理单元283中的偏斜计算单元285通过与第一示例性实施例中相似的方法计算偏斜（步骤S10）。

如以上所提到的，根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法，变得可能计算输出端口之间的偏斜以及I端口和Q端口之间的90°误差。另外，通过被提供在根据第一示例性实施例的相干光学接收器的数字信号处理单元中的偏斜补偿单元中补偿以上所获得的偏斜值，即使在信道之间出现偏斜，也可能充分地解调，并且抑制接收性能的下降。

[第三示例性实施例]

接下来，将描述本发明的第三示例性实施例。图10是示出根据本发明第三示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置3000的配置的框图。用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置3000具有相干光学接收器300和测试光源370、控制块380，以及连接至相干光学接收器300的采样示波器390。

相干光学接收器300包括本地光源310、90°混频器电路（90°混频器）320和光电转换器（O/E）330。控制块380包括控制单元381、存储器382和运算处理单元383，其中该运算处理单元383被提供有峰检测单元384、偏斜计算单元385和FFT运算单元（FFT）386。

在该示例性实施例中，配置与第一和第二示例性实施例中的每一个不同之处在于其包括采样示波器390而不是数字信号处理单元（DSP），并且控制块380被提供有FFT运算单元（FFT）386。采样示波器390被提供有4通道模数转换器（ADC）391和存储器单元392。

测试光源（TEST）370连接至90°混频器电路（90°混频器）320的信号端口321，并且本地光源310连接至本地端口322。如第一示例性实施例中的情形那样，从90°混频器电路（90°混频器）320的输出端口，即I_X端口、Q_X端口、I_Y端口和Q_Y端口输出的差拍信号由以上所提到的公式（7）至（10）表示。

这些差拍信号被光电转换器（O/E）330转换为电信号，被采样示波器390中的模数转换器（ADC）391量化，并且随后I_x(N)、Q_x(N)、I_y(N)和Q_y(N)的波形数据被存储在存储器单元392中。这里，“N”表示数据的数量，并且例如采取从0到4095的值。

接下来，参考图11所示的流程图，将描述根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法。首先，将测试光源370的频率设置为频率f_S1（其波长等于λ_S1）（步骤S1）。因此，从90°混频器电路（90°混频器）320的每个输出端口输出频率f_IF=|f_S1-f₀|的差拍信号。

接下来，在采样示波器390中捕捉波形数据（步骤S2）。此时，控制块380中的控制单元381向采样示波器390发射波形读取信号（步骤S3）。随后，在该时刻被存储在采样示波器390中的存储器单元392中的波形数据被存储在控制块380中的存储器单元382中（步骤S4）。

控制块380中的FFT运算单元（FFT）386对被存储在存储器单元382中的波形数据I_x(N)、Q_x(N)、I_y(N)和Q_y(N)执行FFT处理（步骤S5）。随后其将FFT数据I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)的处理结果返回至控制单元381。控制单元381将所获取的FFT数据存储在存储器单元382中（步骤S6）。

通过来自控制单元381的指令，运算处理单元383中的峰检测单元384从FFT数据I^_x(N)的4096个点提取具有最大大小的数据I^_x(N_max)。通过计算得出在该点处的频率f_max和相位φ_max（步骤S7）。

为了减少测量误差的影响，从步骤2至步骤7的处理被重复n次，并且频率f_IX(1,n)和相位φ_IX(1,n)被分别存储在存储器单元382中（反馈循环FB1）。当完成第n次循环时，测试光源370的频率被改变为频率f_S2（步骤S8），再次重复从步骤2至步骤7的处理，并且随后将频率f_IX(2,n)和相位φ_IX(2,n)被存储在存储器单元382中（反馈循环FB2）。通过对测试光源170的频率进一步扫描并且将反馈循环FB2重复m次，频率f_IX(m,n)和相位φ_IX(m,n)被分别存储在存储器单元382中。通过对Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)执行类似处理，频率f_QX(m,n)、f_IY(m,n)和f_QY(m,n)以及相位φ_QX(m,n)、φ_IY(m,n)和φ_QY(m,n)被分别存储在存储器单元382中。

当完成以上所提到的处理时，通过来自控制单元381的指令，运算处理单元383中的偏斜计算单元385通过与第一示例性实施例中相似的方法计算偏斜（步骤S9）。

如以上所提到的，根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法，变得可能计算输出端口之间的偏斜以及I端口和Q端口之间的90°误差。另外，通过被提供在根据第一示例性实施例的相干光学接收器的数字信号处理单元中的偏斜补偿单元中补偿以上所获得的偏斜值，即使在信道之间出现偏斜，也可能充分解调，并且抑制接收性能的下降。

在以上所提到的示例性实施例中，相干光学接收器被提供有偏振分集型90°混频器电路（polarizationdiversitytypeof90°hybridcircuit）。然而，90°混频器电路并不局限于此，可以使用单偏振型90°混频器电路（singlepolarizationtypeof90°hybridcircuit）或者其组合。

此外，虽然测试光源被连接至90°混频器电路的信号端口并且在以上所提到的示例性实施例中扫描频率，但是并不局限于此，通过使用波长可调谐的激光器作为本地光源，可以在测试光源的波长恒定的情况下扫描本地光源的波长。

[第四示例性实施例]

接下来，将描述本发明的第四示例性实施例。图12是示出根据本发明第四示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000的配置的框图。用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000具有相干光学接收器400、测试光源270以及连接至相干光学接收器400的控制块480。

相干光学接收器400包括本地光源210、90°混频器电路（90°混频器）220、光电转换器（O/E）230、模数转换器（ADC）240和数字信号处理单元（DSP）450。控制块480包括控制单元281、存储器282和运算处理单元283，其中该运算处理单元283被提供有多重峰检测单元484和偏斜计算单元285。

在该示例性实施例的相干光学接收器400中，数字信号处理单元（DSP）450和控制块480的配置与第二示例性实施例中的数字信号处理单元（DSP）150不同。也就是说，数字信号处理单元（DSP）450包括偏斜补偿单元451和信号处理单元455，并且控制块480包括多重峰检测单元484。这里，信号处理单元455执行数字相干接收中的各种信号处理，诸如时钟提取处理、偏振追踪处理和载波频率偏移的补偿处理。在图12中，与图8所示的根据第二示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置2000相同的那些组件由相同附图标记所表示，并且省略关于它们的描述。

在检测相干光学接收器400中的信道间偏斜时，如第二示例性实施例中的情形那样，作为具有频率f_S的测试光的连续波（CW）（其波长等于λ_S）从测试光源270输入到信号端口221中。这里，可以使用波长可调谐的光源用于测试光源270。另一方面，将作为频率f₀的本地光的CW光（其波长等于λ₀）从本地光源210输入到本地端口222中。频率f_S的测试光和频率f₀的本地光在90°混频器电路220中干涉，并且输出频率f_IF=|f_S-f₀|的差拍信号。这里，如第一示例性实施例中那样，从I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口输出的差拍信号分别由以上所提到的公式（7）至（10）表示。

这些差拍信号分别被光电转换器（O/E）230转换为电信号，被模数转换器（ADC）240量化，并且随后被输入到数字信号处理单元（DSP）450。在数字信号处理单元（DSP）450中，在传播延迟差（偏斜）被偏斜补偿单元451补偿之后，来自I端口和Q端口的信号被同步，并且随后被处理为复信号。也就是说，复信号生成器252接收I_x和Q_x并且输出复信号E_x=I_x+jQ_x。类似地，其接收I_y和Q_y并且输出复信号E_y=I_y+jQ_y。

在这种情况下，E_x由以下公式所表示。

$\cos \left[\mathrm{\Δ\ω}(t-T_1)\right]+j\sin \left[\mathrm{\Δ\ω}(t-T_2)\right]$

$=\frac{1}{2}(e^{\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_1)}+e^{-\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_1)})+j\frac{1}{2j}(e^{\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_2)}-e^{-\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_2)})$

$=\frac{1}{2}[e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}(e^{-j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}+e^{-j{\mathrm{\Δ\ωT}}_2})+e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}(e^{\mathrm{j\Δ\ω}{T}_1}-e^{\mathrm{j\Δ\ω}{T}_2})]$

$=\frac{1}{2}[e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}{P}_0+e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}{P}_0^{\′}]$

其中P₀、P’₀和Δω由以下公式所表示。

$P_0^{\′}=e^{{\mathrm{j\Δ\ωT}}_1}-e^{\mathrm{j\Δ\ω}{T}_2}$

$P_0^{\′}=e^{j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}-e^{j{\mathrm{\Δ\ωT}}_2}$

Δω＝2πf_IF

其中P₀表示在利用采样频率f_sample执行傅里叶变换时在差拍频率f_IF（=Δω/2π）处的频谱分量，而P’₀则表示其镜像的频谱分量（折叠分量）

接下来，通过分别被分离为实际部分和虚构部分，P₀和P’₀被表达如下。

P₀＝R₀+jI₀

P′₀＝R′₀+jI′₀

其中R₀、I₀、R’₀和I’₀分别由以下公式表达。

R₀＝cosΔωT₁+cosΔωT₂

I₀＝-sinΔωT₁-sinΔωT₂

R′₀＝cosΔωT₁-cosΔωT₂

I′₀＝sinΔωT₁-sinΔωT₂

从以上公式得出以下关系表达式。

R₀+R′₀＝2cosΔωT₁

R₀-R′₀＝2cosΔωT₂

I₀+I′₀＝-2sinΔωT₂

I₀-I′₀＝-2sinΔωT₁

通过求解这些关系表达式，得出如下传播延迟T₁和T₂的量。

$T_1=\frac{1}{\mathrm{\Δ\ω}}{\tan }^{-1}\left(\frac{-(I_0-I_0^{\′})}{R_0+R_0^{\′}}\right)$

$T_2=\frac{1}{\mathrm{\Δ\ω}}{\tan }^{-1}\left(\frac{-(I_0+I_0^{\′})}{R_0-R_0^{\′}}\right)---\left(11\right)$

其中“tan^-1”表示tan（正切）的逆函数。

还得出以下关系表达式作为另一表达式。

$\tan \left({\mathrm{\Δ\ωT}}_1\right)=\frac{-(I_0-I_0^{\′})}{R_0+R_0^{\′}}=\mathrm{\α}$

$\tan \left({\mathrm{\Δ\ωT}}_2\right)=\frac{-(I_0+I_0^{\′})}{R_0-R_0^{\′}}=\mathrm{\β}$

$\tan \mathrm{\Δ\ω}(T_2-T_1)=\frac{\mathrm{\β}-\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α\β}}$

因此，通过以下关系表达式能够直接从R₀、I₀、R’₀和I’₀得出传播延迟差T₂-T₁。

$T_2-T_1=\frac{1}{\mathrm{\Δ\ω}}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\β}-\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α\β}}\right)---\left(12\right)$

根据以上描述，发现可能从复信号E_x在频率f_IF（=Δω/2π）处的傅里叶变换信号中的频谱分量（R₀,I₀）以及作为该频谱分量配对的镜像的分量（R’₀,I’₀），通过使用公式（11）或（12）得出关于差拍频率f_IF的传播延迟差。

然而，由于公式（11）或（12）是通过理想地执行傅里叶变换而得出的关系表达式，所以如果使用诸如FFT的离散傅里叶变换电路，则由于与理想状态的差异而出现误差。例如，图9所示的FFT信号表示在测试光和本地光之间的差拍频率f_IF等于FFT的第k网格频率k×f_sample/2ⁿ。这里，2ⁿ是FFT的点数量，k是满足0≤k≤2ⁿ-1的整数，并且n是正整数。然而，在实际测量中，由于测试光源和本地光源的频率稳定性不足，所以差拍频率f_IF经常偏离FFT的网格频率。在这种情况下，如图13所示，频谱扩展至图9中的峰信号的相邻网格，并且出现了多个旁瓣频谱。这里，图13的垂直轴表示E^_x(N)的大小|E^_x(N)|，而水平轴则表示FFT的网格频率。

当出现这样的旁瓣时，在根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000中，多重峰检测单元484检测其中FFT信号的频谱振幅具有有效值的多个峰值，该多个峰值以该多个峰值中的一个峰值为中心。例如，在图13中，检测到作为一个峰值的P₀、以P₀为中心的P_-1和P₊₁，以及它们的镜像P’₀、P’_-1和P’₊₁。这里，作为FFT的频谱振幅具有有效值的范围，例如能够选择具有振幅水平的更高秩大小的多个峰。替代地，利用事先设置的某个阈值水平，可以采用其振幅水平等于或高于阈值水平的峰。并不局限于此，可能根据测量条件而选择传播延迟差T₂-T₁的测量准确性被优化的组合。

在根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000中，如以上所提到的，多重峰检测单元484检测多个峰值。随后，通过使用公式（11）或（12）从每个频谱分量以及作为该频谱分量配对的镜像分量计算传播延迟差T₂-T₁，并且分别计算与频谱振幅值成比例的加权平均。因此，能够提高传播延迟差T₂-T₁的测量准确度。例如，在图13中，从对应于频谱振幅大小中的第一、第二和第三最高峰的P₀、P_-1和P₊₁及其镜像P’₀、P’_-1和P’₊₁，分别计算出传播延迟差ΔT₀、ΔT_-1和ΔT₊₁。这里，使用它们的加权平均作为传播延迟差T₂-T₁。也就是说，通过以下公式来计算传播延迟差T₂-T₁。

T₂-T₁＝(|P_-1|ΔT_-1+|P₀|ΔT₀+|P_-1|ΔT_-1)/(|P_-1|+|P₀|+|P₊₁|)

另外，如果所采用峰的数量增加至m，则可以类似地通过以下公式来计算传播延迟差T₂-T₁。

T₂-T₁＝(|P₀|ΔT₀+....+|P_m|ΔT_m)/(|P₀|+....+|P_m|)

在图14中，示出了根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000被应用于在FFT信号的频谱中出现旁瓣的情形的仿真结果。在图中，示出对于增加传播延迟T₂-T₁=25psec的量，使用具有4096的FFT点数量以及64GS/s（每秒千兆个样本）的采样速率的FFT电路的情形的仿真结果。图14的垂直轴表示的传播延迟T₂-T₁的量，而水平轴则表示以FFT频率的网格间隔为单位所表达的差拍频率f_IF。在该仿真的条件下，在FFT频率的网格间隔的数量（FFTbin.no.）等于整数64时，FFT频率的网格间隔的单位等于64GS/s/4096，并且f_IF对应于1GHz（=64×64GS/s/4096）的FFT网格频率。

如将从图14所注意到的，当仅使用图13所示的单个峰P₀及其镜像P’₀来计算传播延迟差T₂-T₁时（图14中的符号“○”），在f_IF偏离64（整数值）的情况下出现高达大约±1psec的误差。与之相比，当通过使用多个振幅值的加权平均计算传播延迟差T₂-T₁时（图14中的符号“□”），注意到即使f_IF偏离64，具有几乎为零的误差的测量也是可能的。这里，P₀和P_-1（或P₊₁）对应于图13中的振幅值中的第一和第二最大峰，并且使用它们相应的镜像P’₀和P’_-1（或P’₊₁）。可以通过使用离散傅里叶变换（discreteFouriertransform：DFT）而不是FFT的类似方法来执行偏斜检测。在这种情况下，可以使用正整数作为图13中所示的点数量，而并不局限于2的幂（2ⁿ）。

以这种方式，根据根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000，多重峰检测单元484检测多个峰值并且分别对于每个峰由频谱计算传播延迟差。随后，通过计算与频谱振幅值成比例的加权平均，能够提高传播延迟差的测量准确度。

如以上所提到的，根据本实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置和方法，变得可能以更高程度的准确度来计算输出端口之间的传播延迟差（偏斜）。另外，以上所获得的传播延迟的量（偏斜值）在被提供到相干光学接收器400的数字信号处理单元450的偏斜补偿单元451中补偿。通过这种方式，即使在信道之间出现传播延迟差（偏斜），也变得可能充分解码，并且抑制接收性能的下降。

[第五示例性实施例]

接下来，将描述本发明的第五示例性实施例。图15是示出根据本发明第五示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置5000的配置的框图。用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置5000与根据第四示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000的不同之处在于，其包括相位调制光源570作为测试光源270并且进一步包括偏振控制器580。在图15中，与图12所示的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置4000相同的那些组件由相同附图标记所表示，并且省略有关它们的描述。

相位调制光源570发射调制光作为测试光，例如由具有四级（0，π/2，π和3π/2），即四相相移键控（QPSK）的相位调制所调制的调制光。在图16中，作为相位调制光源570的输出波形的示例，示出了调制光的波形，其通过重复具有锯齿状相移的相位调制而产生。垂直轴表示光信号的相位（φ），而水平轴则表示时间（t）。那些调制光生成对应于Δω=2πf=dφ/dt的频移（数字线性调频转发器调制），其中φ表示光信号的相位。因此，相位调制光源570能够通过改变锯齿相位调制的周期而非常稳定地且以高度准确性控制频移Δω。结果，没有必要使用发出具有不稳定频率的CW光的波长可调谐光源作为测试光源270，虽然其在根据第二或第四示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置2000、4000中使用。因此，可能以更高程度的准确性来检测偏斜。

如果从相位调制光源570发射的测试光具有单偏振，则偏振控制器580设置大约45°（或者对应于45°的角度）的偏振角度。并且其调节偏振状态以使得从I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口输出的光功率将大约相等。因此，在从相位调制光源570发射的信号经历偏振扰动或偏振复用的情况下（例如，DP-QPSK调制等），即使不使用偏振控制器580也可能检测偏斜。

在根据该示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置5000中，通过使用以上所描述的其频率稳定且以高度准确性可控制的测试光而以类似于第二或第四示例性实施例的技术来执行偏斜检测。结果，可能以更高程度的准确性来检测偏斜。随后，以上所检测的偏斜值在被提供到相干光学接收器的数字信号处理单元的偏斜补偿单元中被补偿。通过这种方式，即使在信道之间出现偏斜，也可能充分解码，并且抑制接收性能的下降。

在该示例性实施例中，已经描述了相位调制光源570发射经QPSK调制所生成的调制光作为测试光的情形作为示例。然而，并不局限于此，显然该示例性实施例可应用于相位调制光源570发射诸如QAM（QuadratureAmplitudeModulation：四相振幅调制）或模拟数字线性调频转发器调制之类的其它相位调制方案所生成的调制光的情形。

[第六示例性实施例]

接下来，将描述本发明的第六示例性实施例。图17是示出根据本发明第六示例性实施例的光学发射器/接收器6000的配置的框图。光学发射器/接收器6000包括相干光学接收器（Rx）600、光学发射器（Tx）610、偏振控制器620、模式切换设备630和控制单元640。在根据该示例性实施例的光学发射器/接收器6000中，光学发射器610被提供有诸如QPSK调制器的相位调制器。作为相位调制器，可能使用与提供到根据第五示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置的相位调制光源570相类似的调制器。

模式切换设备630在其制造时等的光学发射器/接收器6000的检查处理中，指令控制单元640在检测信道间偏斜的偏斜检测模式和执行正常通信活动的正常操作模式之间切换。

在偏斜检测模式中，控制单元640控制光学发射器610，以使得光学发射器将发射具有锯齿形相位调制波形的传输光。该锯齿形相位调制波形可以被形成为与根据第五示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置5000中的相位调制光源570所发射的相类似的波形（图16）。另外，控制单元640控制相干光学接收器600，以使得相干光学接收器600将执行根据第五示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置5000中用于检测信道间偏斜的处理。此时，控制单元640控制相干光学接收器600以使用来自光学发射器610的传输光作为测试光。

这里，偏振控制器620调节从光学发射器610发射的测试光的偏振状态，以使得从相干光学接收器600中的I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口所输出的光功率将大致相等。因此，在从光学发射器610发射的信号经历偏振扰动或偏振复用的情况下（例如，DP-QPSK调制等），即使在不使用偏振控制器620的情况下也可能检测到偏斜。

在另一方面，在正常操作模式中，控制单元640控制光学发射器610，以使得将从光学发射器610发射正常光学传输信号。

以这种方式，光学发射器/接收器6000的光学发射器610能够被用作发射相位调制测试信号的光源。这使得包括根据第五示例性实施例的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置5000的光学发射器/接收器能够具有更为简单的配置。因此，根据该示例性实施例，可能获得能够以高度准确性检测相干光学接收器中的端口之间的偏斜的小型光学发射器/接收器。

本发明并不局限于以上所提到的示例性实施例并且可以在权利要求中所描述的本发明的范围之内进行各种修改。不言而喻的是，这些修改也包括在本发明的范围之内。

本申请基于2011年2月1日提交的日本专利申请号2011-019612并且要求其优先权，其公开全文通过引用结合于此。

附图标记描述

100，200，300，400相干光学接收器

110，210，310本地光源

120，220，32090°混频器电路（90°混频器）

121，221，321信号端口

122，222，322本地端口

130，230，330光电转换器（O/E）

140，240模数转换器（ADC）

150，250，450数字信号处理单元（DSP）

151，451偏斜补偿单元

152解调单元

153，253缓冲器单元（BUF）

154，254，386FFT运算单元（FFT）

170，270，370测试光源

180，280，380，480控制块

181，281，381控制单元

182，282，382，392存储器单元

183，283，383运算处理单元

184，284，384峰检测单元

185，285，385偏斜计算单元

252复信号生成器

390采样示波器

455信号处理单元

484多重峰检测单元

570相位调制光源

580，620偏振控制器

600相干光学接收器（Rx）

610光学发射器（Tx）

630模式切换设备

640控制单元

700相关的相干光学接收器

710本地光源

72090°混频器电路（90°混频器）

730光电转换器（O/E）

740模数转换器（ADC）

750数字信号处理单元（DSP）

1000，2000，3000，4000，5000用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置

6000光学发射器/接收器

Claims (9)

1.一种相干光学接收器，包括：

本地光源、90°混频器电路、光电转换器、模数转换器和数字信号处理单元；

其中所述90°混频器电路使得复用信号光与来自所述本地光源的本地光干涉，并且输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；

所述光电转换器检测所述光学信号并输出检测的电信号；

所述模数转换器将检测的电信号量化并输出量化信号；

所述数字信号处理单元包括用于补偿在所述多个信号分量之间的传播延迟差的偏斜补偿单元，以及用于对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理的FFT运算单元；并且

其中基于在执行所述快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算所述传播延迟差，

其中通过获得基于所述多个峰值分别计算的每一个传播延迟差的加权平均，来计算所述传播延迟差，

其中所述加权平均与所述多个峰值中的每一个峰值的振幅值成比例。

2.一种用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置，包括：

相干光学接收器、测试光源、模数转换器、FFT运算单元和控制块；

其中所述相干光学接收器包括本地光源、90°混频器电路和光电转换器；

其中所述90°混频器电路使得复用信号光与来自所述本地光源的本地光干涉，并且输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；

所述光电转换器检测所述光学信号并输出检测的电信号；

所述模数转换器将检测的电信号量化并输出量化信号；

所述FFT运算单元对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；并且

所述控制块基于在执行所述快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算在所述多个信号分量之间的传播延迟差，

其中通过获得基于所述多个峰值分别计算的每一个传播延迟差的加权平均，来计算所述传播延迟差，

其中所述加权平均与所述多个峰值中的每一个峰值的振幅值成比例。

3.根据权利要求2所述的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置，

其中所述控制块包括多重峰检测单元和偏斜计算单元；

所述多重峰检测单元检测振幅值等于或大于预定值的峰值作为所述多个峰值，并且关于所述多个信号分量中的每一个计算在所述峰值中的每一个峰值处的峰频率和峰相位；并且

所述偏斜计算单元通过获得由所述峰频率和所述峰相位分别计算的每一个传播延迟差的加权平均，来计算所述传播延迟差，

其中所述加权平均与所述多个峰值中的每一个峰值的振幅值成比例。

4.根据权利要求3所述的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置，

其中所述偏斜计算单元根据在所述峰值中的一个峰值及在执行所述快速傅里叶变换处理的结果中的所述一个峰值的镜像分量处的峰频率和峰相位，来计算所述传播延迟差。

5.根据权利要求2所述的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的装置，

其中所述测试光源是相位调制光源，所述相位调制光源发射通过相位调制来调制的调制光。

6.一种光学发射器/接收器，包括：

相干光学接收器和光学发射器，所述光学发射器包括发射通过相位调制来调制的调制光的相位调制光源；

其中所述相干光学接收器包括本地光源、90°混频器电路、光电转换器、模数转换器和数字信号处理单元；

其中所述90°混频器电路使得复用信号光与来自所述本地光源的本地光干涉，并且输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；

所述光电转换器检测所述光学信号并输出检测的电信号；

所述模数转换器将检测的电信号量化并输出量化信号；

所述数字信号处理单元包括用于补偿在所述多个信号分量之间的传播延迟差的偏斜补偿单元，以及用于对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理的FFT运算单元；并且

其中在所述调制光被从所述相位调制光源输入到所述90°混频器电路并且被使得与所述本地光干涉的情况下，基于在执行所述快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算所述传播延迟差，

其中通过获得基于所述多个峰值分别计算的每一个传播延迟差的加权平均，来计算所述传播延迟差，

其中所述加权平均与所述多个峰值中的每一个峰值的振幅值成比例。

7.一种用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法，包括以下步骤：

通过使得来自测试光源的测试光与来自本地光源的本地光干涉来输出被分离为多个信号分量的多个光学信号；

检测所述光学信号并输出检测的电信号；

将检测的电信号量化并输出量化信号；

对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；并且

基于在执行所述快速傅里叶变换处理的结果中的以一个峰值为中心的多个峰值来计算在多个信号分量之间的传播延迟差，

其中通过获得基于所述多个峰值分别计算的每一个传播延迟差的加权平均，来计算所述传播延迟差，

其中所述加权平均与所述多个峰值中的每一个峰值的振幅值成比例。

8.根据权利要求7所述的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法，其中，

在计算所述传播延迟差的步骤中，检测振幅值等于或大于预定值的峰值作为所述多个峰值，

关于所述多个信号分量中的每一个计算在所述峰值的每一个峰值处的峰频率和峰相位；并且

通过获得由所述峰频率和所述峰相位分别计算的每一个传播延迟差的加权平均，来计算所述传播延迟差，其中所述加权平均与所述多个峰值中的每一个峰值的振幅值成比例。

9.根据权利要求8所述的用于检测相干光学接收器中的信道间偏斜的方法，其中，

在计算所述传播延迟差的步骤中，根据在所述峰值中的一个峰值及在执行所述快速傅里叶变换处理的结果中的所述一个峰值的镜像分量处的峰频率和峰相位，来计算所述传播延迟差。